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Dokumentenidentifikation DE3531793C2 23.05.1990
Titel Digitaler Zustandstondetektor für Telefonsysteme
Anmelder Mitel Corp., Kanata, Ontario, CA
Erfinder Reesor, Gordon J., Nepean, Ontario, CA;
Beirne, Patrick R.;
Styrna, Zbigniew Boleslaw, Kanata, Ontario, CA
Vertreter Charrier, R., Dipl.-Ing., Pat.-Anw., 8900 Augsburg
DE-Anmeldedatum 06.09.1985
DE-Aktenzeichen 3531793
Offenlegungstag 15.05.1986
Veröffentlichungstag der Patenterteilung 23.05.1990
Veröffentlichungstag im Patentblatt 23.05.1990
IPC-Hauptklasse H04Q 1/457

Beschreibung[de]

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur digitalen Bestimmung von Tonsignalen gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.

Moderne Nebenstellenanlagen und Wählämter müssen heute verschiedene Arten von Tonsignalen für einen Nachrichtenverkehr mit anderen Nebenstellenanlagen oder Wählämtern feststellen können. Üblicherweise sind diese Signale Mehrfrequenzzustandstöne wie Wähl-, Rückruf-, Fehler- und Besetztzeichen. Die Wähl-, Rückruf- und Besetzt-Zustandstöne sind typischerweise Zweiton- Vielfrequenzsignale mit zwei gleichzeitig erzeugten Tönen. Bisher erforderte die Tonfeststellung die Unterscheidung zwischen Tönen hoher und niedriger Frequenz der empfangenen Zweiton-Signale durch Filtern oder digitale Zählvorgänge, wie sie nachstehend noch erläutert werden.

Ein bekannter Tondetektor verwendet eine Vielzahl von Bandpaßfiltern zum Feststellen bestimmter Tonfrequenzen. Dabei sind so viele Bandpaßfilter erforderlich, als Tonfrequenzen festzustellen sind. Diese Filter müssen steile Filterflanken und enge Bandbreiten haben und genau abgestimmt sein, damit nicht zufällige Störsignale als gültige Zustandstöne festgestellt werden. Der bekannte Tondetektor weist den Nachteil auf, daß er nicht ohne weiteres zur Verwendung in den verschiedenen Ländern mit unterschiedlichen Zustandstonfrequenznormen oder -erfordernissen angepaßt werden kann. Für eine derartige Verwendung in verschiedenen Ländern müssen die Filter des bekannten Tondetektors genau für die Feststellung unterschiedlicher Zustandstonfrequenzen neu abgestimmt werden, was zwangsläufig eine sorgfältige Justierung der Einstellwiderstände etc. durch einen qualifizierten Techniker erfordert. Aufgrund der genauen Abstimmung, der steilen Filterflanken und der engen Bandbreite sind die bekannten Tondetektoren verhältnismäßig teuer, insbesondere unter Berücksichtigung der Kosten für einen qualifizierten Techniker, der die Tondetektoren eigens vor dem Versand in die verschiedenen Länder oder vor dem Einbau an Ort und Stelle abstimmen muß.

Ein anderer bekannter Tondetektor verwendet zwei Nulldurchgangsdetektoren und Digitalzähler zum Bestimmen der Perioden der empfangenen Zustandstöne. Die empfangenen Töne werden durch ein Paar Bandpaßfilter in Gruppen von niederfrequenten und hochfrequenten Tönen getrennt. Die Bandpaßfilter haben gewöhnlich eine wenig ideale Dämpfung, so daß jede abgetrennte Tongruppe Restfrequenzenergie aus der anderen Tongruppe mit sich führt. Dies zusammen mit zufälligen Störungen aufgrund von Übersprechen oder dergleichen führt zu Änderungen in der Zeitdauer zwischen aufeinanderfolgenden Nulldurchgängen eines empfangenen Tones, ein Vorgang, der als "Periodenschwankung" bekannt ist. Digitalzähler mit hoher Geschwindigkeit messen die Zeitdauer oder Periode zwischen aufeinanderfolgenden Nulldurchgängen der empfangenen Töne in jeder abgetrennten Tongruppe. Die Folge der Periodenschwankungen ist, daß die Digitalzählung gewöhnlich nicht übereinstimmt. Ein Verfahren zur Mittelwertbildung der Ergebnisse eliminiert zum Teil die Wirkung von Periodenschwankungen, wobei jedoch hin und wieder empfangene Sprachsignale irrtümlich als Zustandstöne angesehen werden.

Die kanadische Patentschrift 11 12 381 befaßt sich mit einer Tondekodierschaltung, bei der die Periode jedes empfangenen Zustandstones in einzelne Spannungen mit Amplituden umgewandelt wird, die proportional zu den entsprechenden Perioden sind. Die Spannungsamplituden werden mit einer vorbestimmten Vielzahl von Spannungsbereichen verglichen. Bei Übereinstimmung einer Spannungsamplitude mit einem der Bereiche wird ein Ausgangssignal erzeugt, das das Vorhandensein eines bestimmten Zustandstones angibt. Mit dem bekannten Tondetektor können einige Nachteile bekannter Tondetektoren vermieden werden. So sind nicht einzelne Filter erforderlich, so daß das Abstimmen der Schaltung vereinfacht wird, da lediglich nur ein Widerstand für jeden Spannungsbereich justiert werden muß oder eine Amplitudeneinstellung des an die Vergleichsschaltung angelegten Signals vorgenommen wird. Obwohl jedoch der genannte Tondetektor einfacher zu justieren ist, muß dies doch durch einen qualifizierten Techniker erfolgen. Auch kann bei dem bekannten Tondetektor die nachteilige Periodenschwankung nicht vollständig eliminiert werden.

Die Erfindung verwendet eine Einzelfrequenz-Diskret- Fouriertransformation (DFT) zum gleichzeitigen Feststellen eines oder mehrerer Zustandstöne. Fouriertransformationstechniken sind bereits zum Analysieren von Frequenzspektren von Signalen verwendet worden. So kann beispielsweise eine Schnell-Fouriertransformation (FFT) mit einer N-Punkt-Signalabtastfolge durchgeführt werden, um Angaben der relativen Amplituden von Oberwellenanteilen des Signals bei N unterschiedlichen Frequenzen zu erhalten.

Ein derartiges Verfahren hat sich jedoch zur Feststellung von Zustandstönen in Nebenstellenanlagen als ineffizient erwiesen, da Zustandstöne gewöhnlich mit ungleichen, nicht harmonisch in Beziehung stehenden Frequenzen erzeugt werden. Somit ist eine große Anzahl N von Abtastungen des empfangenen Signals erforderlich, damit die FFT bei Frequenzen berechnet werden kann, die nahe bei den erwarteten Zustandstonfrequenzen liegen. Für die Durchführung einer FFT mit einer Signalabtastfolge ist es erforderlich, daß die gesamte Folge mit der Länge N vor der Durchführung der FFT-Transformation gespeichert wird.

Es sind auch schon Kreuzkorrelationsverfahren zum Bestimmen der Verzögerung eines Signals verwendet worden, das in einem Zusatzstörsignal versteckt ist. In Radar- und Sonarsystemen wird beispielsweise ein Signal ausgesandt und von einem Ziel reflektiert, so daß es nach einer unbekannten Verzögerungszeit wieder empfangen wird. Die Messung der Verzögerungszeit ergibt eine Information bezüglich des Abstandsbereiches des Ziels. Eine Kreuzkorrelation kann zwischen einer gespeicherten Version des ausgesandten Signals und dem empfangenen Signal durchgeführt werden. Dies bedingt ein Speichern einer Folge von N Abtastungen der ausgesandten und empfangenen Signale, Multiplizieren aufeinanderfolgender Abtastungen der ausgesandten Folge und Summieren der sich ergebenden Produktwerte. Die empfangene Signalabtastfolge wird dann um einen vorbestimmten Betrag, nämlich eine Abtastung, phasenverschoben und wiederum mit der ausgesandten Folge multipliziert. Die sich ergebenden Produktwerte werden wiederum summiert, und der gesamte Vorgang wird wiederholt, bis die empfangene Abtastfolge N-mal verschoben wurde. Die Produktsummen-Ergebnisse geben an, in welchem Grade die ausgesandten und empfangenen Signale bei aufeinanderfolgenden Phasenversetzungen, d. h. Zeitverzögerungen, in Phase sind. Durch Analysieren der Ergebnisse für eine Vielzahl von Zeitverzögerungen kann die Phasenversetzung zwischen den ausgesandten und empfangenen Signalen und damit der Abstand des Ziels, von dem die Signale reflektiert wurden, bestimmt werden. Da jedoch im allgemeinen zwischen dem gespeicherten Signal und irgendeinem zusätzlichen Störsignal in dem empfangenen Signal aufgrund von äußeren Einflüssen keine Korrelation besteht, konvergiert auch die Korrelation zwischen dem ausgesandten Signal und dem Störsignal auf Null zu.

