PatentDe  


Dokumentenidentifikation DE69424407T2 07.12.2000
EP-Veröffentlichungsnummer 0686324
Titel EMPFÄNGER MIT REGELBAREM BANDPASSFILTER
Anmelder Philips Electronics UK Ltd., Croydon, GB;
Koninklijke Philips Electronics N.V., Eindhoven, NL
Erfinder MOORE, Anthony, Paul, East Sussex BN25 2UU, GB
Vertreter Gößmann, K., Dipl.-Ing., Pat.-Ass., 90419 Nürnberg
DE-Aktenzeichen 69424407
Vertragsstaaten DE, FR, GB
Sprache des Dokument EN
EP-Anmeldetag 13.12.1994
EP-Aktenzeichen 959015744
WO-Anmeldetag 13.12.1994
PCT-Aktenzeichen IB9400415
WO-Veröffentlichungsnummer 9519073
WO-Veröffentlichungsdatum 13.07.1995
EP-Offenlegungsdatum 13.12.1995
EP date of grant 10.05.2000
Veröffentlichungstag im Patentblatt 07.12.2000
IPC-Hauptklasse H04B 1/00

Beschreibung[de]
TECHNISCHER BEREICH

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen Funkfrequenzempfänger und insbesondere aber nicht ausschließlich auf ein einstellbares Bandbreitenfilter zum Gebrauch in einem Funkfrequenzempfänger zum Empfangen insbesondere aber nicht ausschließlich digitaler Signale.

STAND DER TECHNIK

Kommunikationsempfänger zum Empfangen digitaler Signale, beispielsweise digitalisierter Sprache, sind durchaus bekannt und haben oft eine Architektur. Wobei ein empfangenes Signal vor einer ersten Frequenzabwärtsmischstufe, die eine Zwischenfrequenz erzeugt, einem einstellbaren HF-Verstärker zugeführt wird. Die Zwischenfrequenz wird in sagen wir einem SAW-Filter gefiltert und das gefilterte wird einer anderen Frequenzabwärtsmischstufe zugeführt, in der das Zwischenfrequenzsignal nominal quadraturbezogenen Mischstufen zugeführt wird, deren Ausgangssignale tiefpassgefiltert und danach einem digitalen Signalprozessor (DSP) zugeführt werden. Fig. 1 zeigt eine typische Tiefpassfilter-Eingangs-Ausgangs-Kennlinie, wobei die Ordinate Amplitude in dB und die Abszisse Frequenz f ist. Das erwünschte Signalband ist als fw angegeben und das unerwünschte höhere Frequenzband ist als fuw angegeben. Der Störpegel des Empfängers ist durch eine horizontale gestrichelte Linie RNL angegeben. Bekanntlich braucht zum Bestimmen des einwandfreien Wertes eines digitalen Signale die Amplitude des Eingangssignals nur einige dBs über einem als minimal unterscheidbares Signal (Englisch: Minimum Distinguishable Signal = MDS) bezeichneten Pegel zu liegen. Es gibt aber beim Entwerfen von Filtern zum Behandeln von viel größeren Signalen einen Punkt, wenn das Ergebnis der Verbrauch von viel mehr Strom ist.

Wenn das den Tiefpassfiltern zugeführte Signal wesentlich höher liegt als der MDS-Pegel, wird das Filter übersteuert. Eliminierung dieses Problems könnte zu einem unerwünschten Anstieg im Stromverbrauch führen, wegen der Tatsache, dass das Filter entworfen sein soll um einen dynamischen Bereich von Eingangssignalen bewältigen zu können, der viel größer ist als unbedingt notwendig. Im Allgemeinen wird dieses Problem gelöst durch den digitalen Signalprozessor, der dem einstellbaren HF-Verstärker AVR-Signale zuführt.

