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Dokumentenidentifikation DE69230395T2 29.06.2000
EP-Veröffentlichungsnummer 0544917
Titel TREIBERSCHALTUNG FÜR EINE KAPAZITIVE LAST
Anmelder Citizen Watch Co., Ltd., Tokio/Tokyo, JP
Erfinder EBIHARA, Heihachiro, Tokorozawa-shi, Saitama 359, JP
Vertreter Patentanwälte Wilhelm & Dauster, 70174 Stuttgart
DE-Aktenzeichen 69230395
Vertragsstaaten DE, FR, GB, IT
Sprache des Dokument En
EP-Anmeldetag 22.06.1992
EP-Aktenzeichen 929124485
WO-Anmeldetag 22.06.1992
PCT-Aktenzeichen JP9200799
WO-Veröffentlichungsnummer 9300739
WO-Veröffentlichungsdatum 07.01.1993
EP-Offenlegungsdatum 09.06.1993
EP date of grant 08.12.1999
Veröffentlichungstag im Patentblatt 29.06.2000
IPC-Hauptklasse H03F 3/30
IPC-Nebenklasse H03K 17/66   

Beschreibung[de]
TECHNISCHES GEBIET

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen Schaltkreis mit geringem Leistungsverbrauch zum Treiben einer kapazitiven Last mit hohen Geschwindigkeiten, der den Strom und die Spannung von spitzenförmigen intermittierenden Signalen verstärkt.

HINTERGRUND DER TECHNIK

Ein Differenzverstärker ist sehr nützlich, da er in der Lage ist, Eingangsspannungen, die an die zwei Eingangsanschlüsse angelegt werden, funktionell zu verarbeiten, seine Fähigkeit ist jedoch dennoch in dem Fall nicht ausreichend, in dem ein hoher spitzenförmiger elektrischer Strom bei hohen Geschwindigkeiten abzugeben ist. Das heißt, die Differenzverstärker, die zu einem Hochgeschwindigkeitsbetrieb fähig sind, sind üblicherweise nur in der Lage, kleine elektrische Ströme abzugeben, und andererseits arbeiten die Differenzverstärker, die zu einem hohen Ausgangsstrom fähig sind, üblicherweise bei geringen Geschwindigkeiten. Selbst jene Differenzverstärker, die sowohl zu einem Hochgeschwindigkeitsbetrieb als auch zu einem hohen Ausgangsstrom fähig sind, wurden so ausgelegt, daß sie nur innerhalb eines Bereiches von kleinen Signalen arbeiten, und ihre Geschwindigkeit fällt schlagartig ab, wenn sie dazu veranlaßt werden, unter Aufrechterhaltung von großen Amplituden zu arbeiten oder hohe Ströme zu erzeugen. Die vorliegenden Erfinder sahen sich genötigt, einen Differenzverstärker zu verwenden, der bei hohen Geschwindigkeiten in Reaktion auf spitzenförmige Signale arbeitet und eine hohe Ausgangsspannung sowie einen hohen Ausgangsstrom erzeugt und dennoch eine reduzierte Menge an elektrischer Leistung verbraucht, und untersuchten daher die Produkte, die auf den Markt gebracht wurden, konnten jedoch keinen Verstärker finden, der hinsichtlich der Leistungsfähigkeit vollkommen zufriedenstellend ist.

Vor einer Beschreibung des Standes der Technik werden nachstehend die Funktionen und Eigenschaften eines Differenzverstärkers oder eines Boosters erwähnt, die bislang von Fachleuten gefordert und gewünscht wurden. Fig. 2 stellt einen Leistungsversorgungsquellenschaltkreis zum Treiben einer Flüssigkristallanzeigevorrichtung dar, der in der japanischen Patentanmeldung Nr. 2-184147 vorgeschlagen wird. Wie allgemein bekannt ist, arbeitet ein Flüssigkristall als kapazitive Last, in die ein spitzenförmiger Strom fließt, wenn eine Ansteuerbedingung verändert wurde. Ein Abfall der Spannung, der sich entwickelt, wenn ein Strom über einen auf den Leistungsversorgungsquellenleitungen existierenden Widerstand in den Flüssigkristall fließt, bewirkt, daß eine Spannung, die über beide Anschlüsse eines Flüssigkristallpixels angelegt ist, aus einer idealen Rechteckwellenform deformiert wird, was zu einer Verminderung des Kontrastes oder dem Auftreten von Nebensprechen führt. Die Ausführungsform von Fig. 2 verbessert dieses Phänomen und ergibt sehr gute Wirkungen.

In Fig. 2 bezeichnen Symbole VH und VL Potentiale, die an Segmentelektroden eines Flüssigkristallfeldes über einen Segmentelektroden-Treiberschaltkreis angelegt sind, und VM bezeichnet ein Potential, das an Zeilenelektroden der Flüssigkristalle über einen Zeilenelektroden-Treiberschaltkreis angelegt ist. Symbole rs und rc bezeichnen parasitäre Widerstände auf den Leistungsversorgungsquellenleitungen. Ein festes Potential von (EA + EB)/2 war bislang als VM gegeben. Im Fall von Fig. 2 ist jedoch dem Potential VM eine Spannung überlagert, die einem Strom IH oder IL entspricht, der über den Segmenttreiberschaltkreis in den Flüssigkristall fließt oder aus diesem herausfließt, um einen Abfall der Spannung zu kompensieren, der verursacht wird, wenn ein Strom durch einen parasitären Widerstand fließt, um den Signalverlauf einer über beide Anschlüsse des Flüssigkristalls hinweg angelegten Treiberspannung näher an einen idealen Zustand heranzubringen und um zu verhindern, daß die Leistungsfähigkeit verschlechtert wird.

Fig. 3 ist ein Diagramm von Betriebssignalverläufen des Schaltkreises von Fig. 2. Wenn die Ströme IH und IL von Fig. 2 in der Form von Spitzen in den Flüssigkristall fließen, der eine kapazitive Last darstellt, ändert sich ein Potential an dem positiven Eingangsanschluß des Differenzverstärkers 200 in Reaktion auf die Ströme TH und IL, und das Ausgangssignal VM des Differenzverstärkers 200 wird (EA + EB)/2 - (1/2 + R/r)·Ra·(IH - IL). Das Ausgangssignal VM nimmt ab, wenn der Strom IH fließt, und nimmt zu, wenn der Strom IL fließt, um dadurch eine Verzerrung der Flüssigkristall-Treiberspannung zu kompensieren, die von einem Spannungsabfall über parasitäre Widerstände rs, rc verursacht wird. Das Diagramm eines idealen Betriebssignalverlaufs ist mit einer durchgezogenen Linie bezeichnet.

Die Aufgabe wurde nicht durch Festhalten des VM-Wertes erfüllt, sondern durch Ändern des VM-Wertes in Abhängigkeit von dem Strom, der in den Flüssigkristall fließt. Damit der Schaltkreis von Fig. 2 seine Wirkungen in einem ausreichenden Ausmaß zeigt, wird jedoch ein hohes Leistungsvermögen von dem in Fig. 2 gezeigten Differenzverstärker erwartet. Wenn jedoch weder IH noch IL fließt, sollte das Ausgangssignal VE einfach bei (EA + EB)/2 gehalten werden, und es ist kein Ausgangsstrom erforderlich. Wenn IH und IL fließen, müssen jedoch eine relativ hohe Ausgangsspannung und ein relativ hoher Ausgangsstrom erzeugt werden. Außerdem wird, da eine Reihe von Operationen eine positive Rückkopplung über die Last beinhalten, die Betriebsgeschwindigkeit sehr hoch und folglich muß der Differenzverstärker 200 in der Lage sein, zu arbeiten, während hohe Amplituden aufrechterhalten werden, und hohe Ströme zu erzeugen, während dennoch eine hohe Geschwindigkeit aufrechterhalten wird. Die für den Differenzverstärker erforderliche Leistungsfähigkeit kann in Abhängigkeit von der Abmessung des Flüssigkristallfeldes oder den Ansteuerbedingungen variieren. Zum Beispiel ist ein maximaler Wert der Ausgangsspannung ±10V, ein maximaler Ausgangsstrom beträgt mehrere hundert Milliampere, und eine Antwortgeschwindigkeit beträgt 100 nS oder weniger. Außerdem sind die Flüssigkristallanzeigevorrichtungen in vielen Fällen auf den Bauelementen angebracht, die mit kleinen Zellen gespeist werden, und ihr Stromverbrauch muß sehr klein sein, mit Ausnahme des Laststromes.

