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Dokumentenidentifikation DE69323604T2 21.10.1999
EP-Veröffentlichungsnummer 0602952
Titel Stufenlos regelbare, elektronisch gesteuerte Phasenschieberschaltung
Anmelder Space Systems / Loral Inc., Palo Alto, Calif., US
Erfinder Muhlhauser, Nicholas L., Los Gatos, California 95030, US;
Albrecht, Bernard M. Jr., Sunnyvale , California 94087, US;
Yung, Min Lai, Los Altos, California 94024, US;
Herhusky, Stephen T., Santa Clara, California 95051, US
Vertreter Vogeser, Liedl, Alber, Dr. Strych, Müller und Kollegen, 81369 München
DE-Aktenzeichen 69323604
Vertragsstaaten DE, FR, GB, IT
Sprache des Dokument En
EP-Anmeldetag 15.12.1993
EP-Aktenzeichen 933101305
EP-Offenlegungsdatum 22.06.1994
EP date of grant 24.02.1999
Veröffentlichungstag im Patentblatt 21.10.1999
IPC-Hauptklasse H03H 11/20

Beschreibung[de]
ANWENDUNGSGEBIET DER ERFINDUNG

Die vorliegende Erfindung betrifft Phasenschieberschaltungen, insbesondere eine variable HF-Phasenschieberschaltung für Phasenmodulations-Kommunikationssysteme.

HINTERGRUND DER ERFINDUNG

Phasenmodulationstechniken werden für Kommunikationssysteme angewandt, und solche Phasenmodulationstechniken umfassen Phasenschieberkreise des Typs, bei dem die Phasenverschiebung über einem Bereich von 360º einstellbar ist.

Ein Beispiel eines typischen einstellbaren Phasenschiebers zur einstellbaren Erzeugung eines Phasenschieberbereichs von 360º bei HF-Signalen ist im am 26. Juli 1983 erteilten US-Patent 4,395,687 von Belohoubek mit dem Titel "Adjustable Phase Shifter" offenbart. Im Patent 4,395,687 werden die in drei gleiche Teile geteilten HF-Signale auf relative Phasenwinkel von 0,120 und 240º eingestellt und kombiniert.

Im am 19. Oktober 1982 erteilten US-Patent 4,355,289 von Beyer et al mit dem Titel "Phase Shift And Amplitude Modulator" ist ein Parallelmodulator zur digitalen Phasenmodulation beschrieben, bei dem die Ausgangssignale zweier amplitudensteuerbarer Zweiphasenmodulatoren quadraturkombiniert werden, um die Grundlage für das Ausgangssignal durch Steuerung der Amplitude und Phase - entweder um 0 oder 180º - jedes der Zweiphasenmodulatoren zu schaffen, und es wird ein Ausgangssignal mit einem beliebigen Phasenwinkel erzeugt.

Der Parallelmodulator ist zur unabhängigen Phasen- und Amplitudensteuerung in der Lage und verwendet Zweiphasenmodulatoren.

Jeder Zweiphasenmodulator verwendet Dioden, die stets eingeschaltet sind, um die parasitären Reaktanzen zu minimieren, die den Dioden zugeordnet sind, und jeder Zweiphasenmodulator hat einen Leistungsspalter, der das Trägereingangssignal in Form einer kontinuierlichen Welle in zwei Zwischensignale spaltet, die gleiche Amplitude haben und um 180º phasenverschoben sind. Im Mikrowellenfrequenzbetrieb ist jedes der beiden Zwischensignale über Richtkoppler mit einem Paar PIN-Dioden gekoppelt, die an einem gemeinsamen Summierverbindungspunkt verbunden sind.

Bei geeigneter Einstellung des Gleichvorspannungspegels werden beide Dioden voll eingeschaltet betrieben, und die beiden Mikrowellenfrequenzzwischensignale, die durch die Dioden geleitet werden, heben sich exakt am Summierverbindungspunkt auf - es ergibt deren Nullzustand. Wenn der der Diode zugeführte Vorstrom, die das Zwischensignal bei dem Phasenwinkel von 0º leitet, vom Nullzustandsstrom aus reduziert wird, wird das Zwischensignal bei 180º am Verbindungspunkt nicht vollständig gelöscht, und somit befindet sich die Phase des Ausgangssignals bei 180º. Die Ausgangsamplitude kann daher durch Variieren des Vorstroms der das Nullgrad-Zwischensignal leitenden Diode kontinuierlich gesteuert werden.

