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Dokumentenidentifikation DE2744718C2 08.05.1991
Titel Verfahren zur Erzeugung von Kommutierungssignalen für einen bürstenlosen Gleichstrommotor und Kommutierungsschaltung
Anmelder General Electric Co., Schenectady, N.Y., US
Erfinder Wright, Floyd Howard;
Erdman, David Marvin, Fort Wayne, Ind., US
Vertreter Schüler, H., Dipl.-Chem. Dr.rer.nat., Pat.-Anw., 6000 Frankfurt
DE-Anmeldedatum 05.10.1977
DE-Aktenzeichen 2744718
Offenlegungstag 06.04.1978
Veröffentlichungstag der Patenterteilung 08.05.1991
Veröffentlichungstag im Patentblatt 08.05.1991
IPC-Hauptklasse H02K 29/12

Beschreibung[de]

Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zur Erzeugung von Kommutierungssignalen für einen bürstenlosen Gleichstrommotor und eine Kommutierungsschaltung gemäß den Oberbegriffen der Patentansprüche 1 bzw. 5. Ein derartiges Verfahren und eine derartige Kommutierungsschaltung die ohne einen eigentlichen Rotorstellungssensor auskommen sind aus der DE-AS 12 38 998 bekannt.

Bei Gleichstrommotoren besteht die Kommutierung im wesentlichen in einem Umschaltvorgang zur Steuerung der Ströme durch Abschnitte der Ankerwicklung.

Dieser Vorgang wird üblicherweise mit Hilfe von Bürsten und von in Segmente unterteilten Kollektoren durchgeführt. Bei solchen Konstruktionen tritt an den Bürsten ein Verschleiß auf, so daß sie häufig ausgewechselt werden müssen. Auch die Funkenbildung und eine entsprechende Erzeugung von hochfrequenten Störsignalen sind meistens unvermeidlich.

Diese Nachteile verbieten oft die Anwendung von Gleichstrommotoren bei kritischen Anforderungen, obwohl die Verwendung solcher Motoren aus anderen Gesichtspunkten heraus vorteilhaft wäre. Frühzeitige Bemühungen zur Schaffung von Gleichstrommotoren ohne Bürsten waren meist auf die folgenden Lösungsversuche beschränkt: Die Umwandlung von Gleichstrom in Wechselstrom und damit notwendigerweise ein Induktionsmotorbetrieb; die Verwendung der Geschwindigkeit des Läufers (Rotors) zur Umschaltsteuerung, welche jedoch nicht in allen Stellungen des Läufers unter verschiedenen Belastungsverhältnissen oder beim Anfahren des Motors wirksam war; oder die Verwendung von Schaltungen mit einer großen Anzahl von Schalter-Bauelementen, wodurch die Schaltungen kompliziert und kostspielig waren.

Es ist Aufgabe der Erfindung, ein Verfahren und eine Schaltung zum Kommutieren eines bürstenlosen Gleichstrommotors der gattungsgemäßen Art zu schaffen, bei denen der Kommutierungszeitpunkt sehr genau und belastungsunabhängig festgelegt wird.

Die Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die Maßnahmen der Patentansprüche 1 bzw. 5 gelöst.

Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den jeweiligen Unteransprüchen gekennzeichnet.

Die mit der Erfindung erzielbaren Vorteile bestehen insbesondere darin, daß die Kommutierungsschaltung eine zuverlässige Simulation der relativen Stellung von Läufer und Anker auch bei veränderlichen Drehzahlen und Wellenbelastungen enthält. Die Schaltung spricht auf die Flußverhältnisse in den Ankerwicklungen an und erzeugt Informationssignale, welche die Stellung der Welle und des Ankers relativ zueinander anzeigen. Diese Informationssignale werden verwendet zur Steuerung der Ankererregung in einer vorbestimmten Reihenfolge, wodurch die Ankerwicklungen effizient erregt werden. Somit wird eine elektronisch gesteuerte Kommutierung eines bürstenlosen Gleichstrommotors auf der Grundlage der Flußverhältnisse erhalten, so daß diese Kommutierung nicht beeinträchtigt wird durch Änderungen in der Drehzahl oder in der Wellenbelastung und auch keine mechanisch angekoppelten Detektoren oder Meßfühler für die Erfassung der Stellung der Läuferwelle benötigt werden.

Weiterhin können bürstenlose Gleichstrommotoren gemäß der Erfindung leicht für Anwendungszwecke angepaßt werden, in denen nur ein geringer Platz zur Verfügung steht. Beispielsweise können diese Motoren leicht angepaßt werden für den Antrieb des Verdichters oder Kompressors einer Klimaanlage in einem Fahrzeug oder Automobil, wobei die Leistung einer Lichtmaschine oder einem Akkumulator entnommen werden kann. In solchen Anordnungen können ein elektronisch kommutierter Motor und Verdichter beide in einem dicht verschlossenen Gehäuse untergebracht werden. Bei solchen verschlossenen Anordnungen sind Verunreinigungen durch Kohleabrieb nicht erwünscht, und die Verwendung von bürstenlosen Motoren in einer solchen Anordnung ergibt einen ausgeprägten Vorteil gegenüber Motoren mit mechanischer Kommutierung. Da jedoch diese Einheiten luftdicht verschlossen sind, muß der Motor sehr zuverlässig sein und alle Teile des Motors müssen so beschaffen sein, daß das Kältemittel weder den Motor beschädigt noch von den Bauteilen des Motors oder den für die Herstellung dieser Bauteile verwendeten Materialien beeinträchtigt wird.

Üblicherweise sind die Motorenhersteller mit einer ersten Art von Spezialausrüstung, Verfahren, Werkzeugen, Formen usw. ausgestattet zur Herstellung von Wechselstrominduktionsmotoren und mit einer zweiten Art von Anlagen für die Herstellung von Gleichstrommotoren. Zu einem hohen Grade sind die Werkzeuge und Anlagen für die Herstellung von Wechselstrommotoren nicht brauchbar für die Herstellung der bekannten Gleichstrommotoren. Die stationären Anker von Gleichstrommotoren gemäß der Erfindung können unter Verwendung konventioneller Wickelmaschinen für Wechselstrommotoren gewickelt werden. Somit ergibt sich eine wesentliche Kostenersparnis in der Herstellung und im Betrieb.

Durch zweckmäßige Wahl der Wicklungsparameter, der Abmessung des Magneten und der Elektronik zur Steuerung des Kommutierungszyklus kann ein zuverlässiger bürstenloser Gleichstrommotor mit gutem Wirkungsgrad erhalten werden, welcher ein gewünschtes Verhältnis zwischen Drehzahl und Drehmoment besitzt und mit annehmbaren Kosten hergestellt werden kann.

Es können auch Schutzschaltungen benutzt werden, um eine niedrige Drehzahl, eine niedrige Spannung oder einen Zustand mit hoher Spannung festzustellen und dann den Betrieb des Motors zu unterbrechen. Eine Schutzschaltung für niedrige Drehzahl spricht auf die Ausgangssignale einer Schaltung zur Feststellung der Lage an der Erzeugung eines Signals für die Motordrehzahl und vergleicht dieses Drehzahlsignal mit einem Referenzwert entsprechend einer zulässigen Mindestdrehzahl und erzeugt ein Ausgangssignal zur Unterbrechung des Motorbetriebs über eine vorbestimmte Zeitdauer, wenn die Motordrehzahl kleiner ist als die zulässige Mindestdrehzahl. Um zu gewährleisten, daß dem Motor eine Spannung innerhalb eines zulässigen Bereichs zugeführt wird, sind Schutzschaltungen für Unter- und Oberspannung vorgesehen zum Vergleich der dem Motor von einer Spannungsquelle zugeführten Spannung mit vorgegebenen zulässigen Mindest- und Maximalspannungen. Diese Schaltungen erzeugen Signale zur Unterbrechung des Motorbetriebs, wenn die Versorgungsspannung zum Motor kleiner ist als die zulässige Mindestspannung oder größer ist als die zulässige maximale Spannung.

Die Erfindung wird nun anhand der Beschreibung und Zeichnung von Ausführungsbeispielen näher erläutert.

Fig. 1 zeigt eine auseinandergezogene perspektivische Darstellung der Hauptbestandteile eines bürstenlosen Gleichstrommotors.