Zwecks einer Stromsparung werden die Tiefpassfilter folglich im Allgemeinen entworfen zum Bewältigen eines beschränkten dynamischen Bereichs erwünschter Signale und zum Verbrauchen von wenig Strom. Es entsteht aber ein Problem, wenn starke unerwünschte Signale durch die Filter gesperrt werden sollen, da von dem digitalen Signalprozessor keine AVR angewandt wird. Die Filter müssen imstande sein, solche unerwünschte Signale linear zu bewältigen. Wenn die Filter derart entworfen sind, dass sie imstande sind starke unerwünschte Signale zu bewältigen, könnte dies zu einer wesentlichen Steigerung des Stromverbrauchs führen, so dass beispielsweise ein 141fach größerer Strom erforderlich ist zum Bewältigen eines unerwünschten Signals, das um 23 dB größer ist als der MDS-Pegel als für ein Signal unmittelbar über dem Pegel.

Solche Tiefpassfilter nicht selten spannungsbetriebene Transkonduktorfilter. Wenn aber solche Filter strombetriebene Transkonduktorfilter aufweisen, kann ein viel stärkeres, beispielsweise um 14,5 dB stärker im Falle eines Gauß-Filters bis 6 dB, Signal in dem Sperrband auftreten als in dem erwünschten Band ohne dass das Filter nicht-linear wird. Sogar mit dieser Verbesserung ist es dennoch ein Wunsch, ein noch stärkeres Signal in dem Sperrband bewältigen zu können, beispielsweise bis zu 23 dB stärker, ohne dass das Filter nicht linear wird und auch dass das Filter eine einstellbare Bandbreite Hat zum selektiven Durchlassen eines Schmalbandsignals, das beispielsweise in dem Pan-Europäischen oder GSM-zellularen Telephonsystem auftritt und eines breiteren Bandsignals, das beispielsweise in dem Digitalen Europäischen Drahtlos-Telephonsystem (DECT) auftritt.

BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG

Nach der vorliegenden Erfindung wird ein Funkfrequenzempfänger mit einer Frequenzabwärtsmischstufe geschaffen, die erste passive Filtermittel mit einer ersten Grenzfrequenz, mit einem ersten und einem zweiten Ausgang von der Frequenzabwärtsmischstufe aufweist, mit einem Verstärker mit einer ersten und einer zweiten aktiven Anordnung mit Steuerelektroden, die mit dem ersten und dem zweiten Ausgang verbunden sind, mit Stromlieferelektroden und Stromausgangselektroden, mit dritten Filtermitteln, mit Eingängen zum Empfangen von Stromausgängen von der genannten ersten und zweiten aktiven Anordnung, wobei die genannten dritten Filtermittel mit den genannten Eingängen verbundene Transkonduktormittel aufweist, wobei erste Widerstandsmittel die Stromzulieferungselektroden der ersten und der zweiten aktiven Anordnung miteinander verbinden und wobei zweite passive Filtermittel ein Widerstandselement und Schaltmittel umfassen, wodurch, wenn die Schaltmittel geschlossen werden, das Widerstandselement die ersten Widerstandsmittel überbrücken und der Verstärker eine größere Bandbreite hat als wenn die Schaltmittel offen sind.

Dadurch, dass die ersten passiven Filtermittel in der Frequenzabwärtsmischstufe und ein strombetriebenes Transkonduktorfiltermittel vorgesehen werden, wird der Pegel des Signals, das in dem Sperrband bewältigt werden kann, ohne dass das Filter in den nicht linearen Zustand gelangt, von 14,5 dB zu 23 dB gesteigert, ohne dass der Stromverbrauch zunimmt. Die Anordnung der zweiten passiven Filtermittel ermöglicht es, dass die Bandbreite des Filters selektiv eingestellt werden kann.

Die zweiten passiven Filtermittel können weiterhin eine erste Kapazität aufweisen. Das Widerstandselement kann ein zweites und drittes Widerstandsmittel mit nahezu dem gleichen Widerstandswert aufweisen, wobei jedes der zweiten und dritten Widerstandsmittel ein erstes und ein zweites Ende hat, wobei die ersten Enden mit Widerstandsenden der ersten Widerstandsmittel gekoppelt sind. Die Schaltmittel können ein erstes und ein zweites Schaltmittel aufweisen, das zwischen den zweiten Enden des zweiten und dritten Widerstandselementes bzw. den ersten Kapazitätsmitteln liegt.