Es hat sich auch gezeigt, daß eine FFT-Transformation und eine Kreuzkorrelation zum Speichern der Signalabtastfolgen eine beträchtliche Speicherkapazität und zum Durchführen der wiederholten Summenprodukt-Berechnungen einen erheblichen Zeitaufwand benötigen.

Eine Diskret-Fouriertransformation kann durch die folgende Formel ausgedrückt werden:



wobei X(k) ein (reeller und imaginärer) Fourierkoeffizient des abgetasteten Signals x(n), berechnet bei einem bestimmten Radian-Frequenzkoeffizienten "" und über eine vorbestimmte Anzahl von Abtastungen von x(n), gegeben durch N und als "Lauflänge" bezeichnet, ist. Zur Vereinfachung der nachfolgenden Beschreibung sei der Wert abgekürzt durch "nF", wobei F = der Frequenzkoeffizient, ausgedrückt in Radian, ist. Die Variable n bezeichnet jeweils eine Abtastung. Der Ausdruck "cos nF" stellt einen Bezugston mit einer Frequenz dar, die gleich der Frequenz eines festzustellenden Zustandszeichentones ist, und "sin nF" ist eine phasenverschobene Version von cos nF.

Bei der eingangs genannten und aus der DE-OS 30 15 449 bekannten Schaltungsanordnung wird eine Übertragungsleitung, die die Tonsignale überträgt, periodisch abgetastet. Auf diese Weise wird eine erste digitale Signalfolge gebildet. Es ist ein Bezugstongenerator vorgesehen, der zwei weitere digitale Signalfolgen erzeugt, von denen die eine die Sinuswerte und die andere die Cosinuswerte eines zu bestimmenden Bezugstonsignals jeweils zu den Abtastzeitpunkten, bei denen die Übertragungsleitung abgetastet wird, sind. In zwei Multiplizierern wird die erste Signalfolge mit den zwei weiteren Signalfolgen multipliziert, und die sich ergebenden Produkte werden über eine Anzahl von Abtastzeitpunkten addiert. Die beiden so gebildeten Summen werden mit Schwellwerten verglichen.

Damit die Produkte der Multiplikation rasch zur Verfügung stehen, sind Multiplikationsspeicher vorgesehen, in denen die digitalen Produkte der Multiplikation der ersten und der weiteren Signalfolgen gespeichert sind. Adressiert werden die Speicher durch die Digitalwerte der ersten Signalfolge.

Da für jede zu ermittelnde Frequenz zwei Multiplikationstabellenspeicher vorgesehen werden müssen, muß eine entsprechend hohe Speicherkapazität bereitgestellt werden. Um eine gute Frequenzauflösung zu erhalten, muß außerdem für jede Frequenz eine große Anzahl von Produkten gespeichert werden.

Die Frequenznormen der Zustandssignale sind von Land zu Land unterschiedlich. Dies bedeutet, daß für jede mögliche Frequenz entsprechende Multiplikationstabellenspeicher vorgesehen werden müssen, was für den Hersteller der Schaltungsanordnungen einen entsprechenden Aufwand bedeutet.

Es besteht die Aufgabe, die Schaltungsanordnung so zu verbessern, daß bei hoher Frequenzauflösung eine vergleichsweise geringe Speicherkapazität erforderlich ist.

Gelöst wird diese Aufgabe mit den kennzeichnenden Merkmalen des Anspruchs 1.

Vorteilhafte Ausgestaltungen sind den Unteransprüchen entnehmbar.

Gemäß der Erfindung werden Sinus- und Kosinus-Bezugstöne gleicher Frequenz zum Durchführen einer Einzelfrequenz- DFT-Transformation mit einem Eingangssignal von einer Nebenstelle oder einem Wählamt durchgeführt. Die Frequenz des Bezugstones entspricht der Frequenz des festzustellenden Zustandszeichentones. Besteht keine Korrelation zwischen den erfolgten Bezugstönen und dem Eingangssignal, dann konvergiert das Ergebnis der DFT- Transformation nach Null, was angibt, daß kein Zustandston festgestellt wurde. Setzt sich andererseits das Eingangssignal aus einem oder mehreren Zustandstönen mit einer Frequenz gleich derjenigen der erzeugten Bezugstöne zusammen, dann erzeugt die DFT-Transformation ein Signal, das die festgestellten Zustandstöne angibt.

Bei der vorliegenden Erfindung stellt cos nF einen gespeicherten Bezugston mit einer Frequenz dar, die gleich der Frequenz eines vorbestimmten festzustellenden Zustandstones ist, während sin nF eine um 90° phasenverschobene Version des gespeicherten Bezugstones zum Bestimmen von Phasenverschiebungseigenschaften des empfangenen Signals darstellt, wie dies nachstehend noch im einzelnen beschrieben wird.

Unter Durchführen der vorstehend beschriebenen Einzelfrequenz-DFT-Transformation wird das Eingangssignal wirksam bandpaßgefiltert durch ein digitales Filter mit einer Mittenfrequenz gleich der Bezugstonfrequenz und einer Bandbreite, die annähernd proportional zu 1/N ist.

Das DFT-Verfahren ist offenbar bisher zur Feststellung von Zustandstönen in Telefonsystemen deshalb nicht angewandt worden, da Schwierigkeiten in der Erzeugung des vorgenannten gespeicherten Bezugstones erwartet wurden. Insbesondere bestand die Auffassung, daß zur Erzeugung einer Vielzahl von Bezugstönen entsprechend jedem der hoch- und niederfrequenten Zweizustandstöne Abtastungen jedes der hoch- und niederfrequenten Töne in getrennten Digitalspeichern gespeichert werden müßten, was zu einer Anzahl von Speichern führen würde, die derjenigen der festzustellenden Zustandstöne entspricht.

Die Speicher müßten eine verhältnismäßig große Kapazität, nämlich 1 kByte bis 8 kBytes besitzen, um zumindest eine Periode jedes der Töne speichern zu können.

In Nordamerika wird beispielsweise eine 480-Hz-Sinuswelle zur Erzeugung des Rückruf- und Besetzt-Zustandstones verwendet. Zum Erzeugen von Sinus-(und Kosinus-) Tönen mit einer Frequenz von 480 Hz bei einer Abtastgeschwindigkeit von 8 kHz sind 16,664 Abtastungen einer einzigen Periode einer Sinuswelle (Kosinuswelle) in dem Speicher zu speichern. Es ist jedoch allgemein bekannt, daß nur eine ganzzahlige Anzahl von Abtastungen in einem Digitalspeicher etwa einem ROM-Speicher gespeichert werden kann. Werden die 16,664 Abtastungen durch Aufrunden auf 17 Abtastungen angenähert, dann würde ein Ton mit der Frequenz von 470,59 Hz erzeugt. Eine DFT-Transformation eines empfangenen Zustandstones mit einer Frequenz von 480 Hz bei der erzeugten Bezugstonfrequenz von 470,59 Hz würde gegen Null konvergieren. Somit würde der Ton nicht festgestellt. Um den 480-Hz-Ton genau zu erzeugen, erschien es notwendig, 1666 Abtastungen einer einzigen Periode einer Sinuswelle in dem ROM-Speicher zu speichern und mit einer Abtastgeschwindigkeit von 8 kHz mit einem Abtastschritt von 100 abzutasten. Hiermit wäre ein ROM-Speicher mit einer Kapazität von zumindest 2 kBytes erforderlich.