Fig. 2 zeigt eine schematische Vorderansicht des Blechpakets des Motors nach Fig. 1.

Fig. 3 zeigt eine erfindungsgemäße Schaltung, welche auf verschiedene Kurven anspricht, als Ausführungsbeispiel der Erfindung.

Fig. 4 zeigt mehrere Spannungskurven für die Schaltung nach Fig. 3 und zeigt eine richtige (bevorzugte) und falsche (nicht bevorzugte) zeitliche Lagen der Kommutierung.

Fig. 5 zeigt Stromkurven in der Spule nach Fig. 3 für eine frühzeitige, bevorzugte und verspätete Kommutierung.

Fig. 6 zeigt eine idealisierte Darstellung einer einzigen Ankerspule und ihrer Beziehung zum Flußfeld in dem Läufer.

Fig. 7a und 7b bilden zusammen eine abgewandelte Schaltung zur indirekten Erfassung und Steuerung der Schaltung des Rotors.

Fig. 8 zeigt verschiedene Wellenformen für die Schaltung nach Fig. 7a, 7b.

Fig. 1 zeigt die Bestandteile eines zweiphasigen bürstenlosen Gleichstrommotors mit zwei Polen und einem Permanentmagnetrotor 10 auf einer Welle 11. Der Rotor 10 weist einen kompakten Kern 12 aus Magneteisen und zwei kreisbogenförmige Magneten 13 und 14 auf, welche am Umfang des Kerns diametral gegenüberstehend angeordnet sind. Die Magneten 13 und 14 sind hier keramische Magneten (Sintermagneten). Sie können jedoch aus Kobalt-Samarium, Almico oder irgendeinem anderen Magnetmaterial bestehen. Die Bogenlänge jedes Magneten liegt dabei vorzugsweise zwischen 135 elektrischen Graden und 160 elektrischen Graden; sie könnte jedoch auch bis 180 elektrischen Graden und bis herunter zu etwa 90 elektrischen Graden betragen.

Bei Motoren mit mehreren Phasen und/oder anderer Zahl und Anordnungen der Pole werden allgemein die gleichen vorstehend angeführten optimalen Bogenlängen der Magneten verwendet, obwohl sich dabei die Anzahl der Dauermagnete und die räumliche Bogenlänge der einzelnen Magneten gemäß der Anzahl der elektrischen Pole (oder Polpaare) ändern wird, welche durch die Wicklungen erzeugt werden. Beispielsweise wird ein dreiphasiger Vierpolmotor mit 4 Dauermagneten ausgestattet, die jeweils eine Bogenlänge vorzugsweise zwischen 135 und 160 elektrischen Graden besitzen, wie dies vorstehend ausgeführt ist, das heißt zwischen 67,5 und 80 Grad im Winkelmaß. In ähnlicher Weise besitzt ein vierphasiger Sechspolmotor 6 Dauermagneten mit einer Bogenlänge vorzugsweise zwischen 135 und 160 elektrischen Graden, das heißt zwischen 45 und 53 ¹/&sub3; mechanischen Graden. Die Bogenlänge des Magneten ändert sich auch gemäß der Konzentration der Wicklungen in dem stationären Anker.

Wenn die Bogenlängen in der Größenordnung von 90 elektrischen Graden liegen, dann werden die Wicklungen relativ stärker konzentriert. Beispielsweise werden in einem stationären Anker mit 24 Nuten für einen zweiphasigen Betrieb mit 2 Polen die äußeren Spulen jeder Spulengruppe vorzugsweise etwa 10 Nuten überbrücken. Weiterhin wird jede Spulengruppe (2 Spulenhälften) vorzugsweise 3 Spulen in jeder Spulenhälfte enthalten, welche 9 bzw. 7 bzw. 5 Zähne überbrücken. Diese Art des Aufbaus ergibt eine optimale Leistungsfähigkeit eines solchen Motors.

Andererseits werden für einige Anwendungsfälle sehr stark konzentrierte Wicklungen vorgesehen, die jeweils nur ein Nutenpaar einnehmen, und in diesem Fall nähert sich die Zonenbreite der Wicklung 0 elektrischen Graden und ist mechanisch nur gleich der Breite einer Nut, wobei die Wicklung trotzdem eine Spannweite von 180 elektrischen Graden besitzt.

Der stationäre Anker (Stator) 15 enthält ein Joch 16 mit relativ niedrigem magnetischen Widerstand und ist aus einer Anzahl Ankerblechen 17 gebildet, welche durch eine Anzahl von durch den Anker hindurchgeführte Schrauben 18 zusammengehalten werden, von denen zwei gezeigt sind, und die durch koaxial angeordnete Schraubenlöcher 19 in den Ankerblechen 17 hindurchführen.

Jedes Ankerblech 17 enthält eine Anzahl von Zähnen 20 entlang seiner Innenbohrung, so daß die zusammengefügten Ankerbleche 17 eine Anzahl von axial verlaufenden Nuten 21 bilden, in denen die Ankerwicklungen 22 untergebracht sind.

Die Ankerwicklungen 22 können mit Hilfe von konventionellen Wickelmaschinen für Induktionsmotoren gewickelt werden. Daher können die Windungen der Wicklung unmittelbar auf Vorrichtungen zum Einsetzen der Wicklungen gewickelt werden, um dann in die Nuten 21 eingesetzt zu werden. Alternativ hierzu können die Wicklungen auf einer Aufnahmevorrichtung gewickelt werden, dann auf eine Einsetzvorrichtung überführt werden und anschließend axial in die Nuten 21 eingeführt werden.

Vorzugsweise besitzt in einem zweiphasigen Zweipolmotor jede Ankerwicklung 22 eine Breite von etwa 90 elektrischen Graden über den Ankernuten 21, so daß bei Stromzufuhr zu den Ankerwicklungen 22 untereinander senkrechte Magnetfelder erzeugt werden unter der Annahme, daß keine Nut 21 für mehrere Ankerwicklungen 22 gemeinsam ist und daß alle Nuten 21 des stationären Ankers 15 belegt werden. Die Wickelköpfe erstrecken sich über die Stirnflächen des Kerns hinaus, und die Wicklungsenden oder Zuleitungen der Wicklung werden herausgeführt und einzeln an die Steuerschaltung und die zugeordnete Umschalteinrichtung angeschlossen.

Fig. 2 zeigt eine beispielhafte Anordnung der Wicklung für einen Motor mit 1/20 PS, 3000 U/minute als Gleichstrommotor mit elektronischer Kommutierung als Ausführungsbeispiel der Erfindung. Die gewählte Form der Ankerbleche enthält 24 Nuten 21 und weiterhin besitzt jede Wicklung 54 bifilare Windungen. Bei den gegenüberstehend angeordneten Paaren von bifilar gewickelten Wicklungen sind 4 Wicklungen a, b, c und d vorgesehen. Die Wicklungen a und c sind bifilar gewickelt und befinden sich in den sechs obersten und sechs untersten Nuten 801-812 gemäß der Ansicht in Fig. 2. Sie sind innerhalb der gestrichelten Linien enthalten. Die Wicklungen b und d sind ebenfalls bifilar gewickelt und befinden sich in den sechs linken und den sechs rechten Nuten gemäß der Ansicht in Fig. 2. Der Anker 17 ist gewickelt mit einer Windungsverteilung der Wicklung von 10 Windungen, 10 Windungen, 7 Windungen gerechnet von der äußersten zur innersten Spule für jede der in Fig. 2 gezeigten Spulengruppen. Jede Wicklung enthält gemäß der Darstellung zwei Spulensätze. Die jeweilige Windungszahl in einer Nut für jede Wicklung und die resultierende Gesamtverteilung könnte dabei gemäß den erwünschten zu erreichenden Kenngrößen des Motors abgewandelt werden. Beispielsweise könnte eine maximale Anzahl von Windungen in die äußersten Spulen jeder Spulengruppe gelegt werden und andererseits zur Konzentration der Wicklung eine minimale Anzahl von Windungen in der innersten Spule vorgesehen werden. Wenn die Wicklung auf diese Weise konzentriert ist, dann ergibt sich ein höheres mittleres Drehmoment (unter der Annahme, daß der Ankerkern, der Aufbau des Läufers, der Wicklungswiderstand und die Gesamtzahl der Windungen gleich bleiben). Dann ist jedoch der Umschaltpunkt kritischer und es ist möglich, daß der Winkel der Kommutierungsvoreilung verändert werden muß. Weiterhin treten dann allgemein stärkere Abfälle im Drehmoment auf (während des Laufs und des Stillstands). Sie besitzen jedoch eine kürzere Dauer.