Zwei Zweiphasenmodulatoren des Beyer-Patents können in einer Parallelmodulatoranordnung kombiniert werden, um ein moduliertes Ausgangssignal zu ergeben, das bei geeigneter Steuerung der Vorspannungssignale der Zweiphasenmodulatoren auf einen beliebigen Phasenwinkel zwischen 0º und 360º und auf eine kontinuerlich veränderbare Amplitude gesteuert werden kann.

Im am 22. Oktober 1985 erteilten US-Patent 4,549,152 von Kumar mit dem Titel "Broadband Adjusable Phase Modulation Circuit" ist eine Phasenmodulationsschaltung beschrieben, die an einem Ausgangsanschluß ein Ausgangssignal liefert, daß von 0 bis 360º relativ zu einem Eingangssignal steuerbar verschoben ist, das an einen Eingangsanschluß verfügbar ist, und einen ersten 90º-Koppler hat, der zwischen den Eingangsanschluß und. einen zweiten und einen dritten 90º- Koppler geschaltet ist, vier in der Verstärkung regelbare Verstärker, einen vierten und einen fünften 90º-Koppler und einen Gleichphasenkombinator hat, der mit seinem Ausgang mit dem Ausgangsanschluß verbunden ist. Zwei der Verstärker sind zwischen den zweiten und vierten Koppler geschaltet. Die zusätzlichen Verstärker sind zwischen den dritten und fünften Koppler geschaltet. Der vierte und fünfte Koppler sind mit den Eingängen des Gleichphasenkombinators verbunden. Die Verstärkung dieser verschiedenen Verstärker wird eingestellt, um die Größe der Phasenverschiebung durch die Schaltung zu steuern.

Das am 8. April 1986 erteilte US-Patent 4,581,595 von Sibaji mit dem Titel "Phase Shift Network With Minimum Amplitude Ripple" beschreibt ein verbessertes Phasenschiebernetzwerk, das einen Spalter zum Empfang eines Eingangssignals hat und Ausgangssignale liefert, die durch Allpassnetzwerke geleitet werden, um Signale zu erzeugen, die sich in der Phase um einen bestimmten Winkel unterscheiden. Die Signale der Allpassnetzwerke werden durch variable Dämpfungsglieder geleitet, deren Ausgangssignale in einem Kombinator wieder kombiniert werden, um ein Ausgangssignal zu erzeugen, das das Eingangssignal, um einen bestimmten Winkel phasenverschoben, wiedergibt. Die Phasenverschiebung kann nur durch Änderung eines variablen Dämpfungsglieds gleichzeitig eingestellt werden, um Phasenverschiebungen von 90º oder mehr zu erzeugen.

Das am 26. September 1989 erteilte US-Patent 4,870,374 von Harris mit dem Titel "Modulator Producing Phase Modulation By Combining Amplitude Modulated Signals" beschreibt noch ein weiteres System zur Anwendung der Phasenmodulation eines HF-Trägers mittels Informationsübertragung. Das HF-Eingangssignal wird in vier Quadraturkomponenten gespalten, von denen jedes durch individuelle Dämpfungsglieder zur Amplitudensteuerung geleitet und dann in einem Kombinator kombiniert wird, um das erforderliche HF-Signal zu erzeugen. Das resultierende Signal wird dann in einer HF-Signalverstärkerkette in der erforderlichen Weise verstärkt, um den Sollausgangspegel zu erreichen. Der HF- Ausgangspegel wird abgetastet und zu einem Gleichphasenspalter zurückgeleitet, dessen Ausgangssignal mit den entsprechenden Quadraturkomponenten des unmodulierten HF-Signals verglichen wird, um ein Signal zu erzeugen, das mit einem von einem Prozessor erzeugten Modulationsbezugssignal in einem Regelverstärker verglichen wird, und das resultierende Fehlersignal wird auf die individuellen Dämpfungsglieder gegeben, um die Ausgangsamplitude jeder Quadraturkomponente einzustellen. Die Quadraturkomponenten werden dann kombiniert, um das phasenmodulierte HF-Sollausgangssignal zu erhalten. Im US- Patent 4,806,888 wird eine komplexe Gewichtungseinrichtung beschrieben, die parallele Allpassnetzwerke enthält, die selektiv zwei unterschiedliche Verstärker speisen, um einen Satz gegenseitig orthogonaler Ausgangssignale zu erzeugen. Diese Ausgangssignale werden auf ein Dämpfungsgliednetiwerk gegeben, das aus zwei Dual-Gate-FETS besteht, um die Vektorausgangssignale der Differentialverstärker steuerbar zu dämpfen. Die gedämpften Vektoren werden selektiv kombiniert, um einen Sollgrad der Phasenverschiebung von 0 bis 360º durch die komplexe Gewichtung zu erhalten.

Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung wird eine Phasenschieberschaltung zur Erzeugung eines Ausgangssignals in Abhängigkeit von einem Eingangssignal geschaffen, um eine einstellbare Phasenverschiebung des Eingangssignals über einen Bereich von 360º zu bewirken, bestehend aus einer Einrichtung 12, 18, 20, die auf das Eingangssignal anspricht, um das Eingangssignal in vier separate Signale zu teilen, die um 90º zueinander phasenverschoben sind, einer Dämpfungseinrichtung 30, 32, 34, 36, die auf die vier separaten Signale anspricht, um wenigstens eines der vier separaten Signale in Abhängigkeit von wenigstens einem angelegten Steuersignal Vc1, Vc2, Vc3, Vc4 selektiv zu dämpfen, und einer Kombinationseinrichtung 42, 44, um die Signale der Dämpfungseinrichtung zu einem einzelnen Ausgangssignal zu kombinieren, das eine Phasenverschiebung hat, die durch die Größe der Dämpfung wenigstens eines der vier separaten Signale bzgl. der anderen der vier separaten Signale bestimmt ist, wobei das einzelne Ausgangssignal eine resultierende Phase hat, die bzgl. des Eingangssignals um eine ausgewählte Phasengröße innerhalb eines Bereichs von 360º phasenverschoben ist, wie durch die Dämpfungsgröße bestimmt ist, wobei die Teilungseinrichtung 12, 18, 20 ein Kapazitätselement 72 hat, das auf das Eingangssignal der Phasenschieberschaltung anspricht, um ein Ausgangssignal auf einer ersten Ausgangsleitung 14 zu erzeugen, und ein Induktivitätselement 74, das auf das Eingangssignal der Phasenschieberschaltung anspricht, um ein Ausgangssignal auf einer zweiten Ausgangsleitung 16 zu erzeugen, und wobei das Ausgangssignal auf der ersten und zweiten Ausgangsleitung 90º phasenverschoben ist, die dadurch gekennzeichnet ist, daß die Teilungseinrichtung einen ersten Verstärker 18 mit veränderbarer Verstärkung aufweist, der auf das Ausgangssignal auf der ersten Ausgangsleitung 14 des Kapazitätselements 72 zur weiteren Phasenteilung des Signals in zwei weitere Signale fester Amplitude auf zwei jeweiligen Ausgangsleitungen 22, 24 anspricht, wobei die beiden weiteren Signale 180º phasenverschoben sind, sowie einen zweiten Verstärker 20 mit veränderbarer Verstärkung, der auf das Ausgangssignal auf der zweiten Ausgangsleitung des Induktivitätselements zur weiteren Phasenteilung des Signals in zwei weitere Signale fester Amplitude auf zwei jeweiligen Ausgangsleitungen 26, 28 anspricht, wobei die beiden weiteren Signale 180º phasenverschoben sind.

Spezielle Ausführungsformen der Erfindung werden nachstehend beispielsweise unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben, in denen:

Fig. 1 ein schematisches Blockschaltbild einer Phasenschieberschaltung mit kontinuierlich variabler Phasenverschiebung gemäß den Grundsätzen der vorliegenden Erfindung ist,

Fig. 2 ein detaillierteres Schaltbild des Phasenschiebers der Fig. 1 ist, und

Fig. 3 u. 4 Beispiele von Wellenformen des Phasenschiebers sind, die durch den Steuerstrom in der Phasenschieberschaltung der vorliegenden Erfindung erzeugt werden.

DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGS- FORM

1 Bezugnehmend auf Fig. 1 ist ein schematisches Blockschaltbild einer Ausführungsform einer kontinuierlich veränderbaren, elektronisch gesteuerten Phasenschieberschaltung gezeigt, die einen Phasenspalter mit einem 90º Phasenteiler hat, um ein HF-Eingangssignal in 0º- und 90º-Komponenten zu spalten. Jedes gespaltene Signal wird weiter in Paare gespalten, die um 1800 phasenverschoben sind, um 0º- oder 180º- und 90º-, 270º-Paare zu schaffen. Die beiden Signalpaare werden addiert, und die addierten Paare werden zu einem einzigen Ausgangssignal kombiniert. Die Phase des Ausgangssignals wird durch Änderung der relativen Amplituden wenigstens einer der Signalkomponenten der 0º-, 180º- und 90º- 270º-Paare gesteuert.

Insbesondere wird ein HF-Eingangssignal, das eine Frequenz von 650 MHz haben kann, auf die Eingangsleitung 10 der Phasenschieberschaltung der Fig. 1 gegeben, wo sie in eine Phasenspalterstufe eingeleitet wird, die einen Leistungsspalterkreis 12 hat, der zwei Ausgangssignale mit gleicher Amplitude auf Leitungen 14 und 16 erzeugt, die eine Phasendifferenz von 90º haben. Das Signal auf der Leitung 14 kann auf 0º und das Signal auf der Leitung 16 kann auf 90º sein. Diese beiden Signale werden jeweils in zwei Differentialverstärker 18 und 20 geleitet, wo sie weiter in zwei weitere Signalpaare mit 180º Phasendifferenz gespalten werden. Somit wird das 0º-Signal auf der Leitung 14 auf den Differentialverstärker 18 gegeben, wo es in ein 180º-Signal auf der Leitung 24 und ein 0º-Signal auf der Leitung 22 gespalten wird. In ähnlicher Weise wird das 90º- Signal auf der Leitung 16 auf den Differenzialverstärker 20 gegeben, wo es in ein Signal auf den Leitungen 26 und 28 mit 180º-Phasendifferenz gespalten wird. Das Signal auf der Leitung 28 hat eine relative Phase von 270º, und das Signal auf der Leitung 26 eine relative Phase von 90º. Die Kombination des Phasenteilerkreises 12 und der Differentialverstärker 18 und 20 wird nachstehend als Phasenspalterhilfskreis bezeichnet, der die Teilung der Eingangssignale in vier Signale gleicher Amplitude bewirkt, die 90º phasenverschoben sind.

Die vier Quadratursignale auf den Leitungen 22, 24, 26 und 28 werden auf einen Phasensteuerhilfskreis gegeben, der vier Dämpfungsglieder 30, 32, 34 und 36 hat. Dämpfungsglieder 32 und 36 sind variabel und werden von Steuersignalen auf den Leitungen 38 und 40 gesteuert. Die Dämpfungsgliedler 32 und 36 können verändert werden, um z. B. eine Dämpfung von 2 db bis 40 db zu bewirken. Die Dämpfungsglieder 30 und 34 haben feste Werte von 8 db Dämpfung bei dieser Ausführungsform. Die festen Dämpfungsglieder 30 und 34 empfangen Eingangssignale auf den Leitungen 22 und 26 vom Verstärker 18 bzw. 20, die eine 90º Phasendifferenz (d. h. 0º und 90º) haben. Die veränderbaren Dämpfungsglieder 32 und 36 empfangen Eingangssignale auf den Leitungen 24 und 28 vom Verstärkger 18 bzw. 20, die ebenfalls eine 90º Phasenverschiebung (d. h. 180º und 270º) haben.

Die Ausgangssignale des Phasensteuerhilfskreises, d. h. der Dämpfungsglieder 30, 32, 34 und 36 werden auf einen Gleichphasenkombinatorhilfskreis gegeben, der zwei Stufen von Zweiweg-Kombinatorkreisen aus konzentrierten Elementen hat. Die erste Kombinatorstufe hat Kombinatorkreise 42 und 44. Der Kombinatorkreis 42 kombiniert die Ausgangssignale des festen Dämpfungsglieds 30 und des variablen Dämpfungsglieds 32 auf der Leitung 46 bzw. 48. In ähnlicher Weise kombiniert der Kombinatorkreis 44 die Ausgangssignale des festen Dämpfungsglieds 34 und des veränderbaren Dämpfungsglieds 36 auf der Leitung 50 bzw. 52.

