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Signalübertragungsverfahren, Signalübertragungsschaltkreis und dafür geeigneter integrierter Halbleiterschaltkreis - Dokument DE69522498T2
 
PatentDe  


Dokumentenidentifikation DE69522498T2 18.04.2002
EP-Veröffentlichungsnummer 0685846
Titel Signalübertragungsverfahren, Signalübertragungsschaltkreis und dafür geeigneter integrierter Halbleiterschaltkreis
Anmelder Matsushita Electric Industrial Co., Ltd., Kadoma, Osaka, JP
Erfinder Iwata, Toru, Osaka-shi, Osaka 533, JP;
Yamauchi, Hiroyuki, Takatsuki-shi, Osaka 569, JP
Vertreter Grünecker, Kinkeldey, Stockmair & Schwanhäusser, 80538 München
DE-Aktenzeichen 69522498
Vertragsstaaten DE, FR, GB
Sprache des Dokument EN
EP-Anmeldetag 01.06.1995
EP-Aktenzeichen 951084797
EP-Offenlegungsdatum 06.12.1995
EP date of grant 05.09.2001
Veröffentlichungstag im Patentblatt 18.04.2002
IPC-Hauptklasse G11C 5/14

Beschreibung[de]

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Signalübertragungsverfahren, bei dem eine Mehrzahl von Signalen auf einer entsprechenden Mehrzahl von Signalleitungen übertragen wird, und einen Signalübertragungsschaltkreis mit einer derartigen Mehrzahl von Signalleitungen zur Signalübertragung.

Anwendung findet die Erfindung in einem leistungsarmen Schaltkreis zum Ansteuern einer Last synchron zu einem Oszillationssignal.

Hintergrund der Erfindung

Zur Vereinfachung der Stromquellenstruktur eines Schaltkreises verfügt ein integrierter Halbleiterschaltkreis, z. B. ein DRAM, im Allgemeinen über eine auf dem Chip integrierte Stromquelle. Insbesondere dann, wenn die Spannung der internen Stromquelle so weit ansteigt, dass sie höher ist als das Potenzial einer externen Stromquelle oder wenn die Spannung der internen Stromquelle so weit abnimmt, dass sie unter dem Grundpotenzial liegt, wird ein Ladungspumpschaltkreis, bestehend aus einem Kondensator, einem Gleichrichterschaltkreis und dergleichen, als Stromquellenschaltkreis eingesetzt.

In Fig. 15(a) ist der Aufbau eines integrierten Schaltkreises abgebildet, bei dem der Ladungspumpschaltkreis als Schaltkreis zur Erzeugung einer höheren Versorgungsspannung genutzt wird. Der Ladungspumpschaltkreis 70 besteht aus: einem Pumpkondensator 71 (Cp), einer Vorladeeinrichtung 72 und einer Gleichrichtervorrichtung 73. Eine Elektrode des Pumpkondensators 71 (Cp) ist am Knoten B an die Vorladeeinrichtung 72 und an die Gleichrichtervorrichtung 73 angeschlossen. Mit der obigen Vorladeeinrichtung 72 wird der Knoten B auf ein bestimmtes Potenzial vorgeladen, wenn selbiges geringer ist. Die Funktion der Gleichrichtervorrichtung 73 besteht in der Erzeugung einer höheren Versorgungsspannung, indem Ladungen aus dem Knoten B nur dann dem Ausgangsknoten des Ladungspumpschaltkreises 70 zugeführt werden, wenn das Potenzial des Knotens B höher als das Potenzial des Ausgangsknotens ist, während zugleich ein Rückstrom aus dem Ausgangsknoten des Ladungspumpschaltkreises zum Knoten B verhindert wird, wenn das Potenzial des Knotens B unter das Potenzial des Ausgangsknotens abfällt.

Wird bei dem obigen Ladungspumpschaltkreis 70 ein Signal mit einer konkreten Amplitude in den Knoten A eingegeben und das Eingangssignal geht von einem Kleinsignal in ein Großsignal über, steigt das Potenzial des Knotens B wegen des angeschlossenen Pumpkondensators 71 (Cp) an, sodass das Potenzial des Ausgangsknotens über die Gleichrichtervorrichtung 73 erhöht wird. Wenn dann aus dem Eingangs-Großsignal wieder ein Kleinsignal geworden ist. Wird meist das Potenzial des Knotens B aufgrund der Kopplung des Kondensators 71 (Cp) schwächer, wird jedoch durch die Vorladeeinrichtung 72 auf einem bestimmten Potenzial gehalten. Die von der Vorladeeinrichtung an den Knoten B bereitgestellten Ladungen werden über die Gleichrichtervorrichtung 73 ausgegeben, wenn das Eingangssignal anschließend vom Kleinsignal zum Großsignal wechselt.

