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Dokumentenidentifikation DE69124704T2 10.07.1997
EP-Veröffentlichungsnummer 0558526
Titel GEMISCHTER BRÜCKENVERSTÄRKER
Anmelder Blade Technologies Inc., Markham, Ontario, CA
Erfinder FRENCH, John, Barry, Stouffville, Ontario L4A 5E2, CA
Vertreter LEINWEBER & ZIMMERMANN, 80331 München
DE-Aktenzeichen 69124704
Vertragsstaaten AT, DE, FR, GB, IT, NL, SE
Sprache des Dokument En
EP-Anmeldetag 14.11.1991
EP-Aktenzeichen 919195701
WO-Anmeldetag 14.11.1991
PCT-Aktenzeichen CA9100410
WO-Veröffentlichungsnummer 9210027
WO-Veröffentlichungsdatum 11.06.1992
EP-Offenlegungsdatum 08.09.1993
EP date of grant 12.02.1997
Veröffentlichungstag im Patentblatt 10.07.1997
IPC-Hauptklasse H03F 3/30
IPC-Nebenklasse H03F 3/68   H03F 3/217   H03F 1/02   

Beschreibung[de]
GEBIET DER ERFINDUNG

Die vorliegende Erfindung betrifif einen Verstärker. Der Verstärker der Erfindung ist typischerweise ein Audioverstärker, doch er kann auch für andere Zwecke verwendet werden, wo die Leistungsverstärkung eines Signals erforderlich ist.

HINTERGRUND DER ERFINDUNG

Lineare Gegentaktverstärker werden üblicherweise als Aud ioverstärker verwendet. In solchen Verstärkern wird normalerweise eine große Leistungsmenge über die Ausgangstransistoren abgeleitet. Dies führt zu einem niedrigen Wirkungsgrad, typischerweise 35%, der meisten der derzeit auf dem Markt erhältlichen Produkte. Die große Leistungsmenge, die durch die Ausgangstransistoren abgeleitet (verschwendet) wird, erfordert große Stromversorgungen, Transistoren und Kühl körper. Solche Verstärker sind daher groß und erfordern wesentliche Lüftung.

Es wurden Versuche unternommen, den Wirkungsgrad solcher Verstärker zu steigern. Wie in einem Artikel von Harushige Nakagaki et al. in J. Audio Eng. Soc., Bd. 31, Nr.6, Juni 1983 auf Seite 430 geoffenbart, kann die Gleichspannungsversorgung für einen Verstärker gesteuert werden, sodaß sie sich in Einklang mit dem Eingangssignal ändert. Dies führt zu einer deutlichen Verringerung der Leistungsveruste in den Ausgangstransistoren. Der Wirkungsgrad des Nakagaki-Verstärkers beträgt jedoch nur 50%, d.h. daß bei einem 200 Watt-Verstärker 200 Watt als Wärme abgeleitet werden müssen.

Andere Verfahren wurden angewendet, um Verstärker mit höherem Wirkungsgrad zu produzieren. Beispielsweise wurden geschaltete Verstärker verwendet, wie sie hierin ausführlicher beschrieben werden. Diese Verstärker haben einen viel höheren Wirkungsgrad als übliche lineare Gegentaktverstärker, doch sie sind komplex und neigen zu Verzerrung. Es ist schwierig, mit den vorhandenen Schaltverstärkern hochqualitative Audioausgangssignale bei vernünftigen Kosten zu erzielen.

Brückenaudioverstärker wurden ebenfalls verwendet (siehe eine Arbeit von Takahashi et al. in J. Audio Eng. Soc., Bd. 32, Nr.6, Juni 1984. Solche Verstärker sind ausgesprochen verzerrungsarm, doch sie weisen einen niedrigen Wirkungsgrad auf, und eine beträchtliche Energie muß abgeleitet werden.

JP-56-162513 offenbart einen Verstärker, in dem eine Gegentaktausgangsbrücke an zwei seriell geschaltetete Stromquellen gekoppelt ist. Diese Stromquellen können einander unabhängig von der Last und dem Wert des Eingangssignals folgen, was - wie bereits erwähnt - dazu führt, daß beträchtliche Energie abgeleitet werden muß.

JP-56-040307 offenbart einen Verstärker, in dem der Ausgang aus einer Gleichstromquelle die Einhüllende des Momentanspitzenwerts eines Eingangssignals anzieht. JP-56-162516 offenbart einen Verstärker, der zwei Spannungsquellen und zwei Schalter gemeinsam mit zwei Mittelwertbildungsnetzen und zwei Schaltsteuerungen verwendet, wodurch er sehr teuer herzustellen ist. Diese Art von Verstärker wird unter Bezugnahme auf Fig.4 der vorliegenden Beschreibung besprochen.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Demzufolge ist es ein Ziel der vorliegenden Erfindung, einen neuartigen Verstärker bereitzustellen, der sehr effizient, jedoch billiger als ein herkömmlicher Schaltverbundverstärker ist. In einem ihrer Aspekte bietet die vorliegende Erfindung einen Verstärker zum Verstärken eines Eingangssignals, welcher Verstärker folgendes umfaßt:

(a) ein erstes, zweites, drittes und viertes Verstärkermittel mit jeweils einem ersten und zweiten Leistungsanschl uß und einem Steueranschluß,

(b) wobei die Verstärkermittel in einer Brückenkonfiguration verbunden sind, wobei die ersten Leistungsanschlüsse des ersten und zweiten Verstärkermittels jeweils miteinander und an einen ersten Leistungseingangsanschluß gekoppelt sind, wobei die ersten Leistungsanschlüsse des dritten und vierten Verstärkermittels jeweils miteinander und an einen zweiten Leistungseingangsanschluß gekoppelt sind,

(c) wobei die zweiten Leistungsanschlüsse des ersten und dritten Verstärkermittels miteinander und an einen ersten Ausgangsanschluß gekoppelt sind, wobei die zweiten Leistungsanschlüsse des zweiten und vierten Verstärkermittels miteinander und an einen zweiten Ausgangsanschluß gekoppelt sind, wobei der erste und der zweite Ausgangsanschluß ausgebildet sind, mit einer Last verbunden zu sein,

(d) einen Eingangsanschluß für das Eingangssignal sowie einen Regelkreis, der zwischen dem Eingangsanschluß und den Steueranschlüssen des ersten bis vierten Verstärkermittels gekoppelt ist, um abwechselnd das erste und dritte Verstärkermittel und dann das zweite und vierte Verstärkermittel zu betreiben, um Strom vom ersten Leistungseingangsanschluß durch das erste Verstärkermittel, den ersten Ausgangsanschluß, die Last, den zweiten Ausgangsanschluß, das dritte Verstärkermittel und den zweiten Leistungseingangsanschluß zu leiten, und um dann Strom vom ersten Leistungseingangsanschluß durch das zweite Verstärkermittel, den zweiten Ausgangsanschluß, die Last, den ersten Ausgangsanschluß, das vierte Verstärkermittel und den zweiten Leistungseingangsanschluß zu leiten,

(e) ein Modulationsmittel, das an den Eingangsanschluß gekoppelt ist, um ein moduliertes Signal zu erzeugen, dessen Modulation vom Eingangssignal abhängt,

(f) ein Stromversorgungsmittel und Filtermittel für das Stromversorgungsmittel,

(g) ein Schaltmittel mit einem Steuereingang, wobei das Schatmittel das Stromversorgungsmittel an das Filtermittel koppelt, das an die ersten und zweiten Leistungseingangsanschlüsse gekoppelt ist,

(h) wobei das Modulationsmittel an den Steuereingang des Schatmittels gekoppelt ist, um das Schaltmittel zu steuern, sodaß an den Leistungseingangsanschlüssen ein Leistungssignal erzeugt wird, das vom Eingangssignal abhängt.

Weitere Ziele und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der folgenden Beschreibung sowie den beigelegten Abbildungen.