Die ersten und zweiten Schaltmittel können Feldeffekttransistoren aufweisen und dadurch, dass diese zwischen den zweiten und dritten Widerstandsmitteln und den kapazitiven Mitteln vorgesehen werden, ist es möglich, die Schaltmittel unter Verwendung relativ kleiner DC-Spannungen zu betreiben und Nichtlinearität durch die Differenzen in dem Potential zwischen den ersten Schaltmitteln und dem Substrat und den zweiten Schaltmitteln und dem Substrat zu minimieren. Auch die Verwendung zweier Schaltmittel statt nur eines behält die Symmetrie der Schaltungsanordnung bei und dadurch wird die Gefahr vermieden, dass andere Nichtliniearitäten eingeführt werden. Ein Vorteil der Anordnung der zweiten passiven Filtermittel, die beim Selektieren der Signale mit einer größeren Bandbreite parallel zu den ersten Widerstandsmitteln vorgesehen werden sollen, ist, dass das Schmalbandsignal nicht in Gefahr gebracht wird, weil die zweiten und dritten Schaltmittel dann offen sind (nicht leitend) und dass es keine Nichtlinearitäten gibt.

KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNG

Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und werden im Folgenden näher beschrieben. Es zeigen:

Fig. 1 eine Graphik einer Tiefpassfilterkurve,

Fig. 2 ein Blockschaltbild eines Funkfrequenzempfängers,

Fig. 3 eine schematische Darstellung einer Misch- und Tiefpassfilteranordnung,

Fig. 4 ein schematisches Schaltbild des Spannung-zu-Strom-Wandlers 54 nach Fig. 3, wobei die Schaltereinrichtungen 72, 73 Feldeffekttransistoren aufweisen,

Fig. 5 eine schematische Darstellung einer Abwandlung des Spannung- zu-Strom-Wandlers 54 nach Fig. 3,

Fig. 6 eine ähnliche Schaltungsanordnung des strombetriebenen Transkonduktanzfilters 5. Ordnung,

Fig. 7 eine Graphik der jeweiligen einzelnen und zusammengesetzten Filterkennlinien, und

Fig. 8 eine Graphik der Rauschzahl des Spannung-zu-Strom-Wandlers als Funktion des Logarithmus des Quellenwiderstandes (Log RS) zu Frequenz (f).

In der Zeichnung werden für entsprechende Elemente dieselben Bezugszeichen verwendet.

ART UND WEISE DER AUSGESTALTUNG DER Erfindung

In Fig. 2 umfasst der Empfänger eine Antenne 10, die mit einer HF- Eingangsstufe 12 verbunden ist, die einstellbare HF-Verstärker 14, 15 und eine Mischstufe 16 aufweist, die in Kaskade miteinander verbunden sind, sowie einen ersten Ortsoszillator 18, der mit der Mischstufe 16 verbunden ist. Die Ergebnisse des Mischvorgangs werden einem Bandpassfilter 20 zugeführt, welches das gewünschte ZF- Band (i. f.) selektiert. Mit einem Ausgang des Filters 20 ist eine zweite Frequenzabwärtsmischstufe 22 gekoppelt. Die Stufe 22 umfasst einen ZF-Verstärker 24 und zwei nominal quadraturbezogene Signalstrecken I und Q, die mit Eingängen eines digitalen Signalprozessors (DSP) 26 verbunden sind. Jede der Signalstrecken I und Q umfasst eine Mischstufe 28, 29, von der ein Eingang mit einem Ausgang des Verstärkers 24 gekoppelt ist, und ein Tiefpassfilter 30, 31 mit einer einstellbaren Bandbreite, das zwischen der Mischstufe 28, 29 und dem DSP 26 vorgesehen ist. Die nominal quadraturbezogenen Signalstrecken I und Q werden in dem dargestellten Empfänger dadurch erhalten, dass den Mischstufen 28, 29 ein Ortsoszillatorsignal nominal in Quadratur zugeführt wird. Dies geschieht dadurch, dass ein Ausgang eines Orstoszillators 32 unmittelbar mit der Mischstufe 28 und mit einem nominal π/2 Phasenschieber 34 verbunden wird, von dem ein Ausgang mit der Mischstufe 29 verbunden ist. Der DSP 26 wird nicht nur zum Wiederherstellen des Signals benutzt, sondern auch zum Steuern der Verstärkung eines oder mehrerer der HF-Verstärker 14, 15, so dass die Amplitude des erwünschten Signals fw (Fig. 1) nur etwas größer ist als der MDS-Pegel. Die Wirkungsweise dieser Art von Empfänger ist allgemein bekannt und ist im Oberbegriff dieser Beschreibung kurz zusammengefasst.