Bei einem oben beschriebenen herkömmlichen Ladungspumpschaltkreis laufen allerdings die folgenden Prozesse wiederholt ab: das Zuführen von Ladungen in jedem Zyklus, sodass eine bestimmte Operation erfolgt, und das Abgeben der zugeführten Ladungen in Vorbereitung auf den nächsten Zyklus. Von Nachteil ist dabei, dass die von dem Ladungspumpschaltkreis abgenommene Ladungsmenge zunimmt.

Anhand eines Beispiels wird nun die Wirkungsweise des obigen konventionellen Ladungspumpschaltkreises aus Fig. 15(a) mit höherem Ladungsverbrauch beschrieben.

Da der Ladungspumpschaltkreis 70 einen Pumpkondensator Cp lediglich aus der Sicht des Knotens A lädt oder entlädt, wird der Ladungspumpschaltkreis äquivalent zu einem Kondensator mit der Kapazität C wie in Fig. 15(b). Anhand von Fig. 10 erfolgt nun eine genaue Beschreibung des obigen Prozesses. Abgebildet sind in den Zeichnungen: der Ladungspumpschaltkreis, ein Zeitdiagramm für die Knoten A und B, die Potenzialdifferenz zwischen den Knoten A und B und die im Pumpkondensator Cp gespeicherte Ladungsmenge. Sowohl die Vorladeeinrichtung als auch die Gleichrichtervorrichtung des Ladungspumpschaltkreises bestehen aus einer Diode. Die Versorgungsspannung für die Vorladeeinrichtung ist Vcc, die mit der Versorgungsspannung zum Ansteuern des Knotens A identisch ist. Es wird davon ausgegangen, dass durch die Dioden kein Ladungsverlust hervorgerufen wird. Da ein Ladungspumpschaltkreis im Allgemeinen eine höhere Versorgungsspannung mit ausreichend großer Kapazität auflädt, wird zudem angenommen, dass eine einzige Operation des Ladungspumpschaltkreises das Potenzial des Ausgangsknotens kaum ändert und der Ausgangsknoten des Ladungspumpschaltkreises durch eine Stromquelle mit konstanter Spannung auf dem Potenzial Vcc+Vp gehalten wird.

Wie aus dem Zeitdiagramm der Zeichnungen hervorgeht, wird ein rechtwinkliger Impuls mit der Amplitude Vcc in den Knoten A eingegeben, sodass der Ladungspumpschaltkreis angetrieben wird, während sich das Potenzial des Knotens B synchron zum Potenzial von Knoten A ändert. Da das Mindestpotenzial von Knoten B mittels Vorladeeinrichtung unverändert bei Vcc gehalten wird, während das Maximalpotenzial von Knoten B durch die Gleichrichtervorrichtung und die Stromquelle mit konstanter Spannung unverändert auf Vcc+Vp gehalten wird, ergeben sich zwischen den Knoten A und B Potenzialdifferenzen Vcc bzw. Vp, wenn am Knoten A 0 V bzw. die Spannung Vcc anliegen (siehe Zeitdiagramm). Liegen am Knoten A 0 V bzw. Vcc an, dann erhöht sich die Ladung an der Platte auf der Seite von Knoten A des Pumpkondensators Cp auf -Cp·Vcc bzw. auf -Cp·Vp. Demgegenüber erhöht sich die Ladung an der Platte auf der Seite des Knotens B des Pumpkondensators Cp auf Cp·Vcc bzw. auf Cp·Vp, wenn am Knoten A 0 V bzw. Vcc anliegen. Dadurch wird beim Verändern des Potenzials von Knoten A von 0 V auf Vcc die Ladung Cp·(Vcc- Vp) in der Platte auf der Seite des Knotens A des Pumpkondensators gespeichert, während die Ladung Cp·(Vcc-Vp) als Ausgangsstrom von der Platte auf der Seite von Knoten B des Pumpkondensators über die Gleichrichterdiode abgegeben wird. Ändert sich das Potenzial des Knotens A von Vcc auf 0 V, wird Cp·(Vcc-Vp) von der Platte auf der Seite des Knotens A des Pumpkondensators abgegeben, während die Ladung Cp·(Vcc-Vp) von der Stromquelle mittels Vorladediode in der Platte auf der Seite des Knotens B des Pumpkondensators gespeichert wird.

Die von der Stromquelle dem Ladungspumpschaltkreis zugeführte Gesamtladungsmenge bildet die Summe aus Cp·(Vcc-Vp), die über die Vorladediode zugeführt wird, und der dem Knoten A zugeführten Cp·(Vcc-Vp), während die abgegebene Gesamtladungsmenge Cp·(Vcc-Vp) beträgt, sodass die vom Ladungspumpschaltkreis verbrauchte Ladungsmenge doppelt so hoch ist wie die ausgegebene Ladungsmenge.