Es bestand ferner die Auffassung, daß zur Feststellung jedes der Zustandszeichen unter Verwendung des DFT-Verfahrens eine Vielzahl von Bezugstönen erzeugt werden müßte. Somit wären mehrere ROM-Speicher mit einer Kapazität zwischen 1 und 8 kBytes erforderlich. Jeder ROM-Speicher würde einen Ton mit konstanter Frequenz erzeugen, und es wäre schwierig, den Tondetektor zur Verwendung in verschiedenen Ländern mit unterschiedlichen Zustandszeichenfrequenzerfordernissen anzupassen.

Anstelle einer Vielzahl von ROM-Speichern könnte auch ein einziger ROM-Speicher mit großer Kapazität verwendet werden. Um die Frequenz eines erzeugten Tones zu erhöhen oder zu verringern, wird der Abtastschritt (Abtastinkrement) vergrößert bzw. verkleinert. Durch Vergrößern oder Verkleinern des Abtastschrittes oder -inkrements um eine Abtastung wird die Frequenz des erzeugten Tones um einen Wert erhöht oder erniedrigt, der als "Frequenzinkrement" bekannt ist. Der Wert des Frequenzinkrements ergibt sich durch Dividieren der Abtastgeschwindigkeit durch die Anzahl der in dem ROM- Speicher gespeicherten Abtastungen. Sind beispielsweise in dem vorgenannten ROM-Speicher 1666 Abtastungen gespeichert, so können Töne mit Frequenzinkrementen von 4,8 Hz erzeugt werden, wenn mit einer 8-kHz-Abtastgeschwindigkeit abgetastet wird. Um exakt alle erforderlichen Zustandstöne mit einer Abtastgeschwindigkeit von 8 kHz zu erzeugen, ist ein Frequenzinkrement von etwa 1 Hz erforderlich mit der Notwendigkeit eines ROM- Speichers mit einer Kapazität von 8 kBytes.

Somit wurde bisher angenommen, daß für eine Realisierung eines digitalen Tondetektors unter Verwendung eines DFT-Verfahrens ein ROM-Speicher mit einer großen Kapazität, nämlich 8 kBytes, oder einer Mehrzahl kleinerer ROM-Speicher, nämlich mit einer Kapazität von etwa 2 kBytes, erforderlich wäre, was eine beträchtliche Speicherkapazität und Schaltungsplattenfläche in Anspruch nimmt.

Die vorliegende Erfindung verwendet ein Verfahren zum Erzeugen von Bezugstönen mit programmierbaren Frequenzen und einem Frequenzinkrement oder -schritt von etwa 0,3 Hz aus einem einzigen Datenspeicher mit einer Speicherkapazität von nur 256 Bytes. Da bei der vorliegenden Erfindung keine genau abgestimmten Bandpaßfilter erforderlich sind, werden die Kostennachteile bei den beiden eingangs diskutierten Tondetektoren vermieden. Da ferner die Korrelation der erzeugten Bezugstöne und externen Störungen in dem empfangenen Signal gegen Null konvergieren, fällt auch die bei bekannten Anordnungen vorhandene Periodenschwankung weg.

Die erfindungsgemäß erzeugten Bezugstöne sind über einen weiten Frequenzbereich programmierbar. Somit kann der erfindungsgemäße digitale Tondetektor für die Verwendung in verschiedenen Ländern mit unterschiedlichen Zustandstonfrequenzerfordernissen durch Angabe bestimmter Frequenzkoeffizientenwerte in einfacher Weise angepaßt werden.

Weitere Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen und aus der nachfolgenden Beschreibung eines Ausführungsbeispiels anhand der Zeichnung. Es zeigt

Fig. 1 ein Blockschaltbild der erfindungsgemäßen Anordnung in allgemeinster Form, angeschlossen an eine Vielzahl von Telefonleitungen über einen PCM-Übertragungsweg und an eine Nebenstellen- Steuerschaltung,

Fig. 2 ein Blockschaltbild von Funktionseinheiten zur Realisierung einer DFT-Schaltung gemäß der Erfindung,

Fig. 3 ein Blockschaltbild von Funktionseinheiten zur Realisierung eines Bezugstongenerators gemäß der Erfindung und

Fig. 4 ein schematisches Blockschaltbild eines digitalen Signalprozessors gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung.

Gemäß Fig. 1 werden Signale auf eine Vielzahl von Telefonleitungen T&sub1;R&sub1;, T&sub2;R&sub2; . . . TNRN an Fernleitungs-Ankoppelschaltungen 1, 2 . . . 3 angelegt. Die Fernleitungs-Ankoppelschaltungen besitzen üblicherweise Analog/Digital-Wandler zum Erzeugen von PCM-Abtastfolgen der empfangenen Signale. Die PCM-Abtastfolgen werden an einen PCM-Übertragungsweg zur Übertragung zu einem oder mehreren Telefonapparaten 4A über Mietleitungs-Schnittstellenschaltungen, etwa SLIC 4, und zu einer DFT-Schaltung 5 angelegt, die unter Bezugnahme auf Fig. 2 noch beschrieben wird. Der PCM-Übertragungsweg besteht üblicherweise aus einer Vielzahl von digitalen Koppel-Punkt-Schaltern zum gewählten Durchschalten von PCM-Abtastfolgen zu einer oder mehreren Mietleitungs-Schnittstellenschaltungen, etwa SLIC 4, oder zu Ankoppelschaltungen 1, 2 . . . 3 usw.

Moderne digitale automatische Nebenstellenanlagen verwenden üblicherweise Zeitbereichs-Multiplexverfahren zum Übertragen von PCM-Signalabtastungen. Beispielsweise soll ein serieller Strom von 32 8-Bit-PCM-Signalabtastungen einen PCM-Rahmen darstellen. Somit werden von einer bestimmten der Schaltungen 1, 2 . . 3 empfangene PCM-Signalabtastfolgen üblicherweise längs des PCM-Übertragungsweges während eines bestimmten der 32 Zeitfenster übertragen.

Eine Nebenstellen-Steuerschaltung 6 überwacht das Arbeiten der Nebenstelle und synchronisiert die verschiedenen Rahmen der PCM-Abtastungen in Verbindung mit einem Mikroprozessor 7.

Ein mit dem Mikroprozessor 7 verbundenes Datenterminal 8 wird zum Übertragen von Daten, etwa des Frequenzkoeffizienten und der Lauflänge usw., zum Mikroprozessor verwendet.

Ein Bezugstongenerator 9 ist mit der DFT-Schaltung 5, dem Mikroprozessor 7 und der Steuerschaltung 6 verbunden. Der Bezugstongenerator 9 erzeugt die vorgenannten gespeicherten Bezugstöne unter Ansprechen auf den Empfang eines Frequenzkoeffizientenwertes vom Mikroprozessor 7 und eines Rahmenimpulssignals FP von der Steuerschaltung 6, wie dies nachstehend noch unter Bezugnahme auf Fig. 3 beschrieben wird.

