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Dokumentenidentifikation DE69425704T2 12.04.2001
EP-Veröffentlichungsnummer 0631373
Titel Verfahren und Vorrichtung zur Steuerung eines Synchronousmotors mit permanenten Magneten und Hybriderregung
Anmelder Kabushiki Kaisha Meidensha, Tokio/Tokyo, JP
Erfinder Nagayama, Kazutoshi, Shinagawa-ku, Tokyo, JP;
Mizuno, Takayuki, Shinagawa-ku, Tokyo, JP;
Ashikaga, Tadashi, Shinagawa-ku, Tokyo, JP
Vertreter Manitz, Finsterwald & Partner GbR, 80538 München
DE-Aktenzeichen 69425704
Vertragsstaaten DE, FR, GB, IT, SE
Sprache des Dokument EN
EP-Anmeldetag 17.05.1994
EP-Aktenzeichen 941076242
EP-Offenlegungsdatum 28.12.1994
EP date of grant 30.08.2000
Veröffentlichungstag im Patentblatt 12.04.2001
IPC-Hauptklasse H02P 6/00
IPC-Nebenklasse H02P 5/40   

Beschreibung[de]
HINTERGRUND DER ERFINDUNG 1. Gebiet der Erfindung

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren und ein Steuersystem zum Steuern eines Permanentmagnet- Synchronmotors mit Hybriderregung der Art wie im Oberbegriff der Ansprüche 1 bzw. 7 beschrieben.

Beschreibung des Standes der Technik

Üblicherweise wurde eine Drehzahlsteuerung eines Permanentmagnet-Synchronmotors so ausgeführt, daß ein Drehstrom bzw. Dreiphasenstrom oder eine Drehspannung zum Steuern des Inverters erzeugt wird, indem die Drehzahl des Motors festgestellt und der Drehzahlbefehl durch die Rückkopplung der festgestellten Drehzahl kompensiert wird. Bei einer Drehmomentsteuerung wurde andererseits die Rückkopplung der festgestellten Drehzahl anstelle des Drehzahlbefehls zu einem Strombefehl ausgeführt. Falls ein Betrieb mit konstanter Ausgangsleistung eines solchen Motors ausgeführt wird, indem die Stromquellenspannung konstant gehalten wird, wurde als ein Verfahren zum Erweitern des verfügbaren Drehzahlbereichs des Motors durch Erhöhen der maximalen Drehzahl eine sogenannte Entmagnetisierungssteuerung vorgeschlagen, bei der ein elektrischer Strom an eine Ankerspule angelegt wird, um den Magnetfluß des Permanentmagneten auszugleichen, um eine induzierte Spannung entsprechend zu reduzieren. Fig. 36 zeigt eine aus solch einer Entmagnetisierungssteuerung erhaltene charakteristische Kurve. Ein Steuerverfahren und ein Steuersystem der oben erwähnten Art sind aus EP-A-0 176 158 bekannt.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, ein Steuerverfahren und Steuersystem eines Permanentmagnet- Synchronmotors mit Hybriderregung zu schaffen, welches Steuerverfahren und -system ermöglichen, den verfügbaren Drehzahlbereich des Motors weiter auszudehnen.

Das Motorsteuerverfahren gemäß der vorliegenden Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, daß ein elektrischer Strom und eine elektrische Spannung zum Anker so gesteuert werden, daß ein Stromverhältnis einer Längsstromkomponente und einer Querstromkomponente, welche Komponenten durch Teilen eines elektrischen Stroms zur Ankerspule bezüglich der in der Ankerspule induzierten Spannung in die Längsstromkomponente und die Querstromkomponente erhalten werden, konstant gehalten wird; dadurch, daß die Magnetflußsteuerung und/oder die Steuerung mit konstantem Stromverhältnis ausgewählt werden, um den Motor zu steuern; und dadurch, daß, wenn die Steuerung mit konstantem Stromverhältnis ausgewählt ist, das Stromverhältnis zwischen -0,3 und -1,2 konstant gehalten wird, während sich der Fluß ändert.

Das Steuersystem gemäß der vorliegenden Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, daß es ferner aufweist: ein zweites Steuermittel zum Steuern eines elektrischen Stroms und einer elektrischen Spannung zum Anker, so daß ein Stromverhältnis einer Längsstromkomponente und einer Querstromkomponente, welche Komponenten durch Teilen eines elektrischen Stroms zur Ankerspule bezüglich der in der Ankerspule induzierten Spannung in die Längsstromkomponente und die Querstromkomponente erhalten werden, zwischen -0,3 und -1,2 konstant gehalten wird, während sich der Fluß ändert; und ein Mittel zum Auswählen des ersten und/oder zweiten Steuermittels, um den Motor zu steuern.

Das oben erwähnte Dokument EP-A-0 167 158 befaßt sich nur mit der Magnetflußsteuerung.

KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

In den Zeichnungen bezeichnen gleiche Bezugsziffern gleiche Teile und Elemente in allen Figuren, in welchen:

Fig. 1 eine strukturelle Ansicht eines Permanentmagnetmotors mit Hybriderregung ist, der durch ein Steuerverfahren gemäß der vorliegenden Erfindung gesteuert wird;

Fig. 2A, 2B und 2C strukturelle Ansichten eines Rotors des Motors von Fig. 1 sind;

Fig. 3 ein perspektivische Ansicht eines Rotors des Motors von Fig. 1 ist;

Fig. 4 eine strukturelle Ansicht einer Erregungsspule des Motors von Fig. 1 ist;

Fig. 5 ein Blockdiagramm einer ersten Ausführungsform eines Motorsteuersystems eines Permanentmagnetmotors mit Hybriderregung gemäß der vorliegenden Erfindung ist;

Fig. 6 eine charakteristische Kurve zwischen einem Drehmoment und einem Wert K von Fig. 1 ist;

Fig. 7 eine charakteristische Kurve zwischen Λ und ω ist;

Fig. 8 ein Blockdiagramm einer zweiten Ausführungsform eines Motorsteuersystems gemäß der vorliegenden Erfindung ist;

Fig. 9 ein Blockdiagramm einer Schaltung zur Drehzahlsteuerung ist;

Fig. 10 ein Blockdiagramm einer dritten Ausführungsform des Motorsteuersystems gemäß der vorliegenden Erfindung ist;

Fig. 11 eine charakteristische Kurve zwischen Λ und ω von Fig. 10 ist;

Fig. 12 ein Blockdiagramm einer vierten Ausführungsform des Motorsteuersystems gemäß der vorliegenden Erfindung ist;

Fig. 13A ein Blockdiagramm eines Inverters vom Stromsteuertyp ist, und Fig. 13B ein Blockdiagramm eines Inverters vom Spannungssteuertyp ist;

Fig. 14 charakteristische Kurven darstellt, die Unterschiede zwischen Leistungsvermögen bzw. Wirkungsgraden der Ausführungsformen zeigen;

Fig. 15A und 15B Ersatzschaltkreise der L-Achse und Q- Achse sind;

Fig. 16 ein Blockdiagramm eines HPM-Steuersystems ist;

Fig. 17 ein weiteres Blockdiagramm eines HPM-Steuersystems ist;

Fig. 18 ein Flußdiagramm ist, daß ein Verfahren zum Berechnen einer k-Tabelle und Λ-Tabelle angibt;

Fig. 19 eine erläuternde Ansicht für die Berechnung von K ist;

Fig. 20 eine Wirkungsgrad-Karte eines Motors ist, die durch eine Simulation erhalten wird;

Fig. 21 ein Blockdiagramm eines praktischen Systems ist;

Fig. 22A und 22B Ersatzschaltkreise sind, die einen Einschwing- bzw. Übergangszustand einschließen;

Fig. 23 eine Modifikation eines Steuerteils von Fig. 21 ist;

Fig. 24 ein Blockdiagramm einer PI-Regelung ohne Interferenz (non-interference PI control) ist;

Fig. 25 ein Blockdiagramm der L-Achse und Q-Achse von Fig. 24 ist;

Fig. 26 ein Blockdiagramm einer IP-Regelung ohne Interferenz ist;

Fig. 27 ein Blockdiagramm der L-Achse und Q-Achse von Fig. 26 ist;

Fig. 28A, 28B und 28C erläuternde Ansichten sind, die einen Unterschied zwischen der PI-Regelung und der IP-Regelung darstellen;

Fig. 29A und 29B Ersatzschaltkreise sind, wobei ein Ummagnetisierungsverlust bzw. Eisenverlust (iron loss) vernachlässigt und eine Übergangsbedingung eingeschlossen ist;

Fig. 30 ein Blockdiagramm einer PI-Regelung ohne Interferenz ist;

Fig. 31 ein Blockdiagramm einer IP-Regelung ohne Interferenz ist;

Fig. 32 ein Blockdiagramm einer PI-Regelung auf der Basis eines Spannungsmodells ist, das den Eisenverlust berücksichtigt;

Fig. 33 ein Blockdiagramm einer PI-Regelung auf der Basis eines einen Eisenverlust vernachlässigenden Spannungsmodells ist;

Fig. 34 ein Blockdiagramm eines Steuersystems eines PM ist;

Fig. 35 eine durch eine Simulation des PM erhaltene Wirkungsgrad-Karte ist; und

Fig. 36 eine charakteristische Kurve in dem Bereich mit konstantem Drehmoment und dem Bereich mit konstanter Ausgangsleistung einer herkömmlichen Motorsteuerung ist.

AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG

Fig. 1 bis 4 zeigen einen Aufbau eines Permanentmagnet- Synchronmotors mit Hybriderregung, dessen Steuerung durch ein Verfahren und Steuersystem gemäß der vorliegenden Erfindung realisiert ist.

Wie in Fig. 1 gezeigt ist, ist ein Anker 1 eines Stators durch einen Ankerkern 2, eine Ankerspule 3 und ein zylindrisches Joch 4 aufgebaut. Der Ankerkern 2 ist in der axialen Richtung des Motors in zwei Teile geteilt. Eine Seite des Ankerkerns 2 ist ein N-Pol-Kern 2a, und die andere Seite des Ankerkerns 2 ist ein S-Pol-Kern 2b. Eine ringförmige Gleich strom-Erregungsspule 5, wie in Fig. 4 gezeigt, ist zwischen dem N-Pol-Kern 2a und dem S-Pol-Kern 2b angeordnet. Die N- Pol- und S-Pol-Kerne 2a und 2b sind durch das Joch 4 miteinander magnetisch verbunden und werden durch das Joch 4 mechanisch gehalten. Die Ankerspule 3 ist so angeordnet, daß sie die N-Pol- und S-Pol-Kerne 2a und 2b kreuzt. Die Erregungsspule 5 wird gebildet, indem ein Draht 5a gewickelt und durch den Isolierungsprozeß behandelt wird. Die Anzahl von Windungen der Erregungsspule 5 ist so eingestellt, daß eine notwendige magnetomotorische Kraft beim Abgleichen mit einer Kapazität der elektrischen Quelle und der Maschinenabmessungen erzeugt wird.