Die für den in Fig. 2 gezeigten Differenzverstärker erforderliche Leistungsfähigkeit kann wie folgt zusammengefaßt werden:

(A) einen großen Spannungsverstärkungsfaktor,

(B) ein hohes Spannungsausgangssignal,

(C) einen hohen Stromverstärkungsfaktor,

(D) ein hohes Stromausgangssignal,

(E) einen Hochgeschwindigkeitsbetrieb,

(F) einen geringen Stromverbrauch,

(G) eine mögliche Gleichspannungs-Rückkopplung.

Es stehen Produkte zur Verfügung, welche der oben erwähnten Leistungsfähigkeit teilweise genügen, es steht jedoch kein Produkt zur Verfügung, das allen obigen Anforderungen gleichzeitig genügt. Oder diese Produkte, die eine Leistungsfähigkeit relativ nahe den obigen Anforderungen zeigen, wenngleich einigen von ihnen nicht ganz genügt wird, sind sehr teuer, und ihre Verwendung als Komponente einer Anzeigevorrichtung ist beschränkt.

Wenn aus dem Differenzverstärker allein kein ausreichendes Maß an Leistungsfähigkeit erzielt wird, wird üblicherweise ein Booster verwendet, basierend auf der Idee, daß Eigenschaften, die der Differenzverstärker nicht besitzt, durch einen externen Schaltkreis ergänzt werden, während die Funktionen des Differenzverstärkers vollständig genutzt werden. Es gibt viel Stand der Technik, der sich auf einen Booster bezieht, und repräsentative herkömmliche Beispiele sind in den Figur. 4 und 5 gezeigt. Die Fig. 4(a) und 4(b) stellen die am besten bekannten nicht-inversiven Booster des Stromverstärkungstyps dar, die sich jedoch ziemlich von den Boostern unterscheiden, die dringend von Leuten gewünscht werden, die auf dem technischen Gebiet der Flüssigkristalle mitwirken.

Das heißt, mit diesen Boostern der Struktur, in der das Ausgangssignal aus der Emitterseite des Transistors entnommen wird, wird kein Spannungsverstärkungsfaktor erzielt. Um ein hohes Spannungsausgangssignal zu erzielen, muß daher der Differenzverstärker der Eingangsseite durch Aufrechterhalten einer großen Verstärkung arbeiten. Wenn der Differenzverstärker mit einer großen Verstärkung betrieben wird, fällt jedoch die Antwortgeschwindigkeit drastisch ab, wie früher erwähnt, und der Signalverlauf wird so, wie mit einer gestrichelten Linie in Fig. 3 gezeigt, was ziemlich unbrauchbar ist. Das heißt, um die Antwortgeschwindigkeit aufrechtzuerhalten, muß der Differenzverstärker mit einem sehr niedrigen Ausgangspegel betrieben werden. Daher muß der Booster einen ausreichend großen Spannungsverstärkungsfaktor aufweisen. Mit anderen Worten, die Aufgabe wird mit dem Booster des Stromverstärkungstyps von Fig. 4 nicht erfüllt.

Fig. 5 stellt einen grundlegenden Booster des Inversionstyps dar, der in "The Linear Data Book, 1976 (National Semiconductor Co.)" oder "The Linear Integrated Circuit Data Book, 1976 (Fairchild Semiconductor Co.)" beschrieben ist, der einen Spannungsverstärkungsfaktor erzeugt. In diesem Booster wird jedoch ein Spannungsabfall, der durch einen Strom verursacht wird, der durch einen in der Leistungsversorgungsquellenleitung eingeschleiften Widerstand fließt, als Eingangssignalquelle für den Booster verwendet. Dieser Strom ist die Summe eines Stroms, der in den Differenzverstärker fließt (der bezüglich des Eingangssignals nicht notwendigerweise linear ist) und eines Stroms (der bezüglich des Eingangssignals als linear angesehen werden kann), der in den Lastwiderstand fließt. Damit dieser Strom bezüglich des Eingangssignals nahezu linear ist, muß der Lastwiderstand daher sehr klein sein, und der Strom, der in den Lastwiderstand fließt, muß sehr groß sein. Ansonsten wird keine korrekte Verstärkung ausgeführt. Dies resultiert jedoch in einem Anwachsen des Verbrauchs an elektrischer Leistung durch den Schaltkreis. Außerdem resultiert, wie im Fall eines Anwachsens der Ausgangsspannung, ein Anwachsen des Ausgangsstroms des Differenzverstärkers in einer Abnahme der Antwortgeschwindigkeit des Differenzverstärkers.

Es kann angenommen werden, daß der in Fig. 6(a) gezeigte Aufbau ein Ausgangssignal mit ausreichend großer Spannungsamplitude in Reaktion auf selbst eine geringe Änderung des Ausgangssignals des Differenzverstärkers 999 erzeugt, vorausgesetzt die Widerstände 602 und 609 weisen relativ kleine Werte auf. Die zuvor erwähnte Bedingung (F) wird jedoch aufgrund eines hohen Durchlaßstroms unter der Bedingung nicht erfüllt, daß sowohl der pnp-Transistor T1 als auch der npn-Transistor T2 eingeschaltet sind und das Ausgangssignal nahe dem Pegel null liegt. Um die Bedingung (F) zu erfüllen, müssen die Widerstände 602 und 609 ausreichend hohe Werte aufweisen. Wird der Last unter derartigen Bedingungen ein hoher spitzenförmiger Strom zugeführt, muß die Amplitude des Ausgangssignals des Differenzverstärkers 999 jedoch erhöht werden, um dem pnp-Transistor T1 und dem npn-Transistor T2 hohe Basisströme zuzuführen. Als Ergebnis werden die Antworteigenschaften des Differenzverstärkers 999 aufgegeben, und die obige Bedingung E wird nicht erfüllt.

Dann kann der Schaltkreis von Fig. 6(b) betrachtet werden. Das heißt, ein Widerstand 605 wird neu zwischen die Basis und den Emitter des pnp-Transistors T1 eingefügt, und ein Widerstand 612 wird neu zwischen die Basis und den Emitter des npn-Transistors T2 eingefügt. Mit diesem Aufbau ist das Basis-Vorspannungspotential der Transistoren T1 und T2 im Vergleich zu jenem der Fig. 6(a) besser stabilisiert, und der statische Stromverbrauch kann trotz der kleinen Werte der Widerstände 602 und 609 verringert werden. Die Ausgangsspannung des Differenzverstärkers 999 wird jedoch nach der Teilung durch die Widerstände 602, 609 und durch die Widerstände 605, 612 an die Transistoren T1 und T2 angelegt. Um den gleichen Laststrom zu erzielen, muß daher die Ausgangsspannung des Differenzverstärkers 999 durch Teilen der Spannung erhöht werden, und die Geschwindigkeit des Differenzverstärkers 999 wird entsprechend geopfert.

Die Aufgaben der vorliegenden Erfindung bestehen daher darin, die zuvor erwähnten Mängel, die dem Stand der Technik inhärent sind, zu verbessern; d. h.

(1) einen Booster für einen Differenzverstärker, der die Spannung und den Strom von spitzenförmigen Signalen verstärkt, oder einen Booster für einen Schaltkreis zum Treiben einer kapazitiven Last bereitzustellen, der zusammen mit einem Differenzverstärker verwendet wird und insgesamt die zuvor erwähnten Bedingungen (A) bis (G) erfüllt;

(2) einen Differenzverstärker, der die Spannung und den Strom von spitzenförmigen Signalen verstärkt, oder einen kostengünstigen und neuartigen Schaltkreis zum Treiben einer kapazitiven Last bereitzustellen, der die zuvor erwähnten Bedingungen (A) bis (G) erfüllt; und

(3) einen Schaltkreis zum Treiben einer kapazitiven Last bereitzustellen, der eine Funktion dahingehend aufweist, daß er instantan einen beträchtlichen Strom führt und in anderen Zeiträumen einfach eine vorgegebene Spannung abgibt.

Aus dem US-Patent 4 987 381 ist die Bereitstellung eines eine kapazitive Last treibenden Schaltkreises gemäß dem Oberbegriff von Anspruch 1 bekannt.