KURZE BESCHREIBUNG DER ABBILDUNGEN

Fig.1 ist ein Blockdiagramm, das einen herkömmlichen linearen Gegentaktverstärker darstellt;

Fig.2 zeigt Wellenformen für den Verstärker von Fig.1;

Fig.3 ist ein Blockdiagramm, das einen herkömmlichen Schaltverstärker (Klasse D) des Stands der Technik darstellt;

Fig.4 ist ein Blockdiagramm, das einen typischen Gegentaktverbundverstärker des Stands der Technik darstellt;

Fig.5 ist ein Blockdiagramm, das einen erfindungsgemäßen Verstärker darstellt;

Fig.6 ist ein detaillierteres Blockdiagramm des Verstärkers von Fig.5;

Fig.7 ist eine schematische Ansicht der Vorverstärker- und Zeitverzögerungsstufe von Fig.6;

Fig.8 ist eine schematische Ansicht des Brückenverstärkers von Fig.6;

Fig.9 ist eine schematische Ansicht der Absolutwertstufe von Fig.6;

Fig.10 ist eine schematische Ansicht des Pulsbreitenmodulators (pwm) von Fig.6;

Fig.11 zeigt Wellenformen für den Pulsbreitenmodulator von Fig.10;

Fig.12 ist eine schematische Ansicht des erdfreien bzw. massefreien pwm-Gatetreibers, Schalters und pwm-Filters von Fig.6; und

Fig.13 ist eine schematische Ansicht eines Teils der Stromversorgung der Schaltung von Fig.6;

AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORM

Es wird zuerst auf Fig.1 Bezug genommen, die einen typischen Gegentaktaudioverstärker 20 des Stands der Technik zeigt. Der Verstärker 20 besitzt Ausgangstransistoren, die durch variable Spannungsquellen V1, V2 angezeigt sind. Die Quellen V1, V2 reagieren in herkömmlicher Weise auf ein Eingangssignal, um das erwünschte Ausgangssignal über eine Last 22 (z.B. einen Lautsprecher) zu erzielen. Die Quellen V1, V2 werden durch zwei fixe Gleichstromversorgungen VDC1, VDC2 gespeist, die nicht geregelt werden müssen, sofern ausreichend Aussteuerbarkeit (Headroom) vorhanden ist. Jede Quelle V1, V2 liefert eine Hälife eines zusammengesetzten Signals 24 (Fig.2), das durch die Last 22 gelangt.

Man sieht, daß die Differenz zwischen der Spannung 26 (Fig.2) der fixen Gleichstromversorgungen VDC1, VDC2 und dem Signal 24 über die Last 22 über die Ausgangsquellen V1, V2 abfällt. Diese mit dem Strom durch jede Vorrichtung V1, V2 multiplizierte Spannungsdifferenz führt zu einer hohen Leistung, die über die Ausgangsquellen V1, V2 abgeleitet werden muß. Dies hat den oben erwähnten geringen Wirkungsgrad zur Folge. Ein solcher Wirkungsgrad kann je nach den jeweiligen Bedingungen auch nur 30% betragen.

Es wird nun auf Fig.3 Bezug genommen, die einen zweiseitigen Klasse D- Schaltverstärker 30 des Stands der Technik zeigt. Korrespondierende Bezugszeichen geben Teile an, die jenen von Fig.1 entsprechen. Der Verstärker 30 von Fig.3 wurde zur Verbesserung des Wirkungsgrads entwickelt. Er verfügt wiederum über fixe Gleichstromversorgungen VDC1, VDC2, deren Ausgänge durch Schalter 32, 34 und dann durch ein Mittel ungsnetz 36 zur Last oder zum Lautsprecher 22 gerichtet sind. Die Schalter 32, 34 werden durch einen Regelkreis 38 gesteuert, der auf ein Eingangssignal Vin (z.B. ein zu verstärkendes Audiosignal) an seinem Eingangsanschluß 40 reagiert.

Die Schalter 32, 34 sind im Falle von Audioverstärkern und jenen höherer Bandbreite typischerweise Metalloxid-Halbleiter-Feldeffekttransistoren (MOS-FETS). Schalter 32, 34 öffnen und schließen sich, um ein pulsbreitenmoduliertes Gleichstromsignal in jedem Zweig 42, 44 zu erzeugen, wobei die Periodendauer der Pulse dem Eingangssignal Vin folgt. Der Schalter 32 könnte für positive Auslenkungen des Eingangssingals geöffnet und geschlossen werden, und der Schalter 34 könnte sich für negative Auslenkungen des Eingangssignals öffnen und schließen. Dies führt jedoch zu einer Durchgangs- bzw. Crossoververzerrung, die nur schwierig zu entfernen ist, wobei es weiters schwierig ist, einen stabilen Regelkreis vorzusehen. Daher greift man normalerweise auf zweiseitiges Schalten zurück. Für das zweiseitige Schalten öffnen und schließen sich Schalter 32, 34 abwechselnd gleichzeitig mit einer Frequenz, die typischerweise 200 bis 500 KHz (für Audioanwendungen) beträgt. Das resultierende pulsbreiten modul ierte (pwm)-Signal ist in Fig.3 an 46 angezeigt. Für ein Nulleingangssignal ist jeder Schalter für 50% jeder Periodendauer geöffnet und geschlossen und das resultierende Signal 46 wird gefiltert, sodaß das durch das Mittelungsnetz 36 erzeugte Mittelungssignal null ist. Für ein Signal auf der positiven Seite wäre der Schalter 32 in jeder Periodendauer länger offen als der Schalter 34. (Andere Steuerverfahren sind ebenfalls möglich.) Dieses Verfahren verbessert die Überschneidungsverzerrung. Mit dem in Fig.3 gezeigten Verfahren ist es jedoch schwierig, Audioausgangssignale hoher Qualität (weniger als 1,0% Verzerrung) zu vernünftigen Kosten zu erzeugen, obwohl der Wirkungsgrad des Verstärkers hoch ist. Insbesondere erfolgt die tatsächliche Schließung der Schalter 32, 34 unweigerlich nicht zu genau den korrekten Zeitpunkten (je nach Platinenkonfiguration, Streukapazitäten, Induktanz und Rauschen). Aus diesem Grund konnten sich Schaltverstärker als hochqualitative Audioverstärker nicht recht durchsetzen.

Eine weitere bekannte Form des Schaltmodusverstärkers, die oft als "Gegentaktmischverstärker" bezeichnet wird, ist in Fig.4 dargestellt, worin mit hochgestellter "1" versehene Bezugszeichen Teile anzeigen, die jenen der Figuren 1 und 3 entsprechen. Ein Hauptunterschied zwischen Figuren 3 und 4 liegt darin, daß zwei Mittel ungsnetze oder Filter 48, 50 anstelle nur eines verwendet werden, wobei der Ausgang solcher Mittel ungsnetze dazu dient, die als gesteuerte Spannungsquellen V1¹, V2² dargestellten Ausgangstransistoren zu betreiben. Das Ausgangssignal Vin wird durch den Vorverstärker 52 vorverstärkt und dazu verwendet, die Quellen V1¹, V2² zu steuern. Die Schalter 32¹, 34¹ werden durch den Steuerblock 38¹ pulsbreitenmoduliert, um an den Ausgängen der Netzwerke 48, 50 positive und negative Gleichstromsignale 54, 56 zu erzeugen, die nur geringfügig höher als das Ausgangssignal sind. Das Ergebnis ist eine ähnliche Situation wie sie in der obigen Arbeit von Nakagaki et al. beschrieben ist, d.h. eine Gleichspannung, die die Ausgangsquellen V1¹, V2¹ antreibt, variiert, um nur einen geringen "Headroom" oder Differenz zwischen einer solchen Spannung und dem Ausgangssignal zuzulassen. Aufgrund der geringen Differenz zwischen dem Ausgangssignal und den Ausgängen der Mittelungsnetze 48, 50 sind die über die Quellen V1¹, V2¹ abgefallenen Spannungen klein. Die Folge sind ein hoher Wirkungsgrad und eine Signaqualität, die auch höher als die Qualität der Klasse D- Signale ist. Die Schaltung von Fig.4 ist allerdings sehr teuer, da sie nicht nur zwei Spannungsquellen und zwei Schalter, sondern auch zwei Mittelungsnetze und zwei Schaltersteuerungen benötigt.

Als nächstes wird auf Fig.5 Bezug genommen, die einen erfindungsgemäßen Verstärker in einer ähnlichen Darstellung wie in Figuren 1 bis 4 zeigt. In Fig.5 steuert das Eingangssignal Vin am Eingangsanschluß 60 einen Regelkreis 62, der ein pwm-Signal (entsprechend Vin) an den Schalter 64 liefert. Eine einzelne Gleichstromversorgung VDC leitet ihr Ausgangssignal durch den Schalter 64, wodurch ein pwm-Leistungssignal 66 erzeugt wird, das durch das Mittelungsnetz bzw. das Filter 68 gemittelt wird; dadurch entsteht ein gemitteltes bzw. gefiltertes Signal 70, das Vin entspricht.