Ein Rotor 11 wird durch einen Rotorkern 12 und mehrere Permanentmagnete (PM) 13 gebildet. Der Rotorkern 12 wird fest an einem mit einer Welle 15 verbundenen Joch 14 gehalten. Der Rotorkern 12 weist Schenkelpolteile 12a auf, die vom Rotorkern 12 aus vorstehen und als Schenkelpol dienen, und die Schenkelpolabschnitte 12a sind an Abschnitten angeordnet, wo sich die Permanentmagnete 13 nicht befinden. Wie in Fig. 1, 2A und 2B gezeigt ist, ist der Permanentmagnet 13 im Rotor 11 eingebettet und mit dem Rotorkern 12 bedeckt. Zwischen je einem Permanentmagneten 13 und je einem Schenkelpolabschnitt 12a ist ein Schlitz 20 in einer Beziehung ausgebildet, in der die Permanentmagnete 13 und die Schenkelpolabschnitte 12a auf dem Joch fixiert sind. Um den Rotor 11 zu verstärken, sind nicht-magnetische Verstärkungsplatten 21, wie in Fig. 2C dargestellt, in mehreren Abschnitten in der axialen Richtung angeordnet. Die nicht-magnetischen Verstärkungsplatten 21, die Schenkelpolabschnitte 12a und die Rotorkerne 12 werden einteilig miteinander befestigt, indem ein Druckgußelement aus einer Aluminiumlegierung oder ein Kupferstab in Schlitze 22 eingeführt wird. Das eingeführte Element und ein Paar Endringe, die an einem axialen Ende installiert sind, bilden einen Durchgang für elektrischen Strom. Die Schenkelpolabschnitte 12a sind in N-Pol-Schenkelpolabschnitte 12aN und S-Pol- Schenkelpolabschnitte 12aS geteilt, die so geteilt angeordnet sind, daß sie den N-Pol- und S-Pol-Kernen 2a bzw. 2b gegenüberliegen. Die Permanentmagnete 13 sind am Rotorkern 12 fest angebracht, und der Rotorkern 12 ist in das Joch 14 eingeführt, um dadurch gehalten zu werden.

Die N-Pol- und S-Pol-Schenkelpolabschnitte 12aN und 12aS sind so ausgebildet, daß deren Länge denjenigen des N-Pol- Kerns 2a bzw. des S-Pol-Kerns 2b entspricht und deren Breite entlang der Umfangsrichtung konstant ist. Ferner sind die N- Pol-Schenkelpolabschnitte 12aN Seite an Seite mit der N-Pol- Seite der Permanentmagnete 13 angeordnet, wie in Fig. 2A gezeigt ist. Die S-Pol-Schenkelpolabschnitte 12aS sind Seite an Seite mit den S-Pol-Seiten der Permanentmagnete 13 angeordnet, wie in Fig. 2B gezeigt ist. Überdies sind der N-Pol- Schenkelpolabschnitt 12aN und die S-Pol-Seite der Permanentmagnete 13 entlang der axialen Richtung des Motors in vorbestimmten Intervallen ausgerichtet. Entsprechend sind der S- Pol-Schenkelpolabschnitt 12aS und die N-Pol-Seite der Permanentmagnete 13 entlang der axialen Richtung des Motors in vorbestimmten Intervallen ausgerichtet.

Das heißt, der Rotor 11 ist wie in Fig. 3 dargestellt ausgebildet, worin die N-Pol-Schenkelpolabschnitte 12aN und die N-Pol-Seite der Permanentmagnete 13 in der Umfangsrichtung abwechselnd angeordnet sind. Die S-Pol-Schenkelpolabschnitte 12aS und die S-Pol-Seite der Permanentmagnete 13 sind in der Umfangsrichtung abwechselnd angeordnet. Überdies sind die Anordnungseinheiten der N-Pol-Seite und der S-Pol- Seite durch eine Breite der Erregungsspule 5 voneinander getrennt, und die Schenkelpolabschnitte 12a und die Permanentmagnete 13 sind in der axialen Richtung ausgerichtet. Die Anzahl der Schenkelpolabschnitte 12a ist die gleiche wie die der Permanentmagnete 13.

Obgleich der Motor in Fig. 1 bis 3 so dargestellt und beschrieben wurde, daß der Permanentmagnet 13 an sechs Polen angeordnet ist, versteht es sich, daß die Zahl der Pole nicht auf sechs beschränkt ist. Obgleich der Motor der Fig. 1 bis 3 so dargestellt und beschrieben wurde, daß die Oberfläche des Schenkelpolabschnittes 12a und die des Permanentmagneten 13 innerhalb einer Umfangsfläche liegen, können überdies die Schenkelpolabschnitte 12a so ausgebildet sein, daß sie in Richtung auf den Anker 1 weiter vorragen, um dadurch die Lücke bzw. den Luftspalt zwischen den Schenkelpolabschnitten 12 und dem Anker 1 zu reduzieren. Diese Anordnung wird dazu führen, daß der durch die Schenkelpolabschnitte 12 durchgehende Magnetfluß erhöht wird. Aus dem gleichen Grund kann die Breite der Schenkelpolabschnitte 12a verbreitert werden.

In Fig. 5 bis 35 sind Ausführungsformen eines Steuersystems des oben erwähnten Motors gemäß der vorliegenden Erfindung dargestellt.

Im allgemeinen existieren in einem Motor eine Querachsen- bzw. Querreaktanz Xq = ωLq (ω: Kreisfrequenz der elektrischen Quelle; Lq: Querachsen-Selbstinduktivität) und Längsreaktanz Xd = ωLd (Ld: Längsachsen-Selbstinduktivität). Eine Spannungsgleichung und sein erzeugtes Drehmoment werden durch die folgenden Gleichungen (1) bzw. (2) repräsentiert:

T = Pol/2 {Λiq + (Ld - Lq)idiq} ... (2)

worin Vd eine Spannung auf einer Längsachse ist, Vq eine Spannung auf einer Querachse ist, id ein Strom auf der Längsachse ist, iq ein Strom auf der Querachse ist, R&sub1; ein Spulenwiderstand ist, Λ die Anzahl von Verkettungs-Magnetflußlinien ist, Pol die Anzahl von Polen ist und P ein Differentialoperator P = d/dt (t ist die Zeit) ist.

Im allgemeinen kann Λ im wesentlichen durch eine Funktion eines Gleichstrom-Erregungsstroms If ausgedrückt werden, d. h. Λ = f(If).

Dementsprechend ist es möglich, den Magnetfluß des Feldes durch die Steuerung von If zu steuern.

Die oben beschriebenen Gleichungen werden als eine Grundgleichung in einem Verfahren zur variablen Drehzahlsteuerung über einen weiten Bereich eines Motors mit einer Gleichstrom- Erregungsstromspule verwendet.

Steuerung eines bürstenlosen Gleichstrommotors

Die Funktionsweise der Steuerung eines bürstenlosen Gleichstrommotors in einem Permanentmagneten, der in einem Permanentmagnetmotor mit Hybriderregung eingebettet ist, wird im folgenden diskutiert.

Bei einem normalen bürstenlosen Gleichstrommotor wird eine Charakteristik mit konstanter Drehmomentabgabe erhalten unter den Annahmen, daß Id auf 0 (Id = 0) eingestellt ist, nur Iq an den Motor angelegt wird und Λ so gesteuert wird, daß Λ bei einer Drehzahl konstant gehalten wird, die niedriger als deine Grunddrehzahl ist, und Λ in einem umgekehrten Verhältnis zur Drehzahl des Motors bei einer höheren Drehzahl als einer Grunddrehzahl variiert wird, um Eigenschaften einer konstanten Ausgangsleistung sicherzustellen. In diesem Fall wird das erzeugte Drehmoment durch die folgende Gleichung (3) repräsentiert:

T = Pol/2 · ΛIq ... (3)

Fig. 5 zeigt ein Steuersystem eines bürstenlosen Gleichstrommotors, in welchem Id bei 0 gehalten wird (Steuerung mit Id = 0). Das Steuersystem ist ein System zur Drehzahlsteuerung, dessen Hauptschaltung eine Drehmoment-Berechnungsvorrichtung 30, um aus einer Befehlsdrehzahl ω* ein Drehmoment T* zu erhalten, eine Berechnungsvorrichtung 31 für den elektrischen Strom, um aus dem Drehmoment T* einen elektrischen Querstrom Iq zu erhalten, eine Berechnungsvorrichtung 32 für einen elektrischen Dreiphasenstrom, um aus dem elektrischen Querstrom durch Anwenden der Gleichung (3) und der folgenden Gleichungen (4) einen elektrischen Dreiphasenstrom zu erhalten, ein Stromsteuergerät 33 und einen Inverter 34 aufweist.

iu = 2I&sub1; cosθ

iv = 2 I&sub1; cos (θ - 2/3π)

iw = 2 I&sub1; cos (θ + 2/3π) ... (4)

wobei θ ein Rotorlagewinkel ist und I&sub1; = Iq/ 3 ist.

Eine Drehzahl des Motors 35 wird durch den Inverter 34 gesteuert und durch einen Drehzahldetektor 36 festgestellt. Das festgestellte Signal vom Drehzahldetektor 36 wird durch eine lagefeststellende Schaltung 37 als Drehlage in die Berechnungsvorrichtung 32 für den Dreiphasenstrom eingegeben. Das festgestellte Signal vom Drehzahldetektor 36 wird ferner als eine aktuelle Drehzahl in einer Drehzahl feststellenden Schaltung 38 moduliert und dann zum Drehzahlbefehl ω* addiert. Das modulierte Signal bei der Drehzahl feststellenden Schaltung 38 wird bei einer Berechnungsvorrichtung 39 in einen Magnetfluß Λ eines Feldmagneten transformiert. Eine Berechnungsvorrichtung 40 für den Erregungsstrom erhält einen elektrischen Strom if aus dem Magnetfluß des Feldes, und eine Steuerschaltung 41 für elektrischen Gleichstrom wird gemäß dem erhaltenen elektrischen Strom if gesteuert. Dementsprechend wird der erregende Strom gemäß der Drehzahl so variiert, daß der Magnetfluß Λ des Feldes konstant gehalten wird, wenn die Drehzahl niedriger als eine Grunddrehzahl ist, und nach und nach im umgekehrten Verhältnis zur Drehzahl verringert wird, wenn die Drehzahl höher als die Grunddrehzahl ist. Diese Steuerung erweitert einen verfügbaren Drehzahlbereich des Motors 25.