Die beiden Eingangssignale des Kombinatorkreises 42 sind um 180º verschoben. Der Ausgangssignalpegel des festen Dämpfungsglieds auf der Leitung 46 wird durch das Dämpfungsglied 30 so eingestellt, daß er um 50% niedriger als der maximale Signalpegel des Signals mit veränderbarem Pegel auf der Leitung 48 ist. Somit erzeugt die Kombination der beiden Signale ein resultierendes Ausgangssignal auf der Leitung 54 des Kombinatorkreises 42, das durch das Steuersignal auf der Leitung 38 von einem Maximum in der einen Richtung (180º) zu einem Maximum in der entgegengesetzten Richtung (0º) geändert werden kann. Das Gleiche gilt für die Signalleitungen 50 und 52, die kombiniert werden können, um ein Signal auf der Leitung 56 des Kombinatorkreises 44 zu erzeugen, das durch ein Steuersignal auf der Leitung 40 von einem Maximum in der einen Richtung (90º) zu einem Maximum in der entgegengesetzten Richtung (270º) verändert werden kann, da der Signalpegel des festen Dämpfungsglieds 34 auf 50% des maximalen Signalpegels des Dämpfungsglieds 36 eingestellt ist.

Die kombinierten Signale der Kombinatorkreise 42 und 44 auf der Leitung 54 bzw. 56 werden als Signale auf die zweite Kombinatorstufe gegeben, die aus einem Kombinatorkreis 58 besteht. Die Eingangssignale des Kombinatorkreises 58 auf den Leitungen 54 und 56 sind 90º phasenverschoben und auch von den maximal in entgegengesetzten Phasenrichtungen (0º und 180º und 90º und 270º) aus durch die Steuersignale der veränderbaren Dämpfungsglieder 32, 34 kontinuierlich veränderbar. Somit ist das Ausgangssignal des Kombinatorkreises 58 ein Signal, dessen Phase von 0 bis 360º kontinuierlich geändert werden kann. Schließlich wird das Ausgangssignal des Kombinatorkreises 58 auch durch die Verstärkerstufe 60 geleitet, um den gesamten Signalverlust zu kompensieren, der in der Phasenschieberschaltung auftreten kann.

Bezugnehmend auf Fig. 2 ist ein detaillierteres Schaltbild für die in Fig. 1 gezeigte Phasenschieberschaltung angegeben. In Fig. 2 wird das 650 MHz Eingangssignal auf einen Phasenspalterkreis gegeben, der einen 90º-Leistungsteiler 12 mit konzentrierten Elementen hat, bestehend aus einem Widerstand 70, einem Kondensator 72 und einer Spule 74. Die 0º-Signalkomponente auf der Leitung 14 wird auf einen üblichen Verstärker 18 mit veränderbarer Verstärkung gegeben, und die 90º-Signalkomponente wird auf einen weiteren üblichen Verstärker 20 mit veränderbarer Verstärkung gegeben. Wie Fig. 2 zeigt, liefert der Verstärker 18 mit veränderbarer Verstärkung zwei Ausgangssignale mit gleicher Amplitude, eines mit 0º auf der Leitung 22 und das andere mit 180º auf der Leitung 24. In ähnlicher Weise liefert der Verstärker 20 mit veränderbarer Verstärkung zwei Ausgangssignale mit gleicher Amplitude, eines mit 90º und das andere mit 270º. Das 0º- Signal auf der Leitung 22 läuft durch ein festes Verstärkungsdämpfungsglied 30 mit einem Kondensator 76 und Widerständen 78, 80 und 82, um ein 0º-Signal auf der Leitung 46 zu liefern. Das 180º-Signal auf der Leitung 24 wird auf ein veränderbares Verstärkungsdämpfungsglied 32 gegeben, das ein Verstärkungssteuereingangssignal auf der Leitung 38 erhält. Das 180º-Ausgangssignal des veränderbaren Verstärkungsdämpfungsglieds 32 erscheint auf der Leitung 48. Die Kreise für das feste Verstärkungsdämpfungsglied 30 und das veränderbare Verstärkungsdämpfungsglied 32 sind für die Dämpfungsglieder 34 und 36 noch einmal vorhanden, die auf die 90º- und 270º-Signale auf den Leitungen 26 und 28 ansprechen.