Wie in Fig. 2 gezeigt ist, sind die Windungen jeder Wicklung in einem gegebenen Paar von Nuten (z. B. 21) angeordnet und in jeder Nut befindet sich dann die gewünschte Anzahl von Windungen. Die Wicklung setzt sich selbstverständlich in dem nächsten Paar von Nuten fort und die gewünschte Anzahl von Nuten und Zähnen 20 werden überbrückt. In dem dargestellten Ausführungsbeispiel wird dabei eine Anzahl von 11 Zähnen überbrückt und ergibt eine Breite der Wicklung von beispielsweise 90 elektrischen Graden für jede Wicklung. Dies ermöglicht die Erzeugung einer Folge von untereinander senkrechten Magnetfeldern. Durch Verwendung von bifilaren Drähten werden 2 Wicklungen gleichzeitig gewickelt und ein Ende jedes Drahtes kann dann zweckmäßigerweise geerdet werden um eine elektrische Schaltung für die Wicklung in Form einer Einwegbrücke (oder Sternschaltung) zu erhalten.

Der stationäre Anker 15 besitzt eine axiale Bohrung 23, welche den Rotor 10 aufnimmt. Die kreisbogenförmigen Magnete 13 und 14 werden auf den äußeren Oberflächen des Kerns 12 mit geringem magnetischen Widerstand angebracht. Die Magnetisierung verläuft dabei in der radialen Richtung und die radiale Dicke ist dabei so gewählt, daß sie die gewünschte magnetomotorische Kraft (für ein gegebenes Magnetmaterial) erzeugt und daß gewährleistet wird, daß keine irreversible Entmagnetisierung durch die Felder erfolgt, welche durch den Strom in den Ankerwicklungen während eines blockierten Rotors 10 erzeugt werden.

Fig. 1 zeigt, daß benachbart zum einen Ende des Rotors 10 eine Meßfühleranordnung 40 zur Feststellung der Stellung der Welle angeordnet ist, welche eine Blende 41 und einen Bügel 42 zur Halterung eines Paars von optischen Lichtunterbrechungsmoduls enthält, das heißt optische Meßfühler 43 und 44. Die Blende 41 kann dabei aus irgendeinem optisch undurchsichtigen Material oder aus einem beschichteten Material bestehen, beispielsweise aus Aluminium (Messung, Stahl usw.). Sie enthält ein ebenes scheibenförmiges Element 45 mit einem Blenden- oder Verschlußflansch 46, welcher sich entlang des Umfangs des Scheibenelementes über eine Bogenlänge von etwa 180 elektrischen Graden erstreckt. Das Scheibenelement enthält eine mittlere Öffnung 47, welche einen geringfügig größeren Durchmesser als die Welle 11 besitzt, so daß es bequem über sie geschoben werden und anliegend an der Endfläche des kompakten Kerns 12 befestigt werden kann. Hierzu sind zwei Öffnungen 48 zur Aufnahme von Schrauben vorgesehen welche dann in Gewindeöffnungen 50 im Kern 12 eingeschraubt werden. Selbstverständlich können auch andere Anordnungen zur Befestigung des Elements 45 am Rotor 10 benutzt werden, wenn nur der Flansch 46 vom Läufer nach außen ragt und mit den Meßfühlern 43 und 44 zusammenwirken kann, um Bezugssignale für die Rotorstellung zu erzeugen entsprechend der Stellung des Rotors relativ zum Stator 15.

Fig. 1 zeigt ferner daß der Bügel 42 ein erstes bogenförmiges Segment 51 mit einem Längsschlitz 52 entlang seiner Länge enthält. Der Schlitz 52 gestattet die einstellbare Befestigung des Bügels 42 an dem Blechpaket 17 des Stators mit Hilfe von Schrauben. Ein zweites kreisbogenförmiges Segment 53 wird radial innerhalb des ersten Segments gehalten mit Hilfe eines U-förmigen Verbindungsbügels oder Armteils 54. Gemäß Fig. 1 ist dabei der Bügel 54 so geformt, daß er über die Wickelköpfe paßt und die Meßfühler 43, 44 mit einer räumlichen Orientierung von 90 Grad für den Zweiphasenmotor innerhalb der Wickelköpfe der Ankerwicklungen trägt, wobei diese Meßfühler 43, 44 mit dem nach außen ragenden Verschlußflansch 46 zusammenwirken können. Es ist zu beachten, daß die Meßfühler 43, 44 innerhalb des äußersten axialen Abstandes der Wickelköpfe und auch noch innerhalb ihrer radialen Abmessung gehalten werden, so daß auf diese Weise die axiale Länge des Motors auf ein Minimum gebracht ist, wobei die Abmessung des Bügels 54 nur sehr wenig zur axialen Gesamtlänge beiträgt.

Diese Meßfühler 43, 44 können vermieden werden, wenn ein Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 3 verwendet wird. Dort werden anstelle der Meßfühlersignale Ausgangssignale von NAND-Gattern 1043 und 1045 erzeugt. Die orthogonal zueinander angeordneten Motorwicklungen für zwei Phasen liefern Eingangssignale an Anschlüsse 1047 und 1049. Ein Schieberegister 1051 ist als 4-Bit-Ringzähler geschaltet und ergibt eine Identifizierung derjenigen unter den 4 Wicklungen a, b, c oder d, welche gegenwärtig erregt ist. Die in einer zu diesem Zeitpunkt gerade nicht erregten Wicklung induzierte Spannung wird dabei abgetastet durch Freigabe eines der beiden Schalter 1053 und 1055. Häufig ist dabei die abgetastete Wicklung diejenige Wicklung, welche in der Taktfolge als nächste Wicklung erregt wird. Die abgetastete induzierte Spannung wird durch einen Integrator 1057 integriert und in dem Komparator 1061 mit einem Referenzwert 1059 verglichen. Wenn das Spannungsintegral größer ist als der Referenzwert, dann geht der Ausgang des Komparators 1061 auf einen hohen Wert, und eine Differenzierschaltung 1063 inkrementiert das Schieberegister 1051 auf seine nächste Anzeige. Jede Änderung in der hohen Bit-Stellung des Schieberegisters 1051 wird erfaßt durch NAND-Gatter 1065 und 1067, wodurch über Invertierer 1069 und 1071 und ein weiteres NAND-Gatter 1073 der Monoflop 1075 getriggert wird zur Rückstellung des Integrators 1057 auf seinen Ausgangszustand für den nächsten Integrationszyklus. Durch den Monoflop 1075 wird auch noch ein Anfangszustandsintervall eingestellt. Das Intervall ist nicht nur groß genug zum Rücksetzen des Integrators 1057; es beseitigt noch zusätzlich den Einfluß von durch das Umschalten erzeugten vorübergehenden Spannungsspitzen auf die Berechnung und gewährleistet, daß die induzierte Spannung bei einem Zusammenbrechen des Magnetfeldes in einer abgeschalteten Wicklung nicht in die Berechnung eingeht. Es werden nur zwei Anschlüsse 1047 und 1049 für die Erfassung der Spannung verwendet und es wird nur die Spannung über zwei Wicklungen erfaßt. Um zu gewährleisten, daß jedesmal die gleiche Polarität der Wicklungsspannung erfaßt wird, ist ein Invertierer 1077 zusammen mit abwechselnd freigegebenen Schaltern 1079 und 1081 vorgesehen. Diese letzteren Schalter werden abwechselnd freigegeben durch das Ausgangssignal oder den Ausgangszustand des NAND-Gatters 1043 und des Invertierers 1083.

Es ist zu beachten, daß durch eine Änderung der Läuferdrehzahl die Integrationszeit verändert wird. Dies besitzt jedoch keine Auswirkung auf das Gesamtergebnis, und daher ist das Ausgangssignal (die Ausgangsspannung) des Integrators ein Maß für die Läuferstellung oder die gesamte Flußänderung und nicht für die Läuferdrehzahl oder die Änderungsgeschwindigkeit des Magnetflusses.

