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Dokumentenidentifikation DE3813672C2 07.10.1993
Titel Wechselrichter für eine induktive Last
Anmelder Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München, DE
Erfinder Krummel, Peter, Ing.(grad.), 8221 St Georgen, DE
DE-Anmeldedatum 22.04.1988
DE-Aktenzeichen 3813672
Offenlegungstag 17.11.1988
Veröffentlichungstag der Patenterteilung 07.10.1993
Veröffentlichungstag im Patentblatt 07.10.1993
IPC-Hauptklasse H02M 1/088
IPC-Nebenklasse H02M 7/48   H05B 41/29   H03K 17/00   

Beschreibung[de]

Die Erfindung bezieht sich auf einen Wechselrichter der im Oberbegriff des Patentanspruches 1 angegebenen Art.

Wechselrichter dieser Art, wie sie beispielsweise durch die DE 35 27 622 A1 bekannt sind, finden insbesondere für die Hochfrequenzspeisung von Gasendladungslampen Verwendung, denen mit Rücksicht auf ihre negative Strom-Spannungscharakteristik ein induktiver Widerstand in Gestalt einer Drossel in Reihe geschaltet ist. Das hierbei für die potentialfreie Ansteuerung wenigstens des einen von wenigstens zwei elektronischen Schaltern vorzusehende Steuersignal-Übertragungselement ist in der Regel ein Transformator. Ein solches Steuersignal- Übertragungselement stellt nicht nur ein relativ teures Bauelement dar, sondern bestimmt darüber hinaus aufgrund seiner verhältnismäßig großen Abmessungen des Gesamtvolumen des Wechselrichters.

Wie beispielsweise die Literaturstelle "Siemens Components" 20 (1982), Heft 1, Seiten 8 bis 13 angibt, ist ein Transformator nicht die einzige Möglichkeit für die potentialüberbrückende Ansteuerung von elektronischen Schaltern, beispielsweise MOS- Leistungstransistoren. Als Steuersignal-Übertragungselemente können auch Optokoppler oder Piezo-Zündkoppler zum Einsatz kommen. Abgesehen davon, daß auch Steuersignal-Übertragungselemente dieser Art relativ teure Bauelemente sind, weisen sie oftmals eine erhebliche Dämpfung zwischen Ein-und Ausgang auf und eignen sich darüber hinaus zum Teil nur für niedrige Frequenzen.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, bei einem Wechselrichter der genannten Art eine weitere Lösung für ein Steuersignal-Übertragungselement anzugeben, das eine geringe Verlustleistung aufweist und sich darüber hinaus auch für höhere Frequenzen bei geringem fertigungstechnischen Aufwand und geringen Abmessungen eignet.

Diese Aufgabe wird gemäß der Erfindung durch die im Patentanspruch 1 angegebenen Merkmale gelöst.

Durch die DE 34 05 936 A1 ist es zwar bereits bekannt, zur Ansteuerung eines auf einem zweiten Bezugspotential liegenden, als Schalter wirksamen Leistungstransistors ein Steuersignal-Übertragungselement in Form einer auf einem ersten Bezugspotential liegenden Stromquelle sowie einer ein Steuersignal in Abhängigkeit der Größe des Stromes der steuernden Stromquelle generierenden, auf dem zweiten Bezugspotential liegenden Detektorschaltung mit nachfolgender Treiberschaltung vorzusehen.

Durch die erfindungsgemäße Ausgestaltung dieses Steuersignal- Übertragungselementes mit einer Steuersignal-Blockiereinrichtung wird es aber möglich, dieses Steuersignal-Übertragungselement in außerordentlich vorteilhafter Weise auch bei Wechselrichtern in Schalterbrückenbauweise einzusetzen und damit eine Gesamtanordnung zu konzipieren, die sich bei geringen Abmessungen und elektrischen Verlusten für hohe Steuerleistungen und hohe Schaltfrequenzen auslegen läßt.