Mit der vorliegenden Erfindung kann eine Leitungs- und Fernleitungs-Kartendiagnose unter Ansprechen darauf durchgeführt werden, daß der eine Reihe von PCM-Tonabtastungen in Form von cos nF mit bekannter Amplitude an eine Mietleitungs-Schnittstellenschaltung, etwa SLIC 4, oder an eine Fernleitungsankoppelschaltung, etwa 1, 2 . . . 3, anlegt. Die Leitungs- oder Fernleitungsschaltung empfängt die Reihe von PCM-Tonabtastungen und wandelt diese in ein analoges Testtonsignal mit einer Frequenz cos nF, typischerweise 1 kHz, um. Zeigt die Leitungs- oder Fernleitungsschaltung das Abnehmen des Hörers an, dann wird ein Teil des Testtonsignals von der Telefonleitung oder Fernleitung gemäß vorbestimmten Echoverlusteigenschaften der Leitung oder Fernleitung reflektiert. Die reflektierten Signale werden in eine Reihe von PCM-Tonabtastungen zurückverwandelt und an die DFT-Schaltung 5 über den PCM-Übertragungsweg übertragen. Unter Durchführen einer DFT-Transformation mit den reflektierten Signalabtastungen bezüglich der ausgesandten Testtonabtastungen können verschiedene Amplituden-, Phasen- und Verzerrungseigenschaften der Leitungs- oder Fernleitungsschaltung bestimmt werden.

Gemäß Fig. 2 wird eine durch eine der Leitungs- oder Fernleitungsschaltungen 1, 2 . . . 3 (Fig. 1) erzeugte Signalabtastfolge x(n) an erste Eingänge von Multiplizierern 10 und 11 und erste und zweite Eingänge eines Multiplizierers 12 angelegt. Die Multiplizierer 10, 11 und 12 sind der Übersichtlichkeit halber als getrennte Multiplizierer gezeigt. Sie können jedoch bevorzugt durch einen Multiplizierer realisiert werden, an den die Abtastfolge nacheinander angelegt wird. Die zweiten Eingänge der Multiplizierer 10 und 11 sind mit dem Bezugstongenerator 9 (Fig. 1) zum Erzeugen der vorgenannten Bezugstöne cos nF und sin nF verbunden, wie dies noch nachstehend unter Bezugnahme auf Fig. 3 näher beschrieben wird.

Aufeinanderfolgende Abtastungen der Folge x(n), angelegt an den ersten Eingang des Multiplizierers 10, werden mit aufeinanderfolgenden Abtastungen der Bezugstonfolge cos nF multipliziert, was eine Folge von ersten Produktsignalen ergibt, die an einen ersten Eingang eines Addierers 13 angelegt werden. Der Ausgang des Addierers 13 ist mit einem zweiten Eingang desselben verbunden, so daß eine vorbestimmte Anzahl, gegeben durch die Lauflänge N, von aufeinanderfolgenden Werten des ersten Produktsignals summiert wird und sich ein erstes, mit REAL bezeichnetes Summensignal ergibt, das in einem ersten Register 14 gespeichert wird. Die Lauflänge N und der Frequenzkoeffizient F sind programmierbar und können über ein Datenterminal 8 (Fig. 1) in den Mikroprozessor 7 geladen werden.

Die Abtastfolge x(n) wird in den Multiplizierer 11 mit der phasenverschobenen Version des Bezugstones, nämlich mit sin nF, multipliziert, so daß sich eine zweite Folge von Produktsignalen ergibt, die an einen ersten Eingang eines Addierers 15 angelegt wird. Ein Ausgang des Addierers 15 ist mit seinem zweiten Eingang verbunden, so daß N aufeinanderfolgende zweite Produktsignale summiert werden und sich ein zweites, mit IMAG bezeichnetes Summensignal ergibt, das darauffolgend in einem zweiten Register 16 gespeichert wird.

In ähnlicher Weise wird die Abtastfolge x(n) in einem Multiplizierer 12 quadriert, so daß sich eine Folge dritter Produktsignale ergibt, die an einen ersten Eingang eines dritten Addierers 17 angelegt wird, dessen Ausgang mit seinem zweiten Eingang verbunden ist, so daß N aufeinanderfolgende dritte Produktsignale summiert werden und sich ein drittes Summensignal ergibt, das als Gesamtenergie T.E. bezeichnet wird und nachfolgend in einem dritten Register 18 gespeichert wird.

Die Ausgangssignale des ersten und zweiten Registers 14 und 16 werden an Eingänge von Übertragungstoren 19 bzw. 20 zum Übertragen der REAL- und IMAG-Summensignale an weitere, nachstehend noch beschriebene Schaltungen angelegt. Das in dem dritten Register 18 gespeicherte T.E.- Signal wird mit einem vorbestimmten Schwellenwert TH 1 in einer Vergleicherschaltung 21 verglichen. Der typischerweise vom Mikroprozessor 7 erzeugte Schwellenwert TH 1 wird vom Benutzer definiert. Der Ausgang des Vergleichers 21 ist mit Durchschalteeingängen von Übertragungstoren 20 und 19 verbunden. Ist das T.E.-Signal größer als TH 1, dann erzeugt die Vergleicherschaltung 21 ein Durchschaltesignal und legt dieses an die Übertragungstore 19 und 20, die hiermit durchgeschaltet werden.

Die im Register 18 gespeicherte Größe des T.E.-Signals gibt den Gesamtenergiewert in dem empfangenen Analogsignal an, das Sprachsignale und Störsignale sowie Zustandstöne einschließt. Die Vergleicherschaltung 21 gibt kein Durchschaltesignal dann ab, wenn das T.E.-Signal kleiner als TH 1 ist, d. h., daß das empfangene Signal nur Störung enthält, und die Übertragung der REAL- und IMAG-Signale wird aufgrund der Sperrung der Tore 19 und 20 verhindert.

Ist das T.E.-Signal größer als der Schwellenwert TH 1, dann werden die Übertragungstore 19 und 20 durchgeschaltet, so daß die REAL- und IMAG-Signale hindurchgelassen und an erste und zweite Eingänge eines vierten bzw. fünften Multiplizierers 22 und 23 angelegt werden. Die REAL- und IMAG-Signale werden in den Multiplizierern 22 und 23 quadriert, so daß sich REAL 2- und IMAG 2-Signale ergeben.

Die REAL 2- und IMAG 2-Signale werden von entsprechenden Ausgängen der Multiplizierer 22 und 23 an erste und zweite Eingänge eines vierten Addierers 24 angelegt und dort addiert. Ein Ausgang des Addierers 24 wird an eine Teilerschaltung 25 zum Teilen der Summe der quadrierten Signale REAL 2+IMAG 2 durch den Lauflängenwert N angelegt, was ein Signal mit einer Amplitude (REAL 2+IMAG 2)/N ergibt. Ein Ausgang der Teilerschaltung 25 ist mit dem invertierenden Eingang einer Summierschaltung 26 verbunden. Ein nichtinvertierender Eingang der Summierschaltung 26 ist an den Ausgang des dritten Registers 18 angeschlossen. Das (REAL 2+IMAG 2)/N-Signal gibt den Gesamtenergiewert in dem empfangenen Signal bei der Frequenz des erzeugten Bezugstones an und wird in der Summierschaltung 26 von dem T.E.-Wert im Register 18 subtrahiert und mit diesem verglichen. Die Summierschaltung 26 erzeugt unter Ansprechen darauf ein Differenzsignal.

Gemäß der bekannten Parceval-Beziehung für eine diskrete Fouriertransformation, nämlich



ist die in einem empfangenen Signal enthaltene Gesamtenergie gleich dem Quadrat der Fourier-Koeffizienten des Signals, geteilt durch die Lauflänge N, falls keine externen Störungen oder Sprachsignale vorhanden sind.

Die Teilerschaltung 25 kann auch weggelassen und ein zusätzlicher Multiplizierer kann mit dem Ausgang des Registers 18 zum Multiplizieren des T.E.-Wertes mit der Lauflänge N verbunden werden.

Das (REAL 2+IMAG 2)/N-Signal wird von dem T.E.-Wert in der Summierschaltung 26 subtrahiert, was in einer Angabe des relativen Energiewertes bei der Frequenz des Bezugstones bezüglich der Gesamtenergie in dem Signal einschließlich der Stör- und Sprachenergie resultiert.