Da durch die Vorladeeinrichtung und die Gleichrichtervorrichtung im Ladungspumpschaltkreis in der Praxis ein Ladungsverlust hervorgerufen wird, liegt der Wirkungsgrad des Ladungspumpschaltkreises nur bei 50% oder darunter. Wird darüber hinaus der Ladungspumpschaltkreis mit einem Impuls der Amplitude Vcc angesteuert, dann wird in jedem Zyklus aus Sicht des Knotens A die Ladung Cp·(Vcc-Vp) verbraucht, wodurch der Ladungspumpschaltkreis einem Kondensator mit der Kapazität Cp·(Vcc-Vp)/Vcc gleichwertig wird.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Ziel der Erfindung ist es, ein Signalübertragungsverfahren und einen Signalübertragungsschaltkreis zu schaffen, mit denen der zum Ansteuern einer Lastkapazität abgenommene Strom verringert werden kann, wie beispielsweise beim obigen Ladungspumpschaltkreis.

Dieses Ziel wird durch ein Verfahren gemäß Anspruch 1 und einen Signalübertragungsschaltkreis gemäß Anspruch 10 erreicht. Bevorzugte Ausführungsform sind Gegenstand der abhängigen Ansprüche.

Beim erfindungsgemäßen Ansteuern einer konkreten Lastkapazität werden also eine Signalleitung zum Ansteuern der Lastkapazität und ein Kondensators in mehrere Teile untergliedert. Die einzelnen Teile des Kondensators sind wie in der schematischen Darstellung aus Fig. 16 entsprechend den einzelnen Teilen der Signalleitung angeordnet, sodass die einzelnen Teile des Kondensators mit verschiedenen Phasen angetrieben werden. Wenn die einem Teil des Kondensators zugeführten Ladungen abgegeben werden, werden diese erneut als Ladungen einem anderen Teil des Kondensators zugeführt, wodurch sich der vom Signalübertragungsschaltkreis verbrauchte Strom verringert.

Das heißt, die vorliegende Erfindung schafft ein Signalübertragungsverfahren, bei dem eine Mehrzahl von Signalen auf einer entsprechenden Mehrzahl von Signalleitungen übertragen wird, wobei dann, wenn die Mehrzahl von Signalleitungen über eine Signalleitung im Potenzialanstiegsprozess und eine Signalleitung im Potenzialabsenkungsprozess verfügt, die Ladungen der Signalleitung im Potenzialabsenkungsprozess auf die Signalleitung im Potenzialanstiegsprozess umverteilt werden. Des Weiteren schafft die Erfindung einen Signalübertragungsschaltkreis mit: einer Mehrzahl von Signalleitungen, einer Anschlusseinrichtung zum Herstellen eines Anschlusses zwischen der Mehrzahl von Signalleitungen, einer Steuereinrichtung, mit der über die Anschlusseinrichtung eine Signalleitung im Potenzialanstiegsprozess aus der Mehrzahl der Signalleitungen und eine Signalleitung im Potenzialabsenkungsprozess aus der Mehrzahl von Signalleitungen so verbunden werden, dass die Ladungen der Signalleitung im Potenzialabsenkungsprozess an die Signalleitung im Potenzialanstiegsprozess umverteilt werden.

Durch die Erfindung entsteht ein integrierter Halbleiterschaltkreis mit einem Signalübertragungsschaltkreis und Betriebsschaltkreisen zur Ausführung von jeweils einem bestimmten Arbeitsschritt als Reaktion auf ein von dem Signalübertragungsschaltkreis übertragenes Signal, wobei der Signalübertragungsschaltkreis aufweist: eine Mehrzahl von Signalleitungen, eine Anschlusseinrichtung zum Herstellen eines Anschlusses zwischen der Mehrzahl von Signalleitungen, eine Steuereinrichtung, mit der über die Anschlusseinrichtung eine Signalleitung im Potenzialanstiegsprozess aus der Mehrzahl der Signalleitungen und eine Signalleitung im Potenzialabsenkungsprozess aus der Mehrzahl von Signalleitungen so verbunden werden, dass die Ladungen der Signalleitung im Potenzialabsenkungsprozess an die Signalleitung im Potenzialanstiegsprozess umverteilt werden.

Darüber hinaus schafft die Erfindung einen integrierten Halbleiterschaltkreis, wobei die Betriebsschaltkreise eine Mehrzahl von Ladungspumpschaltkreisen sind und die Mehrzahl der vom Signalübertragungsschaltkreis übertragenen Signale Antriebssignale sind, die zu den entsprechenden Ladungspumpschaltkreisen geleitet werden. Wenn bei den obigen Strukturen die Potenziale der Mehrzahl von Signalleitungen mit ihren jeweiligen Amplituden, die sich im erfindungsgemäßen Signalübertragungsverfahren und Signalübertragungsschaltkreis voneinander unterscheiden, verändert werden, dann wird die Anschlusseinrichtung derart von der Steuereinrichtung gesteuert, dass eine Signalleitung im Potenzialanstiegsprozess und eine Signalleitung im Potenzialabsenkungsprozess, deren Potenzial höher ist als das der Signalleitung im Potenzialanstiegsprozess, aneinander angeschlossen sind und die Ladungen der angeschlossenen Signalleitungen untereinander ausgetauscht werden. Demzufolge erhöht sich das Potenzial der Signalleitung im Potenzialanstiegsprozess ohne Laden und Entladen über die Stromquelle, während gleichzeitig das Potenzial der Signalleitung im Potenzialabsenkungsprozess sinkt.