Der Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, daß bei einer Schalterbrückenschaltung die erforderlicher Potentialüberbrückung zwischen der Ansteuerschaltung und dem wenigstens einen elektronischen Schalter in außerordentlich vorteilhafter Weise auch dadurch herbeigeführt werden kann, daß auch zur Ubermittlung der Steuerinformation vom Steuersignalausgang der Ansteuerschaltung zum Steuersignaleingang des elektronischen Schalters die Stromsteuerung einer steuerbaren Stromquelle ausgenutzt wird.

Vorteilhafte Ausgestaltungen des Gegenstandes nach dem Patentanspruch 1 sind in den weiteren Patentansprüchen 2 bis 8 angegeben.

Ausführungsbeispiele der Erfindung werden im folgenden anhand der Zeichnung näher erläutert, dabei zeigt

Fig. 1 das Prinzipschaltbild einer Schalter-Halbbrückenschaltung mit einer potentialüberbrückenden Ansteuerung eines elektronischen Schalters nach der Erfindung,

Fig. 2 das Prinzipschaltbild einer Detektorschaltung nach Fig. 1,

Fig. 3 das Prinzipschaltbild einer Schalter-Vollbrückenschaltung mit potentialüberbrückenden Ansteuerung von zwei elektronischen Schaltern nach der Erfindung,

Fig. 4 das nähere Einzelheiten aufweisende Schaltbild einer Schalter-Halbbrückenschaltung nach Fig. 1 mit einer induktiven Last,

Fig. 5 das nähere Einzelheiten aufweisende Schaltbild einer Schalter-Halbbrückenschaltung nach Fig. 1 mit einer ohmschen bzw. einer kapazitiven Last.

Das in Fig. 1 dargestellte Schaltbild einer Schalter-Halbbrückenschaltung weist in den beiden Brückenzweigen jeweils einen elektronischen Schalter S1 bzw. S2 auf. Der gemeinsame Verbindungspunkt der beiden elektronischen Schalter S1 und S2, der hier den Brückanschlußpunkt X darstellt, ist mit der Reihenschaltung aus der Last R, die aus dem eigentlichen Verbraucher V in Reihe mit der Drossel Dr besteht, und dem Brückenkondensator C0 verbunden. Die zwei zueinander komplementäre Steuersignalausgänge Q und ≙ aufweisende Ansteuerschaltung AS kann über den Steuersignalausgang Q den auf dem gleichen ersten Bezugspotential (Masse) liegenden elektronischen Schalter S2 unmittelbar ansteuern. Der potentialmäßig hochliegende, d. h. an einem zweiten Bezugspotential am Brückenanschlußpunkt X liegende elektronische Schalter S1 wird dabei entsprechend Fig. 1 vom Steuersignalausgang ≙ der Ansteuerschaltung AS über das Steuersignal-Übertragungselement SE angesteuert. Die Reihenschaltung der beiden elektronischen Schalter S1 und S2 liegt an der Betriebsgleichspannung Ug. Weiterhin ist der Reihenschaltung aus der Last R und dem Brückenkondensator C0 ein der Funkentstörung dienender Flankenkondensator CF parallel geschaltet.

Das Steuersignal-Übertragungselement SE weist auf der Steuereingangsseite des an dem zweiten Bezugspotential liegenden elektronischen Schalters S1 eine Detektorschaltung DS auf, die ausgangsseitig über eine Steuersignal-Blockiereinrichtung BE mit dem Steuersignaleingang des elektronischen Schalters S1 über eine Treiberstufe TS verbunden ist. Die Treiberstufe TS ist erforderlich, da es sich bei dem elektronischen Schalter S1 um einen Leistungstransistor handelt, der für seine Ansteuerung eine gewisse Steuerleistung benötigt. Die Detektorschaltung DS und die Treiberstufe TS, weisen ebenfalls das gleiche zweite Bezugspotential wie der elektronische Schalter S1 auf.

Auf seiten der Ansteuerschaltung AS weist das Steuersignal- Übertragungselement SE eine steuerbare Stromquelle SQ auf, die das gleiche erste Bezugspotential hat, wie die Ansteuerschaltung AS und vom Steuersignalausgang ≙ der Ansteuerschaltung AS angesteuert wird.