Falls das Steuersystem von Fig. 5 als Drehmomentsteuerung verwendet wird, ist der durch eine gestrichelte Linie von Fig. 5 geteilte linke Teil in solch einem System zur Drehmomentsteuerung nicht notwendig.

Steuerung während eines Betriebs mit niedriger Drehzahl und/oder geringer Last

Zusätzlich zur oben erwähnten Stromsteuerung liefert diese Ausführungsform eine weiter verbesserte Steuerung, durch die der Motor 30 in einer weiteren Steuerung für hohe Drehzahlen und hohes Drehmoment nutzbar ist, indem die Charakteristiken genutzt werden, daß die Querreaktanz dieses Motors 35 groß ist. Nimmt man an, daß der Motor 35 in einen stationären Zustand gebracht ist, dadurch daß R&sub1; vernachlässigt wird, weil R&sub1; im Vergleich zur Reaktanz in den Gleichungen (1) und (2) extrem klein ist, werden die Gleichungen (1) und (2) durch die folgenden Gleichungen (5) und (6) ausgedrückt:

Vd = -ωLqIq

Vq = ωLd + ωΛ ... (5)

T = Pol/2 {ΛIq + (Ld - Lq)IdIq} ... (6)

Falls die Gleichung (5) auf einen Zustand mit hoher Drehzahl angewendet wird, werden ωΛ und Id sehr groß. Daher wird die Gleichung (5) nur für einen Betrieb mit niedriger Drehzahl und/oder geringer Last verwendet. Die Spannung des Motoranschlusses wird aus der Gleichung (5) wie folgt erhalten:

v = vd² + vq²

= (ωLqIq)² + (ωLdId + ωΛ)² ... (7)

Wenn eine mögliche Ausgangsspannung des Inverters Vmax ist, ist der Motor innerhalb des Bereiches nutzbar, in dem V ≤ Vmax gilt. Das heißt, der verfügbare Bereich des Motors entspricht einer Bedingung V ≤ Vmax.

Es wird angenommen, daß das Verhältnis zwischen Id und Iq konstant ist, um den elektrischen Strom in bezug auf den Drehmomentbefehl einheitlich zu bestimmen. Das heißt, wenn das Verhältnis zwischen Id und Iq K ist, wird die folgende Gleichung (8) erhalten.

Id = KIq ... (8)

Durch Anwenden der Gleichung (8) auf die Gleichung (6) wird die folgende Gleichung (9) erhalten.

T = Pol/2 {ΛIq + (Ld - Lq)K Iq²}

Wie aus der Gleichung (9) klar ist, wird der elektrische Strom Iq erhalten, falls der Magnetfluß Λ konstant ist und man das Drehmoment T erhalten hat.

Um experimentelle Daten bezüglich des Wertes K zu erhalten, wurde hinsichtlich eines Permanentmagnetmotors mit Hybriderregung, der als ein 8-Pol-Motor mit 45 kW ausgelegt war, die Beziehung zwischen dem Wert K und dem Drehmoment in einem Zustand untersucht, in dem I&sub1; bei 200 A gehalten wird (I&sub1; = 200 A). Fig. 6 zeigt derartige Untersuchungsdaten, die zeigen, daß das Drehmoment T gemäß dem Wert K in hohem Maße variiert wird. Das Ergebnis von Fig. 6 zeigt, daß es im Vergleich zur Steuerung bei K = 0 (Id = 0) vorzuziehen ist, den Wert X innerhalb eines Bereichs von -0,3 bis -1,2 einzustellen, um das Ausgangsdrehmoment T zweckmäßig zu erhalten. Obgleich das Drehmoment T aus dem Wert K und dem Primärstrom bestimmt wird, ist es vorzuziehen, K < 0 in einer Steuerung mit konstantem K-Wert festzulegen, um in bezug auf den geringen elektrischen Strom ein hohes Drehmoment zu erhalten.

Falls der Wert K wie oben erwähnt bestimmt wird und der Verkettungs-Magnetfluß Λ innerhalb des Bereichs mit konstantem Drehmoment und einem Bereich mit höheren Drehzahlen als der Grunddrehzahl wie in Fig. 7 gezeigt variiert wird, ist der Wert Iq des elektrischen Stroms bezüglich des Drehmoments T eindeutig bestimmt. In Fig. 7 ist Λmax ein maximaler Wert von Λ, der aus der magnetischen Sättigung bestimmt wird, und Λ ist ein Vielfaches von Λmax und des Drehzahlverhältnisses ω0/ω (Λ = Λmax · ω0/ω). Folglich wird aus der Bestimmung von K und Λ in der Gleichung (9) Iq erhalten, und Id wird aus der Gleichung (8) erhalten. Dementsprechend wird jeder der Phasenströme wie folgt erhalten:

iu = 2I&sub1; sinθ

iv = 2 I&sub1; sin (θ + φ - 2/3π)

iw = 2 I&sub1; sin (θ + φ + 2/3π) ... (10)

wobei Q ein Rotorlagewinkel ist, φ = tan&supmin;¹ (Iq/Id) und

I&sub1; = (Id² + Iq²)/3 gelten.

Falls der K-Wert negativ eingestellt ist, wird folglich der Längsstrom Id negativ. Dies verringert Vq, und der verfügbare Bereich des Motors wird erweitert.

Fig. 8 zeigt ein Blockdiagramm eines Steuersystems für konstantes Id-Iq-Verhältnis einer Schaltung zur Drehmomentsteuerung. Der Querstrom Iq wird aus dem Drehmomentbefehl T* und einem Rückkopplungsbefehl für den Magnetfluß Λ in einer Berechnungsvorrichtung 50 erhalten. Eine Berechnungsvorrichtung für einen Dreiphasenstrom empfängt den Iq und den durch das Vielfache bzw. Produkt von Iq und K erhaltenen Id. Die Werte iu, iv, iw der elektrischen Ströme der Gleichung (10) werden von der Berechnungsvorrichtung 51 für einen Dreiphasenstrom ausgegeben und durch ein Stromsteuergerät 53 in einen Inverter 54 eingegeben. Auf eine Einspeisung des elektrischen Stroms hin wird der Inverter 54 betrieben.

Der festgestellte Wert von einem Drehzahldetektor 56 für einen Motor 55 wird, nachdem er in einem lagefeststellenden Teil 57 moduliert wurde, als Drehlage in die Berechnungsvorrichtung 50 für einen Dreiphasenstrom eingegeben. Ein Drehzahl feststellender Teil 58 empfängt den beim Drehzahldetektor 56 festgestellten Wert und gibt eine Drehzahl ω aus. Die Drehzahl ω wird in eine Berechnungsvorrichtung 59 eingegeben, die eine in Fig. 7 gezeigte Eigenschaft hat und den Magnetfluß Λ abgibt. Die Ausgabe Λ von der Berechnungsvorrichtung 59 wird in die Iq-Berechnungsvorrichtung 50 und eine Berechnungsvorrichtung 60 für einen Erregungsstrom eingegeben. Ein elektrischer Strom wird von der Berechnungsvorrichtung 60 für einen Erregungsstrom abgegeben und in ein Steuergerät 61 für Gleichstrom eingegeben.

Fig. 9 zeigt eine Schaltung zur Drehzahlsteuerung, in die ein Drehzahlbefehl ω* eingegeben wird. Die Schaltung zur Drehzahlsteuerung ist im wesentlichen der Schaltung zur Drehmomentsteuerung von Fig. 8 ähnlich, außer daß eine Berechnungsvorrichtung 62 für ein Drehmoment zum Berechnen eines Drehmomentbefehls T* aus dem Drehzahlbefehl ω* vor der Iq-Berechnungsvorrichtung 50 vorgesehen ist und ein Rückkopplungsbefehl von einem Drehzahl feststellenden Teil 58 zum Drehzahlbefehl ω* addiert wird.

Steuerung in einem Bereich mit hoher Drehzahl oder schwerer Last

Obgleich in einem Bereich mit niedriger Drehzahl oder geringer Last die Betriebseigenschaft des Motors durch Ändern des Magnetflusses Λ, während K konstant gehalten wird, verbessert wird, überschreitet bei dieser hohen Drehzahl oder schweren Last die Spannung V in den Gleichungen (6) und (7) häufig die maximale Spannung Vmax des Inverters aufgrund der Zunahme der Drehzahl ω. Dementsprechend wird in dieser Steuerung der Motor betrieben, indem die Spannung V bei Vmax gehalten wird (V = Vmax). Aus der Gleichung (7) und V = Vmax wird die folgende Gleichung (11) abgeleitet:

V = (ωLqIq)² + (ωLqId + ωΛ)²

Id = 1/ωLd { V - (ωLqIq)² - ωΛ} ... (11)

Obgleich die Gleichung (11) Iq zeigt, um die Anschlußspannung bei Vmax zu halten, wird, um die Steuerung zu erleichtern, der Wurzelteil der Gleichung (11) auf 0 gesetzt (V - (ωLqIq)² = 0). Das heißt, um die Gleichung (12) zu erfüllen, wird der Magnetfluß Λ für die Drehmomentsteuerung geändert.

Iq = Vmax/ωLq ... (12)

Wenn Iq gemäß der Gleichung (12) gesteuert wird, wird Id wie folgt dargestellt:

Id = -Λ/Ld ... (13)

Durch Substituieren der Gleichungen (12) und (13) in die Gleichung (6) wird die folgende Gleichung (14) erhalten.

Wie aus der Gleichung (14) klar ist, steht, wenn die Drehzahl ω konstant gehalten wird, das Drehmoment T in einem Verhältnis zur Zahl Λ des Verkettungs-Magnetflusses. Dementsprechend wird die Drehmomentsteuerung durch Steuern von Λ ausgeführt. Bei dieser Steuerung wird aus den Gleichungen (5) und (13) Vq = ωLdId + ωΛ = 0 erhalten. Wenn der Drehmomentbefehl angewendet wird, wird dementsprechend die folgende Gleichung (15) erhalten.