Fig. 3 zeigt eine Ausführungsform einer Mischstufe 28 und eines Tiefpassfilters 30 mit einer umschaltbaren Bandbreite. Die Mischstufe 28 umfasst eine durch NPN-Transistoren 36, 37 gebildete erste emittergekoppelte Schaltung, deren Basis-Elektroden ein Eingangssignal von dem Verstärker 24 (Fig. 2) empfangen und deren Emitter-Elektroden gemeinsam mit einer Stromquelle 38 verbunden sind. Die Kollektor-Elektroden der Transistoren 36, 37 sind mit der durch Paare von NPN- Transistoren 40, 41 und 42, 43 gebildeten, zweiten bzw. dritten emittergekoppelten Schaltung verbunden. Die emittergekoppelten Elektroden der Transistorpaare 40, 41 und 42, 43 sind mit den betreffenden Kollektor-Elektroden der Transistoren 36 bzw. 37 verbunden. Die Basis-Elektroden der Transistoren 40, 43 sind ebenso wie die Basis-Elektroden der Transistoren 41, 42 miteinander verbunden. Eine Ortsoszillator (LO)-Quelle ist mit den betreffenden gegenseitigen Verbindungen verbunden. Die Kollektor-Elektroden der Transistoren 40, 42 und der Transistoren 41, 43 sind an Knotenpunkten 44 bzw. 46 miteinander verbunden. Die Knotenpunkte 44, 46 sind mittels eines durch zwischen den Knotenpunkten 44, 46 und der Speiseleitung V+ bzw. einem Überbrückungskondensator 52 verbundene Widerstandselemente 50, 51 nahezu gleichen Wertes gebildeten ersten passiven Filtermittels 48 mit einer Speiseschiene V+ verbunden.

Die teilweise gefilterten Ausgangsspannungen, die an den Knotenpunkten 44, 46 erscheinen, werden einem Nachmischverstärker zugeführt, der aus einem Spannung-zu-Strom-Wandler 54 besteht, der NPN-Transistoren 56, 58 aufweist, deren Basis-Elektroden mit den Knotenpunkten 44, 46 verbunden sind, deren Emitter- Elektroden durch eine Emitterdegenerationswiderstandseinrichtung 60 miteinander verbunden sind und mit betreffenden Stromquellen 62, 64 verbunden sind, und deren Kollektor-Elektroden mit betreffenden Eingängen 65, 67 eines nachher anhand der Fig. 6 noch näher zu beschreibenden strombetriebenen Transkonduktorfilters 66 verbunden sind.

Ein zweiter, umschaltbares passives Filtermittel 68 ist parallel zu der Widerstandseinrichtung 60 vorgesehen. Das Filtermittel umfasst zwei nahezu gleichwertige Widerstandsanordnungen 70, 71, von denen ein Ende mit den Emitter-Elektroden der Transistoren 56, 58, mit einem kapazitiven Element 74 bzw. Schaltanordnungen 72, 73 verbunden ist, die zwischen dem zweiten Ende der Widerstandsanordnungen 70, 71 und betreffenden Platten des kapazitiven Elementes verbunden sind.