Die US-Patente 4 103 245, 4 038 607 sowie 4 103 245 sind ebenfalls als Hintergrund von Bedeutung.

OFFENBARUNG DER ERFINDUNG

Die vorliegende Erfindung ist gegenüber der Offenbarung der US 4 987 381 durch die Merkmale charakterisiert, die in dem kennzeichnenden Teil von Anspruch 1 angegeben sind.

In dem oben erwähnten Aufbau können die Transistoren entweder bipolare Transistoren oder Feldeffekttransistoren (FETs) sein.

Wenn bipolare Transistoren verwendet werden, ist der Schaltkreis gemäß der vorliegenden Erfindung konkret wie nachstehend beschrieben aufgebaut.

Das heißt, das Ausgangssignal des Differenzverstärkers ist über eine Parallelschaltung eines Widerstands und eines Kon densators an den Basisanschluß des pnp-Transistors angelegt, der Emitteranschluß des pnp-Transistors ist mit der ersten Leistungsversorgungsquellenleitung verbunden, der Kollektor des pnp-Transistors ist mit dem Kollektoranschluß des npn- Transistors verbunden, um einen Ausgangsanschluß zu bilden, der Emitteranschluß des npn-Transistors ist mit der zweiten Leistungsversorgungsquellenleitung verbunden, und dem Basisanschluß desselben wird das Ausgangssignal des Differenzverstärkers über eine Parallelschaltung eines Widerstands und eines Kondensators zugeführt.

Wenn die Feldeffekttransistoren (FETs) verwendet werden, ist der Schaltkreis gemäß der vorliegenden Erfindung konkret wie nachfolgend beschrieben aufgebaut.

Das heißt, der erste Transistor besteht aus einem p-leitenden Feldeffekttransistor, der zweite Transistor besteht aus einem n-leitenden Feldeffekttransistor, der Source-Anschluß des ersten Transistors ist mit der ersten Leistungsversorgungsquelle verbunden, der Drain-Anschluß des zweiten Transistors ist mit der zweiten Leistungsversorgungsquelle verbunden, und ein gemeinsamer Ausgangsanschluß ist an einem Knoten gebildet, an dem die zwei Transistoren miteinander verbunden sind.

Gemäß der vorliegenden Erfindung sind die statischen Vorspannungen des pnp-Transistors und des npn-Transistors durch die Widerstände festgelegt, die mit den Basisanschlüssen derselben verbunden sind, und es fließen sehr kleine Ströme durch die zwei Transistoren. Außerdem wird das dynamische Signal den Basisanschlüssen der Transistoren über Kondensatoren, die mit den Basisanschlüssen derselben verbunden sind, direkt ohne Teilung zugeführt. Die Transistoren sind am Emitter geerdet und weisen ausreichend hohe Spannungsverstärkungsfaktoren auf. Daher braucht der Differenzverstärker nur ein Ausgangssignal mit einer kleinen Amplitude erzeugen und verliert sei ne Hochgeschwindigkeits-Antworteigenschaften nicht. Aufgrund der Stromverstärkungswirkung der Transistoren ist es des weiteren erlaubt, der Last instantan eine große Amplitude und einen hohen Strom zu geben. Da statische Vorspannungsmittel für den pnp-Transistor und den npn-Transistor mit dem Eingangsanschluß in einer Gleichspannungsweise verbunden sind, wird es außerdem möglich, einen Gleichspannungs-Rückkopplungsschaltkreis an dem Eingangsanschluß des Differenzverstärkers bereitzustellen.

KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Fig. 1 ist ein Diagramm eines Schaltkreisaufbaus, das eine siebte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt;

Fig. 2 ist ein Schaltbild eines Leistungsversorgungsquellenschaltkreises zur Verbesserung der Qualität einer Anzeige;

Fig. 3 ist ein Diagramm, das ideale Betriebssignalverläufe und unerwünschte Betriebssignalverläufe des Schaltkreises von Fig. 2 zeigt;

Fig. 4 ist ein Schaltbild, das herkömmliche Booster des Emitterausgangssignaltyps zeigt;

Fig. 5 ist ein Schaltbild, das einen herkömmlichen Booster des Kollektorausgangssignaltyps zeigt;

Fig. 6 ist ein Schaltbild zur Erläuterung von Problemen der Booster des Kollektorausgangssignaltyps;

Fig. 7 ist ein Schaltbild, das eine erste und eine zweite Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;

Fig. 8 ist ein Schaltbild zur Erläuterung eines Unterschieds zwischen der vorliegenden Erfindung und einem Stand der Technik, dessen Aufbau jenem der vorliegenden Erfindung ähnlich ist;

Fig. 9 ist ein Schaltbild, das eine dritte und eine vierte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt;

Fig. 10 ist ein Schaltbild, das eine fünfte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt;

Fig. 11 ist ein Schaltbild, das die fünfte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung erläutert;

Fig. 12 ist ein Schaltbild, das eine sechste Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt;

Fig. 13 ist ein Schaltbild, das eine achte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt,

Fig. 14 ist ein Diagramm eines Aufbaus, bei dem ein Schaltkreis zum Treiben einer kapazitiven Last gemäß der vorliegenden Erfindung für den Aufbau von Fig. 2 ausgelegt ist;

Fig. 15 ist ein Diagramm eines Aufbaus, der eine neunte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt;

Fig. 16 ist ein Schaltbild, das eine zehnte Ausführungsform darstellt, bei welcher der Schaltkreis zum Treiben einer kapazitiven Last der vorliegenden Erfindung durch Feldeffekttransistoren gebildet wird;

Fig. 17 stellt ein Beispiel der Verwendung eines Schaltkreises zum Treiben einer kapazitiven Last als Leistungsversorgungsquelle zum Ansteuern von Flüssigkristallen dar; und

Fig. 18 ist ein Schaltbild, das eine elfte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung erläutert.

BESTE AUSFÜHRUNGSART CER ERFINDUNG

Nunmehr werden Ausführungsformen des Schaltkreises zum Treiben einer kapazitiven Last gemäß der vorliegenden Erfindung unter Bezugnahme auf die Zeichnungen beschrieben.

In der folgenden Beschreibung sind die verwendeten Transistoren vom bipolaren Typ. Es braucht jedoch nicht betont zu werden, daß die gleichen Wirkungen auch mit Feldeffekttransistoren erzielt werden können.

Fig. 7(a) stellt eine erste Ausführungsform der vorliegenden Erfindung basierend auf Fig. 6(a) dar, bei der das Ausgangssignal eines Differenzverstärkers 999, der separat zu der vorliegenden Erfindung ist, einem Booster 700 der vorliegenden Erfindung zugeführt wird. Der Booster 700 ist wie nachfolgend beschrieben aufgebaut. Der Eingangsanschluß IN ist über einen Widerstand 102, der eines der Vorspannungsmittel ist, und einen Kondensator 103, der parallel dazu liegt, mit dem Basisanschluß eines pnp-Transistors 104, welcher der erste Transistor ist, verbunden und ist des weiteren über einen Widerstand 109 und einen Kondensator 110, der parallel dazu liegt, mit dem Basisanschluß eines npn-Transistors 111 verbunden, welcher der zweite Transistor ist. Der Emitteranschluß des pnp-Transistors 104 ist mit einer ersten Leistungsversorgungsquellenleitung H1 verbunden, welche die erste Leistungsversorgungsquelle ist, und der Emitteranschluß des npn-Transistors 111 ist mit einer zweiten Leistungsversorgungsquellenleitung L1 verbunden, welche die zweite Leistungsversorgungsquelle darstellt. Der Kollektor des npn- Transistors 111 und der Kollektor des pnp-Transistors 104 sind miteinander verbunden, um einen Ausgangsanschluß OUT zu bilden.

In Fig. 7(a) weisen die Widerstände 102 und 109 ausreichend hohe Werte auf, um den statischen Stromverbrauch durch den Booster 700 zu unterdrücken. Das dynamische Signal wird an die jeweilige Basis der Transistoren 104 und 111 über die Kondensatoren 103 und 110 angelegt. Nicht wie bei dem Booster 700 der vorliegenden Erfindung werden daher die Transistoren 104 und 111 ausreichend aktiv, selbst wenn die Amplitude des Ausgangssignals des Differenzverstärkers 999, der mit dem Eingangsanschluß IN verbunden ist, klein ist. Daher verliert der Differenzverstärker 999 seine Hochgeschwindigkeitsleistungsfähigkeit nicht.