Wenn dieser Arbeitsschritt wiederholt bei verschiedenen Signalleitungspaaren ausgeführt wird, verringert sich der verbrauchte Strom infolge der Ladungsumverteilung, während sich die Potenziale der Mehrzahl von Signalleitungen mit derselben Frequenz ändern, obwohl sie verschiedene Phasen haben, so dass die Lastkapazität mit geringerem Eigenverbrauch angesteuert wird.

Zudem kann mit der Erfindung ein Großintegrations-Halbleiterschaltkreis mit niedriger Leistungsaufnahme geschaffen werden, der mit einer Niederleistungs- Ladungspumpe mit obigem Signalübertragungsschaltkreis sowie mit einem aus dem obigen Signalübertragungsschaltkreis bestehenden Takterzeugungsschaltkreis betrieben wird.

Noch deutlicher werden die obigen Ziele und die neuen Merkmale der Erfindung aus der nachfolgenden Beschreibung im Zusammenhang mit den beiliegenden Zeichnungen.

KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Die beiliegenden Zeichnungen zeigen die bevorzugten erfindungsgemäßen Ausführungsformen:

Fig. 1 zeigt schematisch den Gesamtaufbau einer ersten Ausführungsform;

Fig. 2 zeigt den Innenaufbau einer Anschlussschaltung in einem Signalübertragungsschaltkreis nach der ersten Ausführungsform;

Fig. 3 stellt den Innenaufbau einer Anschlussschaltung des Signalübertragungsschaltkreises der ersten Ausführungsform dar;

Fig. 4 stellt die jeweiligen Wellenformen der von der Anschlussschaltung im Signalübertragungsschaltkreis der ersten Ausführungsform erzeugten Steuersignale dar;

Fig. 5 zeigt die jeweiligen Wellenformen von drei Arten von Taktsignalen im Signalübertragungsschaltkreis der ersten Ausführungsform;

Fig. 6 ist ein Zeitdiagramm für den Fall, dass im Signalübertragungsschaltkreis der ersten Ausführungsform vier Signalleitungen vorhanden sind;

Fig. 7 ist ein Zeitdiagramm für den Fall, dass im Signalübertragungsschaltkreis der zweiten Ausführungsform vier Signalleitungen vorhanden sind;

Fig. 8 zeigt den Aufbau eines Hauptteils eines Signalübertragungsschaltkreises nach einer dritten Ausführungsform;

Fig. 9 zeigt den Aufbau eines Hauptteils eines Schaltkreises zur Erzeugung einer Versorgungsspannung nach einer vierten Ausführungsform;

Fig. 10(a) zeigt den Innenaufbau eines Ladungspumpschaltkreises;

Fig. 10(b) zeigt eine Schwankung in der im Ladungspumpschaltkreis akkumulierten Ladung;

Fig. 11 zeigt zum Vergleich den erfindungsgemäßen Eigenverbrauch und den von einer herkömmlichen Ausführungsform verbrauchten Strom im Verhältnis zum Auslastungsgrad für eine höheren Versorgungsspannung und zum Wirkungsgrad bei der Erzeugung einer höheren Versorgungsspannung;

Fig. 12 zeigt den Aufbau eines Hauptteils eines Versorungsspannungs- Erzeugungsschaltkreises nach einer fünften Ausführungsform;

Fig. 13 zeigt den Gesamtaufbau eines integrierten Halbleiterschaltkreises nach einer sechsten Ausführungsform;

Fig. 14 stellt die Wellenform eines Ausgangssignals eines Takterzeugungs- Schaltkreises in einem integrierten Halbleiterschaltkreis der sechsten Ausführungsform dar;

Fig. 15(a) zeigt einen konventionellen Ladungspumpschaltkreis;

Fig. 15(b) verdeutlicht die Funktion eines konventionellen Ladungspumpschaltkreises; und

Fig. 16 zeigt das Konzept der vorliegenden Erfindung.

DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN

Nachstehend werden bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung anhand der beiliegenden Zeichnungen beschrieben.

(Erste Ausführungsform)

In Fig. 1 ist der Gesamtaufbau eines Signalübertragungsschaltkreises nach einer ersten Ausführungsform der Erfindung zu sehen.

Darin abgebildet sind: eine Mehrzahl von (vier) Signalleitungen L(1), L(2), L(3) und L(4), eine Versorgungsleitung (erste Potenzialakkumuliereinrichtung) Vcc, eine Erdungsleitung als weitere Versorgungsleitung (zweite Potenzialakkumuliereinrichtung) Vss, eine Anschlussschaltung (Anschlusseinrichtung) 1 zum Verbinden der Signalleitungen L(1), L(2), L(3) und L(4) miteinander und zum Anschließen der Signalleitungen L(1), L(2), L(3) und L(4) an die Versorgungsleitung Vcc oder die Erdungsleitung Vss, eine Steuerschaltung (Steuereinrichtung) 2 zum Empfangen eines Taktsignals CLK und zur Ausgabe eines Steuersignals, ausgehend von dem Taktsignal CLK, zum Ansteuern der obigen Anschlussschaltung 1.