Das durch die Summierschaltung 26 erzeugte Differenzsignal wird an einen nichtinvertierenden Eingang eines zweiten Vergleichers 27 angelegt und in diesem mit einem zweiten Schwellenwert TH 2 verglichen, der durch den Mikroprozessor 7 (Fig. 1) erzeugt und an einen invertierenden Eingang des Vergleichers 27 angelegt wird. Ist das Differenzsignal kleiner als der zweite Schwellenwert TH 2, d. h., daß der Energiewert in dem empfangenen Signal bei der Bezugstonfrequenz verhältnismäßig groß ist, dann erzeugt die Vergleicherschaltung 27 ein Signal an der Nebenstellensteuerschaltung 6 (Fig. 1), das die Feststellung eines vorbestimmten Zustandstones anzeigt. Ist andererseits das Differenzsignal größer als der zweite Schwellenwert TH 2, d. h., wenn der Energiewert in dem empfangenen Signal bei der Zustandstonfrequenz verhältnismäßig klein ist, dann erzeugt die Vergleicherschaltung 27 ein Ausgangssignal an der Nebenstellensteuerschaltung 6 (Fig. 1), das angibt, daß der vorbestimmte Zustandston nicht festgestellt worden ist.

Fig. 3 zeigt ein Blockschaltbild der Funktionseinheiten zur Realisierung eines Bezugstongenerators 9 nach Fig. 1 mit Abgabe von um 90° phasenverschobenen Signalen. Ein viertes Register 28 ist mit einem ersten Eingang eines sechsten Multiplizierers 29 verbunden, dessen zweiter Eingang an einem Ausgang eines Zählers 30 liegt. Das Register 28 ist vorzugsweise vom Mikroprozessor 7 (Fig. 1) parallel ladbar. Der Zähler 30 kann unter Ansprechen auf den Empfang eines RESET-Signals vom Mikroprozessor 7 zurückgestellt bzw. beim Empfang eines Rahmen- Impulssignals FP von der Nebenstellensteuerschaltung 6 (Fig. 1) aufgezählt werden. Das Rückstellsignal wird an einem RST-Eingang und das Rahmenimpulssignal an einem INT-Eingang des Zählers 30 empfangen. Das Rahmenimpulssignal FP wird vorzugsweise zu Begin jedes PCM-Rahmens erzeugt.

Im Betrieb wird durch den Mikroprozessor 7 ein Rückstellsignal erzeugt und an den RST-Eingang des Zählers 30 angelegt, so daß dieser zurückgestellt wird. Als nächstes wird das Register 28 mit einem vorbestimmten digitalen Frequenzkoeffizientenwert F entsprechend einem vorbestimmten Abtastschritt zum Abtasten einer gespeicherten Kosinuswelle geladen, wie dies noch beschrieben wird.

Der im Zähler 30 gespeicherte Wert wird als "n" bezeichnet, und er entspricht der Variablen "n", die unter Bezugnahme auf Fig. 1 beschrieben wurde. n wird in dem Multiplizierer 29 mit dem Frequenzkoeffizientenwert F im Register 28 multipliziert, was einen Produktwert ergibt mit einer ersten Vielzahl von höherwertigen Bits und einer zweiten Vielzahl von niedrigerwertigen Bits PROD L. Die niederwertigen Bits PROD L werden in einem Akkumulator 31 gespeichert, der an einen Ausgang des Multiplizierers 29 angeschlossen ist und dessen Ausgang über eine Schaltung mit einem Daten-ROM-Speicher 32 zum Speichern der Abtastwerte einer Kosinuswelle verbunden ist.

Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung werden in dem ROM-Speicher 32 256 Abtastungen mit je 13 Bits einer Kosinuswellenperiode gespeichert.

Eine vorbestimmte Anzahl der höherwertigen Bits von PROD L, die mit PROD LH bezeichnet sind, wird an einen ersten Eingang eines Addierers 33 angelegt, dessen Ausgang mit den Adresseneingängen des ROM-Speichers 32 verbunden ist. Ein zweiter Eingang des Addierers 33 wird mit einem binären Nullwert beschickt. Somit wird der ROM-Speicher 32 mit dem Wert PROD LH adressiert, und es wird hierdurch eine Kosinuswellenabtastung, nämlich cos nF, am Datenausgang erzeugt, die dem zweiten Eingang des Multiplizierers 10 (Fig. 2) zugeführt wird.

Als nächstes wird der im Akkumulator 31 gespeicherte PROD LH-Wert in einem Addierer 33 mit einem Phasenverschiebungswert -Φ addiert. Der Phasenverschiebungswert ist typischerweise gleich einem Viertel der Adressenkapazität des ROM-Speichers 32. Für 256 gespeicherte Abtastungen ist als -Φ=-64. Die sich ergebende Summe PROD LH-Φ wird als Adresseneingang an den ROM-Speicher 32 zum Adressieren einer weiteren Abtastung der darin gespeicherten Kosinuswelle angelegt. Durch Addieren des Wertes -Φ zu dem PROD LH-Signal wird die cos nF- Signalabtastung um 90° phasenverschoben, so daß sich eine Sinuswellenabtastung sin nF ergibt. Die sin nF-Abtastung wird an den zweiten Eingang des Multiplizierers 11 (Fig. 1) angelegt.

Wird vom Mikroprozessor 7 kein neuer Frequenzkoeffizientenwert F empfangen und an das Register 28 angelegt, dann wird eine neue Bezugstonabtastung unter Erhöhung von n unter Ansprechen auf das Zählerregister 30 erzeugt, das ein Rahmenimpulssignal an seinem INT-Eingang empfängt. Der im Register 28 gespeicherte Frequenzkoeffizientenwert F wird dann mit dem erhöhten Wert von N, gespeichert im Zählerregister 30, multipliziert, und somit werden neue Kosinus- und Sinusbezugstonabtastungen cos nF und sin nF erzeugt.

Die DFT-Schaltung 5 (Fig. 1), wie sie im einzelnen unter Bezugnahme auf Fig. 2 beschrieben wurde, und der Bezugstongenerator 9 (Fig. 1), wie er im einzelnen unter Bezugnahme auf Fig. 3 beschrieben wurde, arbeiten synchron zueinander. Wie zuvor erwähnt, werden neue Bezugstonabtastungen (cos nF und sin nF) unter Ansprechen auf den Wert n im weitergeschalteten Zähler 30 erzeugt. Gleichzeitig wird eine neue Signalabtastung x(n) empfangen und mit den neuen Bezugstonabtastungen in den Multiplizierern 10 und 11 multipliziert. Der gesamte Vorgang wird eine vorbestimmte Anzahl von Malen wiederholt, wie dies durch die Lauflänge N angegeben wird.

Die Frequenz der erzeugten Sinus- und Kosinusbezugstöne, die sich durch Abtastung des ROM-Speichers 32 ergeben, ist abhängig von dem Frequenzkoeffizientenwert F, der im Register 28 gespeichert ist. Der Frequenzkoeffizientenwert entspricht dem Abtastschritt zwischen aufeinanderfolgenden Positionen des ROM-Speichers 32, der durch den Wert PROD LH adressiert wird. Erfindungsgemäß stellt der Frequenzkoeffizientenwert ein bruchteiliges Abtastinkrement dar. Der Bezugstongenerator 9 (Fig. 1 und 3) erzeugt Töne unter Ansprechen auf die Abtastung des ROM-Speichers 32 gemäß dem bruchteiligen Abtastinkrement. Das Abtastinkrement besitzt aufeinanderfolgende Augenblickswerte, die sich gemäß einer Reihe von Bitrundungen ändern, von denen Beispiele nachstehend angegeben werden. Unter Verwendung eines bruchteiligen Abtastinkrements kann eine kleine gespeicherte Wellenformtabelle abgetastet werden, so daß Töne mit untereinander kleinen Frequenzinkrementen erzeugt werden.