Fig. 7(b) stellt eine zweite Ausführungsform der vorliegenden Erfindung dar. Um die Basisvorspannungen des ersten Transistors 104 und des zweiten Transistors 111 zu stabilisieren, sind Widerstände 105 und 112 zwischen der Basis des ersten Transistors 104 und der ersten Leistungsversorgungsquellenleitung H&sub1; sowie zwischen der Basis des zweiten Transistors 111 und der zweiten Leistungsversorgungsquellenleitung L1 eingefügt. Mit dem Aufbau von Fig. 7(b), wie unter Bezugnahme auf Fig. 6(b) beschrieben, wird das an die Basis der Transistoren 104 und 111 angelegte Signal über die Widerstände 102 und 109 geteilt. Da jedoch die dynamischen Signale über die Kondensatoren 103 und 110 übertragen werden, kann dies so betrachtet werden, daß lediglich die statischen Signale geteilt werden. Im Fall der vorliegenden Erfindung ist nahezu kein Ausgangsstrom unter der statischen Bedingung erforderlich. Selbst wenn das statische Signal geteilt wird, ändert sich daher das Ausgangssignal des Differenzverstärkers 999 nicht wesentlich, womit der statische Zustand aufrechterhalten wird und der Differenzverstärker seine Leistungsfähigkeit nicht verliert.

In der ersten und der zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung liegt das Merkmal darin, daß der Ausgangsanschluß des Differenzverstärkers 999 mit der jeweiligen Basis der Transistoren über eine Parallelschaltung eines Widerstands und eines Kondensators verbunden ist. Aufgrund der Einfachheit des Aufbaus kann jedoch der Schaltkreis der vorliegenden Erfindung mit einem Schaltkreisaufbau verwechselt werden, der vordem vorgeschlagen wurde, wie in Fig. 8(a) gezeigt. Der Aufbau von Fig. 8(a) wird hauptsächlich für einen Impulsverstärkerschaltkreis verwendet. Ein Widerstand, der in die Basis des Transistors eingefügt ist, stellt einen basisstrombegrenzenden Widerstand dar, der verhindert, daß die Antwortgeschwindigkeit durch den Basisladungsanhäufungseffekt, der für den bipolaren Transistor spezifisch ist, verringert wird. Im Grunde wird über diesen Widerstand ein Signal mit einer ausreichend hohen Amplitude angelegt. In diesem Fall ist der Signalverlauf an dem Basisanschluß aufgrund dieses strombegrenzenden Widerstands und einer parasitären Kapazität an dem Basisanschluß des Transistors verzerrt, und der Ausgangssignalverlauf ist verzerrt. Die Verzerrung wird jedoch durch einen Kondensator korrigiert, der allgemein als Beschleunigungskondensator bezeichnet wird und parallel zu dem strombegrenzenden Widerstand eingefügt ist. Die Rolle dieses Kondensators besteht darin, die Anstiegszeit und die Unterbrechungszeit des Impulsverlaufs steil zu machen. Das heißt, der strombegrenzende Widerstand überträgt im Grunde dynamische Signale, spannt jedoch den Transistor nicht Vor, und der Kondensator besitzt eine Funktion zum Kompensieren einer Verzerrung der Verläufe dynamischer Signale, die durch den strombegrenzenden Widerstand übertragen werden. Im Fall der vorliegenden Erfindung dienen andererseits die in Fig. 7(a) gezeigten Widerstände 102 und 109 zum Vorspannen der Transistoren 104 und 111, übertragen jedoch keine dynamischen Signale. Die dynamischen Signale werden durch die Kondensato ren 103 und 110 übertragen. Daher sind, wenngleich der Schaltkreis von Fig. 8(a) vom Aufbau her dem Schaltkreis der vorliegenden Erfindung ähnelt, ihre Funktionen und technischen Ideen insgesamt voneinander verschieden.

Im allgemeinen braucht: des weiteren der Schaltkreisaufbau von Fig. 7(a) für einen herkömmlichen Differenzverstärkerschaltkreis, der einen Rückkopplungsschaltkreis aufweist, nicht verwendet zu werden. Das heißt, der Pufferschaltkreis von Fig. 8(b) ist in einer solchen Weise aufgebaut, daß das Ausgangssignal des Differenzverstärkers an einen Inversionsverstärker 801 angelegt wird, das Ausgangssignal des Inversionsverstärkers 801 zu dem positiven Eingangsanschluß des Differenzverstärkers zurückgeführt wird und ein Signal an den negativen Eingangsanschluß des Differenzverstärkers angelegt wird. In diesem Aufbau ändert dann der Differenzverstärker seinen eigenen Ausgangssignalverlauf, wenn der Signalverlauf in dem Inversionsverstärker 801 verzerrt wird und wenn der Ausgangssignalverlauf des Inversionsverstärkers 801 von dem Signalverlauf verschieden wird, der an den negativen Eingangsanschluß des Differenzverstärkers angelegt ist, um den Unterschied in den Signalverläufen zu eliminieren. Daher braucht der Differenzverstärkerschaltkreis, der einen Rückkopplungsschaltkreis aufweist, nicht notwendigerweise den Beschleunigungskondensator, der in dem Aufbau von Fig. 8(a) gezeigt ist. Somit ist der Differenzverstärkerschaltkreis der vorliegenden Erfindung ein neuartiger mit Vorspannungsmitteln, die mit dem Eingangsanschluß des Boosters verbunden sind, und einem Kopplungskondensator, der mit dem Eingangsanschluß verbunden ist.

Die Fig. 9(a) und 8(b) stellen eine dritte und eine vierte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung dar. In den Fig. 9(a) und 9(b) bezeichnen die gleichen Bezugszeichen die gleichen Aufbaukomponenten wie jene der ersten und der zweiten Ausführungsform, die in den Fig. 7(a) und 7(b) gezeigt sind. In Fig. 9 sind Dioden 101 und 108 seriell zu den Widerständen 102 und 109 eingefügt, die in Fig. 7 gezeigt sind. Die Dioden arbeiten, wie nachstehend beschrieben. In Fig. 7 werden die dynamischen Signale über die Kondensatoren 103 und 110 an die Basisanschlüsse der Transistoren 104 und 111 angelegt, und die elektrischen Ladungen häufen sich in den Kondensatoren 103 und 110 an, wenn die Basisströme durch die Kondensatoren 103 und 110 fließen. Die elektrischen Ladungen werden über die Widerstände 102 und 109 entladen. Hierbei werden jedoch die elektrischen Ladungen nicht vollständig entladen, wenn Zeitkonstanten, die durch die Kondensatoren 103, 110 und die Widerstände 102, 109 festgelegt sind, größer als die Periode von dynamischen Signalen sind, d. h. die in den Kondensatoren 103 und 110 angehäuften elektrischen Ladungen nehmen im Verlauf der Zeit zu, und Vorspannungspotentiale an den Basen der Transistoren 104 und 111 erfahren graduell eine Änderung. Die Werte der Kondensatoren 103 und 110 können von dem Standpunkt her, daß es möglich sein soll, daß ein ausreichend hoher Basisstrom zu den Transistoren fließt, nicht viel verkleinert werden, und genauso können die Werte der Widerstände 102 und 109 von dem Standpunkt her, daß der statische Stromverbrauch unterdrückt wird, nicht viel verkleinert werden.

Sind die Dioden 101 und 108 eingefügt, wie in Fig. 9 gezeigt, kann als Folge die Höhe des Spannungsabfalls über die Widerstände 102 und 109 hinweg um die Schwellenspannung der Dioden vermindert werden. Daher können die Werte der Widerstände 102 und 109 ohne eine Erhöhung des statischen Stromverbrauchs verringert werden, und somit kann die Zeitkonstante für die Entladung verkleinert werden, um das oben erwähnte Problem zu lösen.