Λ = 2ωLdT/Pol · Vmax ...(15)

Folglich wird Vmax der Gleichung (15) entschieden bzw. bestimmt durch den Inverter und durch Erhalten von Λ nach der Feststellung von ω, Iq und Id, die durch die Gleichungen (12) und (13) repräsentiert werden. Dementsprechend ist es möglich, den verfügbaren Bereich des Motors zu erweitern, indem Iq und Id gesteuert werden, um Vmax konstant zu halten, d. h. indem Vq = 0 gehalten wird.

Da A gesättigt ist, falls er zu groß ist, sollte er kleiner als Λmax gehalten werden. Das heißt, das maximale Drehmoment ist durch die folgende Gleichung (16) beschränkt:

Tmax = Pol/2Vmax/ωLdΛmax ... (16)

Fig. 10 zeigt ein Blockdiagramm des oben erwähnten Steuersystems für Vq = 0. Wie in Fig. 10 gezeigt ist, führt eine Λ-Berechnungsvorrichtung 70 die durch die Gleichung (15) repräsentierte Berechnung von Λ bei Empfang des Drehmomentbefehls T* und des Drehzahlbefehls ω* aus. Ein Begrenzer 71 begrenzt dann Λ i, Rahmen von Λmax. Eine Id-Berechnungsvorrich tung 72 führt die Berechnung von Id nach der Gleichung (13) aus, und eine Iq-Berechnungsvorrichtung 73 führt die Berechnung von Iq nach der Gleichung (12) aus. Danach berechnet eine Berechnungsvorrichtung 74 für einen Dreiphasenstrom die Stromwerte iu, iv und iw, und die erhaltenen Werte werden verwendet, um den Inverter 76 über den Stromsteuerteil 75 anzusteuern.

Der vom Drehzahldetektor 78 festgestellte Wert für den Motor 77 wird als Drehlage beim lagefeststellenden Teil 79 moduliert und in eine Berechnungsvorrichtung 74 für einen Dreiphasenstrom eingegeben. Ferner wird der durch den Drehzahldetektor 78 festgestellte Wert in einen Drehzahl feststellenden Teil 80 eingegeben, wo die Drehzahl ω ausgegeben wird. Die ausgegebene Drehzahl ω wird zur Λ-Berechnungsvorrichtung 70 und Iq-Berechnungsvorrichtung 73 rückgekoppelt.

Die Ausgabe Λ des Begrenzers 71 wird in die Id-Berechnungsvorrichtung 72 und die Berechnungsvorrichtung 81 für einen Erregungsstrom eingegeben, um den Strom if zu erhalten. Eine Steuerschaltung 82 für elektrischen Gleichstrom wird gemäß Id und if gesteuert.

Obgleich Fig. 10 eine Schaltung 10 zur Drehmomentsteuerung zeigt, kann durch Hinzufügen der Drehzahlrückkopplung und der Drehmoment-Berechnungsvorrichtung 62, die in einem durch die gestrichelte Linie in Fig. 9 geteilten linken Abschnitt dargestellt ist, die Steuerschaltung von Fig. 6 als Schaltung zur Drehzahlsteuerung verwendet werden.

Durch Unterdrücken von Vmax, um eine Steuerung mit Vq = 0 auszuführen, wird dementsprechend die Anschlußspannung V bestimmt. Diese Steuerung wird für die Steuerung beim Bereich mit schwerer Last und hoher Drehzahl brauchbar.

Drehzahlsteuerung mit einem weiten Bereich

Um eine Drehzahlsteuerung mit einem weiten Bereich glatt auszuführen, ist es notwendig, die Steuerung mit konstantem Id-Iq-Verhältnis und die Steuerung mit Vq = 0 miteinander zu verbinden. Obgleich es möglich ist, den Wert K (Id - Iq- Verhältnis) geeignet auszuwählen, ist es notwendig, den Wert K so auszuwählen, daß eine Unstetigkeit des elektrischen Stroms und des Magnetflusses bei einem Übergang zwischen der Steuerung mit konstantem Id - Iq-Verhältnis und der Steuerung mit Vq = 0 vermieden wird.

Während der Steuerung mit Vq = 0 wird aus den Gleichungen (12) und (13) Iq = Vmax/ωLq, Id = Λ/Ld erhalten. Wenn die Steuerung zwischen der Steuerung mit konstantem Id-Iq-Verhältnis und der Steuerung mit Vq = 0 gewechselt wird, gilt Id = KIq. Dementsprechend wird die folgende Gleichung (17) erhalten:

KIq = -Λ/Ld ... (17)

Durch Substituieren der Gleichung (17) in die oben erwähnte Gleichung Iq = Vmax/ωLq wird die folgende Gleichung (18) erhalten.

K · (Vmax/ωLq) = -Λ/Ld ... (18)

Ferner wird aus der Gleichung (18) die folgende Gleichung (19) erhalten.

K = -(Lq/Ld) · (ωΛ/Vmax) ... (19)

Obgleich die Drehzahl ω in der Gleichung (19) variabel ist, wird im Betriebsbereich mit konstanter Ausgangsleistung während der Steuerung mit konstantem Ia-Iq-Verhältnis Λω bei einem konstanten Wert E&sub0; gehalten, und daher wird die induzierte Spannung konstant, wie in Fig. 11 gezeigt ist. Falls der Motor so ausgelegt ist, daß das Wechseln des Steuerverfahrens innerhalb des Betriebsbereichs mit konstanter Ausgangsleistung ausgeführt wird, kann folglich der Wert K durch die folgende Gleichung (20) definiert werden:

K = -(Lq/Ld) · (E&sub0;/Vmax) ... (20)

Dementsprechend wird es möglich, die Steuerung mit konstantem K innerhalb des Betriebsbereichs mit konstanter Ausgangsleistung auszuführen, und daher kann das Wechseln zwischen den Steuerungen ausgeführt werden, wenn die Drehzahl des Motors höher als die Grunddrehzahl ist. Das heißt, das Wechseln von der Steuerung mit konstantem Id-Iq-Verhältnis zur Steuerung mit Vq = 0 kann ausgeführt werden, wenn Iq ≥ Vmax/ωLq erfüllt ist.

Wenn der Motor so gesteuert wird, daß Id und Iq die Gleichungen (13) und (17) erfüllen, werden die folgenden Gleichungen (21) und (22) erhalten:

T = Pol/2 {ΛIq + (Ld - Lq) (-Λ/Ld)Iq}

= Pol/2 · Lq/Ld ΛIq ... (21)

Λ = 2/Pol Ld/Lq T/Iq ... (22)

Kombiniert man die Steuersysteme der Fig. 8 und 10 unter Berücksichtigung der Gleichungen (21) und (22), wird das Steuersystem von Fig. 12 erhalten. In Fig. 12 wird das Wechseln zwischen der Steuerung mit konstantem Id - Iq-Verhältnis und der Steuerung mit Vq = 0 durch das Umschalten der Schalter SW&sub1;, SW&sub2; und SW&sub3; ausgeführt. Wenn die Iq-Berechnungsvorrichtung 50 die folgende Gleichung (23) berechnet, sind die Schalter SW&sub1; und SW&sub2; mit einer a-Kontatkt-Seite verbunden, und der Schalter SW&sub3; ist geöffnet. Andererseits sind, wenn die Iq-Berechnungsvorrichtung 50 die folgende Gleichung (24) berechnet, die Schalter SW&sub1; und SW&sub2; mit einem b-Kontakt verbunden, und der Schalter SW&sub3; ist geschlossen.

Wenn Iq < Vmax/ωLq,

Wenn Iq ≥ Vmax/ωLq,

Iq = Vmax/ωLq

Falls ein Drehzahlrückkopplungselement für das Steuersystem von Fig. 12 verwendet wird, wird es ein System zur Drehzahlsteuerung.

Obgleich die Ausführungsformen des Steuersystems so dargestellt und beschrieben wurden, daß sie den Inverter 34, 54, 76 vom Stromsteuertyp aufweisen, der durch den Stromsteuerteil 33, 53, 75 angesteuert wird, wie in Fig. 13A gezeigt ist, kann in dem Steuersystem, wie in Fig. 13B dargestellt, ein Inverter vom Spannungssteuertyp verwendet werden, da es möglich ist, durch Substituieren von Id, Iq und Λ in die Gleichung (1) die Spannung Vd und Vq zu berechnen.

Bei den oben erwähnten Ausführungsformen des Motorsteuersystems gemäß der vorliegenden Erfindung ist es möglich, den verfügbaren Bereich des PM-Motors zu erweitern, der eine Gleichstrom-Feldmagnetspule enthält. Überdies ist es aufgrund der Zunahme des maximalen Drehmoments und der Erhöhung der maximalen Drehzahl möglich, den Motor viel kleiner auszubilden und den Wirkungsgrad zu verbessern. Dies ermöglicht ferner, daß die Stromkapazität der elektrischen Quelle kleiner ist.

Konkret wurde das Experiment durch den Motor mit 45 kW, 8 P und 3000 UpM ausgeführt, und es wurden die Daten, wie in Fig. 14 gezeigt, erhalten. Wie aus den Daten von Fig. 14 klar ist, ist der verfügbare Bereich 1 einer Feldmagnetsteuerung im Vergleich zum verfügbaren Bereich 5 im Fall einer Steuerung ohne Feldmagneten erweitert. Durch die Steuerung mit konstantem Id-Iq-Verhältnis wird der verfügbare Bereich weiter ausgedehnt, wie durch die Linie 2 dargestellt ist, und durch die Steuerung mit Vq = 0 innerhalb eines Bereichs mit konstanter Ausgangsleistung wird deren verfügbarer Bereich wie durch die Linie 3 dargestellt erweitert. Ferner wird, wie durch die Linie 4 gezeigt, maximaler Vorteil durch die Kombination einer Steuerung des Id-Iq-Verhältnisses und der Steuerung mit Vq = 0 erhalten.

Hierin wurde vorher das Steuerverfahren beschrieben, wie z. B. eine Steuerung mit hohem Drehzahlbereich und schwerer Last und eine Steuerung mit weitem Drehzahlbereich des bürstenlosen Gleichstrommotors, welches Steuerverfahren ausgeführt wird, indem I oder V auf der Basis der Spannungsgleichung erhalten werden.

Als nächstes wird im folgenden ein weiteres Steuerverfahren diskutiert. Das Steuerverfahren ist ein Verfahren zum Bestimmen des Stromverhältnisses und des Magnetflusses, indem der Eisenverlust berücksichtigt und eine vorher vorbereitete Stromverhältnis-(k)-Tabelle und eine Magnetfluß-(Λ)-Tabelle verwendet werden.