Um beispielsweise den vorgenannten 480-Hz-Ton aus 256 Abtastungen des ROM-Speichers zu erzeugen, müssen diese mit einem bruchteiligen, d. h., nicht ganzzahligen Abtastinkrement von 15,36 Abtastungen abgetastet werden. Dies wird erreicht durch Laden eines Frequenzkoeffizientenwertes F mit einem hexadezimalen Wert von 0F 5C (entsprechend dem Dezimalwert 15,36) in das Register 28. Der Wert von F wird mit aufeinanderfolgenden Werten von n, gespeichert im Zählerregister 30, multipliziert, um die Werte PROD L und PROD LH wie zuvor beschrieben zu erzeugen. Durch Abtasten von Positionen des ROM- Speichers 32 mit PROD LH, d. h., mit dem ganzzahligen Teil von PROD L, also durch Runden der niederwertigen Bits rechts vom Dezimal- oder Hexadezimalpunkt, wird der ROM-Speicher mit einem sich ändernden Abtastinkrement abgetastet, wobei der Mittelwert über der Zeit äquivalent ist dem nichtganzzahligen Abtastinkrement 15,36.

Die nachstehende Tabelle 1 gibt die Werte von PROD L, PROD LH und von S.I. (Abtastinkrement) für zwölf aufeinanderfolgende Werte von n an, wie sie sich aus dem anhand der Fig. 2 beschriebenen Verfahren ergeben. Die hexadezimalen Äquivalente der Dezimalwerte sind in Klammern angegeben.

Tabelle 1


Aus Tabelle 1 ist ersichtlich, daß das Abtastinkrement (Abtastschritt) zwischen 15 und 16 variiert, was zu einem mittleren Abtastinkrement von 15,36 (Dezimal) führt. Bei einer vorteilhaften Ausführungsform der Erfindung wurde eine Abtastung alle 125 µs erzeugt, so daß Kosinus- und Sinusbezugstöne mit Frequenzen von 480 Hz erzeugt wurden.

Fig. 4 veranschaulicht Funktionseinheiten eines Digitalsignalprozessors gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung. Ein Befehls-ROM-Speicher 34 ist mit einem internen Datenbus 35 zur Steuerung des Betriebes eines RAM-Speichers 36, von Akkumulatoren 37 und 38, eines Daten-ROM-Speichers 32, eines Zählerregisters 30, eines Eingangs/Ausgangs 39, eines Multiplizierers 40 und einer arithmetisch logischen Einheit ALU 41 verbunden, die alle an den internen Datenbus 35 angelegt sind. Wie zuvor erläutert, kann der Digitalsignalprozessor ein beliebiger, eine Anzahl allgemein bekannter Einchip-Digitalsignalprozessoren sein. Bei einem erfolgreichen Ausführungsbeispiel der Erfindung war der Digitalsignalprozessor ein NEC-Mikrocomputer, Modell 7720, als Signalverarbeitungsschnittstelle.

Somit sind die unter Bezugnahme auf Fig. 1 als getrennt beschriebenen DFT- und Bezugstongeneratorschaltungen 5 und 9 vorzugsweise in einem einzigen Digitalsignalprozessorchip verwirklicht.

Der angeführte Mikroprozessor 7 kann einer einer Anzahl allgemein bekannter Mikroprozessoren, etwa der Motorola 68000 Mikroprozessor oder dergleichen, sein.

Bei einem vorteilhaften Ausführungsbeispiel der Erfindung können der RAM-Speicher 36 des Zählerregisters 30, die Akkumulatoren 37 und 38 und die ALU 41 16-Bit-Digitalwerte speichern und arithmetisch verarbeiten. Der interne Datenbus 35 ist ein 16-Bit-Datenbus, der Multiplizierer 40 kann einen 16-Bit-Operanden mit einem 16-Bit-Multiplikanten multiplizieren und war somit ein 31-Bit-Paralleldigitalmultiplizierer, und der Daten- ROM-Speicher 32 enthält 512 Bytes mit 13 Bits als Digitaldaten. Die ersten 256 Bytes stellen Abtastungen der vorgenannten einzigen Periode einer Kosinuswelle und die zweiten 256 Bytes die Abtastungen einer Linear- zu-µ-Gesetzumwandlungstabelle dar.

Daten werden zwischen dem Digitalsignalprozessor und dem Mikroprozessor 7 über einen externen 8-Bit-Paralleldatenbus 42 übertragen, der an die Datenanschlüsse D 0 bis D 7 des Eingangs/Ausgangs 39 und entsprechende Datenanschlüsse des Mikroprozessors angeschaltet ist. Die Übertragung erfolgt unter Ansprechen auf vorbestimmte Signale an den RST-, JO-- und -Eingängen des Eingangs/ Ausgangsanschlusses 39. Diese Eingänge sind über eine Vielzahl von Steuerleitungen mit entsprechenden Ausgängen des Mikroprozessors verbunden. ist ein Chipwähleingangssignal, das eine Datenübertragung zwischen dem Digitalsignalprozessor und dem Mikroprozessor über den externen Datenbus 42 in Verbindung mit den vorbestimmten Signalen an den JO-- und -Eingängen ermöglicht.

Daten werden von dem Digitalsignalprozessor zum Mikroprozessor über den externen Datenbus 42 übertragen. Für ein Lesen von Daten auf dem Datenbus 42 durch den Mikroprozessor werden logische L-Signale an die JO- und -Eingänge und logische Null-Signale an die - und -Eingänge angelegt. Für ein Schreiben von Daten durch den Mikroprozessor in den Digitalsignalprozessor werden logische L-Signale an die JO- und -Eingänge und logische Nullsignale an die - und -Eingänge angelegt.

Zum Erzeugen eines Systemtaktsignals von annähernd 8 MHz ist eine nicht gezeigte externe Taktschaltung an einen seriellen Daten-Eingangs/Ausgangs-Takteingang SCLK angeschlossen. Ein INT-Eingang ist zum Empfang eines Rahmenimpulssignals von annähernd 8 kHZ für ein Unterbrechen des Digitalsignalprozessors mit der Nebenstellensteuerschaltung 6 (Fig. 1) verbunden, um den Zähler 30 alle 125 µs weiterzuschalten, wie dies vorstehend beschrieben wurde.

Ein serieller Eingang S.I. empfängt PCM-Signalabtastungen von dem PCM-Übertragungsweg, wie dies anhand der Fig. 1 beschrieben wurde. Ein serieller Ausgang SO gibt durch den Digitalsignalprozessor erzeugte PCM-Signale an den PCM-Übertragungsweg zur Durchführung der vorgenannten "Diagnose".

Das Zählerregister 30 arbeitet wie anhand von Fig. 3 beschrieben und ist an den internen Datenbus 35 angeschlossen und speichert die 16-Bit-Binärzählung n. Der Wert von n wird nach Erzeugung jeder aufeinanderfolgenden Bezugstonabtastung erhöht.

Der Multiplizierer 40 erfüllt die Funktionen der Multiplizierer 10, 11, 12 und 19, wie sie anhand der Fig. 2 und 3 diskutiert, und besitzt vier interne 16-Bit-Register K, L, M und N. Die internen Register K und L entsprechen den ersten und zweiten Eingängen der vorgenannten Multiplizierer. Der Multiplizierer 40 multipliziert die in den K- und L-Registern gespeicherten 16-Bitwerte und erzeugt ein 31-Bit-Ergebnis. Die höherwertigen 16 Bits des Ergebnisses werden in dem M-Register gespeichert, während die niederwertigen 15 Bits des Ergebnisses in dem N-Register gespeichert werden. Eine Null wird in dem niedrigsten Bit des 16-Bit-N-Registers gespeichert.

Die ALU 41 erfüllt die Funktionen der Addierer 13, 15, 17 und 33, wie sie zuvor diskutiert wurden, und besitzt zwei 16-Bit-Eingänge, die mit dem internen Datenbus 35 verbunden sind, sowie einen 16-Bit-Ausgang, der an die Akkumulatoren 37 und 38 angeschlossen ist, die wiederum mit dem Datenbus 35 in Verbindung stehen. Die ALU 41 addiert zwei von dem internen Datenbus 35 empfangene Binärwerte und erzeugt einen Binärsummenwert zum Anlegen an einen der Akkumulatoren 37 oder 38. Die ALU 41 tauscht auch die höherwertigen und niederwertigen Bits eines an sie angelegten 16-Bit-Binärwertes, wie dies nachstehend noch beschrieben wird. Der Daten-ROM-Speicher 32 arbeitet wie anhand von Fig. 3 beschrieben, und einzelne Stellen des RAM-Speichers 36übernehmen die Funktion der Register 14, 16, 18 und 28 der Fig. 2 und 3.

