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Dokumentenidentifikation DE3878965T2 28.10.1993
EP-Veröffentlichungsnummer 0287109
Titel Schaltregler.
Anmelder Oki Electric Industry Co., Ltd., Tokio/Tokyo, JP
Erfinder Tanuma, Ltd., Jiro Oki Electric Ind. Co., Minato-ku Tokyo, JP;
Katakura, Ltd., Shinichi Oki Electric Ind. Co., Minato-ku Tokyo, JP
Vertreter Betten, J., Dipl.-Ing.; Resch, M., Dipl.-Phys., Pat.-Anwälte, 80469 München
DE-Aktenzeichen 3878965
Vertragsstaaten DE, FR, NL
Sprache des Dokument En
EP-Anmeldetag 15.04.1988
EP-Aktenzeichen 881060339
EP-Offenlegungsdatum 19.10.1988
EP date of grant 10.03.1993
Veröffentlichungstag im Patentblatt 28.10.1993
IPC-Hauptklasse H02M 3/335

Beschreibung[de]

Die vorliegende Erfindung betrifft einen Schaltregler gemäß dem Oberbegriff von Anspruch 1.

Bekannte Schaltregler dieser Art, die in einem netzbetriebenen System arbeiten, verwenden die folgenden Steuerverfahren: zum einen das sogenannte Verfahren mit variabler Frequenz, worin ein Tastverhaltnis verändert wird, während eine Impulsbreite unverändert bleibt; zum anderen das sogenannte Impulsbreiten-Steuerverfahren, worin eine Impulsbreite verändert wird, während die Frequenz unverändert bleibt. Schaltungen, die diese Verfahren ausführen, sind in den Figuren 6 bzw. 9 dargestellt.

Beide Schaltungen sind grundsätzlich wie folgt ausgelegt. Ein Anteil eines Gleichspannungs-Ausgangssignals von der Schaltung nach dem Verfahren mit variabler Frequenz oder nach dem Impulsbreiten-Steuerverfahren wird zu einer Steuerschaltung 1 rückgeführt. In dieser Steuerschaltung 1 wird der Anteil des Gleichspannungs-Ausgangssignals in einem Fehlerverstärker 7 mit einer Referenzspannung verglichen und an einen Spannungs/Frequenz(V/F)-Wandler 9 (im Fall des in Fig. 6 dargestellten veränderlichen Frquenzverfahrens) oder einen Impulsbreiten-Wandler 8 (im Fall des in Fig. 9 dargestellten Impulsbreiten-Steuerverfahrens) ausgegeben. Der V/F-Wandler 9 oder der Impulsbreiten-Wandler 8 moduliert ein Ausgangssignal eines Oszillators (nicht gezeigt) in seiner Frequenz (im Fall des ersten Verfahrens) oder in seiner Impulsbreite (im Fall des zweiten Verfahrens) entsprechend dem Ausgang des Fehlerverstärkers 7 oder des Fehlerverstärkers 8. (Die Oszillatorschaltung in obiger Beschreibung kann manchmal im Eigenerregungsfall weggelassen werden). Das Ausgangssignal dieser Steuerschaltung 1 wird dann einer Treiberschaltung 2 zugeführt, die aus einem Treiber und einem Stromtransformator besteht, um der Treiberschaltung 2 zu erlauben zur Fehlerkorrektur ein Schaltteil 3 zu treiben, das aus Hochspannungs-Hochgeschwindigkeits-Schalttransistoren, die in ihrer Kombination als Hauptschalter bezeichnet werden, und aus einem Impuls-Transformator zusammengesetzt ist.

Im Ergebnis wird ein Hauptsignal fehlerkorrigiert, das von einer Eingangsschaltung 6, die dazu dient, diese Vorrichtung mit Energie zu versorgen, dem Impuls-Transformator des Schaltteils 3 zugeführt wird. Danach wird das fehlerkorrigierte Hauptsignal durch den Impuls-Transformator, den Hochfrequenz-Transformator, auf eine höhere Impulsspannung verstärkt, und an einem Gleichspannungs-Ausgansanschluß ausgegeben, nachdem es ein Gleichrichterteil 4, das zum Gleichrichten der Impulsspannung dient, und ein Filterteil 5 zum Glätten passiert hat.

Demgemäß umfaßt das in Fig. 6 dargestellte Verfahren mit veränderlicher Frequenz als Merkmal den V/F-Wandler 9 in der Steuerschaltung 1, das heißt, im A/D-Wandlerteil, der folglich dafür ausgelegt ist, damit der Hauptschalter (bestehend aus Leistungstransistoren) seine EIN-Zeit unverändert halten kann, aber seine Schaltfrequenz in Übereinstimmung mit der Größe einer Last beim Betrieb verändern kann, und zwar zu dem Zweck, das Ausgangssignal des Schaltreglers konstant zu halten. Dies wird in Fig. 8 gezeigt, wobei die Anzahl der EIN- Impulse für jede Einheitszeit erhöht wird, das heißt, daß die Wiederholungs-Frequenz jener Impulse erhöht wird, wenn die Last für den Ausgang groß wird, wobei diese Anzahl reduziert wird, wenn die Last klein wird, um dadurch den Ausgang konsistent zu halten. Im Ergebnis kann die Betriebsfrequenz bei keiner Last in einen Audio-Frequenzbereich fallen.

Im Gegensatz zu dem Verfahren mit veränderlicher Frequenz verwendet das in Fig. 9 dargestellte Impulsbreiten-Steuerverfahren als ein Merkmal die Impulsbreiten-Wandlerschaltung in der Steuerschaltung 1, das heißt, im A/D-Wandlerteil, die derart ausgelegt ist, daß sie im Unterschied zum Verfahren mit veränderlicher Frequenz die Betriebsfrequenz zu allen Zeiten konstant hält und die EIN-Zeit in der Periode T ändert, um dadurch das Ausgangssignal konstant zu machen. Dies wird in Fig. 11 gezeigt, worin die Breite des EIN-Impulses vergrößert wird, wenn die Last für den Ausgang groß wird, wohingegen diese Impulsbreite bei seiner leichten Last klein gehalten wird, um dadurch die Ausgangsspannung konstant zu halten.

Im Folgenden wird der Betrieb des Schaltreglers im oben beschriebenen netzbetriebenen System in Bezug auf die Figuren 7 und 10 beschrieben werden.

Eine Wechselspannung wird in die Eingangsschaltung 6 eingegeben, durch einen Gleichrichter gleichgerichtet und durch einen Filter (Kondensator-Eingangstyp) geglättet. Die geglättete hohe Gleichspannung dient als angelegte Spannung am Schaltteil 3.