Die veränderbaren Verstärkungsdämpfungsglieder 32 und 36 sind übliche Einrichtungen und haben Diodenpaare 84 und 86, Kondensatoren 88 und 90 und Spulen 92 und 94. Eingangssteuersignale werden auf die Leitungspaare 36, 38 gegeben, um die Größe der Signaldämpfung zu ändern, die von den Dämpfungsgliedern 32 und 36 erzeugt wird.

Die Signalpaare auf den Leitungen 46 und 48 werden auf einen LC-Kombinatorkreis 42 gegeben, der Kondensatoren 96, 98, 100, 102 und 104 und Spulen 106 und 108 hat.

Der Signalpegel des festen Signals am Dämpfungsglied 30 wird auf die Mitte zwischen dem maximalen Signalpegel und minimalen Signalpegel eingestellt, der vom Dämpfungsglied 32 erzeugt wird. Durch Einstellen des Dämpfungspegels des Dämpfungsglieds 32 durch das Steuersignal auf dem Leitungspaar 36, 38 und dessen Kombination mit dem Festpegelsignal des Dämpfungsglieds 30, ist es möglich, ein kombiniertes Signal durch den Kombinatorkreis 42 zu erzeugen, das im Pegel von einem maximalen Wert in der einen Polaritälsrichtung (0º) bis zu einem Maximalwert in der anderen Richtung (180º) geändert werden kann.

Der LC-Kombinatorkreis 44, der Kondensatoren 110, 112, 114, 116 und 118 und Spulen 120 und 122 hat, arbeitet in der gleichen Weise wie der Kombinatorkreis 42 mit der Ausnahme, daß das Ausgangssignal auf der Leitung 56 von einem maximalen Pegel in der einen Richtung (90º) bis zu einem maximalen Pegel in der entgegengesetzten Richtung (270º) geändert werden kann.

Somit werden die Signale mit einstellbarem Pegel auf den Leitungen 54 und 56 der Kombinatorkreise 42 und 44 auch an Kombinatorkreis 58 (der einen Widerstand 124, Spulen 126 und 128 und Kondensatoren 130 und 132 hat) kombiniert, um ein resultierendes Ausgangssignal auf der Leitung 134 zu erhalten, das in der Phase von 0 bis 360º kontinuierlich geändert werden kann.

Bezugnehmend auf Fig. 3 und 4 sind die Wellenformen von zwei typischen Signalen gezeigt, aus denen hervorgeht, wie die Phasenverschiebung des Ausgangssignals der Phasenschieberschaltung der Fig. 1 und 2 entsprechend dem Strom des auf die Leitung 38 gegebenen Steuersignals geändert werden kann. Der Ausdruck "meas" in den Fig. 3 und 4 ist eine Abkürzung für das Wort "measurements". Die Kurven der Fig. 3 und 4 enthalten die Zeichen "0" und " ".

Die Kurven in Fig. 3 sind mit den Bezugsziffern 11 und 12 versehen. Die Beschriftungen unter den Fig. 3 und 4 geben an, daß die Zeichen "0" Meßpunkte auf der Kurve 11 und die Zeichen " " Meßpunkte auf der Kurve 12 sind. Das gleiche gilt für Fig. 4.

Es wurde somit eine variable HF-Phasenschieberschaltung, und insbesondere eine Phasenschieberschaltung für eine Phasenmodulation und -steuerung eines HF-Signals bei 650 MHz beschrieben, die einen Phasenspalter, einen Phasenregler, einen Gleichphasenkombinator und einen Nachverstärker hat, um eine über 360º steuerbare Phasenverschiebung des HF-Signals zu erreichen.

Obwohl die Erfindung in Verbindung mit einer bevorzugten Ausführungsform beschrieben wurde, soll der Umfang der Erfindung nicht auf die erläuterte spezielle Ausführungsform beschränkt sein, sondern statt dessen solche Alternativen, Modifikationen und Äquivalente umfassen, die im Rahmen der Erfindung liegen, wie er in den beigefügten Ansprüchen definiert ist.