Die Detektorschaltung DS liegt im Stromkreis der steuerbaren Stromquelle SQ, durch die im eingeschalteten Zustand der eingeprägte Strom i0 fließt. Die Detektorschaltung DS leitet aus diesem eingeprägten Strom i0 ein Steuersignal ab, das sie ausgangsseitig über die Treiberstufe TS an den Steuersignaleingang des elektronischen Schalters S1 abgibt.

Das Steuersignal-Übertragungselement SE, das die erforderliche Potentialüberbrückung zwischen dem Steuersignalausgang ≙ der Ansteuerschaltung AS und dem Steuersignaleingang des elektronischen Schalters S1 leistet, benutzt sozusagen den eingeprägten Strom i0 der steuerbaren Stromquelle zur Steuersignal-Informationsübertragung vom Steuersignalausgang ≙ der Ansteuerschaltung AS zum Steuersignaleingang des elektronischen Schalters S1 über die Detektierung dieses Stroms in der Detektorschaltung DS in Abhängigkeit davon, ob der Strom i0 vorhanden oder nicht vorhanden ist.

Die Steuersignal-Blockiereinrichtung BE ist wegen des unverzichtbaren, der Funkentstörung dienenden Flankenkondensators CF erforderlich. Ohne sie würde die Rückwirkung des Aufladevorganges des Flankenkondensators beim Aufsteuern des elektronischen Schalters S2 auf die Detektorschaltung DS ein vorzeitiges Schließen des Schalters S1 und damit hohe Verluste im elektronischen Schalter S1, infolge der schlagartigen Aufladung des Flankenkondensators CF, bedingen. Die Steuersignal-Blockiereinrichtung BE kann im allgemeinen aus einem einen Ruhekontakt aufweisenden Verbindungsschalter VS bestehen, der von einer Schaltersteuerung SS, die aus der ansteigenden Flanke der Spannung am Flankenkondensator CF während seiner Aufladung ein Steuersignal ableitet, betätigt wird.

Das in Fig. 2 dargestellte Prinzipschaltbild einer Detektorschaltung DS nach Fig. 1 besteht im wesentlichen aus dem Spannungsteiler mit den Widerständen R1 und R2, an denen die Hilfsspannung Uhi liegt, und einer ausgangsseitigen Schwellwertschaltung SW, die eingangsseitig zusammen mit der steuerbaren Stromquelle SQ an den Abgriff des Spannungsteilers angeschaltet ist. Wird die Stromquelle SQ nach Fig. 1 eingeschaltet, erzwingt der eingeprägte nunmehr fließende Strom i0 eine Änderung des Spannungspotentials am Abgriff des Spannungsteilers, die zum Ansprechen der Schwellwertschaltung SW ausgenutzt wird.

Entsprechend Fig. 1 zeigt Fig. 3 das Prinzipschaltbild einer Schalter-Vollbrückenschaltung mit den elektronischen Schaltern S11, S12, S21 und S22. An der Schalterbrücke liegt wieder wie in Fig. 1 eingangsseitig die Betriebsgleichspannung Ug. Die elektronischen Schalter S12 und S22, die das gleiche Bezugspotential, und zwar das erste Bezugspotential, haben wie die Ansteuerschaltung AS, werden über deren Steuersignalausgänge Q und ≙ unmittelbar angesteuert. Die Ansteuerung der auf dem zweiten Bezugspotential liegenden elektronischen Schalter S11 und S21 sind mit den ihnen zugeordneten Steuersignalausgängen der Ansteuerschaltung AS jeweils über ein Steuersignal-Übertragungselement SE nach Fig. 1 verbunden. Bei der Schalter- Vollbrückenschaltung entfällt der in der Schalter-Halbbrückenschaltung nach Fig. 1 erforderliche Brückenkondensator C0. Die Last R ist hier zwischen den beiden Brückenanschlußpunkten x1 und x2 angeschaltet. Von jedem der beiden Brückenanschlußpunkte liegt gegen das erste Bezugspotential ein Flankenkondensator CF.