Die angelegte Spannung von der Eingangsschaltung 6 wird auf eine hohe Wechselspannung mit einer Frequenz von 20 KHz bis 40 KHz durch die Schalttransistoren des Schaltteils 3 umgewandelt und zum Gleichrichterteil 4 auf der Sekundärseite durch den Impulstransformator übertragen.

Das Gleichrichterteil 4 richtet die Hochfrequenz-Wechselspannung durch Gleichrichter-Dioden mit schneller Abklingzeit gleich und führt sie einer Last als Gleichspannung mit einem reduzierten Brummanteil durch das Filterteil 5 zu.

Im Folgenden wird die Beschreibung aufzeigen, wie der Ausgang des Schaltreglers stabilisiert wird. Der mit dem Ausgangsanschluß verbundene Fehlerverstärker 7 mißt ständig die Ausgangsspannung am Ausgangsanschluß. Der Fehlerverstärker 7 vergleicht die Ausgangsspannung mit der Referenz(spannung), um einen Fehleranteil zu detektieren und denselben zu verstärken. Das so verstärkte Fehlersignal wird zum nächsten Impulsbreiten-Wandler 8 (im Impulsbreiten-Steuersystem) oder zum V/F-Wandler 9 (im Frequenz-Steuersystem) übertragen, die beide zur Steuerschaltung 1 gehören, um ein Steuersignal zu erzeugen. Diese Wandler umfassen typischerweise Oszillatoren, einen Oszillator mit fester Frequenz im Impulsbreiten- Steuersystem und einen Oszillator mit veränderlicher Frequenz im Frequenz-Steuersystem.

Die von diesen Wandlern ausgegebenen Steuersignale werden jeweils in zwei Phasen durch eine Zweiphasen-Teilerschaltung geteilt, wenn das Schaltteil 3 vom Gegentakt-Typ ist, während sie jeweils zu einer Treiberschaltung 2 übertragen werden, wenn das Schaltteil 3 unsymmetrisch ist.

Die Treiberschaltung 2 ist zum Treiben der Schalttransistoren des Schaltteils 3 da und dient meist dazu, die Primärseite (Eingangsseite) von der Sekundärseite (Ausgangsseite) zu isolieren. Die von der Treiberschaltung 2 getriebenen Schalttransistoren des Schaltteils 3 steuern die Ausgangs- Gleichspannung, indem sie das Steuersignal zu ihrer Stabilisation verwenden.

Der Fluß des Steuersignals bildet wie oben beschrieben einen geschlossenen Kreis, und die Eingangsenergie der Eingangsschaltung fließt zur Ausgangsseite.

Im Folgenden wird ein anderes Beispiel des Schaltreglers im Impulsbreiten-Steuersystem in Bezug auf ein Schaltungs-Blockdiagramm der Fig. 12 beschrieben. Das Steuerteil steuert die Ausgangs-Gleichspannung des Schaltreglers, indem es die Fehlerspannung der dritten Drahtleitung detektiert, die um den gleichen Transformatorkern wie die Leitung der zweiten Wicklung gewickelt ist.

Ein Schaltelement 10, in dieser Ausführungsform ein MOS FET, wird eingeschaltet, indem einer Spannung, die durch einen Widerstand 11 zum Starten der Leistungsschaltung zusammen mit einem Widerstand 12 geteilt wird, erlaubt wird, an dessen Drain und Source angelegt zu werden, um dadurch damit zu beginnen, einen Strom durch die Primärwicklung des Transformators 32 zu leiten. Ein Widerstand 14 dient zum Detektieren des Stroms. Die Widerstände 15 und 16 und der Transistor l7 bilden eine Überstrom-Schutzvorrichtung. Die Überstrom- Schutzvorrichtung dient zum Ausschalten des Schaltelements 10, indem der Transistor 17 unter Verwendung der Spannung am Widerstand 14 beim Auftreten des Überstroms eingeschaltet wird. Dadurch wird das Schaltelement 10 bezüglch seines Steuerpotentials abgesenkt und daher ausgeschaltet.

Widerstände 18 und 19, eine Diode 20 und Kondensatoren 21 und 22 bilden eine Treiberschaltung für das Schaltelement 10. Die Treiberschaltung dient zum schnellen Einschalten des Schaltelements 10, sobald der Strom anfängt, durch die dritte Leitung 23 zu fließen, indem eine an der dritten Leitung 23 erzeugte Spannung dem Gatter des Schaltelements 10 durch eine Differentiations-Schaltung, die aus einem Kondensator 22 und einem Widerstand 12 besteht, zugeführt wird. Die Treiber- Schaltung führt hierauf weiterhin die Spannung und den Strom, die bzw. der an der und durch die dritte Drahtleitung 23 erzeugt wird, dem Gate des Schaltelements 10 über die Transistoren 19 und 18, die Diode 20 und den Kondensator 21 zu.

Das Schaltelement 10 wird ausgeschaltet, indem sein Gatepotential infolge des Spannungsabfalls an der tertiären Leitung abfallen kann, wobei der Abfall durch das Vermindern einer Änderung des Stroms erzeugt wird, der durch die Primärwicklung 13 fließt, was durch eine Änderung in der Ausangsimpedanz des Schaltelements 10 verursacht wird, die durch die Überstrom-Schutzschaltung oder durch die Gatespannung des Schaltelements 10 bestimmt wird.

Ein Steuerteil zur Ausführung der Stabilisation der Ausgangsspannung umfaßt Transistoren 24 und 25, Kondensatoren 26 und 27 und einen Parallelregler 28. Das Steuerteil dient zum Konstanthalten der Tertiärwicklungs-Spannung (der Spannung an dem Kondensator 30), die durch eine Diode 29 und den Kondensator 30 erzeugt wird. Der Grund, warum die tertiäre Spannung konstant gemacht wird, ist der, daß die Tertiärwicklung 23 um den gleichen Transformatorkern gewickelt ist wie die Wicklung der zweiten Leitung 31, um mit der Letzteren magnetisch zu koppeln, was zum Konstanthalten der Ausgangsspannung führt.

Das Steuerteil zwingt den Parallelregler 28 im Betrieb zu einer Änderung seines Kathodenstroms, so daß die durch die Widerstände 24 und 25 geteilte Spannung konstant wird. Es senkt demgemäß die tertiäre Spannung ab, wenn sie hoch ist, indem es die Gatespannung des Schaltelements vermindert, indem die Stromaufnahme durch das Gate des Schaltelements 10 ansteigt, um dadurch seine Gatespannung abfallen zu lassen, und indem es dadurch den Strom verringert, der durch das Schaltelement 10 fließt. Im Gegensatz dazu erhöht es die tertiäre Spannung, wenn sie gering ist, indem die Stromaufnahme durch das Gate des Schaltelements 10 verringert wird, um dadurch seine Gatespannung zu erhöhen, und indem hierauf der Strom, der durch das Schaltelement fließt, erhöht wird.