Fig. 10 ist ein Schaltbild, das eine fünfte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt, wobei der Eingangsan schluß IN über einen Widerstand 102 mit den Enden eines Widerstands 105 und einer Diode 101 verbunden ist, über einen Kondensator 103 mit dem anderen Ende der Diode 101 und mit dem Basisanschluß eines pnp-Transistors 104 verbunden ist, welcher der erste Transistor ist, und des weiteren über einen Widerstand 109 mit den Enden eines Widerstands 112 und einer Diode 108 sowie über einen Kondensator 110 mit dem anderen Ende der Diode 108 und mit dem Basisanschluß eines npn- Transistors 111 verbunden ist, welcher der zweite Transistor ist. Das andere Ende des Widerstands 105 und der Emitteranschluß des pnp-Transistors 104 sind mit der ersten Leistungsversorgungsquellenleitung H1 verbunden, und das andere Ende des Widerstands 112 sowie der Emitteranschluß des zweiten npn-Transistors 111 sind mit der zweiten Leistungsversorgungsquellenleitung L1 verbunden. Der Kollektor des ersten pnp-Transistors 104 und der Kollektor des zweiten npn- Transistors 111 sind miteinander verbunden, um einen Ausgangsanschluß zu bilden.

Der Unterschied zwischen dem Vorspannungsverfahren von Fig. 10 und dem Vorspannungsverfahren von Fig. 9(b) wird unter Bezugnahme auf Fig. 11 beschrieben. Der Schaltkreis von Fig. 9(b) ist teilweise in Fig. 11(a) gezeichnet. Es werden einige Voraussetzungen bereitgestellt, um den Vergleich konkret zu machen. Zum Beispiel wird angenommen, daß unter statischen Betriebsbedingungen das Potential der ersten Leistungsversorgungsquellenleitung H&sub1; 20 V beträgt und das Potential an dem Eingangsanschluß des Boosters 0 V beträgt. Es wird des weiteren angenommen, daß der Basisstrom des Transistors 104 unter einer Bedingung, bei der die Spannung über die Basis und den Emitter hinweg 0,5 V beträgt, sehr klein ist und daß die Diode eine Schwellenspannung von 19 V aufweist. Wenn das Potential an dem Basisanschluß des Transistors 104 unter der Bedingung dieser Voraussetzung auf 19,5 V gesetzt wird, kann der Basisstrom des Transistors 104 vernachlässigt werden. Da her fließt der Strom Ix einfach von dem Potential von 20 V in Richtung des Potentials von 0 V über den Widerstand 105, die Diode 101 und den Widerstand 102. Zu diesem Zeitpunkt beträgt die über beide Anschlüsse des Widerstands 105 hinweg angelegte Spannung 0,5 V, und die Schwellenspannung der Diode beträgt 19 V. Daher wird die über beide Anschlüsse des Widerstands 102 hinweg angelegte Spannung 0,5 V. Da durch diese zwei Widerstände ein gleicher Strom Ix fließt, sind ihre Widerstandswerte auch einander gleich. In diesem Fall wird das an den Eingangsanschluß des Boosters angelegte Signal auf die Hälfte an dem Basisende des Transistors 104 geteilt.

Fig. 11(b) ist ein Diagramm, das einen Teil von Fig. 10(a) zeigt, und wird hier basierend auf der gleichen Voraussetzung wie jener von Fig. 11(a) betrachtet. Wenn das Potential an dem Basisanschluß des Transistors 104 auf 19,5 V gesetzt ist, fließt der Strom Ix von 20 V in Richtung 0 V über den Widerstand 105 und den Widerstand 102. Eine Spannung von 19,5 V wird über beide Anschlüsse des Widerstands 105 hinweg angelegt, und eine Spannung von 0,5 V wird über beide Anschlüsse des Widerstands 102 hinweg angelegt, während ein gleicher Strom durch diese Widerstände fließt. Daher sollte der Widerstandswert 105 39 Mal größer als der Widerstandswert 102 sein. In diesem Fall wird das an den Eingangsanschluß des Boosters angelegte Signal in 39/40 an dem Basisanschluß des Transistors 104 geteilt.

Im Vergleich zu dem Verfahren von Fig. 9(b) zeigt das Verfahren von Fig. 10 ein verbessertes Signalspannungs-Teilungsverhältnis durch die Widerstände, was jedoch nicht so bedeutungsvoll ist, solange es die Übertragung von spitzenförmigen dynamischen Signalen betrifft. Dies liegt daran, daß die dynamischen Signale nicht durch die Widerstände 102 und 109 übertragen werden, sondern durch die Kondensatoren 103 und 110 übertragen werden, wie weiter oben erwähnt. Die Sensiti vität hinsichtlich einer Fluktuation des statischen Potentials ist jedoch deutlich verbessert, und die Stabilität der Rückkopplung ist beträchtlich verbessert.

Fig. 12 ist ein Schaltbild, das eine sechste Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zur Stabilisierung des statischen Stromverbrauchs darstellt, die eine Verbesserung der in Fig. 10 gezeigten, fünften Ausführungsform ist und selbstverständlich auf die zuvor erwähnte erste bis vierte Ausführungsform angepaßt werden kann. In Fig. 12 ist eine Parallelschaltung aus einem Widerstand 106 und einem Kondensator 107 zwischen dem Emitter des ersten. Transistors 104 und der ersten Leistungsversorgungsquelienleitung 106 eingefügt, und eine Parallelschaltung aus einem Widerstand 113 und einem Kondensator 114 ist zwischen dem Emitter des zweiten Transistors 111 und der zweiten Leistungsversorgungsquellenleitung eingefügt.

In dem Aufbau von Fig. 12 wird zum Beispiel die statische Vorspannungsbedingung für den ersten Transistor 104 gegenüber einer Schwankung der den Schaltkreis bildenden Elemente wegen der negativen Rückkopplungswirkung stabilisiert, die von dem Spannungsabfall herrührt, wenn ein Strom durch den Widerstand 106 fließt. Andererseits fließen Ströme durch die Kondensatoren 107 und 114 in Reaktion auf spitzenförmige dynamische Eingangssignale, und ein ausreichend hoher Ausgangsstrom kann erzielt werden. Da jedoch die Widerstände 102 und 109 kleinere Werte aufweisen dürfen, können die Entladungszeitkonstanten der Kondensatoren 103 und 110 weiter verkleinert werden.

Im allgemeinen benötigt eine Flüssigkristallanzeigevorrichtung eine Mehrzahl von Spannungen, von denen einige aus einer Hauptspannungsquelle durch Spannungswandler mit relativ kleinen Ausgangskapazitäten erhalten werden. In der ersten bis sechsten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung erfahren die Potentiale der Leistungsversorgungsquellenleitungen H&sub1; und L1 eine Änderung, die das dynamische Ausgangssignal des Boosters begleitet, wenn die Leistungsversorgungsquellenleitungen H&sub1; und L1 nicht ausreichend hohe Ausgangskapazitäten aufweisen. Wenn die Leistungsversorgungsquellenleitungen H&sub1; und L1 mit dem Spannungsschaltkreis zum Treiben des Flüssigkristalls verbunden sind, erfährt die Spannung zum Treiben des Flüssigkristalls eine Änderung, um den angezeigten Zustand zu beeinflussen. Fig. 1 stellt eine siebte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung dar, die diesen Punkt löst und eine Verbesserung gegenüber der vierten Ausführungsform von Fig. 9(b) darstellt. Selbstverständlich kann diese Ausführungsform auf jegliche andere Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung angepaßt werden.

In Fig. 1 ist ein Booster 100 in der gleichen Weise wie die vierte Ausführungsform von Fig. 9(b) aufgebaut, mit Ausnahme der Kondensatoren 107, 114 und der Widerstände 106, 113. Das heißt, der Emitter des Transistors 104 ist mit der ersten Leistungsversorgungsquellenleitung H&sub1; über den Widerstand 106 verbunden und ist über den Kondensator 107 mit einer dritten Leistungsversorgungsquellenleitung verbunden, die sich von der ersten und der zweiten Leistungsversorgungsquellenleitung unterscheidet. Der Emitter des zweiten Transistors 111 ist mit der zweiten Leistungsversorgungsquellenleitung über den Widerstand 113 verbunden und ist über den Kondensator 114 mit einer vierten Leistungsversorgungsqeullenleitung verbunden, die sich von der ersten und der zweiten Leistungsversorgungsquellenleitung unterscheidet. Nach Bedarf ist des weiteren ein Oszillationsverhinderungsschaltkreis in Fig. 1 vorgesehen, der aus einem Kondensator 115 und einem Widerstand 116 besteht. Der Oszillationsverhinderungsschaltkreis kann auch in allen anderen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung vorgesehen werden.

