PatentDe  


Dokumentenidentifikation DE3881778T2 10.02.1994
EP-Veröffentlichungsnummer 0301815
Titel Steuereinrichtung zum Schalten eines Thyristors.
Anmelder Wong, Tak-Tai, North Point, Hong Kong, HK
Erfinder Wong, Tak-Tai, North Point, Hong Kong, HK
Vertreter Popp, E., Dipl.-Ing.Dipl.-Wirtsch.-Ing.Dr.rer.pol.; Sajda, W., Dipl.-Phys., 80538 München; Bolte, E., Dipl.-Ing., 28209 Bremen; Reinländer, C., Dipl.-Ing. Dr.-Ing.; Bohnenberger, J., Dipl.-Ing.Dr.phil.nat., 80538 München; Möller, F., Dipl.-Ing., Pat.-Anwälte, 28209 Bremen
DE-Aktenzeichen 3881778
Vertragsstaaten CH, DE, FR, GB, IT, LI
Sprache des Dokument En
EP-Anmeldetag 26.07.1988
EP-Aktenzeichen 883068926
EP-Offenlegungsdatum 01.02.1989
EP date of grant 16.06.1993
Veröffentlichungstag im Patentblatt 10.02.1994
IPC-Hauptklasse H02M 1/08
IPC-Nebenklasse H03K 17/13   

Beschreibung[de]

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Steuerungsvorrichtung zum Schalten eines Thyristors oder dergleichen.

Thyristoren werden allgemein benutzt, um den Effektivwert einer Wechselspannung oder die durchschnittliche, an eine Last oder einen Verbraucher angelegte Leistung zu steuern. Die Thyristoren werden eingeschaltet, um dem Verbraucher Spannung zuzuführen, wenn die Wechselstrom-Versorgungsspannung sich im wesentlichen auf Nullniveau, d. h. bei Nulldurchgängen befindet, um den Einfluß von Hochfrequenzstörungen auf ein Minimum zu bringen. Die Thyristoren werden während einer bestimmten Anzahl von Perioden der Wechselstrom-Versorgungsspannung eingeschaltet, um einen kleineren Effektivwert der Wechselspannung über den Verbraucher zur Verfügung zu stellen. So werden zum Beispiel die Thyristoren für eine Periode bei jeweils zwei Perioden eingeschaltet, um die Hälfte des Versorgungsspannungsniveaus bereitzustellen (US-A-3 562 625).

Es wäre ideal, wenn die Einschalt- und Ausschaltperioden des Thyristors gleichmäßig über die Zeit verteilt werden könnten. In bekannten Anordnungen wird eine bestimmte Zeitbasis gewählt, zum Beispiel 100 Perioden der Netzversorgungsspannung, und der Prozentsatz der Perioden, während der der Thyristor eingeschaltet ist, um dem Verbraucher Spannung zuzuführen, bestimmt den gewünschten Effektivwert der Verbraucherspannung. Allerdings kann eine gleichmäßige Verteilung der Einschaltperioden des Thyristors über die 100 Perioden lange Zeitspanne nur dann erhalten werden, wenn die Anzahl der Einschaltperioden, die dem gewünschten Effektivwert der Verbraucherspannung entspricht, ein ganzzahliger Faktor von 100 ist, zum Beispiel 10, 20 oder 25. Bei einem nicht ganzzahligen Faktor von beispielsweise 33 (33 Prozent) können sich die Einschaltperioden entweder am Anfang oder am Ende der 100 Perioden befinden. Das verursacht eine starke Schwankung der Verbraucherspannung. Es kann eine längere feste Zeitbasis gewählt werden, um eine größere Anzahl von Einstellungen der Verbraucherspannung bereitzustellen, bei denen eine gleichmäßige Verteilung der Einschaltperioden des Thyristors erhalten werden kann; das System kann aber nicht für eine gleichmäßige Verteilung der Einschaltperioden bei allen Faktoren oder Prozentsätzen der Versorgungsspannung sorgen.

Die vorliegende Erfindung schafft eine Steuerungsvorrichtung zum Schalten eines Thyristors oder dergleichen in einer Schaltung mit einer Wechselstrom-Spannungsquelle, wobei die Steuerungsvorrichtung folgendes aufweist: eine Zündsignaleinrichtung mit einem Eingang zum Empfangen von Steuersignalen, einem Ausgang zum Bereitstellen von Zündsignalen für einen derartigen Thyristor und einem Detektor zum Detektieren von Nulldurchgängen einer Wechselspannung, die von der Wechselstrom-Spannungsquelle bereitgestellt wird, wobei die Zündsignaleinrichtung an ihrem Eingang eine Akkumuliereinrichtung aufweist, und ist dadurch gekennzeichnet, daß die Akkumuliereinrichtung dazu dient, die Steuersignale zu akkumulieren und ein derartiges Zündsignal bereitzustellen, wenn der Detektor einen Nulldurchgang der Wechselspannung abtastet und der Wert der akkumulierten Steuersignale größer oder gleich einem ersten vorbestimmten Wert ist, und daß die Zündsignaleinrichtung ferner eine Subtrahiereinrichtung aufweist, um einen zweiten vorbestimmten Wert von dem Wert der akkumulierten Steuersignale zu subtrahieren, wenn ein derartiges Zündsignal vorliegt.

In einem ersten bevorzugten Ausführungsbeispiel einer Steuerungsvorrichtung der Erfindung zur Verwendung in einer Analogschaltung weist die Zündsignaleinrichtung einen mit elektrischem Ladungsausgleich arbeitenden Spannungs-Frequenz-Wandler auf, der mit den Nulldurchgängen der Wechselspannung synchronisiert wird, um bei den Nulldurchgängen die Zündsignale bereitzustellen.