Der Kondensator 27 dient hierbei als ein integrierender Faktor. Das heißt, er zwingt die Steuerschaltung zum Betrieb mit dem Durchschnitt der tertiären Spannung. Der Widerstand 25 verhält sich hierauf als ein Differentiationsfaktor zum Kompensieren der Phasencharakteristik der durch den Kondensator 27 verzögerten Steuerschaltung.

Nun spannt Energie, die im Transformator 32 während der EIN- Zeit des Schaltelements 10 gespeichert wird, eine Diode 33 auf der Seite der Sekundärwicklung 31 in Vorwärtsrichtung, um einen Kondensator 30 aufzuladen, und spannt ebenso eine Diode 29 auf der Seite der Tertiärwicklung 23 in Vorwärtsrichtung, um den Kondensator 30 aufzuladen, indem dem Schaltelement 10 erlaubt wird, ausgeschaltet zu sein. Und gleichzeitig spannt die Energie die Gatespannung des Schaltelements 10 in Sperrichtung, um das Schaltelement 10 über den Widerstand 19 und die Kondensatoren 21 und 22 auszuschalten.

Gibt der Transformator 32 die in ihm während der AUS-Periode des Schaltelements 10 gespeicherte Energie vollständig frei, wird die Sperrspannung an der Gate-Elektrode des Schaltelements 10 entfernt, um dem Schaltelement 10 zu erlauben, in seine EIN-Periode zu gelangen. Dadurch erhöht die Spannung an der Tertiärwicklung 23, die infolge des Stromflusses durch die Primärwicklung 13 erzeugt wird, die Gatespannung des Schaltelements 10 über den Kondensator 10, um das Schaltelement 10 sehr schnell einzuschalten. Dieser Betrieb wird hiernach wiederholt.

Die oben beschriebene Schaltung wird in dem Verfahren mit veränderlicher Frequenz betrieben, das erlaubt, daß das Schaltelement abhängig von der Lastkapazität sowohl in seiner EIN-Periode als auch in seiner EIN-Zeit mit der gleichen Rate wie bei der EIN-Periode verändert wird. Die Figuren 13 und 14 stellen Beziehungen zwischen den EIN-(Zeit)Perioden und den jeweiligen EIN-Zeiten beim Impulsbreiten-Steuerverfahren und beim verfahren mit veränderlicher Frequenz und Beziehungen zwischen den Lastfrequenzen und Verstärkungen des Schaltreglers in demselben Verfahren dar.

Diese oben beschriebenen, bekannten Verfahren weisen jedoch die folgenden Probleme auf, wenn die Last stark variiert:

1) Beim Impulsbreiten-Steuerverfahren, das in der Frequenz im Bereich hoher Frequenz festgelegt ist, wird das Ausgangssignal bei geringer Last impulsartig, dem das Steuerelement nicht folgen kann, woraus ein erhöhter Verlust und ein stark reduzierter Wirkungsgrad resultiert.

2) Wird die Last nach geringer gemacht, kann das Schaltelement manchmal nicht eingeschaltet werden, was zeitweilige Schwingung mit einer Periode niedriger als die Audio-Frequenz (niedriger als 20 KHz) gefolgt von einem Schwingungsgeräusch verursacht.

3) Die Frequenz, die auf der Seite der niedrigeren Frequenz im Impulsbreiten-Steuerverfahren festgelegt ist, verlängert die EIN-Zeit bei großer Last und verlangt daher großdimensionierte Teile für Transformatoren und Filter etc., was es schwierig macht, ein kompaktes Netzteilgerät zu erzeugen.

4) Beim Verfahren mit veränderlicher Frequenz verkürzt die Reduzierung der EIN-Periode bei geringer Last die EIN-Zeit, wodurch die obigen Schwierigkeiten 1) und 2) verursacht werden.

5) Desweiteren verursacht beim Verfahren mit veränderlicher Frequenz eine große Last eine Frequenz, die bis zur Audio- Frequenz absinkt und dabei ein Schwingungsgeräusch erzeugt.

6) Das in Fig. 12 gezeigte Steuerverfahren bewirkt die Steuerung auf einem Mittelwert, da eine Fehlerspannung, die von der Tertiärwicklungs-Spannung genommen wird, unter Verwendung eines integrierten Signalverlaufs rückgekoppelt wird. Demgemäß läßt das Steuerverfahren nachteiligerweise zu, daß die Stabilität der Ausgangsspannung bei übergehenden Belastungsänderungen verschlechtert wird.

7) Die Steuerschaltung, die aus analogen Elementen zusammengesetzt ist, macht es schwierig, sie in Großintegrations-Form zu erzeugen, und kann dadurch nicht klein dimensioniert werden.

Das Dokument EP 0 140 580 A2 beschreibt ein Netzteil, das ein Paar von Primärwicklungen, die über einen Brückengleichrichter verbunden sind, und eine Anzahl von Sekundärwicklungen des Transformators aufweist, die verbunden sind, um gleichgerichtete Spannungen an eine Vielzahl von Ausgangsanschlüssen anzulegen. Ein Ausgangsanschluß ist ein geregelter Anschluß, dessen Ausgang durch einen Regelkreis gesteuert wird, um das Tastverhältnis eines Transistors, der in Serie mit einer der Primärwicklungen verbunden ist, zu variieren.

In Anbetracht der Nachteile der herkömmlichen Schaltregler ist es ein Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Hochleistungs-Schaltregler mit einem großen Bereich gleichen Belastungsvermögens vorzusehen, der imstande ist, eine Vergößerung des Verlusts beim Schalten zu verhindern, und den Verlust zu verhindern, der durch die Grenze des Schaltvermögens eines Schaltelements erzeugt wird, wenn die EIN-Periode bei geringer Last erhöht wird, wohingegen er verhindert, daß die Schaltfrequenz bei großer Last in die Audio- Frequenz abfällt.

Diese Aufgabe wird durch den Schaltregler gemäß Anspruch 1 gelöst.