Gemäß der siebten Ausführungsform von Fig. 1 fließen momentane und hohe Ströme, die in die Ausgangsanschlüsse des Boosters 100 hinein oder aus diesen heraus fließen, in die Leistungsversorgungsquellenleitungen, die sich von der ersten und der zweiten Leistungsversorgungsquellenleitung unterscheiden, über die Kondensatoren 114 und 107 hinein oder aus diesen heraus. Daher ändern sich Spannungen auf der ersten und der zweiten Leistungsversorgungsquellenleitung H1 und L1 nicht wirklich, wenngleich die Emitterpotentiale des pnp- Transistors 104, welcher der erste Transistor ist, und des npn-Transistors 111, welcher der zweite Transistor ist, eine Änderung erfahren. Änderungen der Emitterpotentiale des pnp- Transistors 104, welcher der erste Transistor ist, und des npn-Transistors 111, welcher der zweite Transistor ist, werden wiederhergestellt, wenn Ströme über die Widerstände 106 und 113 in die erste und die zweite Leistungsversorgungsleitung H1 und L1 hineinfließen oder aus diesen herausfließen. Demgemäß fließen hohe Ströme nicht plötzlich in die erste und die zweite Leistungsversorgungsquellenleitung H1 und L1 hinein oder aus diesen heraus, und die Potentiale der ersten und der zweiten Leistungsversorgungsquellenleitung H1 und L1 bleiben stabil, ohne irgendein Problem aufzuwerfen, selbst wenn sie als eine Spannungsquelle zum Ansteuern von Flüssigkristallen verwendet werden.

In der obigen Ausführungsform können die dritte und vierte Leistungsversorgungsquelle zum Beispiel 6ND sein und folglich gemeinsam verwendet werden.

Fig. 13 stellt eine achte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung dar, die eine weitere Verbesserung gegenüber jener von Fig. 1 ist. In Fig. 13 sind die Widerstände 106 und 113 von Fig. 1 durch Konstantstromquellen 117 und 118 ersetzt. Mit diesem Aufbau ist der statische Stromverbrauch klar durch die Konstantstromquellen begrenzt. Außerdem fließen konstante Ladeströme in die Kondensatoren 107 und 114 zu dem Zeitpunkt, zu dem sich diese von dem entladenen Zustand erholen, was es ermöglicht, die Erholungszeit zu verkürzen und den Betrieb zu stabilisieren. Die Verbesserung von Fig. 13 kann auf alle anderen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung ausgelegt werden. Hierbei wird jedoch der Betrieb stabilisiert, wenn die Widerstände 105 und 112 vorgesehen sind.

Fig. 14 stellt ein Beispiel dar, bei dem der Booster der vorliegenden Erfindung an den Aufbau von Fig. 2 angepaßt ist und wobei der Ausgangsanschluß OUT des Differenzverstärkers 200 mit einem Eingangsanschluß IN eines Boosters 888 der vorliegenden Erfindung verbunden ist und ein Ausgangsanschluß OUT des Boosters 888 mit einem positiven Eingangsanschluß des Differenzverstärkers 200 verbunden ist. Aufgrund der invertierten Verstärkung des Boosters 888 sind der positive und der negative Eingangsanschluß des Differenzverstärkers 200 sämtlich gegensätzlich zu dem Fall von Fig. 2 verbunden. Die Betriebsweise dieses Aufbaus wird unter Bezugnahme auf den Fall beschrieben, in dem die in Fig. 1 gezeigte neunte Ausführungsform an den obigen Booster 888 angepaßt ist. Wenn die Ströme IH und IL nicht fließen, wird die Ausgangsspannung VM auf (EA+EB)/2 festgehalten. Unter dieser Bedingung ist kein Ausgangsstrom erforderlich. Durch geeignetes Wählen der Werte der Widerstände 102, 105, 106, 109, 112 und 113 kann daher der Strom, der von dem Booster 888 verbraucht wird, auf einer sehr kleinen Wert eingestellt werden. Als nächstes nimmt die Spannung an dem Eingangsanschluß des Boosters 888 zu, wenn der Strom IH fließt, d. h. diese Änderung wird auf den Basisanschluß des pnp-Transistors 104, welcher der erste Transistor ist, und auf den Basisanschluß des npn-Transistors 111, welcher der zweite Transistor ist, über die Kondensatoren 103 und 110 übertragen. Als ein Ergebnis nimmt das Basispotential des pnp-Transistors 104 zu, welcher der erste Transistor ist, um den pnp-Transistor 104 selbst, welcher der er ste Transistor ist, in der Ausschaltrichtung zu treiben, und das Basispotential des npn-Transistors 111, welcher der zweite Transistor ist, nimmt zu, um den npn-Transistor 111 selbst, welcher der zweite Transistor ist, in der Einschaltrichtung zu treiben. Zu diesem Zeitpunkt fließt der Basisstrom über den Kondensator 110 in den zweiten npn-Transistor 111, was es möglich macht, selbst für eine sehr kleine Änderung des Eingangssignals einen ausreichend hohen Wert zu erhalten. In diesem Fall fließt ein momentaner und hoher Strom, der in den Emitter des npn-Transistors 111 hineinfließt, hauptsächlich in den Kondensator 114 hinein, und nur ein sehr kleiner Strom fließt in die Leistungsversorgungsquellenleitung L1 hinein.

Wenn der Strom IH nicht mehr fließt und das Ausgangssignal des Differenzverstärkers 200 zu einem statisch stabilisierten Zustand zurückkehrt, wird das Ausgangspotential des Boosters 100 wieder (EA+EB)/2, und die in dem Kondensator 114 gespeicherte elektrische Ladung entlädt sich allmählich über den Widerstand 113 in die Leistungsversorgungsquellenleitung L1 und kehrt zum Anfangszustand zurück. Wenn der Strom IL fließt, wird mit dem pnp-Transistor als Mittelpunkt ein Vorgang ausgeführt, der dem oben erwähnten ähnlich ist. Diese Betriebsweise ist leicht verständlich und wird daher hier nicht beschrieben. In diesem Fall wird jedoch der npn-Transistor, welcher der zweite Transistor ist, in der Ausschaltrichtung getrieben. Daher besteht der Strom, der in den Widerstand 113 fließt, nur aus dem Entladestrom des Kondensators 114, d. h. die Entladung wird beschleunigt.

Der Booster gemäß der vorliegenden Erfindung weist einen ausreichend hohen Spannungsverstärkungsfaktor und einen ausreichend hohen Stromverstärkungsfaktor für die dynamischen Signale auf. Daher kann die Betriebsweise des Differenzverstärkers 200 in einem kleinen Verstärkungsbereich begrenzt werden. Der Differenzverstärker 200 braucht nur eine sehr kleine Last zu tragen und verliert die Hochgeschwindigkeitsleistungsfähigkeit nicht. Dies bedeutet mit anderen Worten, daß der Differenzverstärker 200 trotz seines sehr einfachen Aufbaus ausreichend in die praktische Verwendung umgesetzt werden kann, indem er mit dem Booster der vorliegenden Erfindung kombiniert wird.

Das heißt, der Differenzverstärkerschaltkreis gemäß der vorliegenden Erfindung ist dazu geeignet, als Schaltkreis zum Treiben einer kapazitiven Last verwendet zu werden.

Fig. 15 stellt eine andere Ausführungsform der vorliegenden Erfindung dar, die basierend auf der oben erwähnten Idee aufgebaut ist und bei der ein Ausgangsanschluß eines äußerst einfach aufgebauten Differenzverstärkers 151, der an eine fünfte und eine sechste Leistungsversorgungsquellenleitung H2 und L2 angeschlossen ist, mit einem Eingangsanschluß eines Puffers 152 verbunden ist, der an eine siebte und eine achte Leistungsversorgungsquellenleitung H3 und L3 angeschlossen ist, und ein Ausgangsanschluß des Puffers 152 mit dem Eingangsanschluß IN des Booster-Schaltkreises 888 verbunden ist. Die Potentiale der Leistungsversorgungsquellenleitungen H1, H2, H3, L1, L2 und L3 können gleich sein oder sich voneinander unterscheiden. In dieser Ausführungsform ist H3 = 5 V, L3 - -5 V, H1 und H2 = 20 V, L1 und L2 = -20 V, und ±20 V wird von einer Spannungsquelle gewonnen, die beginnend von 5 V ansteigt, um sehr zufriedenstellende Resultate zu erzielen.