Fig. 15A und 15B zeigen die Ersatzschaltkreise dieses Steuersystems, worin die jeweiligen Schaltungen der Q-Achse und L-Achse beschrieben sind und Vd eine Längskomponente einer Ankerspannung ist, Vq ein Querkomponente einer Ankerspannung der Q-Achse ist, Id eine Längskomponente eines Ankerstroms ist, Iq eine Querkomponente eines Ankerstroms ist, R&sub1; ein Widerstand des Ankers ist, Rc ein äquivalenter Eisenverlustwiderstand ist, Ld eine Längsinduktivität ist, Lq eine Querinduktivität ist, ω eine Kreisfrequenz einer elektrischen Quelle ist, Λ ein Verkettungs-Magnetfluß der Ankerspule ist, Icd und Icq Stromeisenverluste sind und Id' und Iq' eine Stromlast sind.

Wie aus Fig. 15A und 15B klar ist, werden die Stromwerte Id', Iq, Icd und Icq durch die folgenden Gleichungen (25) und (26) erhalten:

Id = Id' + Icd

Iq = Iq' + Icq ...(25)

Icd = - ωLqIq'/Rc

Wenn Λm ein Verkettungs-Magnetfluß allein durch den Permanentmagneten ist, Mf eine wechselseitige Induktivität einer Feldmagnetspule und einer Ankerspule ist und If ein Erregungsstrom ist, wird die folgende Gleichung (27) erhalten.

Λ = Λm + MfIf ... (27)

Die folgenden Gleichungen (28) und (29) werden erhalten, indem eine Spannungsgleichung der Fig. 15A und 15B gemäß den Gleichungen (25) und (26) aufgestellt wird.

wobei kr = 1 + R&sub1;/Rc ... (29)

Überdies kann die Gleichung des Drehmoments durch die folgende Gleichung (30) dargestellt werden:

T = Pol/2 {ΛIq' + (Ld - Lq) Id' Iq'} ... (30)

worin Pol die Anzahl von Polen ist.

Wenn der Permanentmagnet-Synchronmotor mit Hybriderregung gemäß der Drehmomentsteuerung betrieben wird, wird als Folge die Funktion durch Steuern von Id', Iq' und Λ erreicht.

Falls definiert ist, daß Id' = kIq' (31) gilt, wird aus der Gleichung (30) die folgende Gleichung (32) abgeleitet.

T = Pol/2 {ΛIq' + (Ld - Lq) k Iq'²}

Wie aus der Gleichung (32) klar ist, ist es möglich, den Strom Iq' zu bestimmen, wenn das Stromverhältnis k der Längskomponente des Stroms und dessen Querkomponente und der Ma gnetfluß Λ in bezug auf die geeignete Drehzahl ωr und das Drehmoment T erhalten werden können.

Im folgenden wird das Steuerverfahren für den Feldmagneten und das Erzeugungsverfahren der Steuertabelle mit Verweis auf Fig. 16 bis 35 diskutiert. Fig. 16 zeigt ein Blockdiagramm eines Steuersystems des Permanentmagnet-Synchronmotors mit Hybriderregung vom Stromsteuertyp. In Fig. 16 wird der Drehmomentbefehl T* in die k berechnende Schaltung 101 und eine Λ berechnende Schaltung 102 eingegeben, und geeignete Werte k* und Λ* entsprechend der Drehzahl ω werden aus der k-Tabelle bzw. der Λ-Tabelle in der Schaltung 101 und 102 ausgewählt.

In einer Iq' berechnenden Schaltung 103 wird die Querstromkomponente Iq' aus k*, dem Drehmomentbefehl T* und dem Magnetfluß Λ* erhalten. In einem Multiplizierer 104 wird eine Längsstromkomponente durch Multiplizieren des Stroms Iq' und k* erhalten. In einem Addierer 106 wird eine Ausgabe Iq erhalten, indem Iq' und Icq addiert werden (Iq' + Icq). In einer Icd-Berechnungsvorrichtung 107 'wird ein Eisenverluststrom Icd erhalten, indem die Querstromkomponente Iq' und der äquivalente Eisenverlust Rc in die Gleichung (26) substituiert werden. Die Ausgabe Id wird erhalten, indem in einem Addierer 109 Id' und Icd addiert werden (Id' + Icd). In einer einen Dreiphasenstrom berechnenden Schaltung 110 werden Dreiphasenströme iu*, iv* und iw* durch Substituieren der Ausgaben Iq und Id und der Ausgabe q in die folgenden Gleichungen (33) erhalten:

iu = 2I&sub1; sin(θ + φ)

iv = 2 I&sub1; cos (θ + φ - 2/3π)

iw = 2 I&sub1; cos (θ + φ + 2/3π) ... (33)

worin θ ein Rotorlagewinkel ist und tan&supmin;¹ (Iq/Id) und I&sub1; (Id² + Iq²)/3 ist.

In einer Stromsteuerschaltung 112 wird die Stromabgabe des Inverters 113 aus den Werten iu, iv und iw des Dreiphasenstroms erhalten. Ein Drehzahldetektor PS des Motors 114 ist mit einer lagefeststellenden Schaltung 111, um die Ausgabe Q zu erhalten, und einer die Drehzahl feststellenden Schaltung 115 verbunden. Die die Drehzahl feststellende Schaltung 115 gibt ω aus, das an die k berechnende Schaltung 101, die Λ berechnende Schaltung 102 und die Rc berechnende Schaltung 108 gesendet wird. Ferner empfängt die den Erregungsstrom berechnende Schaltung 116 eine Ausgabe Λ von der Λ berechnenden Schaltung und gibt if* an die Steuerschaltung 117 für Gleichstrom ab.

Fig. 17 zeigt ein Blockdiagramm eines Motorsteuersystems vom Spannungssteuertyp. Das Steuersystem vom Spannungssteuertyp ist im wesentlichen dem Stromsteuertyp von Fig. 16 ähnlich, außer daß eine einen Drehspannungsbefehl berechnende Schaltung 118 anstelle der einen Dreiphasenstrom berechnenden Schaltung 111 verwendet wird, um eine Spannungsabgabe Vu*, Vv* und Vq* an den Inverter 113 auszugeben.

Im folgenden wird mit Verweis auf Fig. 16 und 17 die Berechnung der k-Tabelle der k berechnenden Schaltung 101 und der Λ-Tabelle der Λ berechnenden Schaltung 102 diskutiert.

Wenn der Drehmomentbefehl T befohlen ist und die Drehzahl ω auf das Steuersystem angewendet wird, existieren k und Λ, die dem eingegebenen Drehmoment T und der Drehzahl ω genügen, unbeschränkt. Dementsprechend ist es möglich, die Steuerung mit maximalem Drehmoment und die Steuerung mit maximalen Wirkungsgrad gemäß dem Wert k (das Verhältnis zwischen Id' und Iq') und dem Magnetfluß Λ auszuführen.

In dem Fall, daß die Steuerung mit maximalem Wirkungsgrad ausgeführt wird, sind bezüglich beliebiger k und Λ die folgenden Gleichungen (32), (26) und (25) erfüllt.

Id' = kIq'

wobei während des Betriebs Iq' > 0 und k < 0 (T > 0) sind und während einer Regeneration Iq' < 0 und k > 0 (T > 0) sind.

Icd = -ωLqIq'/Rc

Id = Id' + Icd

Iq = Iq' + Icq ... (25)

Die Anschlußspannung V&sub1; wird durch die folgende Gleichung (34) aus der Gleichung (28) dargestellt, und die Primärspannung I&sub1; wird durch die folgende Gleichung (35) dargestellt.

V&sub1; = Vd² + Vq² ... (34)

Vmax = V&sub1;: wobei Vmax eine maximale Spannung des Inverters ist, die abgegeben werden kann.

I&sub1; = Id² + Iq² / 3 ... (35)

Ferner werden die verschiedenen Verluste des Motors wie folgt dargestellt:

Inverterverlust; = WINV = k&sub1;I&sub1;² + k&sub2; I&sub1;

Motorverlust

Primärverlust; Wcu = R&sub1; (Id² + Iq²)

Eisenverlust; Wfe = Rc (I + I )

wobei Rc = Rco · (f/f&sub0;)0,4 ... f < f&sub0;

= Rco ... f ≥ f&sub0;

Maschinenverlust; Wmc = k&sub0; · n1,6

Streuverlust; Wst = 0,2 Wcu

Als Folge kann ein Gesamtverlust wie folgt dargestellt werden:

Wtotal = WINV + 1,2 Wcu + Wfe + Wmc + Wst

Dementsprechend wird ein Wirkungsgrad η wie folgt dargestellt:

(1) während des Ansteuerns,

η = ωrT · 100/ (ωrT + Wtotal)

(2) während des Regenerierens,

η = (ωrT + Wtotal) · 100/ωrT

Durch Festlegen des Drehmoments T und der Drehzahl ωr und Variieren von k und Λ wird es daher möglich, die Werte von k und Λ zu erhalten, durch die der Wirkungsgrad maximal wird.

Die Ableitung der k-Tabelle und der Λ-Tabelle wird gemäß einem in Fig. 18 gezeigten Flußdiagramm ausgeführt.

In einem Schritt S1 wird die Drehzahl ωr initialisiert (ωr = 0), in einem Schritt S2 wird das Drehmoment T initialisiert (T = 0), in einem Schritt S3 wird der Wert k auf kmin eingestellt (k = kmin) und MAXEFF (maximaler Wirkungsgrad) auf 0 eingestellt (MAXEFF = 0), und in einem Schritt S4 wird der Magnetfluß Λ auf 0 eingestellt.