Demgemäß weist der Schaltregler der vorliegenden Erfindung auf: (a) einen Hochfrequenz-Transformator 42, der aus einer Primärwicklung 43, die um einen Kern auf der Primärseite gewickelt ist, wobei an der Primärwicklung eine Eingangs- Wechselspannung anliegt, die über eine Diodenbrücke 35 und einen Tiefpaßfilter zugeführt wird, aus einer Sekundärwicklung 44, die um den gleichen Kern auf der Sekundärseite zum Verstärken der gleichgerichteten Eingangs-Wechselspannung und zum Übertragen der Eingangs-Wechselspannung zu einem Ausgangsanschluß durch eine Gleichrichterschaltung gewickelt ist, und aus einer Tertiärwicklung besteht, die um den gleichen Kern auf der Primärseite gewickelt ist und ein Spannungssignal an ihr als ein Fehlersignal erzeugt;

(b) ein Schaltelement 49, das mit einem Ende der Primär- und Tertiärwicklungen zum Schalten der gleichgerichteten Eingangs-Wechselspannung verbunden ist, um der geschalteten Eingangs-Wechselspannung zu erlauben, verstärkt zu werden und zu der Sekundärseite über die Sekundärwicklung zum Erzeugen der Ausgangs-Gleichspannung übertragen zu werden;

(c) einen Parallelregler, der auf der Sekundärseite des Hochfrequenz-Transformators vorgesehen ist, zum Detektieren eines rückgeführten Anteils der Ausgangs-Gleichspannung als weiteres Fehlersignal;

(d) einen Fotokoppler, der mit dem Parallelregler verbunden ist, zum Rückführen des rückgeführten Anteils der Ausgangs- Gleichspannung, die vom Parallelregler detektiert wird, zur Primärseite;

(e) ein Steuerschaltungsteil, das auf der Primärseite des Hochfrequenz-Transformators vorgesehen ist und zusammengesetzt ist aus Analog/Digital-Wandlern zum Wandeln des Spannungssignals, das an der Tertiärwicklung auftritt, des rückgeführten Anteils der Ausgangs-Gleichspannung und eines Stromsignals, das durch das Schaltelement und durch die Primär- und Tertiärwicklung fließt, in digitale Signale als Eingangssignale zu den nachfolgenden Stufen, wie z.B. die Latches für die ersteren zwei Spannungen zum Zwischenspeichern der A/D-gewandelten Digitalsignale des Spannungssignals an der Tertiärwicklung und des rückgeführten Anteils der Ausgangs-Gleichspannung und als Eingangssignal für die nachfolgenden Stufen wie z.B. den Vergleicher für den zwischengespeicherten Strom zum Vergleichen des Stroms mit einem Überstrom-Setzwert,

aus einem Setzspannungs-Generator zum Erzeugen eines Setz- Digitalsignals, um die Ausgangs-Gleichspannung zu setzen, aus einem Subtrahierer zum Subtrahieren des Digitalsignals von den Eingangssignalen, um ein Treibersignal für das Schaltelement 49 zu ermitteln,

aus digitalen Arithmetik-Betriebsschaltungen, jeweils zum Ermitteln und Ausgeben einer EIN-Periode und einer EIN-Zeit des Schaltelements aus den Eingangssignalen als Funktion des Treibersignals zu dem Schaltelement,

und aus einem Vergleicher zum Vergleichen des detektierten Stromsignals, das durch das Schaltelement 45 und durch die Primär- und Tertiärwicklungen fließt, mit dem Überstrom- Setzwert, um dem Treibersignal eine zusätzliche Funktion des Abschaltens des Schaltelements zu verleihen, wenn ein Überstrom durch das Schaltelement hindurchfließt.

Der Schaltregler enthält vorteilhafterweise eine Steuerschaltung in digitaler Ausführung, um dadurch zu vermeiden, daß die Ausgangsspannung infolge der Streuung der Komponentenelemente variiert wird, und um in der Lage dazu zu sein, den Schaltregler durch seine Konstruktion in Großintegrationsform (LSI) zu verkleinern.

Die obigen und andere Aufgaben, Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden aus der folgenden Beschreibung offensichtlicher, wenn sie in Verbindung mit den begleitenden Zeichnungen gelesen werden, in denen eine vorzuziehende Ausführungsform der vorliegenden Erfindung mittels illustriertem Beispiel gezeigt wird.

Fig. 1 ist ein Schaltungsdiagramm, das eine Ausführungsform eines Schaltreglers gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt;

Fig. 2 ist ein Schaltungs-Blockdiagramm, das ein Steuerschaltungsteil veranschaulicht;

Fig. 3 ist ein Zeitablaufplan, der den Betrieb des Steuerschaltungsteils veranschaulicht;

Fig. 4 ist eine graphische Repräsentation, die ein Ergebnis der Berechnung durch ein Periodenbegrenzer-Schaltungsteil zeigt;

Fig. 5 ist eine graphische Repräsentation, die die Frequenz- Charakteristiken einer EIN-Perioden-Arithmetikschaltung und einer EIN-Zeit-Arithmetikschaltung zeigt;

Fig. 6 ist ein Schaltungs-Blockdiagramm, das ein bekanntes Beispiel veranschaulicht;

Fig. 7 ist ein Schaltungs-Blockdiagramm, das den Betrieb des bekannten Beispiels zeigt;

Fig. 8 ist eine graphische Repräsentation, die die Beziehung zwischen einer Last und der Anzahl der Impulse veranschaulicht;

Fig. 9 ist ein Blockdiagramm, das ein weiteres bekanntes Beispiel zeigt;

Fig. 10 ist ein Schaltungs-Blockdiagramm, das den Betrieb von Fig. 9 zeigt;

Fig. 11 ist eine graphische Repräsentation, die eine Beziehung zwischen einer Last und der Anzahl der Impulse veranschaulicht;

Fig. 12 ist ein Schaltungs-Blockdiagramm, das noch ein weiteres Beispiel veranschaulicht;

Fig. 13 ist eine graphische Repräsentation, die eine Beziehung zwischen der EIN-Periode und der EIN-Zeit veranschaulicht; und

Fig. 14 ist eine graphische Repräsentation, die eine Beziehung zwischen einer Lastfrequenz und einer Verstärkung veranschaulicht.

In folgenden wird eine Ausführungform eines Schaltreglers gemäß der vorliegenden Erfindung beschrieben.

Fig. 1 ist ein Schaltungs-Blockdiagramm, das die Ausführungsform eines Schaltreglers der vorliegenden Erfindung veranschaulicht.