Das Signal 70 wird dazu verwendet, einen Brückenverstärker 72 zu betreiben. Der Brückenverstärker 72 enthält vier Ausgangstransistoren, die als steuerbare Spannungsquellen V1¹¹, V2¹¹, V3¹¹, V4¹¹ dargestellt sind, die eine Last oder einen Lautsprecher 22 treiben. Der Brückenverstärker 72 wird durch das Eingangssignal Vin gesteuert, das durch eine Verstärkungsstufe 74 (bildet Teil des Brückenverstärkers) phasengeteilt und vorverstärkt und dann zu Quellen V1¹¹ bis V4¹¹ geleitet wird. Der Brückenverstärker 72 besteht im wesentlichen aus zwei Gegentaktverstärkern, die gegeneinander um 180º phasenverschoben betrieben werden. In einer Hälife der Periodendauer jedes Signals sind die Quellen V1¹¹, V4¹¹ eingeschaltet, und Strom fließt in Pfeilrichtung 76 durch die Last 22. In der anderen Hälfte der Periodendauer sind die Quellen V2¹¹, V3¹¹ eingeschaltet, und Strom fließt in Pfeilrichtung 78 durch die Brücke. Das Ergebnis ist eine zusammengesetzte Ausgangswellenform 80 durch die Last 22¹¹.

Die in Fig.5 gezeigte Konfiguration hat den Vorteil, daß aufgrund der Polaritätsumkehreigenschaften der Brücke 72 nur eine Gleichstromversorgung VDC1, ein Regelkreis 62 und ein pwm-Schalter 64 erforderlich sind. Dies sorgt trotz der größeren Komplexität der Brücke für eine beträchtliche Kostenverringerung. Außerdem kann sich die Verwendung der Brücke vorteilhaif auf die Verzerrungsreduktion auswirken. Die Schaltung von Fig.5 kann selbst bei leistungsstarken Anwendungen sehr kompakt sein.

Während die Schaltung von Fig.5 normalerweise zum Treiben von Audiolautsprechern verwendet wird, kommt sie auch für Präzisi.onsmotorsteuerungen, hochqualitative Wechseichter und jede andere Anwendung in Frage, wo eine genaue und effiziente Leistungsverstärkung eines Eingangssignals erforderlich ist.

Fig.6 zeigt ein detaillierteres Blockdiagramm einer erfindungsgemäßen Schaltung. Korrespondierende Bezugszeichen zeigen entsprechende Teile in Figuren 5 und 6 an.

In Fig.6 wird das Eingangssignal am Systemeingangsanschluß 90 zu einem Vorverstärker 92 geleitet. Das Ausgangssignal 92a des Vorverstärkers 92 wird am Anschluß 60 geteilt. Erstens gelangt das Ausgangssignal des Vorverstärkers 92 durch eine Zeitverzögerungsstufe 94, deren Zweck weiter unten erklärt wird. Von der Stufe 94 wird das Signal zur Spannungsverstärkungsstufe/Phasenteilungsstufe 74 geleitet, wo es phasengeteilt und verstärkt wird, um die steuerbaren Spannungsquellen oder Ausgangstransistoren V1¹¹ bis V4¹¹ zu steuern. Von der Stufe 74 wird das Teilungsphasensignal über Anschlüsse 96, 98 zur Leistungsverstärkungsstufe 100 geführt, die die Quellen V1¹¹ bis V4¹¹ enthält.

Der andere Teil des vorverstärkten Signals wird zum Regelkreis 62 geleitet. Wie dies gezeigt wird, umfaßt der Regelkreis eine Absolutwertstufe 102, die eine vollständig gleichgerichtete (Absolutwert-) Form 102a des Eingangssignals liefert. Dieses Signal wird zu einer Pulsbreitenmodulatorstufe 104 geleitet, deren Ausgangssignal ein pwm-Signal ist, das dem Eingangssignal Vin entspricht. Das pwm-Signal wird zu einer erdfreien bzw. massefreien pwm-Gatetreiberstufe 106 geführt, die den Schalter 64 betreibt. Der Strom für die pwm-Gatetreiberstufe 106 wird durch eine Stromversorgung 107 bereitgestellt, die einen erdfreien bzw. massefreien Gatetreiber-Stromversorgungsabschnitt 108 aufweist.

Der Schalter 64 verbinden eine erdfreie bzw. massefreie 60 Volt-Gleichstromversorgung VDC (auch Teil der Stromversorgung 108) mit dem Mittelungsnetz oder dem Pulsbreitenmodulatorfilter 68. Der Schalter 64 liefert dem Filter 68 ein pwm-Signal, das zum Eingangssignal Vin proportional ist. Der Filter 68 mittelt dieses Signal und leitet es zur Leistungsverstärkungsstufe 100, wie dies weiter unten ausführlich erklärt wird. Der Ausgang der Leistungsverstärkungsstufe liegt auf Anschlüssen 110, 112 an.

Es ist ein Merkmal des in Fig.6 dargestellten Sytems, daß die Ausgangsspannung der Zeitvarianten Gleichstromquelle, die durch die Versorgung VDC, den Schalter 64 und das Filter 68 gebildet wird, in einem im wesentlichen konstanten Verhältnis zum Ausgang der Brücke 72 gehalten wird. Dies trägt dazu bei, den Hauptvorteil des Verbundverstärkers von Fig.6 zu verwirklichen - den hohen Wirkungsgrad.

Zwei weitere Vorteile ergeben sich aus der Wahl des in Fig.6 gezeigten Steuerverfahrens. Erstens ist der "Headroom" für die Brücke (d.h. die Spannungsdifferenz zwischen der Versorgungsspannung für jede Quelle V1¹¹ bis V4¹¹ und der Ausgangsspannung jeder Vorrichtung V1¹¹ bis V4¹¹) proportional zum Ausgangssignal des Verstärkers. Dies ist für MOS-FET-Leistungstransistoren ideal, die - wie später erläutert - für die Quellen V1¹¹ bis V4¹¹ verwendet werden. Aufgrund ihrer Widerstandseigenschaft erfordern MOS-FETS Headroom, der proportional zum durch sie fließenden Strom ist, im Falle der Brücke proportional zum Ausgangssignal.

Zweitens ist das angewendete Steuerungsverfahren - wie weiter unten ausführlich beschrieben - jenes des offenen Regel kreises. Dies bedeutet, daß die Regekreisstabilität, die oft ein Problem in Zusammenhang mit pwm-Systemen ist, stark vereinfacht wird.

Als nächstes wird auf Figuren 7 ff. Bezug genommen, die eine erfindungsgemäße Schaltung im Detail darstellen. In den schematischen Abbildungen sind die Bauteilwerte in Klammern gezeigt. IC-Stiftnummern sind neben den ICs angeführt.

VORVERSTÄRKER 92 (Fig.7)

Der Vorverstärker 92 ist in Fig.7 dargestellt. Wie aus der Figur ersichtlich ist, kann das Eingangssignal Vin entweder durch einen oder durch beide Eingangsanschlüsse 90a, 90b eingeleitet werden, was einen summierten Monobetrieb ermöglicht. Das Eingangssignal kann mittels Potentiometern 124, 126 abgeschwächt werden, wobei die maximale Abschwächung durch Widerstände R1, R2 eingestellt wird. Die Widerstände R3, R4 bilden die Summe der zwei Eingänge an Anschluß 128. Das Koppeln an den Verstärker 130 erfolgt durch den Kondensator C1 und den Widerstand R5. Die Kondensatoren C2, C3 sorgen für das Filtern des Signals. Der Widerstand R6 ist ein Rückkopplungswiderstand. Der Kondensator C4 besorgt die maßgebliche Poldämpfungszunahme des Vorverstärkers Ein RC-Netz, das aus dem Widerstand R7 und dem Kondensator C3 über den Widerstand R5 besteht, erhöht die Verstärkung des Vorverstärkers um 2,9 dB über 21 KHz, um die durch die Zeitverzögerungsstufe 94 bewirkte Dämpfungszunahme auszugleichen. Die maximale Verstärkung des Vorverstärkers wird durch R6/R5 auf 20 dB eingestellt. Die Widerstände R8, R9 und die Kondensatoren C5, C6 liefern positive und negative Versorgungsschienen für den Vorverstärker Diese Versorgungsschienen sind als -15V. und -15V. gekennzeichnet und aus der Stromversorgung 107 abgeleitet.