Die in Fig. 4 nähere Einzelheiten aufweisende Schalter-Halbbrückenschaltung, entsprechend dem Prinzipschaltbild nach Fig. 1, stellt ein Ausführungsbeispiel für ein elektronisches Vorschaltgerät für Leuchtstofflampen dar. Die durch den Verbraucher V dargestellte Lampe wird dabei in Reihe mit der Drossel DR betrieben, wodurch sich die Last R induktiv darstellt. Die auf der Brückeneingangsseite anliegende Betriebsgleichspannung Ug wird von der Netzspannung un abgeleitet, die an den Anschlüssen N/L ansteht und über ein Funkenstörfilter F einer Gleichrichterschaltung GL zugeführt wird. Die auf der Ausgangsseite der Gleichrichterschaltung auftretende Betriebsgleichspannung Ug wird durch den Ladekondensator CL gestützt.

Die elektronischen Schalter S1 und S2 sind MOS-Leistungstransistoren V1 und V2, deren Schaltstrecke von einer in unterbrochener Linie eingetragenen Freilaufdiode DF überbrückt ist. Die steuerbare Stromquelle SQ besteht ihrerseits aus einem Kleinsignal-MOS-Transistor V3, der über den Widerstand R3 hinweg mit dem ersten Bezugspotential verbunden ist. Die Betriebsgleichspannung für die Ansteuerschaltung AS ist die positive Hilfsspannung Uhi, die durch den Kondensator C2 gestützt ist und deren Erzeugung hier nicht näher beschrieben wird. Die am Kondensator C2 wirksame positive Hilfsspannung Uhi wird über die Diode D1 auf den Kondensator C1 übertragen. Die so gewonnene positive Hilfsspannung Uhi am Kondensator C1 dient der Detektorschaltung DS und der ihr nachgeschalteten Treiberstufe TS als Betriebsgleichspannung.

Der Steuersignaleingang des elektronischen Schalters S2 ist mit dem Steuersignalausgang Q der Ansteuerschaltung AS über den Widerstand R7 verbunden. Die Detektorschaltung DS weist den bereits in Verbindung mit Fig. 2 erwähnten Spannungsteiler aus den Widerständen R1 und R2 auf. Die Schwellwertschaltung besteht aus dem Transistor V4 in Basisschaltung, der zwischen Basis und Kollektor noch die der Antisättigung dienende Diode D4 aufweist und deren Kollektor über den Widerstand R4 mit dem Eingang der nachfolgenden Treiberstufe TS verbunden ist.

Die Treiberstufe TS weist zwei zueinander komplementäre Transistoren V5 und V6 auf, deren Basisanschlüsse einander parallel geschaltet sind und über den Widerstand R5 mit der positiven Hilfsspannung Uhi in Verbindung stehen. Der gemeinsame Verbindungspunkt der Emitter der Transistoren V5 und V6 stellt den Ausgang der Treiberstufe TS dar, die über den Widerstand R6 mit dem Steuereingang des elektronischen Schalters S1 verbunden ist.

Die Detektorschaltung DS und die Treiberstufe TS haben beide als Bezugspotential das Potential des Brückenanschlußpunktes X. Der Eingang der Treiberstufe TS ist ferner über die Reihenschaltung der gleichsinnig gepolten Dioden D5 und D2 an den gemeinsamen Verbindungspunkt der Diode D1 und des Kondensators C1 angeschaltet. Weiterhin ist der gemeinsame Verbindungspunkt der Dioden D5 und D2 mit dem Masse darstellenden ersten Bezugspotential über den Kondensator C3 verbunden. Außerdem ist dem elektronischen Schalter S2 entsprechend Fig. 1 der Flankenkondensator CF parallel geschaltet.