Die zur Schaltung nach Fig. 3 gehörigen Wellenkurven sind in Fig. 4 abgebildet, wobei der kurze Impuls 1085 für den Anfangszustand das Anfangszustandssignal darstellt, welches über den Invertierer 1087 dem Integrator 1057 zugeführt wird. Das Ausgangssignal des Integrators 1057 ist abgebildet für eine richtige oder bevorzugte "Bürstenstellung" in der zweiten Wellenkurve. Eine zu spät bzw. zu früh erfolgte Umschaltung führen andererseits zu den abgebildeten dritten bzw. vierten Wellenkurven des Integrators 1057. Aus der Betrachtung der Wellenkurve "Umschaltung zu spät" ist ersichtlich, daß am Integratorausgang der Referenzwert zeitlich früher erreicht wird als bei dem optimalen Zustand. Dadurch wird selbstverständlich das Schieberegister 1051 früher inkrementiert und hierdurch wird der Zustand "Umschaltung zu spät" kompensiert. Das Vorspannungseingangssignal 1089 zum Integrator 1057 wird dabei zugeführt zum Durchschalten in Sequenz, wenn an dem Anschluß 1047 oder 1049 keine Gegen-EMK vorhanden ist, das heißt, wenn der Motor stillsteht. Dieses Vorspannungssignal 1089 bewirkt dabei das gleiche Verhalten der Schaltung, wie es bei einem Lauf des Motors mit niedriger Drehzahl in der gewünschten Richtung vorliegen würde, und das Anfahren des Motors wird durch dieses Vorspannungssignal stark begünstigt. Es ist zu beachten, daß anstelle einer Erzeugung der Signale A und B, wie sie in den bürstenlosen Motoren des Typs mit Meßfühler verwendet wurden, die Ausgangssignale vom Schieberegister 1051 unmittelbar zur Freigabe der Schaltung zum Erregen der Wicklung benutzt werden könnten.

Die Wellenkurven nach Fig. 4 stellen das Integral der Spannung über einer Wicklung dar, die zu diesem Zeitpunkt nicht erregt ist, jedoch beispielsweise in der Sequenz als nächste erregt werden wird. Dagegen stellen die Wellenkurven in Fig. 5 den Stromfluß durch eine erregte Wicklung dar, wobei die obere Wellenkurve eine Situation mit starker Last oder frühzeitiger Kommutierung darstellt und die unterste Wellenkurve eine Situation mit geringer Last oder später Kommutierung zeigt. Dabei zeigt die mittlere Wellenkurve die Wellenkurve für die optimale "Bürstenstellung" oder Kommutierungszeit. Die Wellenkurve für die richtige Kommutierungszeit entspricht dabei der relativen Lageeinstellung zwischen einer Spule 1091 und einer Magnetflußverteilung 1093 des Rotors 10, welche gemäß der Abbildung in Fig. 6 während ihrer Dauer relativ gleichförmig ist. Wenn sich die Spule der Fig. 6 rechts von der in Fig. 6 gezeigten Stellung befindet, dann liegt die Situation mit einer starken Last oder einer frühzeitigen Umschaltung der Spule 1091 vor und es würde an der Vorderkante (im Anfangsteil) des Stromdurchlaßintervalls eine Spitzenstromstärke auftreten, wie dies in der oberen Wellenkurve der Fig. 5 gezeigt ist, und dies würde dem Ausgangssignal des Integrators 1057 entsprechen, wie es in der untersten Wellenkurve der Fig. 4 abgebildet ist.

Das Schaltbild nach den Fig. 7a und 7b und die in Fig. 8 abgebildeten zugehörigen Wellenkurven zeigen einen weiteren Lösungsweg für einen Gleichstrommotor mit elektronischer Kommutierung, bei dem keine Meßfühler für die Stellung des Läufers verwendet werden und stattdessen die Gegen-EMK einer nicht erregten Wicklung erfaßt wird. Dies kann die als nächstes in der Schaltfolge freizugebende Wicklung sein.

Bei diesem Lösungsweg wird die EMK jeder Wicklung von einem Nulldurchgangspunkt ausgehend solange integriert, bis eine bestimmte Anzahl von Voltsekunden aufgelaufen ist. Die Integrationsschaltung ignoriert dabei negative Werte der EMK und gestattet eine genaue Steuerung des Voreilungswinkels der Kommutierung unabhängig von der Drehzahl des Läufers. Es ist dabei eine Anlaufunterstützung vorgesehen, um eine Anfangsdrehung des Motors zu gewährleisten. Weitere Steuermöglichkeiten gemäß der nachstehenden Erörterung sind vorgesehen, einschließlich Schutzschaltungen zur Unterbindung der Motordrehung während eines Zustandes mit Unterspannung, Überspannung, Unterdrehzahl und/oder Verhältnissen mit umgekehrter Spannungspolarität.

Diese Schaltungsanordnung nach den Fig. 7a und 7b kann dabei in Verbindung mit einem zweiphasigen Zweipolmotor mit bifilaren Wicklungen für jede Phase verwendet werden. Weiterhin ist es wichtig, daß diese Art der Anordnung auch mit einem Dreiphasenmotor, Vierphasenmotor und sogar bei einem Motor mit mehr als vier Phasen verwendet werden kann. Der Strom von einem Akkumunlator, einer anderen Gleichspannungsquelle oder einem Gleichspannungsnetzteil wird von dem Anschluß für die Spannung +V den einzelnen Wicklungen des Motors über Transistoren 362 und 364 zugeführt, welche in einer abgewandelten Darlington-Schaltung geschaltet sind, wobei für jede Motorzuleitung ein solches Transistorpaar vorgesehen ist. Einige der bei der Verknüpfungsschaltung vorhandenen Masse- bzw. Erdungsprobleme können vermieden werden, beispielsweise in einem Kühlsystem mit Speisung aus einem Fahrzeugakkumulator, wenn der Anschluß +V mit dem positiven Anschluß des Akkumulators und in Sequenz mit jeder positiven Zuleitung zu Motorwicklungen verbunden wird, wobei alle negativen Zuleitungen zu Wicklungen des Motors miteinander und mit der negativen Seite der Spannungsquelle verbunden sind. Rückkopplungsdioden, wie die Freilaufdiode 366 bilden einen Stromleitungsweg in einer Wicklung für die in einer anderen Wicklung gespeicherte Energie in dem Zeitpunkt, in welchem der Strom in dieser anderen Wicklung abgeschaltet wird. Der Kondensator 368 wirkt als eine Senke zur Aufnahme dieser Energie, beispielsweise wenn die Spannungsquelle unabsichtlich unterbrochen wird oder wenn als Spannungsquelle kein Akkumulator verwendet wird. Jede Wicklung und jedes Transistorpaar (362, 364) werden während eines Viertels der Zeitdauer eines Umlaufs des Rotors freigegeben und es kann eine Schutzeinrichtung, beispielsweise in Form einer Diode 370, enthalten sein, um einen Schutz gegen unbeabsichtigte Vertauschung der Polarität der Anschlüsse zu erhalten. In der abgebildeten Anordnung wird eine Beschädigung der Kommutierungsschaltung und des Motors verhindert, da ein Stromfluß durch die Diode 370 infolge einer vertauschten Polarität ein Ansprechen der Sicherung 372 bewirkt. Die positive Spannung V von der Gleichstromquelle wird neben dem sequentiellen Anlegen an die Motorwicklung auch noch dem Anschluß 374 als Energiequelle für den Ausgangsleitungstransistor, beispielsweise den Transistor 376, zugeführt und weiterhin dem Anschluß 378, wo die Spannung durch einen Filterkreis mit Zener-Diode 616 verarbeitet wird, um am Anschluß 380 eine stabilisierte Spannung Vr von beispielsweise 8,2 Volt zu erhalten, welche als Spannungsquelle für die Logikbauelemente und die Operationsverstärker dient.

Die Logikschaltung arbeitet so, daß sie in Sequenz die Leistungstransistoren, beispielsweise die Transistoren 362 und 364, ansteuert und das Steuersignal auslöst, wenn sich die auf dem Läufer befestigten Dauermagnete des Motors in einer optimalen Einstellung relativ zu der zu erregenden Wicklung befinden. Diese optimale Stellung oder der gewünschte Voreilungswinkel wird aus der Gegen-EMK-Spannung als nächstes in der Steuersequenz folgenden Wicklung ermittelt.