Die anhand der Fig. 2 beschriebenen Vorgänge bezüglich der Elemente 19 bis 27 werden im Mikroprozessor 7 ausgeführt.

Für eine Anfangseinstellung des Digitalsignalprozessors wird ein Rückstellsignal durch den Mikroprozessor erzeugt und an den RST-Eingang des Eingangs/Ausgangsanschlusses 39 angelegt, das das Zählerregister 30 rückstellt und bewirkt, daß der Mikroprozessor unter Ansprechen auf die Durchführung von in dem ROM-Speicher 34 gespeicherten vorbestimmten Befehlen eine Warteprogrammschleife ausführt. Ein vom Datenterminal 8 über den Mikroprozessor 7 (Fig. 1) erzeugter Frequenzkoeffizientenwert F und ein Lauflängenwert N werden vom Datenbus 42 über den Eingangs-Ausgangsanschluß 39 empfangen und in entsprechende Speicherstellen des RAM-Speichers 36 geladen.

Der im RAM-Speicher 36 gespeicherte Wert F wird in dem Multiplizierer 40 mit dem Wert n (anfangs Null) multipliziert, der in dem Zählerregister 30 gespeichert ist. Die unteren 15 Bits des sich ergebenden Produktwertes (PROD L, gespeichert im Register N des Multiplizierers 40) werden an die Eingänge der ALU 41 angelegt, die dann eine Bitaustauschoperation durchführt, durch die die höherwertigen und niedrigerwertigen Bytes vertauscht und wieder an den Datenbus 35 angelegt werden.

Der Daten-ROM-Speicher 32 wird unter Verwendung der 8 niedrigsten Datenbits auf den Datenbus 35 adressiert. Somit werden als Ergebnis der Bitaustauschoperation die 8 hohen Bits an den Adresseneingang des Daten-ROM-Speichers 32 angelegt. Auf diese Weise wird der Wert PROD L gerundet, so daß sich PROD LH ergibt, wie dies unter Bezugnahme auf die Fig. 3 und die Tabelle 1 beschrieben wurde.

Das PROD LH-Signal wird dann an einen Eingang der ALU 41 angelegt und in dieser zu dem Wert -64 (Dezimal) addiert. Das Ergebnis wird in dem Akkumulator 37 gespeichert und über den Datenbus 35 an den Adresseneingang des ROM-Speichers 32 zum Erzeugen der Sinusabtastung sin nF übertragen.

In den Ankoppelschaltungen 1, 2 . . . 3 angeordnete, im Zusammenhang mit Fig. 1 erwähnte Analog-/Digital-Wandler erzeugen Folgen von nach dem µ-Gesetz kodierten PCM-Signalabtastungen unter Ansprechen auf empfangene Signale auf den Telefonleitungen. Eine ankommende PCM-Signalabtastfolge wird vom seriellen Eingang S.I. des Eingangs/Ausgangsanschlusses 39 empfangen und unter Ansprechen auf eine vorbestimmte Multiplikation und Addition unter Ausführung vorbestimmter, im ROM-Speicher 34 gespeicherter Befehle in eine lineare Signalabtastfolge umgewandelt. Die Umwandlung von gemäß dem µ-Gesetz kodierter Abtastfolgen in lineare Abtastfolgen wird nicht im einzelnen beschrieben, da sie dem Fachmann bekannt ist. Als eine Alternative dazu können µ-Gesetzsignalabtastungen in lineare Abtastfolgen unter Ansprechen auf ein Adressieren einer µ-Gesetz/Linearaufsuchtabelle umgewandelt werden.

Die sich ergebende lineare Abtastfolge x(n) wird in dem K-Register des Multiplizierers 40 gespeichert. Die Bezugstonabtastung cos nF, die in dem L-Register des Multiplizierers 40 gespeichert ist, wird mit einer ersten Abtastung der Folge x(n) multipliziert, so daß sich eine erste Produktsignalabtastung ergibt, wie es unter Bezugnahme auf Fig. 2 beschrieben wurde. Diese erste Produktsignalabtastung wird in einer ersten vorbestimmten Position im RAM-Speicher 36 gespeichert. Die x(n)-Abtastung wird dann mit der sin nF-Abtastung in dem Multiplizierer 40 multipliziert, und das sich ergebende zweite Produktsignal wird in einer zweiten vorbestimmten Position im RAM-Speicher 36 gespeichert. Als nächstes wird die Abtastung von x(n) mit sich selbst multipliziert, d. h. quadriert im Multiplizierer 40, und die sich ergebende dritte Produktsignalabtastung wird in einer dritten Position des RAM-Speichers 36 gespeichert. Als nächstes wird der in dem Zählerregister 30 gespeicherte Wert n erhöht, und die nächste Signalabtastung der Folge x(n) wird mit der nächsten Bezugstonabtastung cos nF im Multiplizierer 40 multipliziert, so daß sich eine weitere Produktsignalabtastung ergibt, die in der ALU 41 zu der in der ersten vorbestimmten Position des RAM-Speichers 36 gespeicherten ersten Produktsignalabtastung addiert wird. Die sich ergebende Summe wird von der ALU 41 wieder in die erste vorbestimmte Position des RAM-Speichers 36 gebracht. Ähnliche Multiplikationen und Additionen werden bezüglich der Signalabtastfolge x(n) der nächsten Bezugstonabtastung sin nF und dem in der zweiten und dritten vorbestimmten Position des RAM-Speichers 36 gespeicherten Signal durchgeführt. Die erste, zweite und dritte Position des RAM-Speichers 36 entspricht den Registern 14, 16 und 18 der Fig. 2.

Der in dem RAM-Speicher 36 gespeicherte Wert von N wird verringert, und das gesamte Verfahren wird wiederholt, bis der im RAM-Speicher 36 gespeicherte Wert von N auf Null verringert ist. Als Ergebnis werden die Endwerte von REAL, IMAG und T.E. in den ersten, zweiten und dritten vorbestimmten Positionen des RAM-Speichers 36 gespeichert. Die Werte von REAL, IMAG und T.E. werden von dem Digitalsignalprozessor über den Datenbus 42 wie erläutert zu dem Mikroprozessor 7 übertragen.

Der Mikroprozessor 7 vergleicht den T.E.-Wert mit dem ersten Schwellenwert TH 1, wie dies anhand der Fig. 2 beschrieben wurde. Ist der Wert von T.E. größer als TH 1, dann quadriert der Mikroprozessor die Werte von REAL und IMAG und bildet die Summe, so daß sich der Wert (REAL 2+IMAG 2) ergibt. Wie anhand der Fig. 2 beschrieben, wird der Wert T.E. dann multipliziert mit dem Wert N oder alternativ wird die Summe der Quadratwerte dividiert durch N mittels des Teilers 25. Der Mikroprozessor subtrahiert dann den (REAL 2+IMAG 2)-Wert von dem N(T.E.)- Wert und vergleicht die sich ergebende Differenz mit dem zweiten Schwellenwert TH 2. Ist der Differenzwert größer als TH 2, dann erzeugt der Mikroprozessor ein Signal für die Nebenstellenanlage, das angibt, daß ein vorbestimmter Zustandston festgestellt wurde, wie dies anhand der Fig. 2 erläutert wurde.

Da bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung die empfangenen PCM-Signalabtastungen 8 Bits haben und die erzeugten Zustandstonabtastungen cos nF und sin nF eine Länge von 13 Bits besitzen, werden die REAL- und IMAG-Werte durch Multiplizieren mit einem Faktor 2-4 vor der Quadrierung und Division durch N im Maßstab verringert.