In Fig. 2 ist die obige Anschlussschaltung genauer zu sehen mit: den Schaltern Sc(1), Sc(2), Sc(3) und Sc(4), welche die obigen Signalleitungen L(1), L(2), L(3) und L(4) an die Versorgungsleitung Vcc anschließen, den Schaltern Ss(1), Ss(2), Ss(3) und Ss(4), welche die einzelnen Signalleitungen L(1), ... L(n) an die Erdungsleitungen Vss anschließen, und den Schaltern S(1,2), S(1,3), S(1,4), S(2,3), S(2,4) und S(3,4), mit denen die obigen vier Signalleitungen L(1) bis L(4) miteinander verbunden werden.

Die Steuersignale C1, C2, C3 und C4 steuern die Schalter Sc(1) bis Sc(4), und die Steuersignale S1, S2, S3 und S4 steuern die Schalter Ss(1) bis Ss(4). Die Steuersignale P12 und N12 steuern den Schalter S(1, 2) ebenso wie die Steuersignale P13 und N13 den Schalter S(1,3) steuern, die Steuersignale P14 und N14 den Schalter S(1,4), die Steuersignale P23 und N23 den Schalter S(2,3), die Steuersignale P24 und N24 den Schalter S(2,4) und die Steuersignale P34 und N34 den Schalter S(3,4). Des Weiteren sind die kapazitiven Widerstände Co(1), Co(2), Co(3) und Co(4) dargestellt, die von den obigen Signalleitungen L(1) bis L(4) angesteuert werden. Die Variablen innerhalb der Klammern zur Kennzeichnung der Schalter und kapazitiven Widerstände stimmen mit den Zahlen innerhalb der Klammern zur Kennzeichnung der Signalleitung L(1) bis L(4) überein. Die obigen Schalter Sc(1) bis Sc(4) und Ss(1) bis Ss(4) bilden eine Stromquellen-Anschlusseinrichtung 1a.

In Fig. 3 ist der Innenaufbau der obigen Steuerschaltung 2 dargestellt, die die Steuersignale C1 bis C4, S1 bis S4, P12 und N12 bis P34 und N34 derart erzeugt, dass sie sich wie in Fig. 4 ändern. Konkret besteht die Steuerschaltung 2 aus: zwei Flip- Flops 2a und 2b, drei Invertern 2c bis 2e, acht NAND-Schaltungen und acht Invertern I1 bis I8. Wie aus Fig. 5 hervorgeht, erzeugt der obige Flip-Flop 2a ein Signal CLKA, welches man durch Halbieren der Frequenz des Taktsignals CLK erhält, während der Flip-Flop 2b ein Signal CLBK erzeugt, welches man durch weiteres Halbieren des obigen Signals CLKA erhält, d. h. durch Vierteln des ursprünglichen Signals CLK. Mit dem Inverter 2c entsteht ein Signal /CLK, indem das Taktsignal CLK umgekehrt wird, und mit dem Inverter 2d ein Signal /CLKA durch Invertieren des Halbfrequenzsignals CLKA. Der Inverter 2e erzeugt ein Signal /CLKB durch Invertieren des Viertel- Frequenzsignals CLKB. Jede der NAND-Schaltungen N1 bis N8 empfängt zwei oder drei der obigen Signale, aus denen sie die Steuersignale P23, P14, P13, P24, P12, P34, C1, C2, C3 und C4 generieren. Die acht Inverter I1 bis I8 invertieren die Ausgangssignale aus den entsprechenden NAND-Schaltungen N1 bis N8, wodurch die Steuersignale N23, N14, N13, N24, N12, N34, S4, S3, S2 und S1 entstehen.

Als Nächstes wird anhand von Fig. 6 beschrieben, wie die obige Steuerschaltung 2 die Schalter Sc(1) bis Sc(4), Ss(1) bis Ss(4) und S(1,2)... S(3,4) steuert.

Die Anzahl der Signalleitungen ist zwar allgemein mit n angegeben, doch Fig. 6 zeigt genau wie Fig. 1 das Taktsignal CLK und Schwankungen der Potenziale der einzelnen Signalleitungen L(1) bis L(4) zwecks Vereinfachung ausgehend von der Annahme, dass n = 4. Das Taktsignal CLK kann von außen an den Chip angelegt oder auf ihm erzeugt werden. Weiterhin wird davon ausgegangen, dass die kapazitiven Widerstände Co(1) bis Co(4) den gleichen Wert haben und dass in ihnen kein Verlust von den Schaltern hervorgerufen wird.