Fig. 15 zeigt eine Verbindung zwischen dem Differenzverstärker 151, dem Puffer 152 und dem Booster 888. Der Schaltkreis von Fig. 15 als Ganzes kann als ein neuartiger Differenzverstärker 153 betrachtet werden. Vom Standpunkt präziser Charakteristika kann dieser neuartige Differenzverstärker 153 sogenannten Operationsverstärkern unterlegen sein, die auf den Markt gebracht wurden. Der Differenzverstärker 153 erfüllt jedoch die zuvor erwähnten Bedingungen (A) bis (G) ausreichend, die für den Differenzverstärker erforderlich sind, der von der vorliegenden Erfindung vorgesehen ist, und ist vom Aufbau her einfach und kann daher mit viel geringeren Kosten gefertigt werden als die Hochgeschwindigkeits-Differenzverstärker, die gegenwärtig auf dem Markt sind. Außerdem kann der Schaltkreis mit Ausnahme der Kondensatoren hoher Kapazität ohne weiteres in einer integrierten Form hergestellt werden.

Der in Fig. 15 gezeigte Differenzverstärker 153 gemäß der vorliegenden Erfindung weist ausgezeichnete Wirkungen auf, wenn er an einen herkömmlichen Differenzverstärker als Puffer für eine Leistungsversorgungsquelle zum Treiben einer Flüssigkristallanzeigevorrichtung angepaßt ist, wie in Fig. 17 gezeigt.

Gemäß diesem Schaltkreis werden Potentiale von V1 bis V5, die durch einen Widerstandsleiter-Schaltkreis erzielt werden, der zwischen die Potentiale Vh und V0 eingeschleift ist, durch Verwenden von neuartigen Differenzverstärkern 153 der vorliegenden Erfindung leistungsverstärkt. Mit diesem Schaltkreis ändert sich das Ausgangspotential trotz des Flusses eines hohen spitzenförmigen Stroms sehr wenig, wenn die Flüssigkristalle angesteuert werden, und der Verbrauch an elektrischer Leistung ist gering.

In der vorstehenden Beschreibung sind die Transistoren, die verwendet werden, sämtlich bipolare Transistoren. Es ist jedoch auch möglich, daß einige oder alle der Transistoren Feldeffekttransistoren sind. Fig. 16 stellt eine Ausführungsform dar, bei welcher der Differenzverstärkerschaltkreis gemäß der vorliegenden Erfindung unter Verwendung von Feldeffekttransistoren aufgebaut ist.

In Fig. 16 ist der Ausgangsanschluß des Differenzverstärkers 999 mit dem Eingangsanschluß des Boosters 161 verbunden, und dieser Eingangsanschluß ist mit dem Gate-Anschluß eines p- Kanal-Feldeffekttransistors 162 über eine Parallelschaltung verbunden, die aus einem Widerstand 102 und einem Kondensator 103 besteht, und ist des weiteren mit einem Ende eines Widerstands 105 verbunden.

Der Source = Anschluß des p-Kanal-Feldeffekttransistors 162 ist mit der Leistungsversorgungsquellenleitung H&sub1; über eine Parallelschaltung verbunden, die aus einem Widerstand 106 und einem Kondensator 107 besteht, und das andere Ende des Widerstands 105 ist mit der Leistungsversorgungsquellenleitung H&sub1; verbunden.

Der Substratanschluß des p-Kanal-Feldeffekttransistors 162 ist entweder mit dem Source-Anschluß oder direkt mit der Leistungsversorgungsquellenleitung H&sub1; verbunden.

Der Eingangsanschluß ist des weiteren mit dem Gate-Anschluß eines n-Kanal-Feldeffekttransistors 163 über eine Parallelschaltung verbunden, die aus einem Widerstand 109 und einem Kondensator 110 besteht, und ist mit einem Ende eines Widerstands 112 verbunden. Der Source-Anschluß des n-Kanal-Feldeffekttransistors 163 ist mit der Leistungsversorgungsquellenleitung L1 über eine Parallelschaltung verbunden, die aus einem Widerstand 113 und einem Kondensator 114 besteht, und das andere Ende des Widerstands 112 ist mit der Leistungsversorgungsquellenleitung L1 verbunden.

Als ein Ergebnis gibt es keine Notwendigkeit für eine Verringerung der Entladungszeitkonstante durch Verwenden der Diode, d. h. die Diode kann weggelassen werden.

Fig. 18 stellt eine elfte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung dar, die sich auf eine Verbesserung des Differenzverstärkers bezieht, der in der vorliegenden Erfindung verwendet wird. Wie früher erwähnt, sind ein Hochgeschwindigkeitsbetrieb, eine große Amplitude und eine relativ hohe Stromabgabe für den Differenzverstärker erforderlich, der für die vorliegende Erfindung verwendet wird. Diese Leistungsfähigkeit ist jedoch nur für eine kurze Zeitspanne erforderlich, in der ein spitzenförmiger Strom in die kapazitive Last fließt, und während der meisten Zeit ist ein derartiger Ausgangsstrom nicht erforderlich. Daher ist der Differenzverstärker anders als übliche Verstärker aufgebaut.

In Fig. 18 besitzt ein Eingangsstufen-Differenzverstärker 331, der von Leistungsversorgungsquellen +E1 und -E1 gespeist wird, zwei Eingangsanschlüsse A und B, und sein Ausgangssignal wird an einen Puffer 332 angelegt, der von Leistungsversorgungsquellen +E2 und -E2 gespeist wird. Das Ausgangssignal des Puffers 332 wird an einen neuartigen Endstufen- Verstärker 333 angelegt, der wie nachstehend beschrieben aufgebaut ist. Der Eingangsanschluß des Endstufen-Verstärkers 333 ist über eine Parallelschaltung, die aus einem Kondensator 336 und einer Reihenschaltung aus einer Zener-Diode 334 und einem Widerstand 335 besteht, mit dem Basisanschluß eines pnp-Transistors 337 verbunden, und der Basisanschluß des pnp- Transistors 337 ist über einen Widerstand 338 mit der Leistungsversorgungsquelle +E3 verbunden. Der Emitteranschluß des pnp-Transistors 337 ist über eine Parallelschaltung, die aus einem Widerstand 339 und einem Kondensator 340 besteht, mit der Leistungsversorgungsquelle +E3 verbunden. Der Eingangsanschluß des Endstufen-Verstärkers 333 ist des weiteren über eine Parallelschaltung, die aus einem Kondensator 343 und einer Reihenschaltung aus einer Zener-Diode 341 und einem Widerstand 342 besteht, mit dem Basisanschluß eines npn- Transistors 344 verbunden, und der Basisanschluß des npn- Transistors 344 ist über einen Widerstand 345 mit der Leistungsversorgungsquelle -E3 verbunden. Der Emitteranschluß des npn-Transistors 344 ist über eine Parallelschaltung, die aus einem Widerstand 346 und einem Kondensator 347 besteht, mit der Leistungsversorgungsquelle -E3 verbunden. Der Kollektor des pnp-Transistors 337 und der Kollektor des npn-Transistors 344 sind miteinander verbunden, um einen Endausgangsanschluß zu bilden, der mit dem Eingangsanschluß des Endstufen-Verstärkers 333 über einen Widerstand 349 und einen Kondensator 348 verbunden ist.

Der Eingangsstufen-Differenzverstärker 331 und der Puffer 332 sind in einer herkömmlichen Weise aufgebaut, und mit ihnen verbunden ist der Differenzverstärker der vorliegenden Erfindung. Wie vorstehend beschrieben, ist der Schaltkreis des Differenzverstärkers der vorliegenden Erfindung symmetrisch in der Aufwärts- und Abwärtsrichtung aufgebaut. Daher wird lediglich die obere Hälfte nachstehend beschrieben. Die Zener-Diode 334, der Widerstand 335 und der Widerstand 338 legen ein statisches Potential an dem Basisanschluß des pnp- Transistors 337 fest, welcher der erste Transistor ist. Der in den Emitteranschluß des pnp-Transistors 337 eingefügte Widerstand 339 weist eine negative Rückkopplungsfunktion auf. Durch geeignetes Wählen des statischen Potentials an dem Basisanschluß und des Wertes des Widerstands 339 kann daher ein statischer Strom, der in den Kollektor des pnp-Transistors 337 hineinfließt, auf einen sehr kleinen Wert eingestellt werden.