In einem Schritt S5 werden auf der Basis von k und Λ Id und Iq berechnet. Danach wird in einem Schritt S6 der gesamte Wirkungsgrad η berechnet. In einem Schritt S7 wird entschieden, ob der gesamte Wirkungsgrad η höher als das MAXEFF ist oder nicht. Wenn die Entscheidung im Schritt S7 "JA" ist, springt das Programm zu einem Schritt S9. Wenn die Entscheidung im Schritt S7 "NEIN" ist, geht das Programm zu einem Schritt S8 weiter, worin MAXEFF = η ist und k und Λ gespeichert werden. Im Schritt S9 wird entschieden, ob Λ kleiner als Λmax ist oder nicht. Wenn die Entscheidung im Schritt S9 "JA" ist (Λ < Λmax), geht das Programm zu einem Schritt S13 weiter, worin Λ um ΔΛ inkrementiert wird (Λ = Λ + ΔΛ), und kehrt dann zu dem Schritt S5 zurück. Wenn die Entscheidung im Schritt S9 "NEIN" ist (Λ ≥ Λmax), geht das Programm zu einem Schritt S10 weiter, worin entschieden wird, ob k kleiner als kmax ist oder nicht. Wenn die Entscheidung im Schritt S10 "JA" ist (k < kmax), geht das Programm zu einem Schritt S14 weiter, worin k um Δk inkrementiert wird (k = k + Δk), und kehrt zum Schritt S4 zurück. Wenn die Entscheidung im Schritt S10 "NEIN" ist, geht das Programm zu einem Schritt S11 weiter, worin entschieden wird, ob T kleiner als Tmax ist oder nicht. Wenn die Entscheidung im Schritt S11 "JA" ist (T < Tmax), geht das Programm zu einem Schritt S15 weiter, worin T um DT inkrementiert wird (T = T + ΔT), und kehrt zum Schritt S3 zurück. Wenn die Entscheidung im Schritt S11 "NEIN" ist, geht das Programm zu einem Schritt S12 weiter, worin entschieden wird, ob ωr kleiner als ωrmax ist oder nicht. Wenn die Entscheidung im Schritt S12 "JA" ist, geht das Programm zu einem Schritt S16 weiter, worin wr um Acor inkrementiert wird (ωr = ωr + Δωr), und kehrt dann zum Schritt S2 zurück. Wenn die Entscheidung im Schritt S12 "NEIN" ist, geht das Programm weiter zu ENDE.

Falls ΔΛ und Δk zu klein sind, wird in diesem Flußdiagramm die Menge der zu berechnenden Punkte zu groß. Dementsprechend werden ΔΛ und Δχ schrittweise verringert.

Wenn z. B. der Permanentmagnet-Synchronmotor mit Hybriderregung mit 45 kW betrieben wird, indem jeweils die Drehzahl ωr und das Drehmoment T von 0 bis Maximum variiert werden, werden ωr und das Drehmoment T wie folgt variiert:

0 ≤ ωr ≤ 9000 (UpM) Δωr = 1000 (UpM) 10 Schritte

0 ≤ T

≤ 20 (kg m) ΔT = 2 (kg m) 11 Schritte

Bei 110 Punkten (10 · 11) der Arbeitspunkte wird der Wirkungsgrad durch Variieren von k und Λ wie folgt berechnet:

-6 ≤ k ≤ 3 Δk = 0,01

0,3 Λmax ≤ Λ ≤ Λmax ΔΛ = 0,01 Λmax.

Das Variieren von k wird wie in Fig. 20 dargestellt ausgeführt, d. h. zuerst ist Δk = 1 (10 Punkte), als nächstes Δk = 0,25 (7 Punkte), zum Dritten Δk = 0,05 (9 Punkte) und dann Δk = 0,01 (9 Punkte). Dementsprechend kann Λ bezüglich der 35 Punkte von k von 0,3 Λmax bis Am variiert werden.

Die Simulationsdaten des Koeffizienten k und ΔΛ des Permanentmagnet-Synchronmotors mit Hybriderregung werden wie folgt dargestellt:

45 kw - 8P - 3000 UpM

R&sub1; = 0,01582 (Ω)

Ld = 0,299 (mH) Lq = 0,192 (mH)

L&sub0; = 0,186

Koeffizient des Inverterverlustes

k&sub1; = 0,0156/2 k&sub2; = 9,02/2

Die k-Tabelle und Λ-Tabelle wurden wie in den folgenden Tabellen 1 und 2 dargestellt erhalten.

Tabelle 1 k-Tabelle
Tabelle 2 Λ-Tabelle

Als Ergebnis wurde der Wirkungsgrad des Motors wie in einer Karte von Fig. 20 gezeigt erhalten, und der MAXEFF betrug 95% (MAXEFF = 95%).

Obgleich der Betrieb bei maximalem Wirkungsgrad wie oben erwähnt durchgeführt wird, indem die k-Tabelle und die Λ- Tabelle erstellt werden, macht eine solche Tabelle dessen Berechnung in einem praktischen Steuersystem kompliziert. Um die Zeit für die Berechnung zu verkürzen, werden dementsprechend der Erregungsstrom Id, der Drehmomentstrom Iq und der Magnetfluß Λ, durch die der maximale Wirkungsgrad bezüglich der beliebigen Arbeitspunkte erhalten wird, in einer Tabelle abgelegt. In diesem Fall ist der Algorithmus zum Erstellen der Tabellen von Id und Iq der gleiche wie der der k-Tabelle und der Λ-Tabelle. Das heißt, Id und Iq, die aus k und Λ erhalten wurden, werden in eine Tabelle abgelegt, und die Λ- Tabelle, die die gleiche wie die des vorherigen Falles ist, wird verwendet. Da der Strombefehl direkt in eine Tabelle eingetragen wird, ist es notwendig, die Tabelle durch Nutzen kleiner Schritte zu erzeugen.

Unter der Annahme, daß der Parameter des Motors der gleiche wie der des vorherigen Falles ist, werden z. B. die Drehzahl ωr und das Drehmoment T wie folgt variiert:

0 ≤ ωr ≤ 10400 (UpM) Δωr = 81,25 UpM (128 Schritte)

0 ≤ T 165 (N, m) ΔT = 10,33 N, m (16 Schritte)

Da solche Schritte durch eine CPU berechnet werden, beträgt die Zahl von Schritten 2x (X ist eine natürliche Zahl). Die k-Tabelle und die Λ-Tabelle werden innerhalb des folgenden Bereichs erhalten.

-6 ≤ k ≤ 3

0,3 Λmax ≤ Λ ≤ Λmax

Dementsprechend wird die Zahl von Id-, Iq- und Λ-Daten 2193 ((128 + 1) · (16 + 1) = 2193). Die Daten werden interpoliert.

Fig. 21 zeigt ein Blockdiagramm des Steuersystems für maximalen Wirkungsgrad, das praktisch verwendet wird. Die Befehle Id*, Iq* und Λ* werden von der Id-Tabelle, Iq-Tabelle und Λ-Tabelle ausgegeben. Vd* und Vq* werden daraus erhalten und gelangen durch einen Teil für eine Koordinatentransformation der Querachse und Längsachse und einen 2φ-3φ- Transformationsteil und werden für die Steuerung eines PWM- Inverters, d. h. der Ankerspannung verwendet. Der Befehl Λ* wird in Vf* transformiert und für die Feldmagnetsteuerung bei einem PWM-Chopper bzw. -Zerhacker verwendet.

Ein Alternativplan für eine Störung ist in dem in Fig. 21 dargestellten Steuersystem enthalten. Das heißt, ein von einer gestrichelten Linie in Fig. 21 eingeschlossener Bereich, der zwischen dem Befehl Id*, Iq* und der Koordinatentransformation (α-β-Transformation) angeordnet ist, enthält ein Integralelement (I-Element), KId = d/S, KIq/S, ein addierendes Proportion-Element (P-Element), Kpd, Kpq, und Addierelemente ωLqIq, ω(LdId + Λ). Das Integral-Element und das Proportional- Element sind zum Kompensieren eines Übergangsterms und eines normalen Terms in der vorherigen Spannungsgleichung und Integral und Addieren in einem Rückkopplungssystem vorgesehen. Das Addierelement gibt einen Interferenzterm und eine Kompensation in einem Mitkopplungssystem an.

Die Störung in dem Ersatzschaltkreis und die Spannungsgleichung werden im folgenden diskutiert. Das heißt, Iq, Id und Λ werden vorher in Tabellen abgelegt, wie in Fig. 21 gezeigt ist, um einen maximalen Wirkungsgrad der k-Tabelle und Λ-Tabelle zu erhalten, und die Stromsteuerung wird auf der jeweiligen Längs- und Querachse im tatsächlichen Fall unabhängig ausgeführt. Dementsprechend wird die Störung in den jeweiligen Achsen erzeugt und verschlechtert die Leistung der Steuerung. In Fig. 22 wird unter Berücksichtigung des Eisenverlustes einer typischen Störung eine Spannungsgleichung für einen Ersatzschaltkreis von Fig. 22, der einen Übergangszustand enthält, wie folgt erhalten:

worin R&sub1; ein Ankerwiderstand ist; Rc ein äquivalenter Eisenverlustwiderstand ist; Ld eine Längsinduktivität ist; Lq eine Querinduktivität ist; Λ ein Verkettungs-Magnetfluß der Ankerspule ist; w eine Kreisfrequenz einer elektrischen Quelle ist; Vd eine Längskomponente der Ankerspannung ist; Vq eine Querkomponente der Ankerspannung ist; Id eine Längskomponente des Ankerstroms ist; Iq eine Querkomponente des Ankerstroms ist; P ein Differentialoperator ist; und k&sub1; 1 + R&sub1;/Rc ist.

Überdies werden Id, Iq, Icd und Icq in Fig. 22A und 22B durch die Gleichungen (25) und (26) dargestellt, und Λ = Λm + MfIf. Aus der Spannungsgleichung (36) und den Ersatzschaltkreisen der Fig. 22A und 22B kann als Ergebnis eine Rückkopplung von Id' und IQ' für die Steuerung von Vd und Vq ausgeführt werden. Obgleich im Steuersystem von Fig. 21 eine Rückkopplung von Id und Iq von der Ausgabe Vu und Vw des PWM- Inverters ausgeführt wird, um Id' und Iq' zu erhalten, woraus ein Eisenverluststrom schon eliminiert ist, ist es notwendig, eine weitere Transformation auszuführen. Das heißt, da nur Id und Iq aus der Koordinatentransformation erhalten werden, ist es notwendig, die durch die folgende Gleichung dargestellte Transformation auszuführen.

Fig. 23 zeigt ein Rückkopplungssystem einer Modulation eines Rückkopplungssystems, das durch eine Schraffur in Fig. 21 dargestellt ist, wobei die Gleichung (37) berücksichtigt wird. Das heißt, eine d'-q'-Transformation, die durch die Gleichung (37) dargestellt wird, wird nach der 3φ-2φ- Transformation und der d-q-Transformation ausgeführt. Ein durch eine gestrichelte Linie umschlossener Bereich zeigt ein IP-Regelungssystem ohne Interferenz, das einen Eisenverlust eliminiert.