Der Ausgang des Vorverstärkers tritt beim Anschluß 60 auf, um zur Zeitverzögerungsstufe 94 geführt zu werden. Vom Anschluß 60 kann er auch zu den Anschlüssen 131a, 131b geführt werden, von denen er zur Absolutwertstufe 102 gelangt.

ZEITVERZÖGERUNGSSTUFE 94 (Fig.7)

Die ebenfalls in Fig.7 gezeigte Zeitverzögerungsstufe 94 enthält einen Verstärker 132. Das Signal am Ausgangsanschluß 60 ist mit dem Stift 3 des Verstärkers 132 über die Widerstände R10, R11 verbunden. (Die Verstärker 130, 132 können zwei Hälften desselben Bauteils sein). Der andere Eingangsstift 2 des Verstärkers 132 ist durch den Widerstand R12 mit der Erde und duch den Widerstand R13 mit dem Ausgangsstift 1 verbunden. Das andere Ende des Widerstands R12 ist durch den Kondensator C7 mit dem Stift 3 verbunden. Der Kondensator C8 ist ein Rückkopplungskondensator. Die Widerstände R10, R11 und die Kondensatoren C7, C8 sind ausgewählt, eine Zeitverzögerung von etwa sieben Mikrosekunden zu ergeben. Die Verstärkung der Zeitverzögerungsstufe ist 1 +R13/R12 oder 6 dB. Die Schaltung weist bis zu 18 KHz eine konstante Verstärkung auf.

Der Ausgang der Zeitverzögerungsstufe 94 tritt bei Stift 1 des Verstärkers 132 auf und wird zum Ausgangsanschluß 134 geleitet, der mit dem Brückenverstärker 72 verbunden ist. Der Zeitverzögerungsschritt ist erforderlich, da der pwm-Filter 68 (Fig.6) einen Tiefpaßfilter (Beschreibung folgt) verwendet, der eine effektive Gruppenlaufzeitverzögerung des Signals erzeugt. Die Zeitverzögerungsstufe 94 richtet demnach das Eingangssignal an der Brücke mit dem Leistungssignal an die Brücke aus.

Es folgt eine Beschreibung des Brückenverstärkers 72.

BRÜCKENVERSTÄRKER 72 (Fig.8)

Der Brückenverstärker 72 ist in Fig.8 dargestellt und im allgemeinen wie folgt aufgebaut. Die Spannungsverstärkungs- oder Phasenteilungsstufe 74 enthält einen Kreuzdifferenzverstärker (diamond differential amplifiers) 136 mit Transistoren Q1, Q2, Q3 und Q4. Dies ist erforderlich, da die Brücken-MOS-FET-Ausgangstransistoren (Beschreibung folgt) lediglich Leistungsverstärkungstransistoren sind und keine Spannungsverstärkung bewirken; weiters erfordern sie zwei relativ große Signale, die 180º phasenverschoben sind, um sie zu treiben. Es kommen zwar andere Anordnungen als der Kreuzdifferenzverstärker 136 für den Ausgangstransistortreiber in Frage, doch bietet der Differenzverstärker 136 ein vollkommen ausgewogenes oder symmetrisches Ausgangssignal, das Verzerrungen zu verhindern hilft und transiente Intermodulationsverzerrung reduziert. Der Differenzverstärker 136 und die folgende Spann ungsverstärkungsstufe verringern auch das Rauschen, das aufgrund getrennter Massen der Stromquelle und der Signal masse des Verstärkers auftritt.

Der Ausgang des Differenzverstärkers 136 wird durch die Transistoren Q5, Q6, Q9 und Q10 spannungsverstärkt. Das Ausgangssignal dieser letzteren Transistoren dient dazu, die MOS-FET-Leistungsausgangstransistoren Q11 bis Q14 zu treiben. Die Transistoren Q11 bis Q14 dienen als die oben beschriebenen Quellen V1¹¹ bis V4¹¹.

Genauer gesagt wird das Signal aus dem Zeitverzögerungsausgangsanschluß 134 am Anschluß 135 empfangen und durch die Eingangswiderstände R15, R16 zu den Basen der Transistoren Q1, Q2 geleitet. Das Signal an der Basis des Transistors Q1 wird auch durch Dioden D1, D2, D3 an die Basis des Transistors Q4 angelegt. Das an die Basis des Transistors Q2 angelegte Signal wird durch die Dioden D4, D5, D6 auch an die Basis des Transistors Q3 angelegt. Biasstrom durch den Differenzverstärker 136 wird durch die Diodenabfälle D1 bis D3 und D4 bis D6 minus den Transistor-Vbe-Abfällen, dividiert durch den Widerstand des Widerstands R17 eingestellt. Basisstrom und Diodenbiasstrom werden durch die Widerstände R18A, R18B, R19A, R19B geliefert.

Wenn beim Betrieb z.B. das Eingangssignal an der Basis von Q1 high wird, schaltet sich Q1 ein, und sein Kollektor wird bw. Dies dreht Q6 stärker auf, sodaß der Kollektor von Q6 high wird. Dies wiederum schaltet den Brückenausgangstransistor Q14 ein, sodaß die Ausgangsspannung der Brücke auf dem Anschluß 112 steigt, wie dies weiter unten beschrieben wird.

Zur gleichen Zeit wird die Basis des Transistors Q4 high, wodurch Q4 ausgeschaltet wird. Da der Punkt 138 aufgrund der verschiedenen Stromflüssee im Differenzverstärker 136 immer bei etwa 0 Volt bleibt, wird der Kolektor von Q4 bw, wodurch die Basis von Q10 bw angetrieben wird. Q10 schaltet sich dann aus, und sein Kolektor wird high, wodurch der Brückenausgangstransistor Q13 wie gewünscht ausgeschaltet wird. Der gleiche Vorgang betrifft die Transistoren Q2, Q3. Wenn sich Q3 einschaltet, schaltet sich Q2 aus. Wenn sich Q2 ausschaltet, wird sein Kollektor high und schaltet Q5 aus. Der Kollektor von Q5 wird dann bw und schaltet Q11 aus, sodaß der negative Ausgangsanschluß 110 der Brücke bw wird.

Wenn sich Q3 einschaltet, wird die Basis von Q9 high, sodaß der Q9-Kollektor bw wird. Dies schaltet Q12 wie gewünscht ein.

Die Brückenausgangstransistoren Q11 bis Q14 sind - wie man sieht - mit den Ausgangsanschlüssen 110, 112 verbunden, die ihrerseits mit der Last 22 verbunden sind. Die Gleichstromversorgungsspannung für die Transistoren Q11 bis Q14 wird an positiven und negativen Anschlüssen 140, 142 vom pwm-Filter 68 (in Fig.8 nicht dargestellt) zugeführt. Wie dies durch die Körperdioden in Q11 bis Q14 ersichtlich ist, sind die Transistoren Q1 1 und Q14 vom N-Kanal-Typ, während die Transistoren Q12 und Q13 vom P-Kanal-Typ sind.

Die Stromfüsse durch die Brücke sind wie folgt.

In den meisten Fällen fließt Energie vom positiven Energieeingangsanschluß 140 (siehe auch Fig.5) aus, der mit dem pwm-Filter verbunden ist, wie dies weiter unten beschrieben wird. Energie kehrt vom negativen Energieeingangsanschluß 142 (siehe auch Fig.5) zum pwm-Filter zurück. In einer Hälfte der Periodendauer des Eingangssignals Vin fließt Strom vom Anschluß 140 durch den Q1 1-Drain zum Source, durch den Ausgangsanschluß 110, die Last 22 und den Anschluß 112, dann vom Source zum Drain von Q13 und anschließend zum negativen Anschluß 142 des pwm-Filters 68. In der anderen Hälfte der Periodendauer fließt Strom vom Anschluß 140 durch den Drain des Transistors Q14 zum Source, durch Jen Ausgangsanschluß 112, die Last 22, den Anschluß 110, den Source des Transistors Q12 zum Drain und anschließend zum Anschluß 142 des pwm-Filters 68.