Zu einem bestimmten Zeitpunkt wird die Signalleitung L(1) vom Schalter Sc(1) an die Versorgungsleitung Vcc angeschlossen, wohingegen die Signalleitung L(4) durch den Schalter Ss(4) an die Erdungsleitung Vss angeschlossen wird. Über den Schalter S(2,3) werden die Signalleitungen L(2) und L(3) miteinander verbunden, sodass deren Potenzial % Vcc erreicht. Dieser oben beschriebene Zustand wird als Stufe 1 bezeichnet.

Wenn das Taktsignal CLK einen anderen Pegel annimmt und eine Stufe 2 erreicht ist, werden die Schalter Sc(1), Ss(4) und S(2,3) abgeschaltet, wodurch die Signalleitung L(1) von der Versorgungsleitung Vcc, die Signalleitung L(4) von der Erdungsleitung Vss und die Signalleitung L(2) von der Signalleitung L(3) getrennt wird. Daraufhin werden die Schalter S(1,2) und S(3,4) eingeschaltet, und so wird die Signalleitung L(1) mit der Signalleitung L(2) und die Signalleitung L(3) mit der Signalleitung L(4) verbunden. Die von den Signalleitungen angetriebenen kapazitiven Widerstände C(1) bis C(4) sind gleich, wobei der kapazitive Widerstand C(1) auf das Potenzial der Versorgungsleitung Vcc aufgeladen wurde, wohingegen der kapazitive Widerstand C(2) auf 1/2·Vcc aufgeladen wurde, weshalb bei einer bestehenden Verbindung zwischen den Signalleitungen L(1) und L(2) eine Ladungsumverteilung zwischen den kapazitiven Widerständen C(1) und C(2) auftritt und die Potenziale der Signalleitungen L(1) und L(2) 3/4·Vcc betragen. Kurz gesagt, die zum Verringern des Potenzials der Signalleitung L(1) abgeworfene Ladung wird zum Erhöhen des Potenzials der Signalleitung L(2) verwendet. Ebenso wurde der kapazitive Widerstand C(4) auf das Potenzial 0 V der Erdungsleitung Vss aufgeladen, während der kapazitive Widerstand C(3) auf 1/2·Vcc aufgeladen wurde, weshalb bei einer vorliegenden Verbindung zwischen den Signalleitungen L(3) und L(4) die Potenziale der Signalleitungen L(3) und L(4) 1/4·Vcc betragen. In Stufe 2 wird selbst dann, wenn die Potenziale der einzelnen Signalleitungen schwanken, keine Ladung über die Versorgungsleitung Vcc und die Erdungsleitung Vss zugeführt oder abgegeben.

Wenn das Taktsignal CLK zum nächsten Pegel wechselt und Stufe 3 erreicht ist, werden die Schalter S(1,2) und S(3,4) abgeschaltet, wodurch die Signalleitung L(1) von der Signalleitung L(2) und Signalleitung L(3) von Signalleitung L(4) getrennt werden. Daraufhin werden die Schalter Sc(2) und S(1,4) eingeschaltet und so die Signalleitung L(2) mit der Versorgungsleitung Vcc, die Signalleitung L(3) mit der Erdungsleitung Vss und Signalleitung L(1) mit Signalleitung L(4) verbunden. Dadurch wird das Potenzial der Signalleitung L(2) genauso groß wie das Potenzial der Versorgungsleitung Vcc, während das Potenzial der Signalleitung L(3) 0 V wird. Da die Kapazitäten C(1) und C(4) auf 3/4·Vcc bzw. 1/4·Vcc aufgeladen wurden, liegen die Potenziale der Signalleitungen L(1) und L(4) bei 1/2·Vcc. In Stufe 3 entspricht die Gesamtmenge der über die Versorgungsleitung Vcc und die Erdungsleitung Vss zugeführten oder abgegebenen Ladungen der Summe aus 1/4·Vcc x C, die dem kapazitiven Widerstand C(2) von der Versorgungsleitung Vcc zugeführt wurde, und aus 1/4·Vcc x C, die vom kapazitiven Widerstand C(3) an die Erdungsleitung Vss abgegeben wurde. Obiges C steht für den Wert der Kapazität, die von einer der Signalleitungen angesteuert wird. In den nachfolgenden Stufen werden die auf der vorherigen Stufe verbundenen Schalter genauso wieder getrennt. Anschließend werden in Stufe 4 die Schalter S(2,4) und S(1,3) miteinander verbunden, in Stufe 5 die Schalter Sc(4), Ss(1) und S(2,3), in Stufe 6 die Schalter S(3,4) und S(1,2), und in Stufe 7 werden die Schalter Sc(3), Ss(2) und S(1,4) miteinander verbunden. In Stufe 8 werden die Schalter S(1, 3) und S(2,4) aneinander angeschlossen und in Stufe 9 die Schalter Sc(1), Ss(4) und S(2,3). Danach ist wieder der Zustand aus Stufe 1 hergestellt.