Wie in der gleichen Figur gezeigt wird, wird eine Eingangs- Wechselspannung durch die Diodenbrücke 35 gleichgerichtet und einer Primärwicklung 43 eines Hochfrequenz-Transformators 42 über einen Filterkondensator 36 zugeführt. Die der Primärwicklung 43 des Hochfrequenz-Transformators 42 zugeführte Eingangs-Wechselspannung wird ein- und ausgeschaltet durch ein Schaltelement 49, das mit der Primärwicklung 43 an seinem Drainanschluß und mit einer Tertiärwicklung 45 des Hochfrequenz-Transformators 42 an seinem zweiten Gate und an seiner Source, beides direkt gekoppelt, über einen Widerstand 41 verbunden ist. Die derart ein- und ausgeschaltete Eingangs- Wechselspannung wird an der Sekundärwicklung 44 des Hochfrequenz-Transformators 42 abgenommen, durch eine Gleichrichterdiode 46 und einen Kondensator 37 gleichgerichtet und an einen Ausgangsanschluß nach außen ausgegeben. Das Schaltelement 49 wird mit seinem Schaltbetrieb gestartet, indem die durch die Widerstände 54 und 55 geteilte, gleichgerichtete Eingangs-Wechselspannung an seine Gate-Elektrode angelegt wird. Die Tertiärwicklung 45 dient dazu, eine Fehlerspannung als ein Signal zum Steuern der Ausgangs-Gleichspannung zu erzeugen, und zu diesem Zweck die Fehlerspannung einem später beschriebenen Steuerteil zuzuführen. Ähnlich dient ein Parallelregler dazu, die Ausgangsspannung teilweise sowohl als eine andere Fehlerspannung als auch als Fehlerspannung über die Widerstände 50 und 51, die mit dem Ausgangsanschluß verbunden sind, zu detektieren. Dieser Anteil der Ausgangs- Wechselspannung wird der Kathode eines Fotokopplers 52 zugeführt, der mit seiner Anode mit einem Ende der Sekundärwicklung über die mit ihr verbundene Diode 46 und über den Widerstand 40 verbunden ist, wobei der Fotokoppler 52 dann diesen Anteil der Ausgangs-Gleichspannung auf der Sekundärseite dem Steuerschaltungsteil 53 auf der Primärseite als Signal (C) zuführt. Die vorhergehend mit (d) bezeichnete Tertiärwicklungs-Spannung wird von einem Ende der Tertiärwicklung 45 der Steuerschaltung 53 über eine Gleichrichter- Schaltung, die aus einem Kondensator 38 und einer Diode 47 besteht, zugeführt. Ähnlich wird ein Signal (e), das als eine Spannung an dem Widerstand 41 detektiert wird, durch den ein Schaltstrom des Schaltelements 49 geleitet wird, auch vom Source-Anschluß des Schaltelements 49, das mit der Tertiärwicklung 45 über den Widerstand 41 verbunden ist, der Steuerschaltung 53 zugeführt.

Hier gibt das Steuerschaltungsteil 53, das so die vorhergehenden Signale (d), (c) und (e) erhält, auf der Basis dieser Signale ein Treibersignal (a) zum Treiben des Schaltelements 49 aus, um seine Schaltperiode (auf die sich im folgenden als eine EIN-Periode bezogen wird) und ein Leitungs-Zeitintervall (auf das sich im folgenden als eine EIN-Zeit bezogen wird) so zu steuern, daß die Ausgangs-Gleichspannung unter Zuhilfenahme eines später beschriebenen, digitalen Arithmetikbetriebs konstant gemacht wird.

Im folgenden wird das Steuerschaltungsteil 53 mit Bezug auf die Figuren 2 und 3 detailgenauer beschrieben.

Fig. 2 ist ein Schaltungs-Blockdiagramm, das die Steuerschaltung 53 veranschaulicht, und Figur 3 ist ein Zeitablaufplan, der den Betrieb der Figur 3 zeigt.

Obgleich für den zum Steuerschaltungsteil 53 eingegebenen Fehler früher die Signale (d) und (c) zur Steuerung verwendet wurden, wobei (d) die an der Tertiärwicklung 45 erzeugte Spannung ist und wobei (c) der Anteil der Spannung ist, die von der Ausgangs-Gleichspannung rückgeführt wird, genügt auch jedes einzelne der Signale (d) und (c).

Das Steuerschaltungsteil 53 besteht hauptsächlich aus drei Abläufen der Verarbeitung der Steuersignale: Ablauf I zum Ermitteln der EIN-Periode T des Schaltelements 49, um den Anstieg des Treibersignals (a) unter Verwendung der Signale (d) und (c) abzuleiten, Ablauf II zum Ermitteln der EIN-Zeit für N des Schaltelements 49, um einen weiteren Anstieg des Treibersignals (a) unter Verwendung der gleichen Signale (d) und (c) abzuleiten, Ablauf III zum Erzeugen noch eines weiteren Anstiegs des Treibersignals (a), um das Schaltelement 49, wenn ein Überstrom durch es hindurchfließt, unter Verwendung des Signals (e) auszuschalten.

Im Folgenden wird die Beschreibung anhand dieser Abläufe I, II und II der Signalverarbeitung ausgeführt.

Im Ablauf I werden die analogen Signale (d) und (c) durch A/D Wandler 57 und 58 in digitale Signale (d) und (c) umgewandelt. Diese digitalen Signale (d) und (c) werden in den Zwischenspeichern 59 bzw. 60 unter der Zeitsteuerung eines Latch-Impulses zwischengespeichert, um zwischengespeicherte Signale A(n) und B(n), wie in Fig. 3 gezeigt wird, zu erzeugen. Das zwischengespeicherte Signal A(n) wird mit einem Multiplikationsfaktor G1, einem Koeffizient, um das zwischengespeicherte Signal A(n) dem zwischengespeicherten Signal B(n) in den Amplituden anzupassen, durch einen Multiplizierer 62 multipliziert, wobei von dem so multiplizierten zwischengespeicherten Signal A(n) das zwischengespeicherte Signal B(n), das vom Zwischenspeicher 60 ausgegeben wird, durch einen Substrahierer 61 subtrahiert wird. Somit gibt der Subtrahierer 61 ein subtrahiertes Signal G1 x A(n) - B(n) aus. Die Bedeutung des Multiplikationsfaktors G1 ist wie folgt. Erstens wird angenommen, daß eine teilweise Änderung der Spannung, nämlich der zuvor erwähnten Spannung (d), die an der Tertiärwicklung 45 erzeugt wird, wenn die Ausgangs- Gleichspannung um Vo geändert wird, gleich Δd ist, und daß eine teilweise Änderung der rückgeführten Spannung, nämlich die zuvor erwähnte Spannung (c), von der Ausgangs-Gleichspannung Δc ist. Hier wird die Ausgangs-Gleichspannung durch den Parallelregler 48 und den Fotokoppler 52 rückgeführt, und deshalb wird ein Differential-Koeffizient Δc/ΔVo größer als ein Differential-Koeffizient Δd/ΔVo nahe der zu steuernden Ziel- Ausgangs-Gleichspannung. Im Ergebnis stellt der Multiplizierer 62 beide zwischengespeicherten Signale A(n) und B(n) durch die Multiplikation ein, um beide Differential-Koeffizienten anzupassen, um die geeignete Eingangsspannung für die nachgeschaltete Stufe für die nachfolgende digitale Verarbeitung zu erzeugen.