Die Verstärkung der Brücke wird durch Negativrückkopplungswiderstände R20, R21 (zwischen jeder Seite der Last und den Basen von Q1 bis Q4 angeschlossen), dividiert durch die Eingangswiderstände R15, R16 eingestellt. (In der dargestellten Ausführungsform beträgt die Verstärkung 20 dB.) Die Negativrückkopplungswiderstände R20, R21 verringern Rauschen und Verzerrung und erzeugen eine stabilere Verstärkung.

Biasstrom in den Ausgangstransistoren Q11, Q12 und Q14, Q13 wird durch R22, Q8 bzw. R23, Q7 eingestellt. Diese stellen sicher, daß etwas Biasstrom während des Nulldurchgangs durch die Ausgangstransistoren weiterfließt

Die Dioden D8, D9, D10, D11 schützen die Gates der Transistoren Q11 bis Q14 vor Überspannung. Die Widerstände R25 bis R28 tragen zur Sicherstellung einer hohen Frequenzstabilität bei, indem sie mit den Eingangskondensatoren von Q11 bis Q14 reagieren. Der Kondensator C10 und der Widerstand R30 verringern die Ausgangsinstabilität, indem eine ohmsche Last bei hohen Frequenzen gewährleistet wird. Der Kondensator C11 unterdrückt Rauschen sehr hoher Frequenz am Ausgang. Der Widerstand R32 fühlt den in der Brücke fließenden Strom für eine Überstromdetektor- und -schutzschaltung (nicht dargestellt). Die Leistung für die Spannungsverstärkungsstufe und den Phasenteiler wird durch positive und negative Versorgungsschienen geliefert, die als +35V. und -35V. dargestellt sind, abgeleitet von der Stromversorgung 107 (Fig.6).

Man beachte, daß das Leistungsniveau im Kreuzdifferenzverstärker 136 und im folgenden Verstärker Q5, Q9, Q6, Q10 recht niedrig ist (nur einige Watt). Daher verbraucht der nicht wirksame Betrieb dieses Verstärkers wenig Leistung. Außerdem sind die Stromversorgungen typischerweise nicht geregelt und können geringfügig mit der Last variieren, doch die Schaltung ist diesbezüglich nicht empfindlich und weist eine solche Variation ab, wie dies weiter unten erklärt wird.

ABSOLUTWERTSTUFE 102 (Fig.9)

Die Absolutwertstufe 102 sorgt einfach für eine Gleichrichtung, wobei das Eingangssignal am Anschluß 131a an 145a und das Ausgangssignal am Anschluß 146 an 145b dargestellt ist. Die Absolutwertstufe 104 enthält zwei Verstärker 147, 148 (typischerweise zwei Hälften eines Bauteils), die - wie aus der Figur ersichtlich - verbunden sind. Im Betrieb nimmt man ein positiv werdendes Signal am Eingangswiderstand R35 an, der mit dem Eingangsstift 2 des Verstärkers 147 verbunden ist. Der Stift 2 des Verstärkers 147 liegt aufgrund der Rückkopplung durch die Widerstände R36, R37 und die Dioden D15, D16 immer an Masse, sodaß der Ausgang an Stift 1 des Verstärkers 147 negativ wird, um Strom aus dem Eingangswiderstand R35 zu ziehen, damit der Stift 2 an Masse bleibt. Strom fließt dann durch den Widerstand R37. Die Dioden D15, D16 führen die Gleichrichtung durch und verhindern, daß Strom in der entgegengesetzten Richtung fließt. Der Stift 1 des Verstärkers 147 wird dann negativ. Dies sorgt für ein negatives Signal am Stift 6 des Verstärkers 148. Der Verstärker 148 wirkt dann als Umkehrverstärker mit der Verstärkung von 1, wodurch ein positiv werdendes Signal an seinem Ausgangsstift 7, d.h. am Ausgangsanschluß 146 erzeugt wird.

Man nehme nun an, daß es am Widerstand R35 ein negativ werdendes Eingangssignal gibt. Dadurch fließt Strom in den Stift 2 des Verstärkers 147. Strom fließt somit durch die Diode D16 und den Widerstand R36, und der Ausgangsstift 1 des Verstärkers 146 wird positiv, um diesen Strom zuzuführen. Dadurch wird der Stift 5 des Verstärkers 148 positiv. Der Stift 6 des Verstärkers 148 liegt an Masse, sodaß der Verstärker 148 nun zu einem Nichtumkehrverstärker oder -puffer wird. Das Ergebnis ist eine Vollwellengleichrichtung. Das in Fig.9 verwendete Verfahren ist für die Vollwellengleichrichtung kleiner Audiosignale allgemein bekannt. Es könnte zwar eine Diodenbrücke verwendet werden, doch eine solche Brücke würde 1,4 Volt vom Signal subtrahieren, was in den meisten Fällen das Signal elimieren würde.

Der Ausgang an Anschluß 146 aus der Absolutwertstufe 102 wird zur pwm-Schaltung 104 geleitet (siehe Fig.10).

PWM-SCHALTUNG 104 (Fig.10)

Die pwm-Schaltung 104 enthält zwei wie gezeigt verbundene Komparatoren 150, 152 (typischerweise zwei Hälften eines Bauteils). Der Ausgang an Stift 7 des Komparators 152 ist mit einem Pufferverstärker 154 verbunden, dessen Ausgang wiederum mit einem Spannungsfolgerverstärker verbunden ist, der aus den Transistoren Q20, Q21 besteht. Der Ausgang der pwm-Schaltung 104 liegt an Anschlüssen 156, 158 an.

In der pwm-Schaltung 104 wird eine Dreieckswelle 160 (Fig.11A) von z.B. 200 KHz durch den Komparator 150 geschaffen. Die Dreieckswelle 160 wird am Stift 10 des Komparators 152 erzeugt und durch den Komparator 152 mit dem Steuersignal 145b (Figuren 9, 11A) aus der Absolutwertstufe 102 verglichen. Der Ausgang des Komparators 152 ist ein pwm-Signal 162 (Fig.11B).

Der Komparator 150 erzeugt die Dreieckswelle 160 wie folgt. Sein positiver Eingangsstift 4 ist durch den Widerstand R40 mit der positiven Versorgung +VF und durch den Widerstand R41 mit der Erde verbunden. Der Stift 4 des Komparators 150 ist auch durch den Kondensator C15 mit dem negativen Eingangsstift 5 des Komparators 150 verbunden. Der Stift 5 ist wiederum durch den Widerstand R42 mit dem Ausgangsstiff 12 und durch den Kondensator Cl 6 mit der Erde verbunden. Der Widerstand R43 ist zwischen Eingangs- und Ausgangsstift 4,12 verbunden.

Im Betrieb vergleicht der Komparator 1 50 die Spannungen an seinen Eingangsstiften 4, 5. Wenn die Spannung am Eingangsstiif 4 höher oder niedriger ist als jene am Eingangsstift 5, ist auch der Ausgang am Stift 12 höher oder niedriger.

Man nehme an, daß der Ausgang am Stift 12 hoch ist. Aufgrund des Spannungsteilers, der durch parallele und mit +VF verbundene Widerstände R40 und R43 und durch Widerstand R41, der mit der Erde verbunden ist, gebildet wird (und da alle diese Widerstände 10K sind), beträgt die Spannung an Stift 4 2/3 von +VF (z.B. 10 Volt Gleichspannung). Die Spannungen +VF und -VF sind von der Stromversorgung 107 (Fig.6) abgeleitet. Das Suffix "F" soll lediglich betonen, daß die Stromversorgung gefiltert doch ungeregelt ist. Der Kondensator Cl 6 lädt sich nun durch den Widerstand R42 auf, und die Spannung am Stift 10 steigt, d.h. die Dreieckswelle steigt so, wie dies an 164 in Fig.11A dargestellt ist. Die Spannung an Stift 10 erscheint direkt am Eingangsstift 5 des Komparators 150.