Zur Erläuterung der Wirkungsweise der Schalter-Halbbrückenschaltung nach Fig. 4 sind in Fig. 5 im Diagramm a1 die Steuersignalspannung uQ am Steuersignalausgang Q der Ansteuerschaltung AS, im Diagramm a2 die Steuersignalspannung u ≙ am Steuersignalausgang ≙ der Ansteuerschaltung AS und im Zeitdiagramm a3 der Verlauf der Wechselspannung uH am Brückenanschlußpunkt x gegen das erste Bezugspotential über der Zeit dargestellt.

Es wird davon ausgegangen, daß im Zeitpunkt t0 nach Fig. 5 die Steuersignalspannung uQ am Steuersignalausgang Q der Ansteuerschaltung AS den positiven Wert Uhi annimmt und damit den MOS-Leistungstransistor V2 des elektronischen Schalters S2 in den leitenden Zustand versetzt. Der elektronische Schalter S1 ist im nichtleitenden Zustand. Wie die Zeitdiagramme a2 und a3 nach Fig. 5 zeigen, ist die Wechselspannung uH im leitenden Zustand des elektronischen Schalters S2 Null. Auch die Steuersignalspannung u ≙ hat in diesem Zeitpunkt den Wert Null. Es fließt nun ein Strom aus dem Brückenkondensator C0 durch den Verbraucher V, die Drossel DR und über den elektronischen Schalter S2 zurück zum Brückenkondensator C0. Durch diesen Strom, der zugleich der Laststrom ist, wird die Induktivität der Drossel DR aufgeladen. Weiterhin fließt bei leitendem elektronischen Schalter S2 ein Strom, von dem die positive Hilfsspannung Uhi stützenden Kondensator C2 über die Diode D1 in den Kondensator C1 und über den elektronischen Schalter S2 zurück zum Kondensator C2. Dieser Strom lädt den Kondensator C1 auf die positive Hilfsspannung Uhi auf, die, wie bereits ausgeführt wurde, der Detektorschaltung DS und der Treiberstufe TS als Betriebsgleichspannung dient.

Im Zeitpunkt t1 wird, wie das Diagramm a1 in Fig. 5 zeigt, die Steuersignalspannung uQ Null und der elektronische Schalter S2 geht von seinem leitenden in den gesperrten Zustand über. Die Drossel DR treibt den in ihrer Induktivität gespeicherten Strom nunmehr über den Flankenkondensator CF, den Brückenkondensator C0 und den Verbraucher V zurück zur Drossel DR. Es entsteht die im Diagramm a3 der Fig. 5 dargestellte positive Flanke, die im Zeitpunkt t2 den Wert der Betriebsgleichspannung Ug erreicht und damit zum Abschluß kommt. Die Induktivität der Drossel DR entlädt sich weiterhin nunmehr über die im MOS-Leistungstransistor V1 integrierte Freilaufdiode DF, den Ladekondensator CL, den Brückenkondensator C0 und den Verbraucher V.

Es ist darauf hinzuweisen, daß während des Zeitabschnitts t1 bis t2, in dem sich die Flanke der Wechselspannung uH aufbaut, über die Drossel DR, die Diode D3, die parasitären Kapazitäten Cp1, Cp2 und Cp3 des Kleinsignal-MOS-Transistors V3, der Stromquelle SQ, den Brückenkondensator C0 und den Verbraucher V ein Strom zurück zur Drossel DR fließt. Dieser Strom sperrt den Transistor V4 der Detektorschaltung DS, wodurch der elektronische Schalter S1 in unerwünschter Weise über die Treiberstufe TS vom gesperrten in den leitenden Zustand übergeführt würde. Dies muß, wie bereits erwähnt worden ist, vermieden werden, weil der Flankenkondensator CF ansonsten aus dem Ladekondensator CL über den elektronischen Schalter S1 schlagartig umgeladen würde und sich damit unerwünschte Einschaltverluste im elektronischen Schalter S1 ergeben würden.