In der Spannungsgleichung (36) und den Ersatzschaltkreisen der Fig. 22A und 22B ist eine Störung, die in einer Längsachse und Querachse nicht unabhängig gesteuert werden kann, d. h. ein Interferenzterm, Kr(Λm + MfIf) bei der Längsachse, der von einer induzierten Spannung infolge der Querinduktivität und der Längsinduktivität stammt, und ωkLdIq' und ωKr(Λm + MfIf) bei der Querachse, der von einer induzierten Spannung stammt, die durch die Änderung des Magnetflusses durch den Gleichstrom-Feldmagnet der Querachse erzeugt wurde. Daher wird eine Mitkopplungskompensation bezüglich der Längsachse und Querachse als eine Steuerung zum Eliminieren der Störung ausgeführt. Das heißt, eine Mitkopplungskompensation von ω(LdIq + Λ), die in Fig. 21 dargestellt ist, wird ausgeführt.

Im folgenden werden ein Stromsteuerteil für eine Mitkopplungskompensation und ein Mitkopplungssystem diskutiert.

Fig. 24 und 25 zeigen ein Beispiel einer Verarbeitung ohne Interferenz durch eine Mitkopplungskompensation, die von einem Proportional-Integral-(PI)-Regelungssystem stammt. Ein Stromsteuerteil zwischen dem Tabellenbefehl und einer α-β- Transformation enthält ein Porportional-Integral-Element Kpd (1 + 1/STId) · Kpd (1 + 1/ST = Iq) und Mitkopplungs-Kompensationselemente ωKrLd, ωKpKq und ωKr(Λm + MfIf). Befehlswerte Id* und Iq* und Rückkopplungswerte Id' und Iq' werden darin eingegeben, und die Befehlswerte Vd* und Vq* werden davon beim Eliminieren der Störung abgegeben. Bei dieser Verarbeitung ohne Interferenz sind dementsprechend die Längsachse und Querachse wie in Fig. 25 gezeigt unabhängig getrennt, und daher wird die Leistung der Steuerung verbessert.

Falls die Proportional-Verstärkung der Längsachse Kpd = ωcLpd/2π ist und eine Integral-Zeitkonstante TId = Ld/R ist, wird in diesem Fall eine Transferfunktion für Id' und Id*' durch die folgende Gleichung (38) dargestellt.

Dementsprechend wird durch die charakteristische Kreisfrequenz ωc eine Antwortcharakteristik bestimmt. Ähnlich wird die gleiche Beziehung bezüglich der Querachse durch die Annahme erhalten, daß Kpd = ωcLPd/2π und TId = Ld/R&sub1; gelten.

Fig. 26 und 27 zeigen eine andere Ausführungsform der Verarbeitung ohne Interferenz eines IP-Regelungssystems. Der Aufbau des IP-Regelungssystems von Fig. 26 ist der gleiche wie der des in Fig. 21 gezeigten Stromsteuerteils. Das IP- Regelungssystem enthält zusätzlich zu Integral-Elementen KId/S und KIq/S Proportional-Elemente Kpd und Kpq und Mitkopplungskompensationen ωrkLd, ωKrLq und ωKr (Λm + MfIf). Dementsprechend unterdrückt das Steuersystem von Fig. 26 auch die Störung. Durch die in Fig. 27 gezeigte Verarbeitung ohne Interferenz wird es möglich, die Längsachse und Querachse zu trennen, und daher wird die Steuerleistung verbessert.

Falls die Proportional-Verstärkung Kpd = 2ωcξLd - R&sub1; ist und KId = ωc²L&sub1; bei der Längsachse ist, wird in diesem Fall eine Transferfunktion zwischen Id', und Id*' durch die folgenden Gleichungen (39) und (40) repräsentiert.

Da diese Gleichung (39) die gleiche wie eine Transferfunktion eines allgemeinen sekundären Filters ist, wird sie wie folgt dargestellt:

worin ωc eine charakteristische Kreisfrequenz ist und ξ, ein Dämpfungskoeffizient ist.

Dementsprechend wird eine Stromantwort durch die charakteristische Kreisfrequenz ωc und den Dämpfungskoeffizienten ξ bestimmt. Die gleiche Beziehung bezüglich der Querachse wird entsprechend durch die ähnliche Annahme erhalten.

Fig. 24 und 25 zeigen das PI-Regelungssystem, das durch Verwenden einer "Primärverzögerung" ausgeführt ist, und Fig. 26 und 27 zeigen ein IP-Regelungssystem, das durch Verwenden einer "sekundären Verzögerung" ausgeführt ist. Das heißt, in einer PI-Regelung wird die Differenz zwischen dem Befehlswert und dem Rückkopplungswert in sowohl den Integral-Term als auch den Proportional-Term eingegeben, und Vd* und Vq* werden ausgegeben, um die Differenz auf 0 zu verringern. Durch die Ausführung einer Verarbeitung ohne Interferenz wird es möglich, die Antwort des Motorstroms (Id, Iq) als "Primärverzögerung" zu steuern, wie in Fig. 28A gezeigt ist, und durch Ändern der Verstärkungen (Kpd, Kpq), wie in Fig. 28B gezeigt ist, kann sie als eine willkürliche Primärverzögerung behandelt werden.

Andererseits wird in einer IP-Regelung die Differenz zwischen dem Befehlswert und Rückkopplungswert nur in den Integral-Term eingegeben, und der Rückkopplungswert wird in den Proportional-Term eingegeben. Ferner werden Vd* und Vq* ausgegeben, um die Differenz auf 0 zu verringern. Durch die Verarbeitung ohne Interferenz wird es möglich, den Motorstrom durch die sekundäre Verzögerung wie in Fig. 28C gezeigt zu steuern, und die sekundäre Verzögerung wird beliebig bestimmt, indem die Verstärkungen (Kpd, KId, Kpq und KIq) geändert werden. Da die Anzahl der zu ändernden Verstärkungen größer als die der Verstärkung der PI-Regelung ist, wird der Freiheitsgrad der Antwortwelle erhöht. Ferner ist es möglich, die Antwortgeschwindigkeit der IP-Regelung statt der der PI- Regelung durch die geeignete Auswahl der Verstärkung zu erhöhen, die durch die gleiche Abtastfrequenz gebildet wird.

Wenn große Rauschmengen in den Rückkopplungssignalen Id und Iq in den Steuersystemen der Fig. 24 und 26 auftreten, können die Stromwerte Id', Iq' und If des Interferenzterms durch den Befehl Id*, Iq* und If* ausgetauscht werden. Das heißt, ωKrLdId' zu ωKrLdId'*, ωKpLqIq' zu ωKrLqIg'* und ωKr (Λm + MfIf) zu ωKr(Λm + MfIf*), wobei If* ein Befehl für den Gleichstrom-Erregungsstrom ist.

In der obigen Erklärung wird der Ersatzschaltkreis, der einen Übergangszustand unter Berücksichtigung des Eisenverlustes enthält, als Ansatz verwendet. Fig. 29A und 29B zeigen Ersatzschaltkreise, die den Übergangszustand enthalten, in einem Fall, in dem der Eisenverlust vernachlässigt wird, und entsprechen einem Fall, in dem der Widerstand Rc in den Schaltungen der Fig. 22A und 22B auf Unendlich (∞) eingestellt ist. Die Spannungsgleichung in diesem Fall wird durch die folgende Gleichung (41) dargestellt.

Wenn in die Gleichung (36) Rc = ∞ substituiert wird, ergibt sich, daß Id = Id' gilt, und der in Fig. 21 gezeigte Stromsteuerteil steuert Vd und Vq durch die Rückkopplung von Id und Iq. Dementsprechend wird es unnötig, Id' und Iq' in Fig. 23 zu transformieren. Da der Interferenzterm in der Gleichung (41) von Fig. 29 -ωLqIq auf der Seite der Längsachse und ωLdId + ω (Λm - MfIf) auf der Seite der Querachse wird, kann der Wert durch die Mitkopplungskompensation kompensiert werden. Entsprechend den Fig. 25 und 27 werden überdies der stationäre Term (R&sub1; + Lpd)Id und der Übergangsterm (R&sub1; + Lgp)Iq durch die PI-Regelung oder IP-Regelung kompensiert.

Fig. 30 zeigt ein PI-Regelungssystem, durch das eine Verarbeitung ohne Interferenz ausgeführt wird. Fig. 31 zeigt ein IP-Regelungssystem. Der Unterschied zwischen Fig. 24 und 26 ist, daß ein sich auf den Eisenverlust beziehender Koeffizient weggelassen ist. Die Ausführungsformen in Fig. 30 und 31 sind Ausführungsformen insofern äquivalent, als Id'*, Iq'*, Id' und Iq' durch Id*, Iq*, Id bzw. Iq in den Ausführungsformen der Fig. 25 und 27 ersetzt sind. Ferner sind die Antwortcharakteristiken der Fig. 30 und 31 den Gleichungen (38) und (39) äquivalent. Überdies ist es eine Tatsache, daß Id, Iq und If des Interferenzterms durch Id*, Iq* bzw. If* ersetzt werden können.

Fig. 32 zeigt ein PI-Regelungssystem, das ein Spannungsmodell verwendet und für das keine Interferenz verwendet wird. Überdies werden stationäre Terme R&sub1;Id' und R&sub1;Iq' durch eine Mitkopplung auf der Längsachse und der Querachse kompensiert. Das heißt, die PI-Regelung ist eine Gleichung, die durch die Gleichung (36) dargestellt ist, und besteht darin, daß der Fehler des Spannungsbefehls von jedem Übergangsterm jeder Motorkonstante (Ld, Lq, R&sub1; und dergleichen) dadurch kompensiert wird. Statt der Kompensation der R&sub1;-Terms und des Interferenzterms mit einem Stromrückkopplungswert (Id', Iq' und If) wie oben erwähnt kann er auch durch den Strombefehl (Id*, Iq* und If*) kompensiert werden.

Obgleich ein Steuerverfahren von Fig. 33 so dargestellt und beschrieben wurde, daß es auf der Basis der Spannungsgleichung (36) unter Berücksichtigung des Eisenverlustes gesteuert wird, kann, falls ein Fall von Fig. 30 darauf angewendet wird, das Steuerverfahren von Fig. 33 durch das auf der Basis der Spannungsgleichung (41) ersetzt werden, worin R&sub1;Id' und R&sub1;Iq' des R&sub1;-Terms in R&sub1;Id bzw. R&sub1;Iq geändert sind. Durch Behandeln des Interferenzterms ohne Interferenz (noninterference), um auf der Längsachse und Querachse unabhängig zu steuern, d. h. durch Anwenden des folgenden Interferenzterms auf das Stromsteuersystem durch Mitkopplung wird es somit möglich, auf der Längsachse und der Querachse unabhängig zu steuern, und daher wird die Steuerantwort verbessert.