Wenn die Spannung am Ausgangsstiif 10 (und daher am Stift 5) 2/3 von +VF erreicht und übersteigt, ist sie höher als die Spannung am Eingangsstift 4. Der Komparator 150 bewirkt nun, daß der Stift 12 bw wird (d.h. Masse). Der Widerstand R43 wird nun effektiv mit dem Widerstand R41 parallel gesetzt, die gemeinsam mit dem Widerstand R40 als Spannungsteiler dienen. Die Spannung am Eingangsstift 4 des Komparators 150 fällt daher auf 1/3 von +VF (z.B. 5 Volt, wenn +VF 15 Volt beträgt). Da die Spannung am Stift 12 des Komparators 150 null ist, wird Strom aus dem Kondensator C16 gezogen, sodaß die Spannung an C16 und demnach an den Stiften 10 und 5 sinkt. Die Dreieckswelle sinkt nun, wie dies an 166 in Fig.11A zu sehen ist. Wenn diese Spannung auf unter 1/3 von +VF, d.h. unter jene von Stift 4 fällt, wird der Ausgangsstift 12 high, und der Zyklus beginnt von neuem.

Man beachte, daß die obere und untere Grenze 168, 170 der Dreieckswelle 160 keine fixen Spannungen sind, sondern proportional zur Eingangsspannungsversorgung +VF stehen. Dies ist ein nützliches Merkmal. In einem Verstärker neigt der Eingangsgleichstrom dazu, dem Eingangssignal zu folgen, d.h. daß mit sinkendem Eingangssignal der Eingangsgleichstrom ebenfalls abnimmt. Wenn hingegen die Batteriegleichstromentnahme steigt, kommt es zumeist zu einem Abfall der Gleichstromquellenspannung (falls nicht geregelt, und die Regelung ist teuer). Wie dies weiter unten erklärt wird, gleichen sich diese zwei Faktoren in der Tendenz in der pwm- Schaltung 104 von Fig.10 aus.

Die am Stift 10 durch den Komparator 150 erzeugte Dreieckswelle wird mit dem Ausgang 145b der Absolutwertstufe 102 im Komparator 152 verglichen. Konkret gesagt wird das Steuersignal 145b aus der Absolutwertstuft 102 zuerst in bezug auf die Dreieckswelle zentriert, indem das Signal 145b durch ein Netzwerk geleitet wird, das aus den Widerständen R44, R45, R46 besteht. Diese Widerstände, die - wie ersichtlich - alle 10k sind, zentrieren das Steuersignal 145b zwischen 1/3 und 2/3 von +VF. Der Widerstand R48 addiert einen kleinen Gleichstromoffset, um sicherzustellen, daß - wenn der Ausgang 145b aus der Absolutwertstufe 102 null ist - immer ein kleiner Ausgang an Stift 7 des Komparators 1 52 vorhanden ist (der Grund dafür wird weiter unten erklärt). Um zu gewährleisten, daß der Gleichstromoffset konstant ist und nicht mit der Stromversorgung variiert, ist eine 10 Volt-Zenerdiode Z1 vorgesehen.

Das nach obigem Verfahren zentrierte Steuersignal 145b aus der Absolutwertstufe 102 tritt über den Anschluß 172 am Stift 9 des Komparators 152 auf. Der Komparator 152 funktioniert wie der Komparator 150 und treibt seinen Ausgangsstift 152 high oder bw, wenn die Spannung an seinem Eingangsstift 9 höher oder niedriger als jene am Eingangsstift 10 ist. Das Ergebnis des Vergleichs mit der Dreieckswelle von Fig.11A ist in Fig.11B dargestellt. Wenn - wie man sieht - die Steuersignalspannung am Stift 9 die Spannung der Dreieckswelle am Stift 10 übersteigt, ist der Ausgang am Stift 7 des Komparators 1 52 high, wie an 1 74 gezeigt. Wenn das Steuersignal am Stift 9 geringer ist als die Dreieckswelle am Stift 10, ist die Ausgangsspannung am Stift 7 des Komparators U6B bw, wie an 176 gezeigt.

Wenn das Steuersignal 145b in der Nähe des Tiefpunkts der Dreieckswelle 160 ist, ist das pwm-Ausgangssignal 162 hauptsächlich bw. Der zuvor beschriebene Gleichstromoffset trägt jedoch dazu bei sicherzustellen, daß immer ein Ausgangssignal 162 vorhanden ist.

Fig.11C zeigt die Situation im Falle der Änderung der Versorgungsspannung +VF. Man nehme z.B. an, daß +VF anfänglich 15 Volt beträgt und auf 18 Volt ansteigt. In diesem Fall verschiebt sich die Dreieckswellenform 160, deren obere und untere Spitze 168, 170 ursprünglich 10 bzw. 5 Volt betrugen, wie an 160a ersichtlich, sodaß ihre obere und untere Spitze 168a, 170a nunmehr 12 bzw. 6 Volt betragen.

Das pwm-Ausgangssignal 162 am Stift 7 des Komparators 152 für die 5-10 Volt- Dreieckswelle 160 ist an 162 in Fig.11D dargestellt. Man sieht, daß die high-Pulse 174 relativ breit sind. Für die 6-12 Volt-Dreieckswelle 160a ist die pwm-Ausgangswelle an 162a in Fig.11E dargestellt, wobei man erkennt, daß die high-Pulse 174a schmäler sind. Wenn somit die Versorgungsspannung sinkt, nimmt die Pulsbreite zu. Da der gemittelte Ausgang des Pulsbreitenmodulators 104 Spannung mal Pulsbreite ist, wird der Leistungsausgang konstant gehalten, selbst wenn die Batteriespannung fällt. Dies ist eine Form von Feed-forward-Kompensierung.

Es kann unter bestimmten Bedingungen möglich sein, die Schaltung von Fig.10 in einen Zustand zu treiben, in dem der Ausgangsstift immer high oder bw ist (über kurze Zeiträume). Diese Möglichkeit, die starke Verzerrungen hervorrufen würde, wird durch den Kondensator C17 ausgeschaltet, der zwischen dem Ausgangsstift 12 des Komparators 150 und dem Eingangsstift 9 des Komparators 152 verbunden ist. Man nehme an, daß der Stift 9 knapp größer als 2/3 von +VF ist. Man könnte dann erwarten, daß der Ausgang an Stift 7 immer high wäre. Der Ausgang aus dem Stift 12 des Komparators 150 ist jedoch eine Rechteckwelle, die von high zu bw zu high verläuft. Wenn der Stift 12 bw wird, zieht das durch den Kondensator C12 geleitete bw-Signal den Stift 9 kurz etwas unter +VF, wodurch ein momentaner Puls am Stift 7 entsteht, um einen gewissen Ausgang aufrechtzuerhalten. Nun nehme man an, daß die Spannung am Stift 9 etwas unter 1/3 von +VF liegt (dies ist allerdings aufgrund des Gleichstromoffsets unwahrscheinlich). Wenn dann der Stift 12 high wird, zieht er den Stift 9 etwas über 1/3 von +VF, wodurch an Ausgangsstift 7 wiederum ein leichter Puls erzeugt wird. Dies stellt sicher, daß sich die pwm-Schaltung 104 niemals vollkommen abschaltet. Dies ist wichtig, da die Ausgänge 156, 158 an der pwm-Schaltung 104 mit der folgenden Schaltung 106 durch einen Transformator verbunden sind (Erklärung folgt) und der Transformator nur Wechselstrom leitet.

Die Spannungsfolgertransistoren Q20, Q21 der pwm-Schaltung 104 bieten eine Stromkapazität von bis zu 500 ma.

Die über die Eingänge des Komparators 150, 152 verbundenen Kondensatoren C15 und C21 sorgen für Rauschunterdrückung. Die Kondensatoren C22, C23 ermöglichen lokale Entkopplung. Der Kondensator C24 ist ein Bypasskondensator, während der Kondensator C25 für eine Wechselstromkopplung für den Transformator in der pwm- Gatetreibersschaltung 106 sorgt, die nachstehend erklärt wird.

PWM-GATFTREIBER 106, SCHALTER 64 und PWM-FILTER 68 (Fig.12)

Es wird nun auf Fig.12 Bezug genommen, die die pwm-Gatetreiberschaltung 106, den Schalter 64 und das pwm-Filter 68 darstellt. Konkret wird die Impuiskette 162 aus dem pwm 104 durch den Transformator T1 geleitet. Der Kondensator C29 und die Diode D29 sorgen für Gleichstromrückgewinnung für das Signal in der Sekundärseite von Transformator T1, d.h. sie stellen sicher, daß das Signal ungeachtet seiner Periodendauer Auslenkungen zwischen voreingestel Iten Gleichstrom-Grenzen aufweist. Das Signal aus dem Kondensator C30 wird durch einen weiteren Pufferverstärker 182 geleitet. Der Widerstand R50 zapft Gleichstromspannung ab, die ansonsten am Eingang des Verstärkers 182 integriert würde.