In einem zweiten bevorzugten Ausführungsbeispiel einer Steuerungsvorrichtung der Erfindung zur Verwendung in einer logischen Schaltung weist die Zündsignaleinrichtung einen digitalen Akkumulator mit einem Eingang zum Empfangen der Steuersignale und einem Ausgang zum Bereitstellen des Zündsignals auf, wenn der Gesamtwert akkumulierter Steuersignale den ersten vorbestimmten Wert übersteigt, wobei der Betrieb des Akkumulators vom Detektor ausgelöst wird.

In einem dritten bevorzugten Ausführungsbeispiel einer Steuerungsvorrichtung der Erfindung zur Verwendung in einer Schaltung auf der Basis eines Mikroprozessors weist die Zündsignaleinrichtung eine auf der Basis eines Mikroprozessors arbeitende Schaltung auf, die so programmierbar ist, daß sie die Steuersignale akkumuliert, die Zündsignale bereitstellt und einen zweiten vorbestimmten Wert von den akkumulierten Steuersignalen subtrahiert.

Weitere bevorzugte und/oder wahlfreie Merkmale der Erfindung gehen aus der folgenden Beschreibung und den beigefügten Ansprüchen hervor.

Die Erfindung wird nachstehend, lediglich beispielhaft, unter Hinweis auf die beigefügten Zeichnungen in näheren Einzelheiten beschrieben. Es zeigt:

Fig. 1 ein schematisches Schaltdiagramm eines ersten Ausführungsbeispiels einer Steuerungsvorrichtung gemäß der Erfindung;

Fig. 2(a), 2(b) und 2(c) Signalverläufe an verschiedenen Schaltungsknoten der Steuerungsvorrichtung gemäß Fig. 1;

Fig. 3 ein schematisches Schaltdiagramm eines zweiten Ausführungsbeispiels einer Steuerungsvorrichtung gemäß der Erfindung; und

Fig. 4 ein schematisches Schaltdiagramm eines dritten Ausführungsbeispiels einer Steuerungsvorrichtung gemäß der Erfindung.

Unter Hinweis auf Fig. 1 der Zeichnungen weist ein darin dargestelltes erstes Ausführungsbeispiel einer Steuerungsvorrichtung 10 einen Eingangspuffer 11, eine Spannungsintegrierschaltung 12, einen Nulldurchgangsdetektor 13 sowie ein Daten- oder D-Flipflop 14 auf. Der Eingangspuffer 11 weist einen Operationsverstärker OA&sub1; auf, dessen negativer Eingang mit seinem Ausgang verbunden ist. Der Operationsverstärker OA&sub1; ist geeignet, an seinem positiven Eingang ein Spannungssteuersignal zu empfangen.

Die Integrierschaltung 12 weist einen Operationsverstärker OA&sub2;, zwei Widerstände R&sub1; und R&sub2;, die mit dem negativen Eingang des Operationsverstärkers OA&sub2; verbunden sind, sowie einen Kondensator C&sub1; auf, der zwischen den negativen Eingang und den Ausgang des Operationsverstärkers OA&sub2; geschaltet ist. Der Ausgang des Operationsverstärkers OA&sub1; ist mit dem negativen Eingang des Operationsverstärkers OA&sub2; über den Widerstand R&sub1; verbunden. Der positive Eingang des Operationsverstärkers OA&sub2; ist geerdet. Die Integrationsschaltung 12 empfängt das Spannungssteuersignal vom Eingangspuffer 11 und akkumuliert es als elektrische Ladung im Kondensator C&sub1;.

Der Nulldurchgangsdetektor 13 weist einen Operationsverstärker OA&sub3; und zwei Dioden D&sub1; und D&sub2; auf, die parallel zueinander und in entgegengesetzter Richtung zwischen die beiden Eingänge des Operationsverstärkers OA&sub3; geschaltet sind. Der negative Eingang des Operationsverstärkers OA&sub3; ist an Erde gelegt, und der positive Eingang ist geeignet, über einen Widerstand R&sub3; eine Wechselspannung zu empfangen, die von einer Netzversorgungsspannung heruntertransformiert und mit dieser synchronisiert ist. Der Detektor wandelt die Wechselspannung in ein Taktsignal um, welches gleichfalls mit der Netzversorgungsspannung synchronisiert ist.

Das D-Flipflop 14 empfängt das Taktsignal an seinem Takteingang Cp. Der Q-Ausgang des D-Flipflop 14 stellt einen logischen Ausgang dar, der dem logischen Eingang am D-Eingang entgegengesetzt ist, wenn das D-Flipflop 14 durch eine vordere Flanke des Taktsignals ausgelöst wird. Der Q-Ausgang und der Ausgang des Detektors 13 sind jeweils mit zwei Eingängen eines UND-Gliedes 15 verbunden, das seinerseits ein Zündsignal für zwei Thyristoren 18a und 18b bereitstellt, wenn seine beiden Eingänge auf logisch 1 stehen.

Der Ausgang des UND-Gliedes 15 ist im Betrieb mit einer Treiberstufe 16 verbunden, die einen Operationsverstärker OA&sub4; und einen Kondensator C&sub2; aufweist. Der Operationsverstärker OA&sub4; empfängt das Zündsignal an seinem positiven Eingang, und sein negativer Eingang ist mit seinem Ausgang verbunden. Der Ausgang des Operationsverstärkers OA&sub4; ist über den Kondensator C&sub2; mit einer Schnittstellenschaltung 17 verbunden, die einen Impulsübertrager 17' aufweist. Der Impulsübertrager 17' hat zwei getrennte Sekundärwicklungen, jeweils zum Anschluß an das Gate bzw. die Kathode des Thyristors 18a, 18b. Die Thyristoren 18a und 18b sind parallel zueinander und in entgegengesetzter Richtung zusammengeschaltet, und in Reihe geschaltet mit einem Verbraucher 19 an die Netzversorgungsspannung angeschlossen.