Anspruch[de]

1. Phasenschieberschaltung zur Erzeugung eines Ausgangssignals in Abhängigkeit von einem Eingangssignal, um eine einstellbare Phasenverschiebung des Eingangssignals über einen Bereich von 360º zu bewirken, bestehend aus einer Einrichtung (12, 18, 20), die auf das Eingangssignal anspricht, um das Eingangssignal in vier separate Signale zu teilen, die um 90º zueinander phasenverschoben sind, einer Dämpfungseinrichtung (30, 32, 34, 36), die auf die vier separaten Signale anspricht, um wenigstens eines der vier separaten Signale in Abhängigkeit von wenigstens einem angelegten Steuersignal (Vc1, Vc2, Vc3, Vc4) selektiv zu dämpfen, und einer Kombinationseinrichtung (42, 44), um die Signale der Dämpfungseinrichtung zu einem einzelnen Ausgangssignal zu kombinieren, das eine Phasenverschiebung hat, die durch die Größe der Dämpfung wenigstens eines der vier separaten Signale bzgl. der anderen der vier separaten Signale bestimmt ist, wobei das einzelne Ausgangssignal eine resultierende Phase hat, die bzgl. des Eingangssignals um eine ausgewählte Phasengröße innerhalb eines Bereichs von 360º phasenverschoben ist, wie durch die Dämpfungsgröße bestimmt ist, wobei die Teilungseinrichtung (12, 18, 20) ein Kapazitätselement (72) hat, das auf das Eingangssignal der Phasenschieberschaltung anspricht, um ein Ausgangssignal auf einer ersten Ausgangsleitung (14) zu erzeugen, und ein Induktivitätselement (74), das auf das Eingangssignal der Phasenschieberschaltung anspricht, um ein Ausgangssignal auf einer zweiten Ausgangsleitung (16) zu erzeugen, und wobei das Ausgangssignal auf der ersten und zweiten Ausgangsleitung 90º phasenverschoben ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Teilungseinrichtung einen ersten Verstärkter (18) mit veränderbarer Verstärkung aufweist, der auf das Ausgangssignal auf der ersten Ausgangsleitung (14) des Kapa zitätselements (72) zur weiteren Phasenteilung des Signals in zwei weitere Signale fester Amplitude auf zwei jeweiligen Ausgangsleitungen (22, 24) anspricht, wobei die beiden weiteren Signale 180º phasenverschoben sind, sowie einen zweiten Verstärker (20) mit veränderbarer Verstärkung, der auf das Ausgangssignal auf der zweiten Ausgangsleitung des Induktivitätselements zur weiteren Phasenteilung des Signals in zwei weitere Signale fester Amplitude auf zwei jeweiligen Ausgangsleitungen (26, 28) anspricht, wobei die beiden weiteren Signale 180º phasenverschoben sind.

2. Phasenschieberschaltung nach Anspruch 1, bei der die Dämpfungseinrichtung (30, 32, 34, 36) ein erstes Dämpfungsglied (30, 32) aufweist, das auf ein erstes Paar der vier separaten Signale der Teilungseinrichtung (12, 18, 20) anspricht, wobei das erste Paar Signale gegeneinander 180º phasenverschoben ist, um ein Signal des ersten Paars Signale in Abhängigkeit von einem ersten Steuersignal (Vc1, Vc3) selektiv zu dämpfen, das an das erste Dämpfungsglied angelegt wird, sowie ein zweites Dämpfungsglied (34, 36), das auf ein zweites Paar der vier separaten Signale der Teilungseinrichtung anspricht, wobei das zweite Paar Signale gegeneinander 180º phasenverschoben ist, um ein Signal des zweiten Paars Signale in Abhängigkeit von einem zweiten Steuersignal (Vc2, Vc4) selektiv zu dämpfen, das an das zweite Dämpfungsglied angelegt wird, und wobei die Kombinationseinrichtung einen ersten Kombinationskreis (42) zur Kombination des ersten Paars Signale der ersten Dämpfungsanordnung (30, 32) in ein Signal, das eine Phasenverschiebung hat, die durch die Größe und der Dämpfung des gedämpften Signals des ersten Paars Signale bzgl. des ungedämpften Signals des Signalpaars bestimmt ist, einen zweiten Kombinationskreis (44) zur Kombination des zweiten Paars Signale der zweiten Dämpfungsanordnung (34, 36) in ein Signal, das eine Phasenverschiebung hat, die durch die Größe der Dämpfung des gedämpften Signals des zweiten Paars Signale bzgl. des ungedämpften Signals des Signalpaars bestimmt ist, und einen dritten Kombinationskreis (58) aufweist, der auf die Ausgangssignale den ersten und zweiten Kombinationskreis (42, 44) anspricht, um die Signale hiervon in das einzelne Ausgangssignal zu kombinieren, das ein resultierendes Signal ist, das bzgl. des Eingangssignals um eine ausgewählte Phasengröße in einem Bereich von 360º phasenverschoben ist, wie durch die Dämpfungsgrößen bestimmt ist.