Die Steuersignal-Blockiereinrichtung BE ist hier durch den Kondensator C3 und die beiden Dioden D2 und D5 realisiert. Sie verhindert, daß während des Zeitintervalls t1 bis t2 ein Schalten des elektronischen Schalters S1 vom gesperrten in den leitenden Zustand erfolgt. Im Zeitintervall t1 bis t2 fließt, getrieben durch die Induktivität der Drossel DR über die Transistordiode D6, die Diode D5, den Kondensator C3, den Brückenkondensator C0 und den Verbraucher V zurück zur Drossel DR ein Strom, der die Basen der Transistoren V5 und V6 auf der Spannung der Transistordiode D6 festhält. Damit ist die Treiberstufe blockiert und ein Aufsteuern des elektronischen Schalters S1 verhindert. Sobald die Flanke der Wechselspannung uH im Zeitpunkt t2 abgeschlossen und damit der Kondensator C3 auf die Summenspannung aus der Betriebsgleichspannung Ug und der Hilfsspannung Uhi aufgeladen ist, wird der Transistor V4 über den Widerstand R1 wieder in den leitenden Zustand geschaltet, so daß auch nach dem Zeitpunkt t2 der elektronische Schalter S1 im gesperrten Zustand verbleibt.

Im Zeitpunkt t3 nimmt, wie das Diagramm a2 in Fig. 5 zeigt, die Steuersignalspannung u ≙ den Wert der positiven Hilfsspannung Uhi an. Damit wird der Kleinsignal-MOS-Transistor V3 der Stromquelle SQ vom gesperrten in den leitenden Zustand übergeführt und es fließt der eingeprägte Strom i0. Dieser Strom ist größer als der Strom i1, der durch den Widerstand R1 in die Basis des Transistors V4 fließt und diesen im leitenden Zustand hält. Da der eingeprägte Strom io der Stromquelle SQ größer als der Strom i1 ist, wird in dem Augenblick, in dem dieser eingeprägte Strom zu fließen beginnt, die Basis des Transistors V4 negativ und der Transistor gesperrt. Die der Antisättigung dienende Diode D4 sorgt hierbei dafür, daß der Transistor ausreichend schnell sperrt. Sobald der Transistor V4 gesperrt ist, werden die Basen der Transistoren V5 und V6 über den Widerstand R5 mit einer positiven Spannung versorgt und die Treiberstufe steuert den elektronischen Schalter S1 vom gesperrten in den leitenden Zustand.

Aus dem Ladekondensator CL fließt nunmehr über den elektronischen Schalter S1, die Drossel DR, den Verbraucher V, und den Brückenkondensator C0 ein Strom zurück zum Ladekondensator CL. Dieser Strom, der wiederum den Laststrom darstellt, lädt nunmehr die Induktivität der Drossel DR in umgekehrter Richtung auf. Zum Zeitpunkt t4 nimmt die Steuersignalspannung u ≙, wie das Diagramm a2 in Fig. 5 zeigt, wiederum den Wert Null an und unterbricht damit den eingeprägten Strom i0 der Stromquelle SQ. Der Strom i1 durch den Widerstand R1 ist damit wieder groß genug, um die Basis des Transistors V4 positiv zu machen und damit diesen Transistor in den leitenden Zustand zu versetzen. Dadurch wird die Treiberstufe TS gesperrt und der elektronische Schalter S1 vom leitenden in den gesperrten Zustand rückgeführt.

Sobald der elektronische Schalter S1 gesperrt ist, entlädt sich die Induktivität der Drossel DR über den Verbraucher V, den Brückenkondensator C0 und den Flankenkondensator CF. Es entsteht damit im Zeitintervall t4 bis t5 die im Diagramm a3 der Fig. 5 dargestellte abfallende Flanke der Wechselspannung uH. In diesem Zeitintervall fließt nun auch über die Drossel DR, den Verbraucher V, den Brückenkondensator C0, die parasitären Kapazitäten Cp1, Cp2 und Cp3 des Kleinsignal-MOS-Transistors V3 der Stromquelle SQ, die Basis des Transistors V4 zurück zur Drossel DR ein Strom, der den Transistor V4 in diesem Zeitintervall sicher leitend hält. Gleichzeitig wird der Kondensator C3 über die Diode D2, den Kondensator C1, die Drossel DR, den Verbraucher V und den Brückenkondensator C0 auf die Hilfsspannung Uhi umgeladen. Im Zeitpunkt t5 ist diese abfallende Flanke abgeschlossen und die Induktivität der Drossel DR entlädt sich weiter über den Verbraucher V, den Brückenkondensator C0 und die im MOS-Leistungstransistors V2 des elektronischen Schalters S2 integrierte Freilaufdiode DF. Der Transistor V4 bleibt dabei durch den über R1 fließenden Strom i1 leitend und damit der elektronische Schalter S1 im gesperrten Zustand.