Der Ausgang des Pufferverstärkers 182 wird zum Spannungsfolgerverstärker Q25, Q26 gelenkt. Die Emitter dieser Transistoren sind miteinander und mit dem Gate von MOS- FET Q27 verbunden, der den Schalter 64 darstellt. Der Ausgang aus Q27 wird im pwm 68 durch die Diode D21, die Spule L1 und den Kondensator C26 gemittelt. Die Spule L1 und der Kondensator C26 bewirken eine Tiefpaßfilterung der Impulskette vom MOSFET-Schalter Q27. Die Diode D21 bietet einen Weg für den Strom, der in der Spule L1 fließt, wenn Q27 ausgeschaltet ist. Der Kondensator C27 und der Widerstand R51 verringern das durch die Diode D21 hervorgerufene Sperrverzögerungsrauschen. Die Spannung am Kondensator C26 ist der Durchschnitt der Impulskette, wenn die Last nicht so gering wird, daß der Strom in der Spule L1 diskontinuierlich wird. In diesem Fall beginnt die Spannung am Kondensator C26, auf den Spitzenwert der Impulskette zu steigen. Diese Nichtlinearität wird durch die Brückenstufe aus dem Verstärkerausgangssignal entfernt.

Wenn es keinen Ausgang am Stift 7 des Korn parators 152 gäbe, würde keine Impulskette durch den Transformator T1 gelangen. Der Schalter oder MOS-FET Q27 würde sich dann vollständig ausschalten, und der Ausgang der zeitvarianten Stromquelle und somit der Brücke würde auf null abfallen. Wenn dies an einem Scheitelwert der Eingangssignalwellenform auftreten sollte, würde sich eine starke Verzerrung einstellen. Aus diesem Grund stellt die Schaltung sicher, daß - wie bereits beschrieben - am Stift 7 des Komparators 152 immer Ausgang vorhanden ist (Fig.10).

Der Ausgang des pwm-Filters oder des Mittelungsnetzwerkes 68 tritt an den Anschlüssen 140, 142a auf. Der Anschluß 140 ist der positive Leistungseingangsanschluß 140 für die Brückenausgangstransistoren (siehe Fig.8). Der Anschluß 142a ist mit dem negativen Leistungseinganganschluß 142 der Brückenausgangstransistoren verbunden, wie dies ebenfalls aus Fig.8 ersichtlich ist. Die zwischen den Anschlüssen 140, 142a und der Masse verbundenen Widerstände R52, R53 zentrieren den Ausgang des pwm-Filters 68 hinsichtlich der Masse.

Der Widerstand R53 ist geringer als R52, um den durch die nicht dargestellte Überstromdetektorschaltung gezogenen Strom auszugleichen. Die Kondensatoren C30, C31 lenken das Rauschen zur Masse ab.

Der Verstärker 182 und die Transistoren Q25, Q26 in Fig.12 werden durch +15V. am Anschluß 190 aus der masse-bzw. erdfreien Treiberstromversorgung 108 getrieben. Die Spannung ist masse- bzw. erdfrei, d.h. sie ist nicht auf Masse bezogen. Die andere Seite der masse-bzw. erdfreien Gatestromversorgung 108 ist in Fig.12 mit dem Anschluß 192 verbunden.

Die negative Seite der masse- bzw. erdfreien 60 Volt-Gleichstromversorgung VDC (Fig.6) ist mit dem Anschluß 192 in Fig.12 verbunden, die positive Seite mit dem Anschluß 140 in Fig.12. Somit ist die negative Seite vollkommen masse- bzw. erdfrei, doch die positive Seite ist auf die Brückenversorgung bezogen, da sie mit den Drain- Anschlüssen der Brückenausgangstransistoren Q11, Q14 verbunden ist.

Die masse- bzw. erdfreie 60 Volt-Gleichstromversorgung VDC ist in Fig.13 dargestellt. Diese Versorgung enthält eine Sekundärwicklung 200 eines Transformators T2 (andere nicht dargestellte Sekundärwicklungen liefern andere Spannungen für den Verstärker). Die Spannung aus der Wicklung 200 wird durch Dioden D30, D31 gleichgerichtet, durch den Kondensator C35 gefiltert und an die Anschlüsse 140, 192 von Fig.12 angelegt. Eine weitere Sekundärwicklung 202 des Transformators T2 ermöglicht die erdbzw. massefreie 15 Volt-Versorgung 108 für den Gatetreiber. Die Wellenform aus der Wicklung 202 wird durch die Diode D32 und den Kondensator C36 spitzendetektiert. Die zu C36 parallelgeschaltete Zenerdiode Z2 regelt die Spannung an C36. Der Widerstand R60 senkt den Effektivwert Strom in C36. Der Ausgang von Schaltung 108 wird an die Anschlüsse 190, 192 in Fig.12 angelegt.

Man sieht, daß in der beschriebenen Ausführungsform nur eine pwm-zeitvariante Gleichstromversorgung erforderlich ist, d.h. man braucht nur eine Absolutwertstufe 102, eine pwm-Stufe 104, einen erd- bzw. massefreien pwm-Gatetreiber 106, einen Schalter 64 und ein pwm-Filter 68. Diese Einzeombination von Elementen kann aufgrund der Polaritätsumkehreigenschaften der Brücke für beide Hälften des B rückenwechsel stromsignals verwendet werden.

Eine an einem Prototyp des beschriebenen Verstärkers durchgeführte Messung zeigte, daß er bei insgesamt 0,2% nichtlinearer Verzerrung einen typischen Wirkungsgrad von 75% erreichte.

Es wurde zwar eine bevorzugte Ausführungsform beschrieben, doch es ist offenkundig, daß innerhalb des Schutzbereichs der beigelegten Ansprüche zahlreiche Modifikationen vorgenommen werden können. Die Pulsbreitenmodulation z.B. wurde beschrieben und ist vorzuziehen, doch es kommen auch andere Formen der Modulation in Frage, z.B. Pulspositionsmodulation, Frequenzmodulation, Burstmodulation und Phasenmodulation.

Bezüglich der in den Abbildungen gezeigten Teile sind - falls nicht anders angegeben - alle Dioden 1N4148, alle Widerstände 1/4 Watt 5%, bestehen alle nichtelektrolytischen Kondensatoren aus Keramikmaterial, "X7R" dielektrisch, 5 oder 10%. Die übrigen Teile sind wie folgt:


Anspruch[de]

1. Verstärker zur Verstärkung eines Eingangssignals, welcher Verstärker folgendes umfaßt:

(a) ein erstes, zweites, drittes und viertes Verstärkermittel (V1-V4) mit jeweils einem ersten und zweiten Leistungsanschluß und einem Steueranschluß,

(b) wobei die Verstärkermittel in einer Brückenkonfiguration (72) verbunden sind, wobei die ersten Leistungsanschüsse des ersten und zweiten Verstärkermittels jeweils miteinander und an einen ersten Leistungseingangsanschluß gekoppelt sind, wobei die ersten Leistungsanschüsse des dritten und vierten Verstärkermittels jeweils miteinander und an einen zweiten Leistungseingangsanschluß gekoppelt sind,

(c) wobei die zweiten Leistungsanschüsse des ersten und dritten Verstärkermittels miteinander und an einen ersten Ausgangsanschluß gekoppelt sind, wobei die zweiten Leistungsanschlüsse des zweiten und vierten Verstärkermittels miteinander und an einen zweiten Ausgangsanschluß gekoppelt sind, wobei der erste und der zweite Ausgangsanschluß ausgebildet sind, mit einer Last verbunden zu sein,