Mit Hilfe des Kondensators C&sub2; wandelt die Treiberschaltung 16 jeden Zündimpuls in zwei Triggerimpulse von entgegengesetzter Polarität entsprechend der vorderen und hinteren Flanke des Zündimpulses am Schaltungsknotenpunkt E um, um die Thyristoren 18a bzw. 18b einzuschalten. Die Schnittstellenschaltung 17 dient dazu, die Steuerungsvorrichtung 10 und die Treiberschaltung 16 gegenüber den Thyristoren 18a, 18b und dem Verbraucher 19, die sich alle auf viel höherem Spannungspegel, d. h. dem Netzspannungspegel befinden, zu trennen.

Die Arbeitsweise der Steuerungsvorrichtung 10 wird nun unter Bezugnahme auf Fig. 2(a) beschrieben. Der Detektor 13 empfängt an einem Schaltungsknoten A die Wechselspannung und liefert an einem Schaltungsknoten B das Taktsignal. Die Integrierschaltung 12 empfängt das Steuersignal vom Eingangspuffer 11 und akkumuliert das Steuersignal als elektrische Ladung im Kondensator C&sub1;. Fig. 2(a) zeigt den eingeschwungenen Zustand, bei dem das Steuersignal sich auf maximalem Pegel befindet. Wenn es im Kondensator C&sub1; während einer halben Taktperiode zwischen einander benachbarten Taktimpulsen akkumuliert wird, veranlaßt das Steuersignal den Kondensator C&sub1;, eine Kondensatorspannung Vc an einem Schaltungsknoten c bereitzustellen, die von einem bestimmten Spannungspegel V&sub1;, der oberhalb eines Schwellenpegels Vth des D-Eingangs des D-Flipflops 14 liegt, bis unterhalb des Schwellenpegels Vth bei einem Spannungspegel V&sub2; abnimmt. Der Q-Ausgang des D-Flipflops 14 geht dann auf logisch 1, wenn das D-Flipflop 14 von einem nächsten Taktimpuls getriggert wird. Der Q-Ausgang des D-Flipflops 14 bleibt während der ganzen Taktperiode auf logisch 1. Gleichzeitig geht der Ausgang des UND-Gliedes 15 auf logisch 1 und stellt während der Anwesenheit des Taktimpulses einen Zündimpuls für die Thyristoren 18a und 18b zur Verfügung.

Der Widerstand R&sub2; ist über einen elektronischen Schalter SW, der in Abhängigkeit vom Vorhandensein des Zündimpulses zum Schließen angeregt werden kann, mit einer festen, negativen Spannung -Vr verbunden. Da der Zündimpuls einen halben Taktimpuls lang dauert, wird der Kondensator C&sub1; bei der festen, negativen Spannung -Vr während einer festen Zeitspanne einer halben Taktperiode bei Anwesenheit des Zündimpulses entladen. Am Ende des Zündimpulses ist folglich eine feste Menge der elektrischen Ladung aus dem Kondensator C&sub1; entfernt worden.

Die Anordnung ist so getroffen, daß beim Entladen des Kondensators C&sub1; die Kondensatorspannung Vc vom Spannungspegel V&sub2; auf den Spannungspegel V&sub1; ansteigt. Wenn der Zündimpuls endet, öffnet der Schalter SW, um den Kondensator C&sub1; zum erneuten Aufladen durch Akkumulieren des Steuersignals zu veranlassen. Wenn der nächste Taktimpuls ankommt, wird der Kondensator C&sub1; aufgeladen, um wiederum eine Kondensatorspannung Vc auf dem Spannungspegel V&sub2; bereitzustellen, welcher unterhalb des Schwellenpegels Vth liegt. Deshalb bleibt der Q-Ausgang auf logisch 1, um während des nächsten Taktimpulses einen weiteren Zündimpuls bereitzustellen.

Aus dem Vorstehenden geht hervor, daß dann, wenn sich das Steuersignal auf maximalem Pegel befindet, das während des Aufladens im Kondensator c&sub1; akkumulierte Steuersignal mengenmäßig der festen Menge der elektrischen Ladung gleicht, die während des Entladens aus dem Kondensator C&sub1; entfernt wird, und die Steuerungsvorrichtung 10 bewirkt, daß für jede Taktperiode ein Zündimpuls bereitgestellt wird. Unter dieser Bedingung leiten die beiden Thyristoren 18a, 18b abwechselnd während jeder Periode der Netzversorgungsspannung. Deshalb wird die Netzversorgungsspannung kontinuierlich an den Verbraucher 19 angelegt, wie der Signalverlauf am Schaltungsknoten F anzeigt.

Fig. 2(b) zeigt verschiedene Signalverläufe für den Fall, daß sich das Steuersignal auf 76% seines maximalen Pegels befindet. Die Anfangsbedingungen unmittelbar vor Ankunft des ersten Taktimpulses sind so gewählt, daß die Kondensatorspannung Vc sich auf einem Spannungspegel befindet, welcher höher ist als der Schwellenpegel Vth, und daß der Q-Ausgang auf logisch 0 steht. Wenn also der erste Taktimpuls ankommt und während der ersten Taktperiode des Taktsignals, bleibt der Q-Ausgang auf logisch 0. Außerdem liefert das UND-Glied 15 kein Zündsignal, der Schalter SW bleibt offen, und der Kondensator C&sub1; fährt fort, das Steuersignal zu akkumulieren.