G1 ist wie folgt gegeben:

Diese Eingangsspannung G1 x A(n) - B(n) ist proportional der Ausgangs-Gleichspannung, die der Schaltregler gegenwärtig ausgibt. Das heißt, sie wird größer mit der höheren Ausgangs- Gleichspannung, während sie mit der niedrigeren Ausgangs- Gleichspannung kleiner wird. Anders ausgedrückt, wird mit der höheren Ausgangs-Gleichspannung das Signal (d) größer, wobei aber das Signal (c) kleiner wird, wohingegen mit der niedrigeren Ausgangs-Gleichspannung das Signal (d) kleiner wird, aber das Signal (c) größer wird.

Dann wird die Eingangsspannung einem Subtrahierer 64 zugeführt, in dem sie von einem digitalisierten Wert (D) (auf den sich im folgenden als eine davon subtrahierte Setzspannung bezogen wird) subtrahiert wird, wobei der digitalisierte Wert (D) von einem Generator 63 für den digitalisierten Wert zum eindeutigen Setzen der Ausgangs-Gleichspannung zugeführt wird. Ist eine DifferenzΔ= D - (G1 x A(n) - B(n)) (auf die sich im folgenden als ein Delta-Wert bezogen wird) > 0, dann bedeutet das, daß die Ausgangs-Gleichspannung niedrig ist oder daß die Ausgangslast groß ist, wohingegen, wenn sie < 0 ist, dies dann bedeutet, daß die Ausgangs-Gleichspannung hoch ist oder daß die Ausgangslast klein ist. Hier ist das Timing des Delta-WertsΔ derart, wie in Fig. 3 gezeigt wird.

Das Treibersignal (a) zum Treiben des Schaltelements 49 wird auf der Grundlage des zuvor erwähnten Delta-Werts Δ errechnet. Das Treibersignal (a) ist eine Funktion der EIN-Periode T und der EIN-Zeit ton des Schaltelements. Das heißt, die EIN-Periode T wird verkürzt, während die EIN-Zeit ton verlängert wird, wenn die Last großer wird.

Das Folgende stellt die Berechnung für die EIN-Periode T dar.

Ein Subtrahierer 65 subtrahiert den Delta-Wert von einem Latch-Ausgangswert, der einer EIN-Periode T(n-1) vor einer EIN-Zeit entspricht, die von einem Latch 72 ermittelt wird und von ihm aus zurückgeführt wird, und gibt X = T(n-1) - Δ aus. Das Ergebnis X wird von einem Latch-Impuls (II) in einer Latch-Schaltung nach dem Beenden der in Fig. 3 dargestellten Subtraktion zwischengespeichert und an ein Periodenbegrenzer- Teil ausgegeben.

Das Periodenbegrenzer-Teil besteht aus einem Maximum-Perioden-Generator 67 und einem Minimum-Perioden-Generator 68 zum Erzeugen der Maximal- und Minimalperiode, aus Vergleichern 69 und 70 zum Vergleichen des Ausgangs X des Latch 66 mit den Maximal- und Minimalperioden der Maximal- und Minimalperioden-Generatoren 67 und 68, aus einem Multiplexer 71 und aus dem Latch 72.

Das Periodenbegrenzer-Teil erzeugt seinen Ausgang T(n) so, daß die EIN-Periode T, das Ergebnis seiner Berechnung, in einem Bereich zwischen der Maximalperiode TMAX und der Minimalperiode TMIN, wie in Fig. 4 gezeigt wird, fällt.

X > TMAX ... T(n) = TMAX

TMAX≥ X ≥ TMIN ... T(n) = X

TMIN> X ... T(n) = TMIN

Dieser Ausgang T(n) wird durch einen Latch-Impuls (III) in einem Latch 72, sobald die Berechnung beendet ist, zwischengespeichert, wie in Fig. 3 dargestellt ist. Hierdurch ist die Berechnung der EIN-Periode T beendet.

Im Folgenden wird der Ablauf II zur Ermittlung der EIN-Zeit ton beschrieben.

Ein Addierer 73 erhält den Delta-Wert Δ , der mit einem Parameter G2 von einem Multiplizierer 75 multipliziert wird, und einen Ausgang (c) von einem Generator 74 zum Setzen der minimalen EIN-Zeit, die bereits vorher gesetzt wurde, und addiert sie. Der Parameter G2 dient zum Bestimmen einer Verstärkung, eines Verhältnisses der Ausgangs-EIN-Zeit ton zu dem Eingangs-Fehlerwert für die Berechnungs-Schaltung der vorliegenden EIN-Zeit tON, in einem später beschriebenen EIN-Zeit-Begrenzungsteil .

Ein Verfahren zum Bestimmen des Parameters G2 ist wie folgt.

Zuerst wird angenommen, daß die Stabilität der Ausgangs- Gleichspannung in einen Bereich zwischen Vo - ΔV bis Vo + ΔV fällt. Dann wird der Parameter G2 so bestimmt, daß die EIN-Zeit für die Ausgangs-Gleichspannung, die (Vo - V) ist, die maximale EIN-Zeit tONMAX annimmt, während die EIN-Zeit für die Ausgangs-Gleichspannung, die (Vo + V) ist, die minimale EIN-Zeit tONMIN annimmt.

Nun wird das Ergebnis der oben erwähnten Addition durch einen Zwischenspeicher-Impuls (III) in einem Latch 76, wie in Fig. 3 dargestellt, zwischengespeichert. Daraufhin gilt die folgende Beziehung:

Y = G2 x + C

= G2 x [{D - (G1 x A(n) - B(n))} + C]

Das Ergebnis wird dem EIN-Zeit-Begrenzungsteil, das aus den Maximum- und Minimum-EIN-Zeit-Generatoren 78 und 79, den Vergleichern 80 und 81 und einem Multiplexer 77 besteht, zugeführt. Und der Multiplexer 77 überträgt das folgende Ergebnis an einen Zähler (CNT) 83. Die Berechnung der EIN- Zeit tON ist damit beendet.

Y > tONMAX ... tON(n) = TONMAX

tONMAX ≥ Y ≥ tONMIN ...tON(n) =Y

TONMIN> Y ... tON(n) = TONMIN

Abwärtszähler 82 bzw. 83 werden mit den Ergebnissen der oben erwähnten Berechnung zum Starten ihrer Zählungen geladen, indem ein Lade-Impuls durch einen negativen Übergang erzeugt wird, der von dem Zähler 82 erzeugt wird, sobald seine Zählung beendet ist, wobei der Zähler 82 seine dekrementierende Abwärtszählung auf der Basis des Ergebnisses der Berechnung eine Zeitdauer vorher, d.h. einer Periode T(n-1) vorher, ausführt. Ein Flip-Flop 84 wird gesetzt, sobald die Zähler 82 und 83 ihre Zählungen beginnen, und durch einen Referenztakt CLK betrieben und von einem Negativ-Übergangssignal des Zählers 83 zurückgesetzt, sobald der Zähler 83 seine Zählung beendet, wie in Fig. 3 gezeigt wird. Ein Ausgangssignal des Flip-Flop 84 wird dem Schaltelement 49 über einen Treiber 85 als das Treibersignal (a) für das Schaltelement 49 zugeführt.