(d) einen Eingangsanschluß (60) für das Eingangssignal, dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärker folgendes umfaßt: einen Regelkreis, der zwischen dem Eingangsanschluß und den Steueranschüssen des ersten bis vierten Verstärkermittels gekoppelt ist, um abwechselnd das erste und dritte Verstärkermittel und dann das zweite und vierte Verstärkermittel zu betreiben, um Strom vom ersten Leistungseingangsanschluß durch das erste Verstärkermittel, den ersten Ausgangsanschluß, die Last, den zweiten Ausgangsanschluß, das dritte Verstärkermittel und den zweiten Leistungseingangsanschluß zu leiten, und um dann Strom vom ersten Leistungseingangsanschluß durch das zweite Verstärkermittel, den zweiten Ausgangsanschluß, die Last, den ersten Ausgangsanschluß, das vierte Verstärkermittel und den zweiten Leistungdeingangsanschluß zu leiten,

(e) ein Modulationsmittel (62), das an den Eingangsanschluß gekoppelt ist, um ein moduliertes Signal zu erzeugen, dessen Modulation vom Eingangssignal abhängt,

(f) ein Stromversorgungsmittel (VDC) und Filtermittel (68) für das Stromversorgungsmittel,

(g) ein Schaltmittel (64) mit einem Steuereingang, wobei das Schaltmittel das Stromversorgungsmittel an das Filtermittel koppelt, das an die ersten und zweiten Leistungseingangsanschlüsse gekoppelt ist,

(h) wobei das Modulationsmittel (62) an den Steuereingang des Schaltermittels gekoppelt ist, um das Schaltermittel zu steuern, sodaß an den Leistungseingangsanschlüssen ein Leistungssignal erzeugt wird, das vom Eingangssignal abhängt.

2. Verstärker nach Anspruch 1 mit einem Zeitverzögerungsmittel (94), das zwischen dem Eingangsanschluß und dem Regelkreis gekoppelt ist, um sicherzustellen, daß der Betrieb des ersten bis vierten Verstärkermittels durch den Regelkreis mit dem Leistungssignal synchronisiert ist.

3. Verstärker nach Anspruch 1, worin das Modulationsmittel (62) ein Pulsbreitenmodulationsmittel ist und das modulierte Signal ein pulsbreitenmoduliertes Signal ist.

4. Verstärker nach Anspruch 3, worin das Pulsbreitenmodulationsmittel folgendes enthält: ein Mittel (102), das an den Eingangsanschluß gekoppelt ist, um ein Absolutwertsignal mit einem Absolutwert zu erzeugen, der proportional zum Absolutwert des Eingangssignals ist, sowie ein Mittel zur Ableitung des pulsbreitenmodulierten Signals aus dem Absolutwertsignal.

5. Verstärker nach Anspruch 1, 3 oder 4, worin das Stromversorgungsmittel erdfrei bzw. massefrei ist.

6. Verstärker nach Anspruch 1, 3 oder 4, worin der Verstärker nur ein Schaltmittel (64) und nur ein Pulsbreitenmodulationsmittel (104) enthält.

7. Verstärker nach Anspruch 3, worin das Pulsbreitenmodulationsmittel folgendes enthält: ein Mittel (102), das an den Eingangsanschluß gekoppelt ist, um ein Absolutwertsignal mit einem Absolutwert zu erzeugen, der proportional zum Absolutwert des Eingangssignals ist, und ein Mittel (104) zur Ableitung des pulsbreitenmodulierten Signals aus dem Absolutwertsignal, wobei das Mittel zur Ableitung des pulsbreitenrnodulierten Signals ein zweites Strornversorgungsmittel umfaßt, das an das erste Stromversorgungsmittel gekoppelt ist, um eine Spannung zu liefern, ein Mittel (150), das an das zweite Strornversorgungsmittel gekoppelt ist, um eine Dreieckswelle (160) zu erzeugen, die eine Ober- und Untergrenze aufweist, die proportional zur durch das zweite Stromversorgungsmittel gelieferten Spannung ist, wobei die Dreieckswelle eine viel höhere Frequenz aufweist als das Eingangssignal, und Mittel zum Vergleichen des Absolutwertsignals mit der Dreieckswelle, um ein pulsbreitenmoduliertes Signal mit Pulsen einer Breite zu erzeugen, die von der Zeit abhängt, während der das Absolutwertsignal die Dreieckswelle in einer vorbestimmten Richtung übersteigt, sodaß die Breite der Pulse mit Veränderungen in der durch das zweite Stromversorgungsmittel gelieferten Spannung variiert.

8. Verstärker nach Anspruch 7, worin das Mittel zur Erzeugung einer Dreieckswelle folgendes umfaßt: einen Komparator mit einem Ausgangsanschluß und einem ersten und zweiten Eingangsanschluß, und ein Mittel zum Vergleichen der Spannung an den Eingangsanschlüssen und zur Erzeugung eines High-Signals arn Ausgangsanschluß, wenn die Spannung am ersten Eingangsanschluß jene am zweiten Eingangsanschluß übersteigt, sowie zur Erzeugung eines Low-Signals arn Ausgangsanschluß, wenn die Spannung am ersten Eingangsanschluß geringer ist als jene am zweiten Eingangsanschluß, einen mit dem Ausgangsanschluß verbundenen Widerstand, einen mit dem Widerstand verbundenen Kondensator, sodaß sich der Kondensator über den Widerstand auflädt, wenn der Ausgangsanschluß high ist, und sich über den Widerstand entlädt, wenn der Ausgangsanschluß low ist, wobei der Widerstand und der Kondensator an einer Verbindungsstelle verbunden sind, die mit dem zweiten Eingangsanschluß verbunden ist, wobei der erste Eingangsanschluß durch einen zweiten Widerstand mit dem Ausgangsanschluß und durch einen dritten Widerstand mit einer Quelle positiver Spannung des zweiten Strornversorgungsrnittels und durch einen vierten Widerstand mit einer Quelle negativer Spannung des zweiten Stromversorgungsrnittels verbunden ist, wobei der dritte und der vierte Widerstand mit dem zweiten Widerstand einen Spannungsteiler zwischen den Quellen positiver und negativer Spannung bilden, sodaß bei einem High- Ausgang der zweite Widerstand effektiv parallel mit dem dritten Widerstand angeordnet ist, um eine Obergrenze für die Dreieckswelle zu setzen, und bei einem Low- Ausgang der zweite Widerstand effektiv parallel mit dem vierten Widerstand angeordnet ist, um eine Untergrenze für die Dreieckswelle zu setzen.

9. Verstärker nach Anspruch 1, worin der Regelkreis einen Differenzverstärker zum Empfang des Eingangssignals enthält, welcher Differenzverstärker ein Mittel zum Teilen des Eingangssignals in zwei Signale entgegengesetzter Phasen und zur Verstärkung jedes der Signale entgegengesetzter Phasen enthält.

10. Verstärker nach Anspruch 9, worin der Regelkreis weiters ein Verstärkermittel enthält, das zwischen dem Differenzverstärker und den Steuereingängen des ersten bis vierten Verstärkermittels angeschlossen ist, um die Signale unterschiedlicher Phasen zu verstärken und die resultierenden verstärkten Signale an die Steuereingänge des ersten bis vierten Verstärkermittels zu leiten.

11. Verstärker nach Anspruch 10, worin das erste bis vierte Verstärkermittel jeweils Metalloxid-Halbleiter-Feldeffekttransistoren (MOS-FETS) sind.

12. Verstärker nach Anspruch 11, worin die MOS-FETS des ersten und zweiten Verstärkermittels gegenüber jenen des dritten und vierten Verstärkermittels eine entgegengesetzte Polarität aufweisen.

13. Verstärker nach Anspruch 11, worin die MOS-FETS des ersten und zweiten Verstärkermittels vorn N-Kanal-Typ und die MOS-FETS des dritten und vierten Verstärkermittels vorn P-Kanal-Typ sind.

14. Verstärker nach Anspruch 1, 2 oder 3, der ein Audioverstärker ist, wobei die Last ein Lautsprecher (22) ist.

15. Verstärker nach Anspruch 8, worin das Mittel zum Vergleichen des Absolutwertsignals mit der Dreieckswelle folgendes enthält: ein Schaltungsmittel zur Erzeugung einer Impulskette, selbst wenn das Absolutwertsignal die Dreieckswelle nicht übersteigt oder die Dreieckswelle immer übersteigt, und ein Treibermittel mit einem Eingangstransformator, um das pulsbreitenrnodulierte Signal zu empfangen und ein Treibersignal für das Schaltmittel zu erzeugen.

16. Verstärker nach Anspruch 15, worin das Schaltmittel einen Metalloxid-Halbleiter- Feldeffekttransistor umfaßt.







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