Wenn der zweite Taktimpuls ankommt, nimmt die Kondensatorspannung Vc bis unterhalb des Schwellenpegels Vth ab, und infolgedessen geht der Q-Ausgang auf logisch 1. Da die beiden Eingänge auf logisch 1 stehen, liefert das UND-Glied 15 einen Zündimpuls an die Treiberschaltung 16 und ihrerseits an die Schnittstellenschaltung 17 zum Triggern der Thyristoren 18a und 18b. Außerdem schließt der Schalter SW, damit der Kondensator C&sub1; die feste Menge der elektrischen Ladung während der Anwesenheit des Zündimpulses entladen kann, und während dieser Zeitspanne nimmt die Kondensatorspannung Vc zu. Bei Beendigung des zweiten Taktimpulses hört das UND-Glied 15 auf, den Zündimpuls bereitzustellen, und der Schalter SW öffnet. Der Kondensator C&sub1; beginnt wiederum, das Steuersignal zu akkumulieren, bis der dritte Taktimpuls ankommt.

Da sich das Steuersignal auf einem niedrigeren Pegel als seinem maximalen Pegel befindet, ist das im Kondensator C&sub1; zwischen dem zweiten und dritten Taktimpuls akkumulierte Steuersignal geringer als die feste Menge der elektrischen Ladung, die während des Vorhandenseins des zweiten Taktimpulses aus dem Kondensator C&sub1; entfernt wird. Am Ende der zweiten Taktperiode liegt die Kondensatorspannung Vc unterhalb des Schwellenpegels Vth, allerdings um einen kleineren Betrag als am Ende der ersten Taktperiode. Dieser Vorgang wird für die dritte und vierte Taktperiode wiederholt. Es kommt also zu einer Steigerung der Kondensatorspannung Vc an den vorderen Flanken der Taktimpulse. Wenn der fünfte Taktimpuls ankommt, liegt die Kondensatorspannung Vc oberhalb des Schwellenpegels Vth, und folglich geht der Q-Ausgang auf logisch 0, wenn das D-Flipflop 14 durch die vordere Flanke des fünften Taktimpulses getriggert wird.

In diesem Moment beginnt der Kondensator C&sub1;, das Steuersignal unter der Bedingung zu akkumulieren, daß der Q-Ausgang des D-Flipflops sich auf logisch 0 befindet, ein Zustand, der dem ähnelt, wenn der erste Taktimpuls vorhanden ist. Der Schalter SW bleibt also offen, und der Kondensator C&sub1; fährt fort, das Steuersignal zu akkumulieren, bis der sechste Taktimpuls ankommt, einem Zeitpunkt, zu dem die Kondensatorspannung Vc bis unterhalb des Schwellenpegels Vth abnimmt. Das D-Flipflop 14 wird dann von der vorderen Flanke des sechsten Taktimpulses getriggert, um am Q-Ausgang eine logische 1 bereitzustellen. Damit wird ein weiterer Zündimpuls bereitgestellt.

Die Anordnung ist so getroffen, daß der Vorgang sich auf ähnliche Weise für die fünfte bis achte Taktperiode wie für die erste bis vierte Taktperiode wiederholt und sich auch auf ähnliche Weise für jede anschließende Gruppe von vier aufeinanderfolgenden Taktperioden bis zur 24. Taktperiode wiederholt. Aus Fig. 2(b) geht hervor, daß es eine allgemeine abnehmende Tendenz in der Kondensatorspannung Vc zwischen den aufeinanderfolgenden Gruppen von vier Taktperioden gibt. Die Wirkung der abnehmenden Tendenz häuft sich und hat zur Folge, daß die Kondensatorspannung Vc am Beginn der 25. Taktperiode immer noch unterhalb des Schwellenpegels Vth liegt. Folglich bleibt der Q-Ausgang des D-Flipflops 14 auf logisch 1, und der Kondensator C&sub1; entlädt und lädt bei der 25. Taktperiode wie bei der 24. Taktperiode, wobei er einen zusätzlichen Zündimpuls zur Verfügung stellt. Wenn der 26. Taktimpuls ankommt, erreicht die Kondensatorspannung Vc einen Spannungspegel, der oberhalb des Schwellenpegels Vth liegt und der gleiche Spannungspegel ist wie unmittelbar vor Ankunft des ersten Taktimpulses.

Aus Fig. 2(b) ist zu entnehmen, daß es 19 Zündimpulse über die ersten 25 Taktperioden hinweg gibt, die jeweils von der Treiberschaltung 16 in ein Paar Triggerimpulse entgegengesetzter Polarität zum Einschalten der Thyristoren 18a bzw. 18b umgewandelt werden. Der Vorgang wird in ähnlicher Weise für jede anschließende Gruppe von 25 Taktperioden wiederholt. Deshalb wird die Netzversorgungsspannung an den Verbraucher 19 während 76% der Dauer angelegt, und das entspricht dem Steuersignal, welches bei 76% eines maximalen Pegels gewählt wurde, wobei der maximale Pegel dem kontinuierlichen Anlegen der Netzversorgungsspannung an den Verbraucher 19 entspricht.

Fig. 2(c) zeigt verschiedene Signalverläufe für den Fall, daß das Steuersignal bei 49% seines maximalen Pegels gewählt wird. Es ist offensichtlich, daß 49 Zündimpulse für jeweils 100 Taktperioden der Netzversorgungsspannung bereitgestellt werden, was dem gewählten Steuersignalpegel entspricht.

Die Spannungsintegrierschaltung 12 ist der Wirkung nach ein mit elektrischem Ladungsausgleich arbeitender Spannungs- Frequenz-Wandler, bei dem die resultierende, in den Kondensator C&sub1; hineingehende und aus ihm herauskommende elektrische Ladung gleich Null ist und die Frequenz des ausgegebenen Zündsignals durch den Wert des eingegebenen Steuersignals bestimmt ist.