Eine Zeitdauer, in der das Flip-Flop 84 gesetzt ist, erzeugt eine Leitungsperiode des Schaltelements.

Daraufhin wird die gleiche Operation wiederholt, bis die Ausgangs-Gleichspannung konstant ist.

Hier wird im Verarbeitungsablauf III ein Strom-Detektionssignal (e), das am Widerstand 41, der zwischen der Source des Schaltelements 49 und einem Ende der Tertiärwicklung 45 verbunden ist, detektiert wird, durch einen A/D (Analog/Digital)-Wandler 56 analog/digital-gewandelt. Das Strom-Detektionssignal (e) dient zum Abschalten des Schaltelements 49, sobald ein Überstrom durch das Schaltelement 49 fließt. Ein digitalisierter Wert E des Strom-Detektionssignals (e) wird in einem Vergleicher 87 mit einem Ausgang F, der von einem Überstrom-Setzwert-Generator 86 ausgegeben wird, verglichen. Ein Flip-Flop 88 wird von dem Referenztakt gesetzt, wenn E = F. Das Flip-Flop 84 wird von dem Ausgang des Flip-Flops 86 erzwungenermaßen zurückgesetzt, um das Schaltelement 49 abzuschalten. Der Ausgang des Flip-Flops 88 wird durch ein Signal gelöscht, das erzeugt wird, indem einem Inverter-Element 89 erlaubt wird, ein Negativ-Übergangs-Signal von dem Zähler 82 zu invertieren. Demgemäß fährt dieser Ausgang fort, bis der Abwärtszähler 82 seine Zählung beendet.

Dies verursacht, daß das Schaltelement 49 abgeschaltet wird, um einen Zyklus der EIN-Periode zu gewährleisten, selbst wenn der Ausgang des Vergleichers 87 invertiert ist.

Hier wird nun die Zeitsteuerung (timing) für das Steuerschaltungsteil mit weiterem Bezug auf Fig. 3 beschrieben.

Ein Timing-Generator 90 dient zum Erzeugen von Zeitsignalen, um die jeweiligen Zwischenspeicher-Zähler in der Steuerschaltung zu betreiben. Der Timing-Generator 90, der aus einem Oszillator und einem Zähler etc. besteht, gibt den Referenztakt CLK an die jeweiligen Teile in dem Steuerschaltungsteil von dem in ihm enthaltenen Oszillator aus aus, während er die Latch-Impulse (I), (II) und (III) auf der Basis des negativen Übergangssignals des dekrementierenden Abwärtszählers 82, wie in der Zeichnung dargestellt wird, erzeugt. Der Latch-Impuls (I) wird mit einer Verzögerung von der Schaltzeit oder mehr des Schaltelements 49 mit Bezug auf das negative Übergangssignal des Zählers 82 erzeugt, um Rauschen zu vermeiden, das vom Schaltelement 49 erzeugt wird, sobald das Schaltelement 49 eingeschaltet wird. Der Latch-Impuls (II) wird mit Verzögerung der arithmetischen Betriebszeiten der Multiplizierer 62 und 75, der Subtrahierer 61, 64 und 65 und des Addierers 73 mit Bezug auf den Latch-Impuls (I) erzeugt. Der Latch-Impuls (III) wird mit Verzögerung der arithmetischen Betriebszeit des Periodenbegrenzer-Schaltungsteils bezüglich dem Zwischenspeicher-Impuls (II) erzeugt.

Nachfolgend werden unter Bezugnahme auf Fig. 5, Frequenzcharakteristiken der arithmetischen Betriebsschaltung der EIN-Periode T und der arithmetischen Betriebsschaltung der EIN-Periode tON gemäß der vorliegenden Ausführungsform erläutert. Wie oben beschrieben wurde, werden die EIN-Periode T und die EIN-Zeit tON in Übereinstimmung mit den folgenden Gleichungen berechnet.

T(n) = T(n-1) - Δ

tON(n) = G2Δ + tONMIN

Das heißt, für die EIN-Periode T wird eine Differenzgleichung unter Benutzung des Fehlersignals verwendet, während für die EIN-Zeit tON das mit dem Parameter G2 multiplizierte Fehlersignal verwendet wird. Demgemäß wird die Verstärkung des ganzen Steuersystems so unterdrückt, daß die EIN-Zeit tON den ganzen Bereich einer Zeitperiode des Arithmetikbetriebs von tONMAX bis tONMIN annehmen kann, während die EIN-Periode T den Bereich von TMIN bis TMAX nach mehreren Zyklen der Arithmetik-Betriebsperioden annehmen kann.

Als Folge für die Frequenz-Charakteristiken hat die EIN-Zeit tON ihr Maximum im Bereich der hohen Frequenz, und daher folgt die Steuerung sehr schnell sehr schnellen Schwankungen in der Last für die eine EIN-Zeit während einer Periode, um zu verhindern, daß die Ausgangs-Gleichspannung schwankt.

Desweiteren nimmt die vorliegende Ausführungsform die jeweiligen Grenzwerte wie folgt an.

TMAX ... 50 usek, um die Schaltperiode niedriger als die Audio-Frequenz zu machen.

TMIN ... 10usek, um den Verlust des Schaltelements zu vermeiden.

tONMAX ... 5 usek, um die EIN-Belastung bei der Maximallast kleiner als 50 % zu machen.

tONMIN ... 1 usek des Vermögens des Schaltelements 49.

Hierdurch wird der Dynamikumfang des vorliegenden Schaltreglers bis zu 1/25 der Maximallast-Kapazität stabil gemacht.