Seite der Längsachse ωKrLqIq'

Falls ein Eisenverlust berücksichtigt wird

Seite der Querachse ωKeLdId' + ωKr(Λm + MfIf)

Seite der Längsachse ωLqIq

Falls ein Eisenverlust vernachlässigt wird

Seite der Querachse ωLdId + ω(Λm + MfIf)

In dem Fall, daß im Rückkopplungssignal (Id, Iq und If) Rauschen erzeugt wird, wird es durch Berechnen des Interferenzterms mit dem Befehlswert (Id*, Iq* und If* oder Id' *, Iq' und If') möglich, eine Verarbeitung ohne Interferenz durchzuführen. Durch Steuern des Spannungsmodells auf der Basis der Spannungsgleichung des Permanentmagnet-Synchronmotors mit Hybriderregung wird überdies die Steuerleistung verbessert. Obgleich sich die vorherige Erklärung hierin auf den Permanentmagnet-Synchronmotor mit Hybriderregung bezieht, kön nen, falls der Magnetfluß Λ konstant gehalten wird, die oben erwähnten Steuersysteme für einen PM-Motor verwendet werden. Wie in Fig. 34 gezeigt ist, kann ein Steuersystem des PM- Motors aufgebaut werden, indem eine sich auf Λ beziehende Schaltung aus dem Steuersystem von Fig. 16 eliminiert wird.

Als Ergebnis der Simulation der Steuerung mit maximalem Wirkungsgrad des PM-Motors werden die Konstanten des PM- Motors der eingebetteten Bauart wie folgt bestimmt, und die k-Tabelle wird wie in Tabelle 3 gezeigt aufgestellt, und die Λ-Tabelle wird in allen Bereichen 1 gesetzt.

45 kw - 8P - 3000 UpM

R&sub1; = 0,0121 Ω, Rco= 28,8 Ω

Lq = 0,450 mH, Ld = 0,161 mH

k&sub0; = 2,3337 · 10&supmin;&sup4; L&sub0; = 0,0893

k&sub1; = 0,0156/2, k&sub2; = 9,02/2

Daher wurde die Wirkungsgrad-Karte des PM-Motors der eingebetteten Bauart wie in Fig. 35 gezeigt erhalten, und MAXEFF = 95,28% wurde erhalten.

Tabelle 3

In einer Steuerung mit maximalem Drehmoment wird, wenn das Drehmoment T und die Drehzahl ωr verwendet werden, der Primärstrom I&sub1; beim maximalen Drehmoment minimal. Dementsprechend können k und Λ oder Id, Iq und Λ erhalten werden. Das heißt, Id, Iq der Gleichung (25) wird aus der Gleichung (32) erhalten, und I&sub1; wird aus der Gleichung (35) erhalten. Daher können k und Λ oder Id, Iq und Λ, durch die I&sub1; bezüglich eines beliebigen ωr und T minimal wird, durch wiederholte Berechnungen erhalten werden.

Mit den so eingerichteten Ausführungsformen wird durch geeignete Bestimmung von k und Λ durch eine k-Tabelle und Λ- Tabelle oder die Bestimmung von Id, Iq und Λ durch eine Id-, Iq- und Λ-Tabelle der verfügbare Bereich des Permanentmagnet- Synchronmotors mit Hybriderregung, einer Gleichstrommaschine und eines PM-Motors ausgedehnt. Ferner wird es möglich, eine Steuerung mit maximalem Wirkungsgrad und eine Steuerung mit maximalem Drehmoment auszuführen. Außerdem wird es möglich, eine Steuerung ohne Interferenz durch Entfernen der Störung durch die Mitkopplungssteuerung des Interferenzterms auszuführen.


Anspruch[de]

1. Verfahren zum Steuern eines Synchronmotors mit Hybriderregung, wobei der Synchronmotor mit Hybriderregung ein Feld aus einem Permanentmagneten (13) und einer Gleichstrom- Erregungsspule (5) aufweist, wobei der Magnetfluß des Feldes durch Einstellen des elektrischen Gleichstroms der Gleichstrom-Erregungsspule (5) gesteuert wird, worin der Magnetfluß des Feldes gesteuert wird, um ihn konstant zu halten, wenn eine Drehzahl des Motors kleiner als eine vorbestimmte Grunddrehzahl ist, und ihn in einem umgekehrten Verhältnis zur Drehzahl des Motors zu ändern, wenn die Drehzahl größer als die vorbestimmte Grunddrehzahl ist;

dadurch gekennzeichnet,

daß der elektrische Strom zum und die Spannung am Anker (1) derart gesteuert werden, daß ein Stromverhältnis einer Längsstromkomponente (Id) und einer Querstromkomponente (Id), welche Komponenten durch Teilen eines elektrischen Stroms zur Ankerspule (3) in die Längsstromkomponente (Iq) und die Querstromkomponente (Q in bezug auf die in der Ankerspule (3) induzierte Spannung erhalten werden, konstant gehalten wird;

dadurch, daß die Magnetflußsteuerung und/oder die Steuerung mit konstantem Stromverhältnis ausgewählt werden, um den Motor zu steuern; und

dadurch, daß, wenn die Steuerung mit konstantem Stromverhältnis ausgewählt ist, das Stromverhältnis zwischen -0,3 und -1,2 konstant gehalten wird, während sich der Fluß ändert.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Stromverhältnis einer Längskomponente und einer Querkomponente aus einer Magnetflußtabelle und einer Stromverhältnistabelle gemäß einem Drehmomentbefehl und einer tatsächlichen Drehzahl bestimmt wird und daß der Strom und die Spannung des Ankers (1) und der Strom und die Spannung der Gleichstrom-Erregungsspule gesteuert werden, um dem bestimmten Stromverhältnis zu genügen.

3. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Stromverhältnistabelle und die Magnetflußtabelle in bezug auf die Drehzahl und das Drehmoment des Motors derart vorher erhalten wurden, daß mehrere Berechnungspunkte des Wirkungsgrades des Motors innerhalb des betriebenen Drehzahlbereichs und des verwendeten Drehmomentbereichs bestimmt werden und an jedem Berechnungspunkt das Stromkomponentenverhältnis und der Magnetfluß, durch die der Wirkungsgrad des Motors maximal oder minimal wird, erhalten werden.

4. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Stromverhältnis einer Längskomponente und einer Querkomponente aus einer Magnetflußtabelle und einer vorher festgelegten Stromtabelle jeder Komponente gemäß einem Drehmomentbefehl und einer tatsächlichen Drehzahl bestimmt wird und daß der Strom und die Spannung des Ankers (1) und der Strom und die Spannung der Gleichstrom-Erregungsspule gesteuert werden, um dem bestimmten Komponentenstrom zu genügen.

5. Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Stromverhältnistabelle und die Magnetflußtabelle in bezug auf die Drehzahl und das Drehmoment des Motors derart vorher erhalten wurden, daß mehrere Berechnungspunkte des Wirkungsgrades des Motors mit dem betriebenen Drehzahlbereich und dem verwendeten Drehmomentbereich bestimmt werden und an jedem Berechnungspunkt die Längsstromkomponente, die Querstromkomponente und der Magnetfluß, bei denen der Wirkungsgrad des Motors maximal oder minimal wird, erhalten werden.

6. Steuersystem zum Steuern eines Synchronmotors mit Hybriderregung, wobei der Synchronmotor mit Hybriderregung ein Feld aus einem Permanentmagneten (13) und einer Gleichstrom- Erregungsspule (5) aufweist, wobei ein Magnetfluß des Motors durch Einstellen eines elektrischen Gleichstroms der Gleichstrom-Erregungsspule gesteuert wird, wobei das Steuersystem aufweist:

ein erstes Steuermittel (39, 40, 41) zum Steuern des Magnetflusses des Feldes, um ihn konstant zu halten, wenn eine Drehzahl des Motors kleiner als eine vorbestimmte Grunddrehzahl ist, und ein zweites Mittel (39, 40, 41), um ihn im umgekehrten Verhältnis zur Drehzahl des Motors zu ändern, wenn die Drehzahl des Motors größer als die vorbestimmte Grunddrehzahl ist;

dadurch gekennzeichnet, daß das zweite Steuermittel (39, 40, 41) den elektrischen Strom und die Spannung zum Anker (1) so steuert, daß ein Stromverhältnis einer Längsstromkomponente (Id) und einer Querstromkomponente (Iq), welche Komponenten durch Teilen eines elektrischen Stroms zur Ankerspule (3) in die Längsstromkomponente (h) und die Querstromkomponente (Iq) in bezug auf die in der Ankerspule (3) induzierte Spannung erhalten werden, zwischen -0,3 und -1,2 konstant gehalten wird, während sich der Fluß ändert; und

das Steuersystem ferner ein Mittel (39, 40, 41) aufweist, um das erste und/oder zweite Steuermittel auszuwählen, um den Motor zu steuern.

7. Steuersystem nach Anspruch 6, gekennzeichnet durch ein Bestimmungsmittel (101) zum Bestimmen eines Stromverhältnisses einer Längskomponente und einer Querkomponente, welche Komponenten durch Teilen eines elektrischen Stroms zur Ankerspule (3) in die Längskomponente und die Querkomponente in bezug auf die in der Ankerspule (3) induzierte Spannung erhalten werden, das aus einer Magnetflußtabelle und einer Stromverhältnistabelle gemäß einem Drehmomentbefehl und einer tatsächlichen Drehzahl bestimmt wird, und daß Steuermittel (110, 112, 116, 117es Stroms und der Spannung des Ankers (1) und des Stroms und der Spannung der Gleichstrom-Erregungsspule vorgesehen sind, um dem bestimmten Stromverhältnis zu genügen.

8. Steuersystem nach Anspruch 6, gekennzeichnet durch ein Bestimmungsmittel (Fig. 21) zum Bestimmen eines Stromverhältnisses einer Längskomponente und einer Querkomponente, welche Komponenten durch Teilen eines elektrischen Stroms zur Ankerspule (3) in die Längskomponente und die Querkomponente in bezug auf die in der Ankerspule (3) induzierte Spannung erhalten werden, das aus einer Magnetflußtabelle und einer vorher festgelegten Stromtabelle jeder Komponente gemäß einem Drehmomentbefehl und einer tatsächlichen Drehzahl bestimmt wird, und daß Steuermittel zum Steuern eines Stroms und einer Spannung des Ankers (1) und eines Stroms und einer Spannung der Gleichstrom-Erregungsspule vorgesehen sind, um dem bestimmten Komponentenstrom zu genügen.







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