Ein in Fig. 3 gezeigtes zweites Ausführungsbeispiel einer Steuerungsvorrichtung 20 ist durch eine logische Schaltung 39 realisiert. Die Steuerungsvorrichtung 20 weist einen digitalen Akkumulator 21 mit zwölf Eingangsanschlüssen 22, einem Übertrag-Ausgangsanschluß 23 und einem Takt-Eingangsanschluß sowie ein Umschalt- oder T-Flipflop 24 und einen Nullspannungskomparator 25 auf. Die Eingangsanschlüsse 22 des Akkumulators 21 sind in drei Gruppen 22a, 22b und 22c zu jeweils vier Anschlüssen zum Empfang eines dreistelligen, binärcodierten Dezimalziffer-BCD-Steuersignals unterteilt. Um die Eingabe des Steuersignals zu erleichtern, ist mit den Eingangsanschlüssen 22 des Akkumulators 21 ein dreistelliges BCD-Register 26 verbunden. Das Register 26 hat eine Gruppe von vier Eingangsanschlüssen 27, um der Reihe nach die drei BCD-Ziffern des Steuersignals zu empfangen, sowie drei Auswahlanschlüsse 28, um die Eingangsanschlüsse 27 der Reihe nach mit den drei Gruppen 22a, 22b und 22c der Eingangsanschlüsse des Akkumulators 21 zu verbinden, wenn die Eingangsanschlüsse 27 der Reihe nach die drei BCD-Ziffern des Steuersignals empfangen.

Der Übertrag-Ausgangsanschluß 23 stellt ein Überlaufsignal zur Verfügung, wenn der akkumulierte Wert im Akkumulator 21 gleich einem Grundwert von beispielsweise 1000 ist oder diesen übersteigt, und ist mit dem Eingang des T-Flipflops 24 verbunden. Die Ausgänge des T-Flipflops und des Nullspannungskomparators 25 sind jeweils mit zwei Eingängen eines UND-Gliedes 29 verbunden, welches an seinem Ausgang nur dann einen Zündimpuls bereitstellt, wenn seine beiden Eingänge sich auf logisch 1 befinden. Der Ausgang des Nullspannungskomparators 25 ist auch mit einem Löscheingang 33 des T-Flipflops 24 über ein Differenzierglied 30 und dem Takteingang des Akkumulators 21 über ein Zeitverzögerungselement 31 verbunden, wobei beide auf eine hintere Flanke eines vom Nullspannungskomparator 25 empfangenen Signals ansprechen.

Das UND-Glied 29 ist an seinem Ausgang mit der Treiber- und Schnittstellenschaltung 16, 17 und wiederum mit den Thyristoren 18a, 18b in ähnlicher Weise wie bei der Anordnung gemäß Fig. 1 verbunden. Die Thyristoren 18a und 18b steuern den Anschluß der Netzversorgungsspannung an den Verbraucher 19.

Der Nullspannungskomparator 25 tastet die Nulldurchgänge der Netzversorgungsspannung durch Empfang eines niedrigeren Wechselspannungssignals ab, welches mit der Netzversorgungsspannung synchronisiert ist. Der Ausgang des Nullspannungskomparators 25 liefert ein Taktsignal.

Jedesmal dann, wenn der Takteingang eine hintere Flanke eines Taktimpulses empfängt, akkumuliert der Akkumulator 21 ein ausgewähltes, an den Eingangsanschlüssen 22 erscheinendes BCD-Steuersignal. Für den Betrieb sei angenommen, daß von der Netzversorgung eine 76%ige effektive Lastspannung erforderlich ist, dann wird ein Steuersignal von 760 mit entsprechenden Ziffern bzw. Stellen an die Eingangsanschlüsse 22a, 22b und 22c mit Hilfe des Registers 26 angelegt. Der akkumulierte Wert des Akkumulators 21 wird anfangs auf Null zurückgesetzt, und der Ausgang des T-Flipflops 24 befindet sich anfangs auf logisch 0. Wenn der erste Taktimpuls ankommt, liefert das UND-Glied 29 keinen Zündimpuls, da sich einer seiner Eingänge, der mit dem T-Flipflop 24 verbunden ist, auf logisch 0 befindet. Bei Beendigung des ersten Taktimpulses wird der Ausgang des T-Flipflops 24 durch einen schmalen Impuls, der vom Differenzierglied 30 empfangen wird und der hinteren Flanke des Taktimpulses entspricht, sofort auf logisch 0 zurückgesetzt.

Das Zeitverzögerungselement 31 bietet eine kurze zeitliche Verzögerung von beispielsweise 0,1 ms, bis der Takteingang des Akkumulators 21 den Taktimpuls empfängt. Das stellt sicher, daß der Ausgang des T-Flipflops 24 auf logisch 0 zurückgesetzt wird, ehe der Akkumulator 21 arbeitet. Wenn der Akkumulator 21 schließlich von der hinteren Flanke des Taktimpulses ausgelöst wird, addiert er 760 in seinen internen Speicher, und der akkumulierte Wert wird 760. Es kommt nicht zu einem Überlauf, und das T-Flipflop 24 kippt nicht, sondern sein Ausgang bleibt auf logisch 0. Folglich wird kein Zündimpuls bereitgestellt, und keiner der Thyristoren 18a, 18b leitet.

Der Vorgang wiederholt sich für den zweiten Taktimpuls wie für den ersten Taktimpuls, mit der Ausnahme, daß der akkumulierte Wert im Akkumulator 21 nunmehr in Kürze, d. h. 0,1 ms nachdem der zweite Taktimpuls endet und ein Überlauf eintritt, 1520 wird. Folglich kippt das T-Flipflop 24, um an seinem Ausgang eine logische 1 bereitzustellen. Das führt dazu, daß das UND-Glied 29 einen Zündimpuls abgibt, wenn der dritte Taktimpuls ankommt, und der Zündimpuls wird während der Anwesenheit des dritten Taktimpulses an die Treiber- und Schnittstellenschaltung 16, 17 weitergeleitet, und die Thyristoren 18a, 18b leiten einer nach dem anderen während der dritten Periode der Netzversorgungsspannung.