Fig. 4 zeigt eine Ausführungsform, wobei die Schaltanordnungen 72, 73 Feldeffekttransistoren aufweisen, deren Gate-Elektroden mit einem Bandbreitensteuereingang 75 verbunden sind. Die Schaltanordnungen 72, 73 sind gesperrt, wenn das zweite passive Filtermittel 68 nicht funktioniert und die Gesamtschaltung sich wie ein Schmalbandfilter verhält, und sie sind leitend, in Reaktion auf ein Signal an dem Eingang 75, wenn das zweite passiven Filtermittel 68 die Widerstandsanordnung 60 überbrückt zum Liefern eines breiteren Bandbreitenfilters. Ein Vorteil einer derartigen Anordnung ist, dass Schmalbandsystem dazu neigen, dass sie relativ strenge Linearitätsanforderungen haben, und durch die Tatsache, dass die Feldeffekttransistoren für Schmalbandbetrieb gesperrt sind, wird die Gefahr des Widerstandes in leitendem Zustand dieser Transistoren die Leistung des ersten passiven Filtermittels degradiert, vermieden.

Fig. 5 ist eine Abwandlung des Spannung-zu-Strom-Wandlers 54, wobei die Spannungsquellen 62, 64 zu einer einzigen Stromquelle 63 kombiniert werden, die mit einem Mittenabgriff des Widerstandes 60 verbunden ist. Ein Vorteil der Verwendung einer einzigen Stromquelle ist, dass erzeugte Rauschanteile zurückgewiesen werden, weil es ein Gleichtaktsignal ist. Eine derartige Anordnung ist aber nicht geeignet für Niederspannungsschaltungen, weil die Gleichspannung an den betreffenden Teilen des Widerstandes 60 abfällt.

Das strombetriebene Transduktor-Tiefpassfilter 66 (Fig. 6) umfasst einen Transkonduktor 76, der als zwischen den Eingängen 65, 67 vorgesehener Widerstand ausgebildet ist, wobei eine Simulation eines LC-Filters zwei reihengeschaltete Induktivitäten 78, 79, drei kapazitive Elemente 80, 81, 82 und einen als Widerstand ausgebildeten mit den Ausgängen 85, 86 verbundenen Transkonduktor 84 aufweist.

Fig. 7 zeigt, wie das zweite, schaltbare passive Filtermittel zum Verbreitern des Frequenzgang des Filters benutzt wird. Wenn die Schalter 72, 73 geöffnet sind, ist der Frequenzgang 88 des Filters derjenige, der durch die gezogene Linie angegeben ist und wird von dem ersten passiven Filtermittel erzeugt. Der Frequenzgang ist ein Schmalbandfrequenzgang mit einer Grenzfrequenz über einer gewünschten Frequenz fa aber unterhalb der Frequenz fb des alternativen erwünschten Breitbandsignals. Das zweite, schaltbare passive Filtermittel modifiziert die den normalerweise frequenzunabhängigen Frequenzgang des Spannung-zu-Strom-Wandlers 54, so dass es den durch die gestrichelte Linie dargestellten Frequenzgang 90 aufweist. Dadurch, dass die Schaltanordnungen 72, 73 geschlossen werden, wird auf diese Weise ein strichpunktiert dargestellter Überalles-Breitbandfrequenzgang 92 erhalten. Dadurch, dass die Widerstands- und die kapazitiven Element 70, 71, 74 aus dem gleichen Material wie diejenigen hergestellt werden, die zum Gestalten der Elemente des ersten passiven Filters benutzt werden, entsprechen die Frequenzgänge einander. Die kann mathematisch dadurch dargelegt werden, dass die nachfolgenden Elemente die angegebenen Werte erhalten:

Widerstände 50, 51 = RS/2

Kondensator 52 = CS

Widerstand 60 = Rd

Widerstände 70, 71 = Rn/2

Kondensator 74 = Cn

Die Frequenz fa wird definiert durch das Produkt Q · 2(RS/2) = CSRS

Das Vorhandensein des Widerstandes, Kondensators und der Frequenzverhältnisse bestätigt, dass Übereinstimmung auftreten wird.

Wie bereits erwähnt, sind zwei Schaltanordnungen 72, 73 vorgesehen, damit Symmetrie beibehalten wird und dadurch das Einführen von Nichtlinearitäten vermieden wird. Dadurch, dass diese Anordnungen 72, 73 auf je einer Seite des kapazitiven Elementes 74 angeordnet werden, ist der Effekt von Spannungsschwankungen in Bezug aus das Substrat sehr gering oder nahezu Null. Wenn aber die Schaltelemente 72, 73 auf der anderen Seite der Widerstandselemente 70, 712 vorgesehen wären, wäre der Effekt der Spannungsschwankungen auf das Substrat viel größer, was unerwünscht ist. Wenn die Frequenz zunimmt, wird die Spannung an dem kapazitiven Element 74 geringer, wodurch die Schaltanordnungen 72, 73 näher beisammen kommen, wodurch Unterschiede in dem Einfluss des Substrats auf den Widerstand in dem leitenden Zustand kleiner werden.