Eine innerhalb einer gestrichelten Umrandung in Fig. 7a eingeschlossene Detektorschaltung 814 ist mit jeder der Wicklungen verbunden und erfaßt im Betrieb die EMK einer bestimmten Wicklung, wobei in diesem bestimmten Ausführungsbeispiel die als nächste zu erregende Wicklung hierfür gewählt ist. Die Detektorschaltung 814 gibt dann die erfaßte EMK-Spannung für diese bestimmte Wicklung an eine Schaltung 816 zur Ermittlung der Rotorstellung weiter, in welcher diese EMK-Spannung verarbeitet und zur Erzeugung eines Ausgangssignals zur Simulierung der relativen Stellung des Rotors 10 und des Stators 15 des Motors. In diesem bestimmten Ausführungsbeispiel besitzt dieses Ausgangssignal zur Nachbildung der relativen Stellung die Form von Impulsen. Dabei ist die Folgefrequenz der Impulse oder der zeitliche Ablauf des Auftretens der Impulse eine Anzeige für die relative Stellung von Rotor 10 und Stator 15. Zur Auswahl der als nächste zu erregenden Wicklung gemäß dem Ausgangssignal für die relative Stellung verarbeitet eine Schaltung 818 das empfangene Stellungssignal in einer Index- oder Sequenzanordnung zur Erzeugung eines Ausgangssignals für die Triggerung der Erregung dieser bestimmten Wicklung. Das Ausgangssignal für die relative Stellung und das Ausgangssignal der letztgenannten Schaltung bewirken auch eine Auswahl und das Erregen einer weiteren Wicklung durch die Detektorschaltung.

Im einzelnen enthält die Schaltung 816 zur Ermittlung der relativen Lage nach Fig. 7a einen Operationsverstärker 382, welcher eine Integration dieser Spannung entsprechend der Gegen-EMK vornimmt. Wenn diese integrierte Spannung einen Referenzwert oder eine vorbestimmte Zahl von Voltsekunden erreicht, dann wird ein Ausgangssignal entsprechend der simulierten relativen Stellung erzeugt und eine Zustandsänderung in den nachfolgenden logischen Teilen der Schaltung und eine Weiterschaltung auf den nächst folgenden Vorgang zum Erregen einer Wicklung bewirkt. In diesem Ablauf wird das Ansteuersignal zu dem eingeschalteten Transistor von den Steuertransistoren, beispielsweise dem Transistor 376, weggenommen und umgeschaltet auf das nächste zuzuschaltende Darlington-Paar oder den nächsten Ausgangstransistor. Zur Erfassung der EMK-Spannung der Wicklungen und damit zur Steuerung ihrer Erregungssequenz sind die Motorzuleitungen 384, 386, 388 und 390 ganz rechts in Fig. 7b mit den gleich bezifferten Anschlüssen auf der linken Seite der Fig. 7a verbunden zur Abtastung der EMK-Spannung der Wicklungen in Sequenz mit Hilfe der Schalter 392, 394, 396 und 398 der Detektorschaltung. Diese Schalter werden in Sequenz durch NOR-Gatter freigegeben, beispielsweise das Gatter 400, die als Eingangssignal das Signal für die simulierte relative Stellung und das Ausgangssignal von der vorgenannten Schaltungsanordnung erhalten, wobei diese NOR-Gatter mit den Schaltern über die Anschlüsse 402, 404, 406 und 408 verbunden sind. Wenn jedoch die dem Motor zugeführte Spannung außerhalb eines vorbestimmten Spannungsbereichs liegt oder die Motordrehzahl unter einer vorbestimmten Mindestdrehzahl liegt, dann wird die Erregung der Wicklung und dadurch der weitere Motorlauf verhindert. Eine Unterspannungsschaltung 820 und eine Überspannungsschaltung 822 sind vorgesehen und besitzen als Kernstück jeweils einen Operationsverstärker 410 bzw. 412. Diese Schaltungen 820 und 822 gewährleisten, daß die dem Motor zugeführte Spannung nicht unter einen vorbestimmten Mindestwert absinkt und nicht einen vorbestimmten Höchstwert übersteigt. Eine Unterdrehzahlschaltung 824 besitzt als wesentliche Teile den Operationsverstärker 414 und logische Invertiergatter 416, 418 und 420 und gewährleistet, daß der Motor stets oberhalb einer vorbestimmten Mindestdrehzahl betrieben wird. Diese Schaltungen 820, 822, 824 bewirken im Falle eines Defektes, das heißt einer Verletzung der vorgenannten vorbestimmten Grenzwerte, ein Umschalten des Transistors 422 in den gesperrten Zustand, und dadurch werden den Ausgangsleistungstransistoren, beispielsweise der Transistor 376 gesperrt.

Um das Ausgangssignal zur Anzeige der relativen Lage von Rotor 10 und Stator 15 zu erzeugen, wenn der Operationsverstärker 382 die EMK- Spannung auf einen vorbestimmten Referenzwert integriert hat, ist die Schaltung zur Bestimmung der Stellung mit invertierenden Gattern 442 und 444 versehen, welche mit einer Rückführung miteinander verbunden sind zur Bildung einer Schmitt-Trigger-Schaltung, und welche mit NAND-Gattern 446 und 448 verbunden sind, die ihrerseits zur Bildung eines Monovibrators geschaltet sind. Das Ausgangssignal des Monovibrators läuft durch ein invertierendes NAND-Gatter 450 und in zwei Flip-Flops 452 und 454 zur Erzeugung von Signalen Q1 und Q2 zusammen mit den komplementären Signalen. Diese Signale werden durch einen ersten Decoder, welcher vier NAND-Gatter wie das Gatter 456 umfaßt, und einen zweiten Decoder miteinander verknüpft, der vier NOR-Gatter wie das Gatter 400 enthält. Die verknüpften Invertiergatter 416 und 418, welche die Schmitt-Trigger-Schaltung bilden, können in ähnlicher Weise Schaltungen des Typs CD401 sein, während die Invertierer, wie beispielsweise der Invertierer 458, aus Bauelementen des Typs CD4049 bestehen können.

Die Kurven nach Fig. 8 zeigen den stationären Zustand der Schaltung nach den Fig. 7a und 7b, wobei die Bezugszahlen links neben den Kurven die Punkte in der Schaltzeichnung (Fig. 7a, 7b) bezeichnen, wo diese Kurven auftreten. Oben in Fig. 8 sind idealisierte Kurven für die Gegen-EMK der Ankerwicklung abgebildet. Die Aufgabe der Schaltung besteht in einer Kommutierung mit einem vorbestimmten Winkel der Kommutierungsvoreilung, das heißt in der Umschaltung von einer Wicklung zur nächsten, wenn sich der Läufermagnet innerhalb 10 bis 15 elektrischen Graden vor der Stellung mit vollständiger Kopplung mit der zu erregenden Wicklung befindet. Dieser Einschaltzeitpunkt ist in Fig. 8 als Zeitpunkt A dargestellt. Dieser Punkt wird bestimmt durch die Integration der Gegen-EMK in dem Verstärker 382 (siehe Fig. 7a) beginnend mit dem Punkt B, welcher den Nulldurchgangspunkt für die Gegen-EMK darstellt. Die Spannung wird während einer Zeitperiode integriert und ist ein Maß für die Flußänderung und ist nicht eine Funktion der Motordrehzahl. Wenn diese Integration abgeschlossen ist und der Triggerpunkt A erreicht ist, dann wird der Schmitt-Trigger- Ausgang 428 durchgeschaltet. Diesem Integrationsintervall zwischen den Punkten B und A geht eine Rückstellperiode von 2 Millisekunden in dieser Ausführungsform voraus, und während dieser Zeit wird der Kondensator 460 wieder auf eine Referenzspannung aufgeladen, welche beispielsweise 6,8 Volt betragen kann und durch die Zener-Diode 462 bestimmt ist. Der Integration geht auch noch ein weiteres Zeitintervall mit einer Dauer voraus, welche durch die Motordrehzahl und durch das Zeitintervall bestimmt ist, in dem die Gegen-EMK negativ ist. Die Zener-Diode 462 bewirkt dabei eine Veränderung des Integrationsbeginns bei negativer EMK-Spannung, so daß das Integrationsintervall beim Nulldurchgangspunkt der EMK-Spannung am Punkt B gemäß der Abbildung in Fig. 8 beginnt. Der Triggerpunkt für die Schmitt-Trigger-Schaltung ist durch das Potentiometer 464 einstellbar.