Wenn der dritte Taktimpuls endet, wird der Ausgang des T-Flipflops 24 sofort vom Differenzierglied 30 auf logisch 0 zurückgesetzt, so daß 1000 vom akkumulierten Wert im Akkumulator 21 abgezogen wird, wenn der akkumulierte Wert 1000 beträgt oder übersteigt. Der Akkumulator 21 wird nach einer kurzen zeitlichen Verzögerung von 0,1 ms getriggert, und der akkumulierte Wert wird nunmehr 1280, so daß ein Überlaufsignal geliefert wird. Folglich kippt das T-Flipflop 24, um einen Ausgang von logisch 1 bereitzustellen, damit das UND-Glied aktiviert wird, so daß es einen weiteren Zündimpuls bereitstellen kann, wenn der vierte Taktimpuls ankommt.

Die Steuerungsvorrichtung 20 arbeitet für den vierten und fünften Taktimpuls in ähnlicher Weise wie für den dritten Taktimpuls. Sowohl für den vierten als auch für den fünften Taktimpuls tritt ein Überlauf auf, und es wird ein Zündimpuls bereitgestellt. Die Thyristoren 18a, 18b leiten einer nach dem anderen sowohl für die vierte als auch für die fünfte Periode der Netzversorgungsspannung.

0,1 ms nachdem der fünfte Taktimpuls endet, geht der akkumulierte Wert im Akkumulator 21 auf den Wert 800, und das T-Flipflop 24 kippt nicht. Folglich wird kein Zündimpuls bereitgestellt, wenn der sechste Taktimpuls ankommt. Die Anordnung ist so getroffen, daß die Steuerungsvorrichtung 20 auf ähnliche Weise für den sechsten bis neunten Taktimpuls wie für den zweiten bis fünften Taktimpuls arbeitet und auf ähnliche Weise auch für jede anschließende Gruppe von vier Impulsen bis zu den letzten Gruppen, endend mit dem 25. Taktimpuls. Der akkumulierte Wert ist 1000, wenn der 26. Taktimpuls ankommt, und deshalb wird für den 26. Taktimpuls kein zusätzlicher Zündimpuls bereitgestellt.

Es erscheint einsichtig, daß es 19 Zündimpulse gibt, die über die zweite bis 26. Taktperiode verteilt sind, und daß der durchschnittliche Effektivwert der Verbraucherspannung 76% des maximalen Effektivwerts beträgt, wenn die Thyristoren 18a, 18b durchwegs alternierend leiten. Wenn der Ausgang des T-Flipflop 24 unmittelbar bei Beendigung des 26. Taktimpulses auf logisch 0 zurückgesetzt wird, wird der akkumulierte Wert im Akkumulator 21 wiederum 760 wie bei Beendigung des ersten Taktimpulses. Folglich wiederholt sich der Betrieb der Steuerungsvorrichtung 20 auf die gleiche Weise für jede aufeinanderfolgende Gruppe von 25 Taktperioden wie für die ersten 25 Taktperioden (die zweite bis 26.), und der durchschnittliche Effektivwert der Lastspannung von 76% bleibt erhalten.

Das T-Flipflop 24 hat einen Voreinstelleingang 32, der dann, wenn er aktiviert wird, den Ausgang des Flipflops 24 auf logisch 1 stellt. Wenn es erwünscht ist, die Netzversorgungsspannung kontinuierlich an den Verbraucher 19 anzulegen, wird an den Voreinstelleingang 32 des T-Flipflops kontinuierlich ein logisch-1-Signal angelegt. Das hält den Ausgang des T-Flipflops auf logisch 1, und das UND-Glied 29 stellt für jeden Taktimpuls einen Zündimpuls zur Verfügung.

Die Steuerungsvorrichtung 20 wird durch eine logische Schaltung 39 realisiert und kann deshalb auch von einer Schaltung 40 auf Mikroprozessorbasis, beispielsweise durch einen Rechner realisiert sein, wie in Fig. 4 gezeigt.

Fig. 4 zeigt ein drittes Ausführungsbeispiel einer Steuerungsvorrichtung 34, die eine zentrale Verarbeitungseinheit oder CPU eines Rechners, einen Nullspannungskomparator 35 sowie ein UND-Glied 36 aufweist. Der Nullspannungskomparator 35 liefert in gleicher Weise wie der Komparator 25 der Steuerungsvorrichtung 20 ein Taktsignal an einen Unterbrechungseingang 37 der CPU. Das UND-Glied 36 besitzt zwei Eingänge, die jeweils mit den Ausgängen des Nullspannungskomparators 35 und der CPU verbunden sind. Der Ausgang des UND-Gliedes 36 ist mit der Treiber- und Schnittstellenschaltung 16, 17 und wiederum mit den Thyristoren 18a und 18b verbunden, wie bei der Steuerungsvorrichtung 10.

Die CPU ist so programmiert, daß sie eine Funktion ausführt, die der kombinierten Funktion des Akkumulators 21, des T-Flipflops 24, des Impulswandlers 30 und des Zeitverzögerungselements 31 der Steuerungsvorrichtung 20 ähnelt. Die Eingabe des Steuersignals in die CPU könnte mit Hilfe einer Tastatur bewirkt werden, oder sie könnte intern gemäß den Bedingungen bzw. Zuständen des Verbrauchers 19 erzeugt werden. Die Steuerungsvorrichtung 34 hat den Vorteil, daß der Grundwert des Steuersignals variiert werden kann.