In Fig. 8 ist die durch eine gezogene Linie angegebene Kurve 94 die typische Rauschkennlinie eines Verstärkers. Diese Kennlinie hat ein Minimum, das den Wert des Quellenwiderstandes Rs angibt, was die beste Rauschzahl angibt. In den in Fig. 3 dargestellten Schaltungsanordnung sieht der Spannung-zu-Strom-Wandler 54 den Ausgangswiderstand (Rs&sub2;&sub8;) der Mischstufe 28, der kleiner ist als der optimale Wert. Dies ist normalerweise der Fall und ist eine Folge der Tatsache, dass die Widerstandsanordnung 60 relativ groß ist, so dass die Linearität des Spannung-zu-Strom- Wandler 54 entsprechend ist. Der optimale Wert von Rs ist typischerweise einige Hundert kOhm. Das Arbeiten an nur einem Ende der Kennlinie hat den Vorteil, dass, wenn das zweite passive Filtermittel 68 eingeschaltet wird und bei Frequenzen über fa die Rauschkennlinie in Richtung der Ordinate verschoben wird und die Kurve 96 wird, wie diese gestrichelt dargestellt ist und für einen Quellenwiderstand Rs&sub2;&sub8; die Rauschzahl reduziert hat. Die Rauschleistung des Spannung-zu-Strom-Wandlers ist abhängig von dem netto effektiven Widerstandswert des gesamten Netzwerkes mit den Widerstandsanordnungen 60, 70, 71 und der Kapazität 74. Dadurch, dass die Schaltanordnungen 72, 73 geschlossen werden, wird der effektive Widerstand der Schaltanordnungen 72, 73 im leitenden Zustand gegenüber den Widerstandsanordnungen 60, 70, 71 und der Kapazität 74 vernachlässigbar gemacht. Die Verschiebung in der Kennlinie wird erläutert durch die Tatsache, dass bei einer Frequenz fb, von sagen wird 576 kHz, was größer ist als die Frequenz fa, von sagen wird 80 kHz, der Wert von Rn (Widerstandsanordnung 70, 71) kleiner ist als der Wert Ra (Widerstandsanordnung 60), siehe die Gleichung (1) oben für ein Verhältnis von

(fb/fa) = 576/80 = 7,2.

Auf diese Weise wird die Kurve in einer Richtung der Verringerung des Quellenwiderstandes verschoben und dadurch ist für den gleichen Wert von Rs&sub2;&sub8; die Rauschzahl niedriger. Außerdem bleibt, wenn die Amplitude des Signals an dem Ausgang der Mischstufe bei höheren Frequenzen abnimmt und die Rauschzahl besser wird, der Rauschabstand an dem Eingang zu dem Spannung-zu-Stromwandler 54 nahezu ungeändert, mit anderen Worten die Amplitude an dem Ausgang der Mischstufe und die Rauschzahl stimmen effektiv miteinander überein. In einem spezifischen Beispiel des zweiten passiven Filters ist fa = 80 kHz und fb = 576 kHz, Rd = 20 kOhm, RS = 6,6 kOhm, CS = 217 pF und Cn = 61,7 pF. Die Grenzfrequenz des strombetriebenen Transkonduktorfilters 66 kann ebenfalls auf bekannte Art und Weise von fa auf fb abgestimmt werden.

Aus der Lektüre der vorliegenden Beschreibung dürften dem Fachmann andere Abwandlungen klar werden. Solche Abwandlungen können andere Merkmale aufweisen, die bereits im Entwurf, bei der Herstellung und im Gebrauch von Funkfrequenzempfängern und Filtern derselben bekannt sind und die statt der bereits hier beschriebenen Merkmale oder zusätzliche zu denselben benutzt werden.