Wenn das Eingangssignal in den Endstufen-Verstärker 333 abfällt, wird diese Änderung der Spannung zu dem Basisanschluß des pnp-Transistors 337 über den Kondensator 336 übertragen. Da der Emitteranschluß des pnp-Transistors 337 über den Kondensator 340 mit +E3 verbunden ist, wirkt die negative Rückkopplungsfunktion des Widerstands 339 nicht in Reaktion auf eine schnelle Änderung des Basispotentials, und ein hoher Strom fließt über den Kondensator 340 in Reaktion auf eine Änderung des Basispotentials in den Kollektor hinein. Wenn eine Änderung des Basispotentials innerhalb einer kurzen Zeitspanne stattfindet, ändert sich das Potential an dem Emitteranschluß des pnp-Transistors 337 nur wenig, und wenn sich das Potential an dem Basisanschluß intermittierend ändert, wird der Kondensator 340 über den Widerstand 339 wieder geladen, bis sich das Basispotential ein nächstes Mal ändert und der anfängliche statische Zustand wiederhergestellt ist. Wenn das Eingangssignal in den Endstufen-Verstärker 333 ansteigt, wird der pnp-Transistor 337 abgeschaltet, und der Strom, der durch den Widerstand 339 fließt, wird insgesamt zum erneuten Laden des Kondensators 340 verwendet.

Der Kondensator 348 und der Widerstand 349 bilden einen Schaltkreis mit negativer Rückkopplung zur Verhinderung einer Selbst-Oszillation, der fallabhängig weggelassen werden kann. Die Kondensatoren 340 und 347 können geerdet sein, statt mit +E3 und -E3 verbunden zu sein. Die Zener-Dioden 334 und 341 können weggelassen werden. Fallabhängig können auch die Kondensatoren 336 und 343 weggelassen werden. Die Leistungsversorgungsquellen E1 , E2 und E3 können die gleiche Spannung oder unterschiedliche Spannungen aufweisen. In den Ausführungsformen war E2 5 V und E1 sowie E3 waren beide von 5 V auf 20 V angehoben, und sowohl hinsichtlich des Verbrauchs an elektrischer Leistung als auch hinsichtlich der Betriebsgeschwindigkeit wurden ganz zufriedenstellende Resultate erzielt. In Fig. 18 wurden bipolare Transistoren als aktive Elemente verwendet. Es können jedoch einige oder alle aktiven Elemente von Feldeffekttransistoren gebildet sein. Wenn die Endstufen-Transistoren 337 und 344 in dem Endstufen- Verstärker 333 durch Feldeffekttransistoren gebildet werden, werden komplementäre Feldeffekttransistoren mit einem in die Source-Elektroden derselben eingefügten Widerstandselement verwendet. Außerdem können der Eingangsstufen-Differenzverstärker 331, oder der Eingangsstufen-Differenzverstärker 331 und der Puffer 332, aus einem normalen Hochgeschwindigkeitsverstärker bestehen. In diesem Fall dient der Endstufen-Verstärker 333 als Hochgeschwindigkeits-Booster.

Wie vorstehend beschrieben, weist der Differenzverstärkerschaltkreis gemäß der vorliegenden Erfindung eine ausgezeichnete Leistungsfähigkeit bei geringen Kosten auf, wenn er als der Differenzverstärkerschaltkreis in der zuvor erwähnten japanischen Patentanmeldung Nr. 2-184147 verwendet wird, die dazu gedacht ist, den Kontrast und die Antworteigenschaften zu verbessern, während Kreuzkopplung eliminiert wird, und folglich macht er es möglich, eine Anzeigevorrichtung mit hoher Qualität bereitzustellen. Der Differenzverstärkerschaltkreis der vorliegenden Erfindung kann selbstverständlich auch für Vorrichtungen verwendet werden, die keine Anzeigevorrichtungen sind. Demgemäß ist die Verwendung der vorliegenden Erfindung in keiner Weise nur auf den Differenzverstärker beschränkt, der in der japanischen Patentanmeldung Nr. 2-184147 offenbart ist.

Gemäß der vorliegenden Erfindung sind sowohl der Aufbau des Boosters als auch des Differenzverstärkerschaltkreises, der den Booster verwendet, als Schaltkreis zum Treiben einer kapazitiven Last definiert.


Anspruch[de]

1. Flüssigkristallvorrichtung mit einem Treiberschaltkreis für eine kapazitive Last zur Verstärkung von Signalen, die beinhaltet:

einen gemeinsamen Eingangsanschluß (IN), in den die mit Strom-/Spannungsspitzen überlagerten Signale eingegeben werden;

einen gemeinsamen Ausgangsanschluß (OUT), der als Ausgang des Treiberschaltkreises für eine kapazitive Last verwendet wird;

eine erste Leistungsversorgungsquelle (H1);

eine zweite Leistungsversorgungsquelle (L1);

einen Emitter oder eine Source eines ersten Transistors (104), wobei der Emitter oder die Source mit der ersten Leistungsversorgungsleitung (H1) verbunden ist;

einen Kollektor oder eine Drain als einen Ausgang des ersten Transitors (104), der mit dem gemeinsamen Ausgangsanschluß (OUT) verbunden ist;

einen Emitter oder eine Source eines zweiten Transistors (111), wobei der Emitter oder die Source mit der zweiten Leistungsversorgungsquelle (L1) verbunden ist;

einen Kollektor oder eine Drain als einen Ausgang des zweiten Transistors (111), der mit dem gemeinsamen Ausgangsanschluß (OUT) verbunden ist;

einen ersten Kondensator (103), der zwischen einer Basis oder einem Gate des ersten Transistors (104) und dem gemeinsamen Eingangsanschluß (IN) eingeschleift ist,

einen ersten Widerstand (102), der zwischen der Basis oder dem Gate des ersten Transistors (104) und dem gemeinsamen Eingangsanschluß (IN) eingeschleift ist, einen zweiten Kondensator (110), der zwischen einer Basis oder einem Gate des zweiten Transistors (111) und dem gemeinsamen Eingangsanschluß (IN) eingeschleift ist,

einen zweiten Widerstand (109), der zwischen der Basis oder dem Gate des zweiten Transistors (111) und dem gemeinsamen Eingangsanschluß (IN) eingeschleift ist, gekennzeichnet durch

eine kapazitive Last, die mit dem gemeinsamen Ausgangsanschluß (OUT) verbunden ist,

und dadurch, daß der Schaltkreis dahingehend wirkt, daß mit Strom-/- Spannungsspitzen überlagerte Signale verstärkt werden, bei denen relativ kleine positive und negative Spitzensignale einer definierten Spannung überlagert sind, die durch eine treibende Leistungsversorgungsquelle erzeugt wird, wenn die kapazitive Last getrieben wird,

daß der erste Kondensator (103) dahingehend wirkt, daß hauptsächlich eine Seite der positiven oder negativen, mit Strom-/Spannungsspitzen überlagerten Signale übertragen wird, und der erste Transistor (104) hauptsächlich die eine Seite von positiven

oder negativen, mit Strom-/Spannungsspitzen überlagerten Signalen verstärkt und außerdem die definierte Spannung gemäß einem Wert der definierten Spannung verstärkt,

daß der zweite Kondensator (110) dahingehend wirkt, daß die andere Seite der positiven oder negativen, mit Strom-/Spannungsspitzen überlagerten Signale übertragen wird, und der zweite Transistor (111) die andere Seite der positiven oder negativen, mit Spannungsspitzen überlagerten Signale verstärkt und außerdem die definierte Spannung in Übereinstimmung mit einem Wert der definierten Spannung verstärkt,

und dadurch, daß

der Treiberschaltkreis für die kapazitive Last dahingehend wirkt, die mit Strom- /Spannungsspitzen überlagerten Signale ohne direkte Stromrückkopplung von dem gemeinsamen Ausgangsanschluß (OUT) zu dem gemeinsamen Eingangsanschluß (IN) zu verstärken.







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