Im Zeitpunkt t6 nimmt, wie das Diagramm a1 nach Fig. 5 zeigt, die Steuersignalspannung uQ wiederum den positiven Wert Uhi an. Damit wird der elektronische Schalter V2 vom gesperrten in den leitenden Zustand übergeführt. Der Zyklus beginnt, wie bereits beschrieben, von neuem.

Die erwähnte Transistordiode D6, die im Schaltbild der Fig. 4 lediglich in unterbrochener Linie eingetragen ist, ist kein eigenes Bauelement, sondern ist bereits im Transistor V6 integriert. Sie wurde in Fig. 4 lediglich wegen der Veranschaulichung der fließenden Ströme dargestellt.


Anspruch[de]
  1. 1. Wechselrichter für eine induktive Last (R), insbesondere eine Gasentladungslampe (V) in Reihe mit einer Drossel (DR), bestehend aus einer an einer Betriebsgleichspannung (Ug) liegenden Brückenschaltung, mit wenigstens zwei von einer Ansteuerschaltung (AS) wechselseitig auf- und zugesteuerten elektronischen Schaltern (S1 bzw. S2), bei dem der erste Schalter (S2) mit einem der Gesamtschaltung zugeordneten ersten Bezugspotential und der zweite Schalter (S1) mit einem vom ersten Bezugspotential verschiedenen zweiten Bezugspotential verbunden ist, das an einem Brückenanschlußpunkt (X) auftritt und bei dem zwischen dem Steuersignalausgang der Ansteuerschaltung (AS) und dem Steuersignaleingang wenigstens des zweiten elektronischen Schalters (S1) ein die notwendige Potentialtrennung zwischen dem ersten und dem zweiten Bezugspotential gewährleistendes Steuersignal-Übertragungselement (SE) angeordnet ist, gekennzeichnet durch die Kombination folgender Merkmale:
    1. - es ist ein Flankenkondensator (CF) vorgesehen, der zwischen dem auf dem zweiten Bezugspotential liegenden Brückenanschlußpunkt (X) und einem auf dem ersten Bezugspotential liegenden Anschluß geschaltet ist,
    2. - das Steuersignal-Übertragungselement (SE) weist eine mit dem ersten Bezugspotential verbundene steuerbare Stromquelle (SQ) sowie eine ein Steuersignal in Abhängigkeit der Größe des Stromes (i0) der steuerbaren Stromquelle (SQ) generierende, mit dem zweiten Bezugspotential verbundene Detektorschaltung (DS) auf,
    3. - der Detektorschaltung (DS) ist über eine Steuersignal- Blockiereinrichtung (BE) eine ebenfalls mit dem zweiten Bezugspotential verbundene Treiberstufe (TS) nachgeschaltet, die ausgangsseitig dem Steuereingang des mit dem zweiten Bezugspotential verbundenen zweiten elektronischen Schalters (S1, S11, S21) das verstärkte Steuersignal zuführt,
    4. - die Steuersignal-Blockiereinrichtung (BE) verhindert die Wirksamkeit eines die Treiberstufe (TS) aussteuernden Steuersignals während der Aufladung des Flankenkondensators (CF) auf den Wert der Betriebsgleichspannung (Ug).
  2. 2. Wechselrichter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Detektorschaltung (DS) aus einem Spannungsteiler (R1, R2) mit einer Hilfsspannung (Uhi) sowie einer ausgangsseitigen mit einem Transistor (V4) realisierten Schwellwertschaltung (SW) besteht, die eingangsseitig gemeinsam mit einem Stromanschluß der Stromquelle (SQ) an einen Abgriff des Spannungsteilers angeschaltet ist.
  3. 3. Wechselrichter nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Treiberstufe (TS) aus zwei weiteren, zueinander komplementären Transistoren (V5, V6) besteht.