INDUSTRIELLE ANWENDBARKEIT

Funkempfänger, geeignet für digitale Zellular- und/oder digitale Schnurlostelephone.


Anspruch[de]

1. Funkfrequenzempfänger mit einer Frequenzabwärtsmischstufe (28), die erste passive Filtermittel (50, 51, 52) mit einer ersten Grenzfrequenz (fa), mit einem ersten und einem zweiten Ausgang (44, 46) der Frequenzabwärtsmischstufe aufweist, mit einem Verstärker (54) mit einer ersten und einer zweiten aktiven Anordnung (56, 58), wobei deren Steuerelektroden mit dem ersten und dem zweiten Ausgang, mit Stromzuliefungserelektroden und Stromausgangselektroden verbunden sind, wobei dritte Filtermittel (66) mit Eingängen (65, 67)versehen sind zum Empfangen von Stromausgängen von der genannten ersten und zweiten aktiven Anordnung, wobei die genannten dritten Filtermittel mit den genannten Eingängen verbundene Transkonduktormittel (76) aufweisen, wobei erste Widerstandsmittel (60) die Stromzulieferungselektroden der ersten und der zweiten aktiven Anordnung miteinander verbinden und wobei zweite passive Filtermittel (68) ein Widerstandselement (70, 71) und Schaltmittel (72, 73) umfassen, wodurch, wenn die Schaltmittel geschlossen werden, das Widerstandselement die ersten Widerstandsmittel parallel schalten und der Verstärker eine größere Bandbreite hat als wenn die Schaltmittel offen sind.

2. Empfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die zweiten passiven Filtermittel weiterhin eine erste Kapazität (74) aufweisen, dass das Widerstandselement zweite und dritte Widerstandselemente (70, 71) nahezu gleichen Wertes aufweisen, wobei jedes Widerstandsmittel der zweiten und dritten Widerstandsmittel ein erstes und ein zweites Ende hat, wobei die ersten Enden mit den betreffenden Enden des ersten Widerstandsmittel (60) gekoppelt sind und dass die Schaltmittel erste und zweite Schaltmittel (72, 73) aufweisen, die zwischen den zweiten Enden der zweiten und dritten Widerstandsmittel (70, 71) und den ersten Widerstandsmitteln vorgesehen sind.

3. Empfänger nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die ersten und zweiten Schaltmittel (72, 73) Feldeffekttransistoren aufweisen.

4. Empfänger nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, dass der gesamte Widerstandswert des zweiten und dritten Widerstandsmittel kleiner ist als der Widerstandswert des genannten ersten Widerstandsmittels.

5. Empfänger nach einem der Ansprüche 2 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass Stromquellen (62, 64) mit jedem der durch die ersten Enden der zweiten und dritten Widerstandsmittel und die Enden des ersten Widerstandsmittels gebildeten Knotenpunkte verbunden sind.

6. Empfänger nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass da erste Widerstandsmittel (60) einen Abgriff hat und dass eine Stromquelle (63) mit dem Abgriff verbunden ist.

7. Empfänger nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass das erste passive Filtermittel nahezu gleichwertige vierte und fünfte Widerstandsmittel (50, 51) aufweist, die zwischen dem ersten und dem zweiten Ausgang (44, 46) der Frequenzabwärtsmischstufe (28) und einer Speiseleitung vorgesehen sind und dass es ein zweites kapazitives Mittel (52) aufweist, das zu dem vierten und fünften Widerstandsmittel parallel geschaltet ist.

8. Empfänger nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass Elemente der ersten und zweiten passiven Filtermittel aus dem gleichen Material hergestellt sind.







IPC
A Täglicher Lebensbedarf
B Arbeitsverfahren; Transportieren
C Chemie; Hüttenwesen
D Textilien; Papier
E Bauwesen; Erdbohren; Bergbau
F Maschinenbau; Beleuchtung; Heizung; Waffen; Sprengen
G Physik
H Elektrotechnik

Anmelder
Datum

Patentrecherche

Patent Zeichnungen (PDF)

Copyright © 2008 Patent-De Alle Rechte vorbehalten. eMail: info@patent-de.com