Gemäß der vorliegenden Erfindung werden, wie oben beschrieben, das Tertiärwicklungs-Spannungssignal, das die Spannung anzeigt, die an der Tertiärwicklung auftritt, und die von der Ausgangs-Gleichspannung rückgeführte Spannung, die beide Fehlerspannungen sind, durch den A/D-Wandler in digitale Signale umgewandelt. Und es wird ein detektiertes Stromsignal, ein Anteil eines Stromes, der durch das Schaltelement und durch die Primär- und Tertiärwicklung des Hochfrequenz-Transformators fließt, ebenfalls durch den A/D-Wandler in ein digitales Signal umgewandelt. Die digitalen Signale werden dem Subtrahierer zugeführt, in dem ein Setz-Digitalsignal zum Setzen der Ausgangs-Gleichspannung von dem verhergehenden Digitalsignalen subtrahiert wird, um die Eingangsspannungen den nächsten, digitalen Arithmetik-Betriebsschaltungen zur Verfügung zu stellen, um ein Treibersignal für das Schaltelement zu ermitteln. Diese Eingangsspannungen, die den digitalen Arithmetik-Betriebsschaltungen eingegeben werden, werden zum Ermitteln der EIN-Periode und der EIN-Zeit des Schaltelements verwendet, um die Treiber-Ansteuerung zu erzeugen. Das Treibersignal für die EIN-Periode und die EIN-Zeit des Schaltelements wird so angepaßt, daß sowohl die EIN-Periode wie die EIN-Zeit vergrößert wird, wenn die Last groß ist. Hierdurch wird der Schaltverlust, der durch die Kapazitätsgrenze des Schaltelements als ein Ergebnis der Vergrößerung der EIN-Periode verursacht wird, wenn die Last klein ist, daran gehindert, größer zu werden, während die Schaltfrequenz daran gehindert wird, bei großer Last eine Audio-Frequenz anzunehmen. Somit wird ein Hochleistungs-Schaltregler mit einem großen Bereich der Gleichlast-Kapazität konstruiert. Zusätzlich wird das zu einem Digitalsignal umgewandelte Stromsignal im Vergleicher mit einem Überstrom-Setzwert verglichen, um ein Treibersignal zum zusätzlichen Erzeugen einer Funktion des Abschaltens des Schaltelements zu erzeugen, wenn durch das Schaltelement ein Überstrom fließt. Desweiteren ist das Steuerschaltungsteil in digitaler Ausführung betreibbar, um dadurch zu verhindern, daß die Ausgangs-Gleichspannung infolge der Streuung der Bestandteile schwankt, und um dadurch Gebrauch von der Großintegrations-Technologie zu machen:

Obwohl die oben beschriebene Ausführungsform an den EIN-AUS- Wandlertyp für das digitale Arithmetik-Betriebsteil in dem Steuer-Schaltungsteil angepaßt ist, ist die vorliegende Erfindung desweiteren auf Schaltregler anderer Typen wie zum Beispiel einem EIN-EIN-Wandlertyp und einem Zerhacker- bzw. Unterbrecher-Wandlertyp etc. anwendbar.

Obwohl die Erfindung in ihrer bevorzugten Ausführungsform mit einem bestimmten Grad von Ausführlichkeit beschrieben wurde, ist ersichtlich, daß viele Variationen und Änderungen der Erfindung möglich sind, ohne von ihrem Bereich abzukommen, wie er in den Ansprüchen definiert ist.


Anspruch[de]

1. Schaltregler, der aufweist:

(a) einen Hochfrequenztransformator (42), der aus einer Primärwicklung (43), die um einen Kern auf der Primärseite gewickelt ist, wobei an der Primärwicklung eine Eingangswechselspannung anliegt, die über eine Diodenbrücke (35) und einen Tiefpaßfilter zugeführt wird, aus einer Sekundärwicklung (45), die um den gleichen Kern auf der Sekundärseite zum Verstärken der gleichgerichteten Eingangswechselspannung und zum Übertragen der Eingangswechselspannung zu einem Ausgangsanschluß durch eine Gleichrichterschaltung gewickelt ist, und aus einer Tertiärwicklung (45) besteht, die um den gleichen Kern auf der Primärseite gewickelt ist und ein Spannungssignal an ihr als ein Fehlersignal erzeugt;

(b) ein Schaltelement (49), das mit einem Ende der Primär- und Tertiärwicklungen zum Schalten der gleichgerichteten Eingangswechselspannung verbunden ist, um der geschalteten Eingangswechselspannung zu erlauben, verstärkt zu werden und zu der Sekundärseite über die Sekundärwicklung zum Erzeugen der Ausgangsgleichspannung übertragen zu werden;

(c) einen Parallelregler (40, 48, 50, 51), der auf der Sekundärseite des Hochfrequenztransformators vorgesehen ist, zum Detektieren eines rückgeführten Anteils der Ausgangsgleichspannung als weiteres Fehlersignal;

(d) einen Fotokoppler (52), der mit dem Parallelregler verbunden ist, zum Rückführen des rückgeführten Anteils der Ausgangsgleichspannung die von dem Parallelregler detektiert wird, zu der Primärseite; gekennzeichnet durch

(e) ein Steuerschaltungsteil (53), das auf der Primärseite des Hochfrequenztransformators vorgesehen ist und zusammengesetzt ist aus Analog/Digital-Wandlern (56, 57, 58) zum Wandeln des Spannungssignals, das an der Tertiärwicklung auftritt, des rückgeführten Anteils der Ausgangsgleichspannung und eines Stromsignals, das durch das Schaltelement und durch die Primär- und Tertiärwicklungen fließt, in digitale Signale als Eingangssignale zu den nachfolgenden Stufen, wie z.B. die Latches (59, 60) für die ersteren zwei Spannungen zum Zwischenspeichern der A/D-gewandelten Digitalsignale des Spannungssignals (d) an der Tertiärwicklung und des rückgeführten Anteils (c) der Ausgangsgleichspannung und als Eingangssignal für die nachfolgenden Stufen wie z.B. den Vergleicher (87) für den letzteren Strom zum Vergleichen des Stroms mit einem Überstrom-Setzwert,

aus einem Setzspannungs-Generator (63) zum Erzeugen eines Setz-Digitalsignals, um die Ausgangsgleichspannung zu setzen,

aus einem Subtrahierer (64) zum Subtrahieren des Digitalsignals von den Eingangssignalen, um ein Treibersignal für das Schaltelement zu ermitteln,

aus digitalen Arithmetik-Betriebsschaltungen (65 bis 85), jeweils zum Ermitteln und Ausgeben einer EIN-Periode und einer EIN-Zeit des Schaltelements aus den Eingangssignalen als Funktion des Treibersignals zu dem Schaltelement, und

aus einem Vergleicher (87) zum Vergleichen des Stromsignals (e), das durch das Schaltelement und durch die Primär- und Tertiärwicklungen fließt, mit dem Überstrom-Setzwert, um dem Treibersignal eine zusätzliche Funktion des Abschaltens des Schaltelements zu verleihen, wenn ein Überstrom durch das Schaltelement hindurchfließt.

2. Schaltregler nach Anspruch 1, worin für Variationen der Ausgangslastkapazität die EIN-Periode des Schaltelements (49) reduziert wird und die EIN-Zeit erhöht wird, wenn die Ausgangslastkapazität groß ist, während die EIN-Periode erhöht wird und die EIN-Zeit reduziert wird, wenn die Ausgangslastkapazität klein ist.







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