  4. 4. Wechselrichter nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die steuerbare Stromquelle (SQ) ein dritter, weiterer Transistor, vorzugsweise ein Kleinsignal-MOS-Transistor (V3), in Verbindung mit einem Widerstand (R3) ist und daß der dritte Transistor (V3) für einen Sperrspannungswert bemessen ist, der den maximalen, auf das zweite Bezugspotential bezogenen Betriebsspannungswert der Detektorschaltung (DS) übersteigt.
  5. 5. Wechselrichter nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die elektronischen Schalter (V1, V2) MOS-Leistungstransistoren sind.
  6. 6. Wechselrichter nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Steuersignaleingang des das erste Bezugspotential aufweisenden ersten elektronischen Schalters (S2, S12, S22) mit dem einen von zwei zueinander komplementären Steuersignalausgängen ( ≙, Q) der Ansteuerschaltung (AS) unmittelbar und der Steuersignaleingang des das zweite Bezugspotential aufweisenden zweiten elektronischen Schalters (S, S1, S11, S21) mit dem anderen (Q) der zwei zueinander komplementären Steuersignalausgänge ( ≙, Q) der Ansteuerschaltung (AS) mittelbar über die steuerbare Stromquelle (SQ), die Detektorschaltung (DS) und die Treiberstufe (TS) in Verbindung stehen.
  7. 7. Wechselrichter nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Betriebsgleichspannung für die Ansteuerschaltung (AS), die Detektorschaltung (DS) und die Treiberstufe (TS) eine durch zwei Kondensatoren (C1, C2) gestützte Hilfsspannung (Uhi) ist, von denen der zweite Kondensator (C2) für die Hilfsspannung der Ansteuerschaltung mit seinem einen Anschluß auf dem ersten Bezugspotential und der erste Kondensator (C1) für die Hilfsspannung der Detektorschaltung (DS) und die Treiberstufe (TS) mit seinem einen Anschluß auf dem zweiten Bezugspotential liegt und daß diese zwei Kondensatoren (C1, C2) mit ihrem jeweils anderen Anschluß miteinander über eine erste Diode (D1) in Verbindung stehen, über die hinweg sich der die Hilfsspannung (Uhi) für die Detektorschaltung (DS) und die Treiberstufe (TS) stützende zweite Kondensator (C2) auf die vom ersten Kondensator (C1) gestützte Hilfsspannung (Uhi) für die Ansteuerschaltung auflädt.
  8. 8. Wechselrichter nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Steuereingang der Treiberstufe (TS) mit dem zweiten Bezugspotential über die Transistordiode (D6) des einen Transistors (V6) der Treiberstufe in Verbindung steht, daß ferner die Blockiereinrichtung (BE) aus einer zweiten und einer dritten Diode (D2, D5) und einem dritten Kondensator (C3) besteht, der mit seinem einen Anschluß auf dem ersten Bezugspotential liegt und mit seinem anderen Anschluß einerseits über die dritte Diode (D5) mit dem Steuereingang der Treiberstufe (TS) verbunden ist und andererseits über die zweite Diode (D2) an die Hilfsspannung (Uhi) angeschaltet ist und daß die zweite und dritte Diode (D2, D5) so gepolt sind, daß sich der dritte Kondensator (C3) während der Aufladung des Flankenkondensators (CF) über die Transistordiode (D6) und die eine Diode (D5) auf die Summenspannung aus der Betriebsgleichspannung (Ug) und der Hilfsspannung (Uhi) umlädt und während der Entladung des Flankenkondensators (CF) auf die Hilfsspannung (Uhi) rückumlädt.






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