3. Phasenschieberschaltung nach Anspruch 1 oder 2, bei der das erste Dämpfungsglied, das auf die beiden weiteren Signale auf den beiden jeweiligen Ausgangsleitungen (22, 24) des ersten Verstärkers mit veränderbarer Verstärkung anspricht, einen Diodenkreis (84, 86) hat, der mit einer ausgewählten Ausgangsleitung der beiden jeweiligen Ausgangsleitungen des ersten Verstärkers (18) mit veränderbarer Verstärkung verbunden ist, wobei der Diodenkreis auf das erste Steuersignal (Vc1, Vc3) zur Dämpfung des Signals auf der ausgewählten, an ihn angeschlossenen Ausgangsleitung (24) anspricht.

4. Phasenschieberschaltung nach Anspruch 3, bei der das zweite Dämpfungsglied (34, 36), das auf die beiden weiteren Signale auf den beiden jeweiligen Ausgangsleitungen (26, 28) des zweiten Verstärkers (20) mit veränderbarer Verstärkung anspricht, einen Diodenkreis aufweist, der mit einer ausgewählten Ausgangsleitung der beiden jeweiligen Ausgangsleitungen (26, 28) des zweiten Verstärkers mit veränderbarer Verstärkung verbunden ist, wobei der Diodenkreis auf das zweite Steuersignal (Vc2, Vc4) zur Dämpfung der ausgewählten, an ihn angeschlossenen Ausgangsleitung anspricht.

5. Phasenschieberschaltung nach Anspruch 4, bei der die ausgewählten Ausgangsleitungen (24, 28) der beiden jeweiligen Ausgangsleitungen, die an die Diodenkreise (84, 86) des ersten und zweiten Dämpfungsglieds (30, 32; 34, 36) angeschlossen sind, Leitungen sind, die 180º phasenverschobene Signale führen.

6. Phasenschieberschaltung nach Anspruch 5, bei der das Signal auf der anderen Ausgangsleitung der beiden jeweiligen Ausgangsleitungen (22, 26), die nicht mit dem Diodenkreis (84, 86) in jedem der ersten und zweiten Dämpfungskreise (30, 32; 34, 36) verbunden ist, einen festen Amplitudenpegel hat, und bei der der Diodenkreis das Signal auf der ausgewählten Ausgangsleitung der beiden jeweiligen Ausgangsleitungen (24, 26) um Amplitudenpegel veränderbar dämpfen kann, die größer und kleiner als der feste Amplitudenpegel ist.

7. Phasenschieberschaltung nach Anspruch 6, bei der der erste Kombinationskreis (42) das Signal mit fester Amplitude und das Signal mit veränderbarer Amplitude des ersten Dämpfungsglieds (30, 32) kombiniert, um ein Signal zu erzeugen, das eine Amplitude und eine Phase hat, die für die Summe der Amplituden der Signale mit fester und veränderbarer Amplitude charakteristisch ist, und bei der der zweite Kombinationskreis (44) das Signal mit fester Amplitude und das Signal mit veränderbarer Amplitude des zweiten Dämpfungsglieds (34, 36) kombiniert, um ein Signal zu erzeugen, das eine Amplitude und eine Phase hat, die für die Summe der Amplituden der Signale mit fester und veränderbarer Amplitude charakteristisch ist.

8. Phasenschieberschaltung nach Anspruch 7, bei der der dritte Kombinationskreis (42) die Signale des ersten und zweiten Kombinationskreises (42, 44) kombiniert, um ein Ausgangssignal zu erzeugen, das eine Amplitude und eine Phase hat, die für die Summe der Amplituden und Phasen der Signale des ersten und zweiten Kombinationskreises charakteristisch sind, und bei der das Ausgangssignal des dritten Kombinationskreises eine Phase hat, die durch die Größe der Dämpfung über 360º verändert ist, die durch das erste und zweite Steuersignal (Vc1, Vc3; Vc2, Vc4) erzeugt wird, das an den ersten und zweiten Diodenkreis (84, 86) des ersten und zweiten Dämpfungsglieds (30, 32; 34, 36) angelegt wird.







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