Die Integration ausgehend vom Zeitpunkt B unterstützt das Starten des Motors und gewährleistet eine genaue Steuerung des Voreilungswinkels der Kommutierung unabhängig von der Drehzahl des Läufers. Das Starten wird dadurch unterstützt, daß eine Rückwärtslaufrichtung des Motors eine EMK-Spannung mit einer relativ großen positiven Polarität erzeugt. Daher wird dann die Integration schnell beendet, und dies bewirkt ein schnelles Umschalten auf eine nächste Wicklung in der gewünschten Schaltfolge. Diese Integration und das schnelle Umschalten wird so lange fortgesetzt, bis sich der Motor in der richtigen Laufrichtung dreht und zum richtigen Zeitpunkt kommutiert wird. Weiterhin werden negative EMK-Spannungen nicht beachtet, und daher beginnt die Integration nicht gleichzeitig mit dem Weiterschalten der Detektorschaltung 814. Wenn daher zur Unterdrückung von Störsignalen (Rauschen) und von vorübergehenden, durch das Umschalten erzeugten Spannungen und/oder von Spannungen durch das Rückstellen der Integrationsschaltung eine feste Verzögerung benötigt wird, dann tritt diese Verzögerung während der negativen EMK auf und bewirkt daher keine Schwankung des Voreilungswinkels mit der Drehzahl des Motors.

Das Ausgangssignal des Schmitt-Triggers betätigt den Monoflop, und dieser liefert eine Zustandsänderung an seinem Ausgang während eines Zeitintervalls von beispielsweise 2 Millisekunden, welches durch den Wert des Kondensators 466 festgelegt ist. Durch diese Ausgangszustandsänderung wird eine Vorrichtung betätigt, welche zur Rücksetzung des EMK-Spannungsintegrators vorgesehen ist. In der abgebildeten Anordnung umfaßt die Rücksetzvorrichtung das NAND-Gatter 468 und die Schalter 470 und 472. Dabei spricht das NAND-Gatter 468 auf das Ausgangssignal des Monoflops an unter Einschaltung der Schalter 470 und 472 zum Rückstellen des Operationsverstärkers 382. Das Ausgangssignal des Monoflops wird in dem NAND-Gatter 450 auch invertiert zur Erzeugung des Ausgangssignals für die simulierte relative Stellung. Dieses wird durch die Flip-Flops 452, 454 weiterverarbeitet zur Erzeugung von Signalen, welche geeignet sind zum sequentiellen Einschalten der Darlington- Leistungstransistoren 362, 364. Das NAND-Gatter 468 unterstützt auch das Anlaufen des Motors, da beim ersten Erregen des Motors der Kondensator 460 entladen ist und der Monoflop ein hohes Ausgangssignal auf der Leitung 430 besitzt und normalerweise bis zum Aufladen des Kondensators 460 und der Beendigung eines Integrationszyklus auf diesem hohen Ausgangssignal bleibt. Der Ausgang des Schmitt-Triggers ist dagegen zunächst auf einem niedrigen Wert, und dieses Ausgangssignal bleibt lange genug auf dem niedrigen Wert, so daß ein hohes Ausgangssignal vom NAND-Gatter 468 die Schalter 470 und 472 einschalten kann zur Aufladung des Kondensators 460.

Nachdem der Kondensator 460 aufgeladen ist, ist die Schaltung für die Ermittlung der Stellung bereit zur Aufnahme von EMK-Spannungssignalen von der Detektorschaltung. Zur sequentiellen Auswahl der Wicklungen, an denen die Spannung abgetastet werden soll, sind NOR-Gatter wie das Gatter 400 vorgesehen zur Betätigung der elektronischen Schalter (beispielsweise der Schalter 392) zum sequentiellen Durchlassen der Gegen-EMK-Spannung von den einzelnen Wicklungen zu dem Operationsverstärker 382. Wie bereits zuvor erwähnt ist, wird diese Durchschaltung in der Taktfolge während eines Zeitintervalls von 2 Millisekunden verzögert, wie dies in den Kurven gemäß Fig. 8 für die Schaltungspunkte 402, 404, 406 und 408 gezeigt ist, um eine erneute Aufladung des Kondensators 460 zuzulassen.

Beim Anfahren des Motors kann die von der Detektorschaltung erfaßte Gegen-EMK-Spannung Null sein und es kann daher vorkommen, daß keine zeitliche Integration der Spannung in dem Operationsverstärker der Schaltung zur Ermittlung der Stellung erfolgt, wenn nicht eine Vorrichtung zur Unterstützung des Anfahrens vorhanden ist. Diese Vorrichtung erzeugt dann ein charakteristisches Signal, das einem EMK-Zustand des Motors bei niedriger Motordrehzahl entspricht, wobei diese EMK eine bedeutend geringere Amplitude besitzt als die vom Motor bei seiner vollen Betriebsdrehzahl erzeugte EMK. In der Anordnung gemäß Fig. 7a umfaßt diese Anfahrunterstützung eine über dem Widerstand 474 erzeugte Vorspannung, welche ein Gegen-EMK-Signal für niedrige Drehzahl simultiert und ein kontinuierliches Durchschalten des Monoflop mit rückgekoppelten Operationsverstärker gewährleistet (Schmitt-Trigger). In der gezeigten Anordnung wurde der Widerstand 474 ausgewählt zur Erzeugung einer Vorspannung, welche einen Zyklus mit einer Ablaufgeschwindigkeit entsprechend 400 Umdrehungen pro Minute für den Motor erzeugt, wobei dann die übrige Schaltung entsprechend anspricht und eine sequentielle Durchschaltung der Ankerwicklungen in der gewünschten Drehrichtung vornimmt. Der Wert des Widerstandes 474 und die Vorspannung zur Unterstützung des Anfahrens kann dabei unterschiedlich sein in Abhängigkeit von dem Drehmoment und der Trägheit, welche vom Motor beim Anfahren zur Drehung des Rotors 10 überwunden werden müssen. Beispielsweise wird bei großer Trägheit eine niedrige Vorspannung bevorzugt. Daher wird der Motor langsam Anfahren und die dadurch erzeugte EMK-Spannung wird nicht von der niedrigen Vorspannung überdeckt. Wenn die Trägheit gering ist, dann kann eine etwas größere Vorspannung verwendet werden, wodurch die Stromstärke in den Leistungsstransistoren 362, 364 verringert wird, weil eine schnellere Umschaltung zur nächsten zu erregenden Ankerwicklung erfolgt. Die Vorspannung wird nicht benötigt, wenn andere Einrichtungen zur Gewährleistung eines Anlaufens des Rotors 10 vorgesehen sind.

Somit wurde vorstehend eine Methode zur Messung der Flußänderung beschrieben, wobei die auf diese Weise erhaltenen Signale zur Steuerung der Kommutierung mit einer vorgeschriebenen Größe der Voreilung benutzt werden.

Zwar wurden den vorstehend beschriebenen Ausführungsbeispielen Darlington-Schaltungen für die Leistungtransistoren 362, 364 zur Durchführung der Leistungsumschaltung an den Ankerwicklungen verwendet, aber es können auch andere Arten der Umschaltung verwendet werden. Beispielsweise können steuerbare Siliziumgleichrichter (SCR) oder Thyristoren verwendet werden. Dabei wird dann eine Anordnung zum Rücksetzen des die Erregung einer bestimmten Ankerwicklung steuernden Thyristors vorgesehen, wenn die Schaltung ein Ausgangssignal zur Erregung einer nächsten Wicklung in der Schaltsequenz erzeugt. Weiterhin können in bestimmten begrenzten Anwendungsfällen Relais zur Schaltung der Erregung der Ankerwicklungen verwendet werden.