Es ist ins Auge gefaßt, daß die beiden Thyristoren 18a und 18b durch ein Triac 18c ersetzt werden können, welches von Signalen ta&sub1; und ta&sub2; getriggert wird. In diesem Fall kann auf den Impulsübertrager 17' verzichtet werden.

Die Steuerungsvorrichtung gemäß der Erfindung hat den Vorteil, daß sie mehr Einstellungen, potentiell eine unbegrenzte Anzahl von Einstellungen, in der analogen Vorrichtung gemäß Fig. 1 für den Effektivwert einer an einen Verbraucher angelegten Wechselspannung mit Hilfe von Thyristoren oder Triacs bietet, während sie die Schwankungen der Verbraucherspannung auf einem Minimum hält. Wenn der Verbraucher eine Heizvorrichtung ist, kann die Temperatur der Vorrichtung mit der minimalen Schwankung auf einer der Einstellungen des weiten Bereichs von Einstellungen gehalten werden.

Die Erfindung ist lediglich anhand von Beispielen beschrieben, und verschiedene Abwandlungen und/oder Änderungen sind für den Fachmann offensichtlich, ohne den Bereich der Erfindung, wie er durch die beigefügten Ansprüche bestimmt ist, zu verlassen.


Anspruch[de]

1. Steuerungsvorrichtung (10, 20 und 34) zum Schalten eines Thyristors (18a, 18b) oder dergleichen in einer Schaltung, mit einer Wechselstrom-Spannungsquelle, wobei die Steuerungsvorrichtung (10, 20 und 34) folgendes aufweist: eine Zündsignaleinrichtung (11, 12, 13, 39 und 40) mit einem Eingang zum Empfangen von Steuersignalen, einem Ausgang zum Bereitstellen von Zündsignalen für einen derartigen Thyristor (18a, 18b) und einem Detektor (13, 25 und 35) zum Detektieren von Nulldurchgängen einer Wechselspannung, die von der Wechselstrom-Spannungsquelle bereitgestellt wird, wobei die Zündsignaleinrichtung (11, 12, 13, 39 und 40) an ihrem Eingang eine Akkumuliereinrichtung (12, 21 und CPU) aufweist, dadurch gekennzeichnet, daß die Akkumuliereinrichtung (12, 21 und CPU) dazu dient, die Steuersignale zu akkumulieren und ein derartiges Zündsignal bereitzustellen, wenn der Detektor (13, 25 und 35) einen Nulldurchgang der Wechselspannung abtastet und der Wert der akkumulierten Steuersignale größer oder gleich einem ersten vorbestimmten Wert ist,

und daß die Zündsignaleinrichtung (11, 12, 13, 39 und 40) ferner eine Subtrahiereinrichtung (SW, 24 und CPU) aufweist, um einen zweiten vorbestimmten Wert von dem Wert der akkumulierten Steuersignale zu subtrahieren, wenn ein derartiges Zündsignal vorliegt.

2. Steuerungsvorrichtung (10, 20 und 34) nach Anspruch 1, wobei die Zündsignaleinrichtung (11, 12, 13, 39 und 40) einen mit elektrischem Ladungsausgleich arbeitenden Spannungs- Frequenz-Wandler (12) aufweist, der mit den Nulldurchgängen der Wechselspannung synchronisiert wird, um bei den Nulldurchgängen die Zündsignale bereitzustellen.

3. Steuerungsvorrichtung (10, 20 und 34) nach Anspruch 2, wobei die Zündsignaleinrichtung (11, 12, 13, 39 und 40) folgendes aufweist: eine Spannungsintegrierschaltung (12) mit einem Kondensator (C1) und einem Datenflipflop (14), wobei der Ausgang der Integrierschaltung (12) mit dem D-Eingang des Datenflipflops (14) verbunden ist; und wobei der Kondensator (C1) aufgeladen wird, um die Steuersignale als elektrische Ladung zu akkumulieren, und so angeordnet ist, daß er unter im wesentlichen konstanten Spannungsbedingungen über eine im wesentlichen konstante Zeitdauer entladen wird, um die vorbestimmte zweite elektrische Ladungsmenge zu subtrahieren.

4. Steuerungsvorrichtung (10, 20 und 34) nach Anspruch 3, wobei die Entladung des Kondensators (C1) mit einem Schalter (SW) gesteuert wird, der im Betrieb in Abhängigkeit von der Anwesenheit der Zündsignale geschlossen ist.

5. Steuerungsvorrichtung (10, 20 und 34) nach Anspruch 3 oder 4, wobei der Ausgang des Detektors (13) mit dem Takteingang des Datenflipflops (14) verbunden ist und wobei die Ausgangssignale des Datenflipflops (14) und des Detektors (13) logisch miteinander verknüpft werden, um im Betrieb die Zündsignale bereitzustellen.

6. Steuerungsvorrichtung (10, 20 und 34) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der Detektor (13) folgendes aufweist: einen Operationsverstärker (OA3) und ein Paar von Dioden (D1 und D2), die jeweils in entgegengesetzten Richtungen zwischen die beiden Eingänge des Operationsverstärkers (OA3) geschaltet sind, wobei der Detektor (13), wenn er in Betrieb ist, die Wechselspannung in ein Taktsignal umwandelt, das mit der Wechselspannung synchronisiert ist.

7. Steuerungsvorrichtung (10, 20 und 34) nach Anspruch 1, wobei die Zündsignaleinrichtung (11, 12, 13, 39 und 40) folgendes aufweist: einen digitalen Akkumulator (21) mit einem Eingang (22a, 22b und 22c) zum Empfangen der Steuersignale und mit einem Ausgang (23) zum Bereitstellen des Zündsignals, wenn der Gesamtwert der akkumulierten Steuersignale einen zweiten vorbestimmten Wert übersteigt, wobei der Betrieb des Akkumulators (21) von dem Detektor (25) getriggert wird.