Das bevorzugte Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung konnte gleichzeitig DFT-Transformationen mit einem bis zu 10 getrennten empfangenen PCM-Signalabtastfolgen bezüglich ein bis 10 unterschiedlicher Bezugstöne auf einer Pro-Rahmenbasis durchführen. Somit konnten bis zu 10 unterschiedliche Werte von N und F in dem RAM-Speicher 36 zum Durchführen der Tonfeststellung für bis zu 10 Zustandstönen gespeichert werden, die von bis zu 10 empfangenen Signalen mitgeführt wurden, wobei jede Zustandstonfrequenz vom Benutzer definierbar war. Trotzdem benötigte die Erfindung nur einen einzigen ROM-Speicher zum Speichern von 256 Abtastungen einer Kosinuswelle.

Die Frequenzkoeffizientenwerte sind bestimmt gemäß der Formel

F = hex (128 · 256 · FREQ/8000) ,

wobei F eine hexadezimale Darstellung des binären Frequenzkoeffizientenwertes und FREQ die gewünschte Tonfrequenz ist. Die Zahl 256 entspricht der Anzahl der Abtastungen in der gespeicherten Kosinuswelle, und die Zahl 8000 entspricht der Abtastrate oder -geschwindigkeit von 8 kHz. Die Zahl 128 ist ein Maßstabsfaktor, der angibt, daß sieben Bits einer bruchteiligen Auflösung in den Frequenzkoeffizientenwerten vorhanden sind. Zur Erzeugung eines 480-Hz-Zustands- oder -Progresstones gemäß der bevorzugten Ausführungsform wurde ein Frequenzkoeffizient von 1966 (07AE hexadezimal) verwendet, was 15,36 · 128 entspricht.

Tabelle 2 zeigt eine Liste von besonderen der erzeugten Tonfrequenzen und ihrer entsprechenden hexadezimalen Frequenzkoeffizienten.

Tabelle 2


Die vorliegende Erfindung kann auch dazu verwendet werden, die Kadenzinformation eines empfangenen Tones zu bestimmen. Durch Vergleichen der Ergebnisse einer Folge von DFT-Transformationen eines empfangenen Signals mit kurzen Lauflängen N können Kadenz- oder Frequenzänderungseigenschaften des empfangenen Tones festgestellt und analysiert werden.

Zusammenfassend betrifft die Erfindung einen digitalen Zustandstondetektor mit benutzerdefinierbaren Tonfeststellfrequenzen, wodurch die Nachteile bekannter Tondetektoren vermieden werden, bei denen eine fachmännische Justierung von Einstellwiderständen oder dergleichen erforderlich waren, um die Tondetektorfrequenzen zu ändern.

Der digitale Tondetektor gemäß der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ist als Einchip-Digitalsignalprozessor in Verbindung mit einem Mikroprozessor realisiert, so daß die Nachteile bekannter Tondetektoren überwunden werden, bei denen eine große Anzahl von Schaltungskomponenten wie Filterzähler, Spannungsteiler usw. erforderlich waren. Die Erfindung läßt sich jedoch auch unter Verwendung einer entsprechend entworfenen Logik durch den Fachmann in Kenntnis der Erfindung verwenden. Der erfindungsgemäße Tondetektor geht somit konform mit den Miniaturisierungsbestrebungen moderner automatischer Nebenstellenanlagen.

Ein Fachmann kann unter Verwendung der vorstehend beschriebenen Prinzipien Änderungen vornehmen oder andere Ausführungsbeispiele entwerfen.

So können beispielsweise die verschiedenen Multiplikationen und Additionen, wie sie im Zusammenhang mit den Fig. 2, 3 und 4 beschrieben wurden, gleichzeitig oder in irgendeiner gewünschten Folge durchgeführt werden, was durch geeignete Modifikation der in dem ROM-Speicher 34 gespeicherten Befehlsfolge erzielt werden kann.

Die Werte von N und F müssen nicht in den Mikroprozessor über das Datenterminal 8 geladen werden, sondern sie können in einem ROM-Speicher oder in anderen Speicherschaltungen gespeichert sein, die in dem Mikroprozessor angeordnet oder mit diesen verbunden sind, und sie können unter Ansprechen auf die Initialisierung des Digitalsignalprozessors in den Mikroprozessor 7 geladen werden.

Auch ist die Erfindung nicht beschränkt auf die Feststellung von Zustands- oder Progreßtonfrequenzen, wie sie unter Bezug auf die Tabelle 2 beschrieben wurden, sondern sie kann zur Feststellung von Tönen verwendet werden, die irgendeine vom Benutzer definierte Frequenz besitzen. Bezüglich Fig. 3 und 4 kann der Daten-ROM- Speicher 32 alternativ mit 256 Abtastungen einer Sinuswelle geladen sein, wobei der Wert Φ in dem Addierer 33 zu dem Wert PROD LH addiert wird, um die NF-Zustandstonabtastung zu erzeugen.


Anspruch[de]
  1. 1. Schaltungsanordnung zur digitalen Bestimmung von Tonsignalen in Übertragungsleitungen unter Anwendung einer diskreten Fourier-Transformation, bei dem die Übertragungsleitungen zur Bildung einer ersten digitalen Signalfolge periodisch abgetastet werden, die Signale der ersten Signalfolge in zwei Multiplizierern mit digitalen Signalen zweier weiterer Signalfolgen multipliziert werden, die zwei weiteren Signalfolgen die Sinus- und Cosinuswerte zu den Abtastzeitpunkten eines zu bestimmenden Bezugstonsignals sind und die sich ergebenden Produkte über eine Anzahl von Abtastungen hinweg addiert werden, wobei die Sinus- und Cosinuswerte von einem Bezugstongenerator erzeugt werden, der mindestens einen Speicher aufweist, in welchem Digitalwerte einer Sinus- oder Cosinusfunktion gespeichert sind, dadurch gekennzeichnet, daß der Bezugstongenerator (9) ein Register (28) zur Speicherung eines digitalen Frequenzkoeffizientenwertes (F) aufweist, der proportional zur Frequenz des Bezugstonsignals und umgekehrt proportional zur Abtastfrequenz ist, ein Zähler (30) vorgesehen ist, der zu jedem Abtastzeitpunkt weitergeschaltet wird, ein weiterer Multiplizierer (29) den Frequenzkoeffizientenwert (F) mit dem Zählwert (n) des Zählers (30) zur Bildung eines digitalen Produktwertes (PROD L) multipliziert, ein Akkumulator (31) vorgesehen ist, der vom Produktwert (PROD L) den ganzzahligen Anteil (PROD LH) abtrennt und dieser ganzzahlige Anteil (PROD LH) die zum Abtastzeitpunkt anzusteuernde Adresse des Speichers (32) bestimmt.
  2. 2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen dem Akkumulator (31) und dem Speicher (32) ein Addierer (33) geschaltet ist, der zu jedem Abtastzeitpunkt zuerst den ganzzahligen Anteil (PROD LH) an den Speicher (32) zur Ansteuerung einer ersten Adresse weiterleitet und sodann diesen ganzzahligen Anteil (PROD LH) einen einer Phasenverschiebung von 90° entsprechenden Wert hinzuaddiert und die Summe eine weitere im Speicher (32) anzusteuernde Adresse bestimmt.
  3. 3. Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Zähler (30) bis zu einem maximalen Zählwert (N) zählt, der der Anzahl von Abtastzeitpunkten entspricht, während der die Produkte der ersten und der zwei weiteren Signalfolgen addiert werden und der Zähler (30) sodann auf 0 zurückgestellt wird.
  4. 4. Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Additionswert gleich einem Viertel der im Speicher (32) durch eine Cosinusfunktion belegten Adressenkapazität ist.
  5. 5. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß für mehrere diskrete Fourier-Transformationsschaltungen nur ein Bezugstongenerator (9) vorgesehen ist, dem Frequenzkoeffizientenwerte (F) entsprechend den durch die Transformationsschaltungen zu bestimmenden Bezugstonsignalen zugeführt werden.






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