Mit der obigen Schalterregelung ändern sich die Potenziale der Signalleitungen L(1) bis L(4) in jedem ¹/&sub2; Zyklus des Taktsignals CLK schrittweise um 1/4·Vcc, sodass vier Signale mit der Amplitude Vcc erzeugt werden, von denen jedes zu den Nachbarsignalen um ¹/&sub4; Zyklus phasenverschoben ist. Da zudem in jeder Stufe mit ungerader Zahl die Ladung 1/4·Vcc verbraucht ist, beträgt die von dem Signalübertragungsschaltkreis aus Fig. 1 gesamte im Verlauf von vier Taktzyklen CLK abgenommene Ladungsmenge Vcc x C. Da jeder der kapazitiven Widerstände C(1) bis C(4) in vier Zyklen des Taktsignals CLK die Ladungsmenge Vcc x C verbraucht, folgt daraus, dass der Signalübertragungsschaltkreis beim Antrieb der kapazitiven Widerstände C(1) bis C(4) insgesamt ¹/&sub4; der Ladungsmenge abnimmt, wenn keine Ladung zurückgewonnen wird.

Als Nächstes wird die Reihenfolge gezeigt, in der die Steuereinrichtung die Schalter Sc(1) ... Sc(n), Ss(1)... Ss(n) und S(1,2)... S(n-1,n) miteinander verbindet, ausgehend von der Annahme, dass die Anzahl von Signalleitungen allgemein durch n angegeben wird.

Bei der Betrachtung, ob sich das Potenzial in einem Potenzialanstiegsprozess oder einem Potenzialabsenkungsprozess befindet, wird das Potenzial einer Signalleitung als "Zustand der Signalleitung" bezeichnet. Wie in Fig. 6 abgebildet, werden die Zustände der Signalleitungen L(1), L(2), L(3) bzw. L(4) aus Stufe 1 in Stufe 3 auf den Signalleitung L(2), L(4), L(1) bzw. L(3) reproduziert. Genauso werden die Zustände der Signalleitungen L(1), L(2), L(3) bzw. L(4) aus Stufe 2 in Stufe 4 auf den Signalleitung L(2), L(4), L(1) bzw. L(3) reproduziert. Hierauf wird im Zusammenhang mit den Signalleitungs-Identifizierungsvariablen erneut eingegangen.

Die Signalleitungs-Identifizierungsvariablen 1, 2, 3 und 4 in den Stufen 1 und 2 werden zu 2, 4, 1 und 3 in den Stufen 3 und 4. Stellt man obiges Verhältnis durch eine Konversion f dar, dann ist f(1) = 2, f(2) = 4, f(3) = 1 und f(4) = 3, d. h. f(1, 2,3,4) = (2,4,1,3) ist erfüllt.

In späteren Stufen wird dies noch näher beleuchtet.

Da die Phasen der Signalleitungen L(1), L(2), L(4) und L(3) in dieser Reihenfolge um zwei Stufen (1/4 Zyklus) verzögert sind, wird der Zustand der Signalleitung L(1) aus einer bestimmten Stufe mit Sicherheit zwei Stufen weiter auf der Signalleitung L(2) reproduziert (siehe Fig. 6), deren Phase um zwei Stufen (1/4 Zyklus) zu jener der Signalleitung L(1) verzögert ist. In gleicher Weise werden die Zustände der Signalleitungen L(2), L(3) und L(4) aus einer bestimmten Stufe zwei Stufen weiter auf den Signalleitungen L(4), L(1) und L(3) reproduziert. Betrachtet man die Signalleitungs- Identifizierungsvariablen genauer, dann werden die Signalleitungs-Identifizierungsvariablen 1, 2, 3 und 4 aus einer bestimmten Stufe zwei Stufen weiter zu 2, 4, 1 und 3. Dementsprechend kann das Verhältnis zwischen einer Signalleitung aus einer bestimmten Stufe und der Signalleitung, auf der der Zustand zwei Stufen weiter reproduziert wird, auch durch die Konversion f dargestellt werden, mit der die Zustände der einzelnen Signalleitungen auf jeder zweiten Stufe ermittelt werden können. Kurz gesagt, es lassen sich die Zustände der jeweiligen Signalleitungen in jedem Zyklus des Taktsignals CLK feststellen.

Zum Beispiel werden die Zustände der Signalleitung L(1), L(2), L(3) bzw. L(4) von Stufe 1 in Stufe 5 auf den Signalleitungen L(4), L(3), L(2) bzw. L(1) reproduziert. Die Zustände der Signalleitungen L(1), L(2), L(3) bzw. L(4) von Stufe 2 werden in Stufe 6 auf den Signalleitungen L(4), L(3), L(2) bzw. L(1) reproduziert. Die Signalleitungs- Identifizierungsvariablen 1, 2, 3 und 4 aus den Stufen 1 und 2 sind in den Stufen 5 und 6 in 4, 3, 2 und 1 umgewandelt worden. Da wie oben beschrieben f(1) = 2, f(2) = 4, f(3) = 1 und f(4) = 3, und das Verhältnis zwischen einer Signalleitung in einem bestimmten Zustand aus den Stufen 1 und 2 und der Signalleitung, auf der der Zustand in den Stufen 3 und 4 reproduziert wird, f(1,2,3,4) = (2,4,1,3) ist, stellt sich das Verhältnis zwischen einer Signalleitung in einem bestimmten Zustand aus den Stufen 1 und 2 und der Signalleitung, auf der der Zustand in den Stufen 5 und 6 reproduziert wird, dar als f(f(1,2,3,4)) = f(2,4,1,3) = (4, 3, 2, 1), sodass die Zustände der jeweiligen Signalleitungen in jedem Zyklus des Taktsignals CLK mittels Konversion ermittelt werden können.