8. Steuerungsvorrichtung (10, 20 und 34) nach Anspruch 7, wobei die Zündsignaleinrichtung (11, 12, 13, 39 und 40) ferner ein T-Flipflop (24) aufweist, das mit dem Ausgang (23) des Akkumulators verbunden ist, wobei die Zündsignale am Ausgang des T-Flipflops (24) bereitgestellt werden; und wobei der Ausgang des Detektors (25) mit einem Löscheingang (33) des T-Flipflops (24) verbunden ist, so daß der Ausgang des T-Flipflops (24) rücksetzbar ist, um einen zweiten vorbestimmten Wert von den akkumulierten Steuersignalen zu subtrahieren, wenn ein Überlauf stattfindet.

9. Steuerungsvorrichtung (10, 20 und 34) nach Anspruch 8, wobei der Ausgang des Detektors (25) an einen Takteingang des Akkumulators (21) angeschlossen ist, so daß der Ausgang des T-Flipflops (24) zurückgesetzt wird, bevor der Akkumulator (21) für den Betrieb getriggert wird.

10. Steuerungsvorrichtung (10, 20 und 34) nach Anspruch 8 oder 9, wobei die Ausgangssignale des T-Flipflops (24) und des Detektors (25) logisch miteinander verknüpft werden, um im Betrieb die Zündsignale bereitzustellen.

11. Steuerungsvorrichtung (10, 20 und 34) nach einem der Ansprüche 7 bis 10, wobei die Zündsignaleinrichtung (11, 12, 13, 39 und 40) ferner ein Register (26) mit einem BCD-Eingang (27) aufweist und der Akkumulator (21) drei BCD-Eingänge (22a, 22b und 22c) besitzt, die so angeordnet sind, daß sie mit dem Eingang (27) des Registers (26) selektiv verbunden werden.

12. Steuerungsvorrichtung (10, 20 und 34) nach Anspruch 1, wobei die Zündsignaleinrichtung (11, 12, 13, 39 und 40) eine auf der Basis eines Mikroprozessors arbeitende Schaltung (40) aufweist, die so programmiert werden kann, daß sie die Steuersignale akkumuliert, die Zündsignale bereitstellt und einen zweiten vorbestimmten Wert von den akkumulierten Steuersignalen subtrahiert.

13. Steuerungsvorrichtung (10, 20 und 34) nach Anspruch 12, wobei die auf der Basis eines Mikroprozessors arbeitende Schaltung (40) folgendes aufweist: eine zentrale Verarbeitungseinheit (CPU) eines Computers, einen Nullspannungskomparator (35) und ein UND-Glied (36), wobei die zentrale Verarbeitungseinheit (CPU) einen Unterbrechungseingang (37) und einen Ausgang (38) besitzt und wobei der Ausgang (38) der zentralen Verarbeitungseinheit (CPU) mit einem ersten Eingang des UND-Gliedes (36) verbunden ist und der Ausgang des Nullspannungskomparators (35) mit dem Unterbrechungseingang (37) der zentralen Verarbeitungseinheit (CPU) und einem zweiten Eingang des UND-Gliedes (36) verbunden ist, so daß die zentrale Verarbeitungseinheit (CPU) von dem Nullspannungskomparator (35) ein Triggersignal erhalten kann, um den Betrieb zu starten und über das UND-Glied (36) die Zündsignale bereitzustellen.

14. Verfahren zum Steuern der Effektivspannung, die an eine Last (19) angelegt wird, wobei die Effektivspannung einen Prozentsatz der Effektivspannung einer Wechselstromversorgung ausmacht, wobei das Verfahren die diskontinuierliche Bereitstellung für Halbperioden oder für Vielfache der Halbperioden von der Wechselstromversorgung für die Last umfaßt, wobei die Bereitstellung in den Halbperioden oder den Vielfachen der Halbperioden durch eine Akkumuliereinrichtung (11, 12, 39 und 40) gesteuert wird, dadurch gekennzeichnet, daß die Akkumuliereinrichtung (11, 12, 39 und 40) regelmäßig Steuersignale eines ersten Wertes akkumuliert, wobei die Steuersignale einen Prozentsatz ausmachen, der dem oben erwähnten Prozentsatz eines zweiten Wertes entspricht, und wobei die Halbperiode oder die Vielfachen der Halbperiode an die Last (19) angelegt werden, wenn der Gesamtwert der akkumulierten Steuersignale gleich dem zweiten Wert ist oder den zweiten Wert überschreitet, wobei der zweite Wert dann von dem Gesamtwert des akkumulierten Steuersignals subtrahiert wird.

15. Vorrichtung (10, 18, 20 und 34) zum Steuern der Effektivspannung, die von einer Wechselstromquelle an eine Last (19) angelegt wird, wobei die Vorrichtung (10, 18, 20 und 34) einen Thyristor (18a, 18b) und eine Steuerungsvorrichtung (10, 20 und 34) aufweist, die den Betrieb des Thyristors (18a, 18b) steuert, um die Stromquelle für die Dauer von Halbperioden oder der Vielfachen von Halbperioden der Versorgungsspannung mit der Last (19) zu verbinden, wobei die Steuerungsvorrichtung (10, 20 und 34) die Steuerungsvorrichtung gemäß Anspruch 1 ist.







IPC
A Täglicher Lebensbedarf
B Arbeitsverfahren; Transportieren
C Chemie; Hüttenwesen
D Textilien; Papier
E Bauwesen; Erdbohren; Bergbau
F Maschinenbau; Beleuchtung; Heizung; Waffen; Sprengen
G Physik
H Elektrotechnik

Anmelder
Datum

Patentrecherche

Patent Zeichnungen (PDF)

Copyright © 2008 Patent-De Alle Rechte vorbehalten. eMail: info@patent-de.com