Wie bereits zuvor beschrieben wurde, wird die Erregung der Ankerwicklung und dadurch ein weiterer Motorbetrieb verhindert, wenn die dem Motor zugeführte Spannung außerhalb eines bestimmten Spannungsbereichs liegt oder die Motordrehzahl unter einem vorbestimmten Mindestwert der Drehzahl liegt. Es wurde auch festgestellt, daß solche Transistoren wie der Transistor 376 auf die vom Gatter 458 oder ähnlichen Gattern in Sequenz erzeugten Signale nur dann ansprechen, wenn der Transistor 422 Strom durchläßt. Dieser Transistor 422 wird jedoch solange Strom durchlassen, wie die Kathoden der Dioden 476, 478, 480 und 482 alle auf der Referenzspannung VR liegen, und der Stromfluß durch den Widerstand 484 ist praktisch gleich der Summe des Basis-Emitterstroms im Transistor 422 und des Stromflusses im Widerstand 486. Eine Erdung oder Absenkung des Potentials am Anschluß 488 wird daher den Transistor 422 sperren, und andererseits wird eine Anhebung dieser Spannung auf die Referenzspannung VR oder darüber unter normalen Verhältnissen einen Stromdurchlaß im Transistor 422 gestatten. Wenn die Ausgangsspannung der Operationsverstärker 410 und 412 der Unter- bzw. Überspannungsschaltung niedrig ist, dann wird der Transistor 422 normalerweise Strom durchlassen. Beide Operationsverstärker 410 und 412 vergleichen die am Anschluß 490 zugeführte Batteriespannung V mit der durch eine Zener- Diode stabilisierten Referenzspannung am Anschluß 492. Die Referenzspannung wird jedoch dem negativen Anschluß des Verstärkers 410 der Unterspannungsschaltung zugeführt und daher wird das Ausgangssignal dieses Verstärkers 410 solange niedrig sein, wie der Bruchteil der an seinem negativen Anschluß angelegten Batteriespannung größer ist als der Anteil der an seinen positiven Anschluß angelegten Referenzspannung, wobei dieser Anteil durch die Einstellung des Potentiometers 494 bestimmt wird. Daher besitzt der Operationsverstärker 410 solange ein hohes Ausgangssignal, wie beispielsweise die Batteriespannung oberhalb 10,5 Volt liegt, und arbeitet daher als Detektor für Unterspannung. Der Operationsverstärker 412 ist in ähnlicher Weise eingestellt durch die entsprechende Wahl von Spannungsteilerwiderständen und besitzt solange ein hohes Ausgangssignal, wie die Batteriespannung beispielsweise unterhalb 16 Volt liegt, und daher arbeitet dieser Operationsverstärker 412 als Detektor für Überspannung. Der Kondensator 496 ist für eine Ausfilterung von vorübergehenden Spannungsstößen und Störwellenformen von einem Batterieladegerät vorgesehen um eine falsche Anzeige von Unterspannungen oder Überspannungen zu verhindern.

Es können noch zahlreiche weitere Steuerfunktionen ausgeführt werden unter Verwendung der Steuerschaltung für einen elektronisch kommutierten Motor nach den Fig. 7a und 7b. Dabei werden mit der Basis des Transistors 422 weitere Dioden verbunden zur Ableitung des Freigabestroms dieses Transistors, wenn die Diode zum Stromdurchlaß, vorgespannt ist. Dadurch werden dann die Transistoren (z. B. 376) und damit die Darlington-Transistoren 362, 364. Beispielsweise bewirkt eine Unterdrehzahlschaltung nach den Fig. 7a und 7b, welche mit der Diode 482 verbunden ist, eine Abtrennung der Wicklungen, wenn aus irgendeinem Grunde der Motor mit einer zu niedrigen Drehzahl läuft. Das Ausgangssignal des Gatters 450 ist eine mit der Motordrehzahl veränderliche Rechteckwelle, welche bei normaler Drehzahl des Motors etwa während der Hälfte der Zeitdauer eingeschaltet ist. In dieser besonderen Ausführungsform betrug die Drehzahl für den Normallauf etwa 3600 Umdrehungen pro Minute, und das Ausgangssignal des Gatters 450 war eine Rechteckwelle mit einer Frequenz von etwa 240 Hz. Dieses Signal wird durch den Widerstand 498 und den Kondensator 500 gefiltert und anschließend durch den Verstärker 414 verstärkt und erneut durch den Widerstand 502 und den Kondensator 504 gefiltert. Die erhaltende Gleichspannung ist praktisch proportional zur Drehzahl und wird als Spannung auf dem Kondensator 506 gespeichert. Solange diese Spannung auf oder über dem Wert entsprechend einer vorbestimmten Mindestdrehzahl liegt, beispielsweise in der abgebildeten Anordnung 2500 Umdrehungen pro Minute, bleibt der Ausgang des Schmitt-Triggers bestehend aus den Verstärkern 416 und 418 hoch. Die Eichung dieser Spannung oder die Einstellung des Mindestdrehzahlwertes kann erreicht werden durch Einstellung des Potentiometers 508. Wenn die Motordrehzahl zu niedrig wird, ändert der Schmitt-Trigger seinen Ausgang auf einen niedrigen Zustand und gestattet damit den Stromfluß durch die Diode 482 und liefert gleichzeitig ein hohes Ausgangssignal vom Verstärker 420 zur Aufladung des Kondensators 506. Die Zeitkonstante für den Kondensator 506 und den Widerstand 510 zusammen mit der Hysterese der Schmitt-Trigger-Schaltung 416, 418 bestimmt eine Rückstellzeit für die Schaltung, und diese kann mehrere Minuten betragen, beispielsweise 4 bis 5 Minuten.

Beim ersten Anfahren des Motors müssen diese 4 bis 5 Minuten verstreichen, bevor das Starten erfolgt. Der Kondensator 504 behält typischerweise seine Ladung ausreichend lange für den normalen EIN-AUS Betriebszyklus, wie er beispielsweise bei einem Motor für ein Kühlgerät vorliegt. Wenn jedoch ein erneutes Anfahren vorgenommen wird und beispielsweise die Drehzahl von 2500 Umdrehungen pro Minute nicht innerhalb von etwa 3 bis 5 Sekunden erreicht wird, entsprechend der Zeitkonstante des Kondensators 506 und des Widerstandes 512, dann wird dieser Anfahrvorgang abgebrochen und es wird vor einem neuen Anfahrversuch die Verzögerungszeit von 5 Minuten zur Aufladung des Kondensators 506 begonnen. Die relativ lange Aufladezeit für den Kondensator 506 und die relativ kurze Entladezeit ist selbstverständlich zurückzuführen auf das Vorhandensein der Diode 514 und den wesentlich geringeren Widerstand des Widerstandes 512 im Vergleich mit dem Widerstand 510.

Bei den Umgebungsbedingungen einer Kühlung oder eines Kühlschranks für ein Fahrzeug würde typischerweise ein Kondensator- Kühlventilator über die Diode 516 geschaltet sein, und diese Diode würde die in der Induktivität des Ventilatormotors gespeicherte Energie leiten. Unter anderen Umgebungsverhältnissen ohne einen solchen Ventilatormotor würde anstelle der Diode 516 ein Widerstand eingefügt werden. Die Dioden 518 sind vorgesehen, um einen zusätzlichen geringen Spannungsabfall an der Basis des Transistors 422 zu erhalten, da in der Praxis die niedrigen Ausgangswerte solcher Verstärker 410 und 412 nicht genau Null sein können.

Vorstehend wurde die Erfindung an Hand verschiedener Ausführungsbeispiele beschrieben. Zum gegenwärtigen Zeitpunkt wird dabei die Einweg-Brückenanordnung unter Verwendung von bifilaren Wicklungen in Motoren mit zwei Wicklungen und monofilaren Wicklungen in Motoren mit mehr als zwei Wicklungen als die günstigere Form erachtet im Vergleich mit einer Zweiweg-Brückenanordnung und einer monofilaren Wicklung.

Der Grund hierfür besteht darin, daß für die Einweg-Brückenschaltung weniger Transistoren benötigt werden und daher die Kosten geringer sind, obwohl sich dabei eine weniger wirksame Ausnutzung des Wicklungsmaterials ergibt (beispielsweise des Kupfers oder Aluminiums). Wenn andererseits sich die relativen Kosten der Transistoren einerseits und des Wicklungsmaterials andererseits zu Gunsten der Festkörperbauelemente ändern, dann wird die monofilare Wicklung mit Zweiweg-Brückenschaltung bevorzugt.

Bei beiden Lösungswegen ist es eindeutig zu bevorzugen, eine Energiespeichereinrichtung vorzusehen (beispielsweise eine der vorstehend beschriebenen Energiespeicherungen), die nicht nur zum Schutz der Ausgangstransistoren sondern auch zur Verbesserung des Wirkungsgrades bezüglich der Energieausnutzung geeignet ist.

Bei beiden Lösungswegen können selbstverständlich Verfahren angewendet werden, welche andere Aspekte der Erfindung beinhalten. Zusammenfassend betreffen diese Verfahren selbstverständlich die Herstellung von bürstenlosen Gleichstrommotoren (unabhängig davon, ob sie elektronisch kommutierte Motoren oder nicht sind) und umfassen: die Wahl von Kerntypen, wie sie für Induktionsmotoren verwendet werden, die Herstellung von verteilten Wicklungen in den Nuten solcher Kerne mit Hilfe von vorhandenen Anlagen für die Herstellung von Induktionsmotoren zur Bildung von gewickelten Ständern und der Zusammenbau solcher Anordnungen mit Ständerwicklung und Dauermagnetrotoren.

Die einzelnen Windungen der Wicklung können in einer Spulenaufnehmervorrichtung gewickelt und hergestellt werden (entweder gleichzeitig oder nacheinander) und dann axial in die axial verlaufenden Kernnuten eingeführt werden (entweder unmittelbar von der Spulenaufnehmervorrichtung oder von einem Werkzeug zur axialen Einführung, auf welches die Windungen der Wicklung von der Spulenaufnehmervorrichtung übertragen werden).

Weiterhin wurde vorstehend eine vereinfachte Schaltung zur Kommutierung der Erregersignale gezeigt und beschrieben, welche einem bürstenlosen Gleichstrommotor zugeführt werden. Insbesondere benötigt die Schaltung gemäß der Erfindung keine mechanische Meßfühleranordnung, die mit dem Läufer des bürstenlosen Gleichstrommotors in Verbindung steht. Stattdessen wird die Ausgangsgröße des Motors erfaßt und zur Erzeugung eines veränderlichen Signals mit einer Frequenz entsprechend der Drehgeschwindigkeit benutzt, welches die Stellung des Läufers anzeigt. Daher benötigt in bestimmten Anwendungsfällen, beispielsweise bei der Verwendung eines bürstenlosen Gleichstrommotors für den Antrieb des Kompressors eines Kühlschrankes, das Kompressorgehäuse keine zusätzlichen durchgeführten Leitungen, wodurch der abgedichtete Verschluß des Gehäuses verbessert wird.

In der Tabelle 1 werden einige Daten aufgeführt zur besseren Darstellung der verbesserten Eigenschaften von Motoren als Ausführungsbeispiel der Erfindung.

Tabelle 1 Daten für 2600 U/min


Die Daten der Tabelle 1 wurden ermittelt durch Prüfung eines Motors als Ausführungsform der Erfindung, welche aus einer Gleichspannungsquelle für 12 Volt betrieben wurde.

In Tabelle 1 sind jeweils 2 Spalten für den Wirkungsgrad und für das Drehmoment enthalten. Das Gesamtdrehmoment ist dabei das vom Motor erzeugte Drehmoment ohne Luftspaltverluste und Reibungsverluste. Die erste Spalte für den "Wirkungsgrad" enthält ebenfalls den Wirkungsgrad des Motors ohne Berücksichtigung von Luftspaltverlusten und Reibungsverlusten, obwohl Kupferverluste und Verluste in der Kommutatorschaltung berücksichtigt wurden. Das Netto-Drehmoment war das an der Motorwelle verfügbare Netto- Drehmoment und der Netto-Wirkungsgrad entsprach dem Gesamtwirkungsgrad des Motorsystems einschließlich des Kommutators. Die bedeutende Verringerung des Netto-Wirkungsgrades (infolge von Luftspaltverlusten und Lagerverlusten) war zu erwarten, da der geprüfte Motor nur eine Leistung von etwa 1/20 PS besaß.

Die Tabelle 1 zeigt die bedeutende Verbesserung des Wirkungsgrades und des Drehmoments, welche durch die Vorverlegung der Kommutierung erreichbar ist. So ergibt eine Voreilung von 15 elektrischen Graden einen bedeutend größeren maximalen Wirkungsgrad bei 2600 U/min, während eine Voreilung von 22 Grad ein bedeutend größeres maximales Drehmoment bei 2600 U/min ergibt.


Anspruch[de]
  1. 1. Verfahren zur Erzeugung von Kommutierungssignalen für einen bürstenlosen Gleichstrommotor mit einem stationären Anker, mehreren Statorwicklungen, die in dem Anker zur Erzeugung von Magnetfeldern bei einer selektiven Wicklungserregung angeordnet sind, und mit einem Permanentmagnetrotor, wobei die an der gewählten, nicht erregten Statorwicklung induzierte Spannung während eines Zeitintervalls abgetastet wird, dadurchgekennzeichnet, daß
    1. - diese Spannung integriert wird zur Erzeugung eines Spannungsintegrals, wobei die Integration von einem vorgewählten Anfangswert ausgeht,
    2. - das Spannungsintegral mit einem Referenzwert verglichen wird, der ein Maß für eine relative Winkelstellung des Permanentmagnetrotors ist,
    3. - das Spannungsintegral auf den Anfangswert zurückgeführt wird,
    4. - eine andere Statorwicklung erregt wird, wenn das Spannungsintegral den Referenzwert überschreitet,
    5. - und eine Integration der induzierten Spannung einer anderen, nicht erregten Statorwicklung sequentiell durchgeführt wird.
  2. 2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Integration über einem Zeitintervall durchgeführt wird, das kürzer als die Zeit ist, während der eine Statorwicklung erregt ist.
  3. 3. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Integration eine kurze Zeit, nachdem eine Statorwicklung erregt wird, eingeleitet wird.
  4. 4. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß eine digitale Anzeige der erregten Statorwicklung erhalten wird und diese digitale Anzeige geändert wird, wenn das Spannungsintegral den Referenzwert überschreitet.
  5. 5. Kommutierungsschaltung für einen bürstenlosen Gleichstrommotor mit einem stationären Anker (15), mehreren Statorwicklungen (22) auf dem Anker zur Erzeugung von Magnetfeldern, und mit einem Permanentmagnetrotor (10) mit einer Einrichtung (1047, 1049) zum Abtasten der induzierten Spannung in einer momentan nicht erregten Statorwicklung (22), gekennzeichnet durch
    1. - eine Zähleinrichtung (1051), die eine erregte Statorwicklung identifiziert und die mit der Abtasteinrichtung (1047, 1049) verknüpft ist,
    2. - eine Integriereinrichtung (1057) mit einem Integrationsmodus und einem festlegbaren Anfangszustand (Anfangswert) für die Integration zum Integrieren der abgetasteten induzierten Spannung während des Abtastintervalls,
    3. - einen Komparator (1061) zum Vergleichen des Spannungsintegrals mit einem Referenzwert (1059) und zum Erzeugen eines Ausgangssignals, wenn das Spannungsintegral den Referenzwert überschreitet, wodurch angezeigt ist, daß der Permanentmagnetrotor (10) eine entsprechende relative Winkelstellung erreicht hat,
    4. - und eine auf das Ausgangssignal ansprechende Einrichtung (1075) zum Rücksetzen der Integriereinrichtung (1057) auf ihren Anfangszustand.
  6. 6. Kommutierungsschaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Zähleinrichtung (1051) ein Ringzähler ist.
  7. 7. Kommutierungsschaltung nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß die auf das Ausgangssignal ansprechende Einrichtung ein Monoflop (1075) zum Rücksetzen der Integriereinrichtung (1057) und eine Differenzierschaltung (1063) aufweist, die auf das Monoflop (1075) anspricht zum Inkrementieren der Zähleinrichtung (1051).
  8. 8. Kommutierungsschaltung nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Abtasteinrichtung (1047, 1049) mehrere elektrisch betätigbare Schalter (1053, 1055) aufweist, die jeweils auf die Zähleinrichtung (1051) ansprechen zum Abtasten der nicht erregten Statorwicklung (22).
  9. 9. Kommutierungsschaltung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Zähleinrichtung (1051) die Abtasteinrichtung (1047, 1049) freigibt zum Abtasten der nächsten zu erregenden Statorwicklung (22).






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