Das Verhältnis zwischen einem Schalter, der zu einem bestimmten Zeitpunkt angeschlossen ist, und dem Schalter, der einen Zyklus des Taktsignals CLK später angeschlossen wird, lässt sich durch die Konversion f darstellen, wenn die Signalleitungs- Identifizierungsvariablen verwendet werden. Das heißt, da f(1,2,3,4) = (2,4,1,3) erfüllt ist, sind in den Stufen 3 bzw. 4 die Schalter Sc(2), Ss(3) und S(1,4) sowie die Schalter S(2,4) und S(1,3) geschlossen, und zwar anstelle der Schalter Sc(1), Ss(4) und S(2,3), die in Stufe 1 geschlossen sind, und anstelle der in Stufe 2 geschlossenen Schalter S(1,2) und S(3,4). Und da f(f(1,2,3,4)) = f(2,4,1,3) = (4, 3, 2, 1) erfüllt ist, werden die Schalter Sc(4), Ss(1) und S(2,3) sowie die Schalter S(4,3) und S(1,2) zwei Zyklen des Taktsignals CLK später in den Stufen 5 und 6 geschlossen. Aufgrund von f(f(f(1,2,3,4))) = f(f(2,4,1,3)) = f(4, 3, 2, 1) = (3,1,4,2) werden zudem die Schalter Sc(3), Ss(2) und S(1,4) und die Schalter S(1,3) und S(2,4) drei Zyklen des Taktsignals CLK später in den Stufen 7 bzw. 8 geschlossen. Darüber hinaus ist auch der Ausdruck f(f(f(f(1,2,3,4)))) = f(f(f(2,4,1,3))) = f(f(4, 3, 2, 1)) = f(3,1,4,2) = (1,2,3,4) erfüllt, weshalb die Schalter Sc(1), Ss(4) und S(2,3) sowie die Schalter S(1,2) und S(3,4) vier Zyklen des Taktsignals CLK später in den Stufen 9 bzw. 10 geschlossen sind, wodurch wieder der anfängliche Zustand hergestellt ist.

Tabelle 1 zeigt das Verhältnis zwischen den Signalleitungs-Identifizierungsvariablen für die Signalleitungen, die ab einem bestimmten Zeitpunkt für die Dauer von zwei Stufen verbunden sind, und den Signalleitungs-Identifizierungsvariablen für Signalleitungen, die einen Zyklus des Taktsignals CLK später für die Dauer von zwei Stufen verbunden sind, d. h. das Verhältnis zwischen den Signalleitungs-Identifizierungsvariablen gemäß der Konversion f in den Fällen, da die Anzahl N von Signalleitungen zwischen 2 und 10 liegt. Die ganz linke Spalte X gibt die ursprünglichen Signalleitungs-Identifizierungsvariablen und die oberste Reihe gibt die Anzahl von Signalleitungen an.

Tabelle 1

Wenn die Anzahl der Signalleitungen n = 4 beträgt, dann können die kapazitiven Lastwiderstände durch Abnahme von ¹/&sub4; jener Lastmenge antrieben werden, die von den kapazitiven Lastwiderständen verbraucht wird, wenn, wie oben beschrieben, keine Ladung zurückgewonnen würde. Betrachtet man jene Fälle, in denen die Anzahl von Signalleitungen n ≠ 4 ist, dann können die kapazitiven Lastwiderstände analog durch den Verbrauch von 1/n der Ladungsmenge angetrieben werden, die von den kapazitiven Lastwiderständen verbraucht wird, wenn keine Ladung zurückgewonnen wird, sodass der Wirkungsgrad bei der Erzeugung einer höheren Versorgungsspannung mit größer werdender Zahl n bei der Division zunimmt.

Bei der obigen Anschlussschaltung 1 aus Fig. 2 bestehen die Schalter (erste Stromquellen-Anschlusseinrichtung) Sc(1) bis Sc(4) zum Anschließen der entsprechenden Signalleitungen an die Versorgungsleitung Vcc aus PMOS-Transistoren, während die Schalter (zweite Stromquellen-Anschlusseinrichtung) Ss(1) bis Ss(4) zum Anschließen der entsprechenden Signalleitungen an die Erdungsleitung Vss aus NMOS- Transistoren bestehen. Demgegenüber werden die Schalter S(1,2) bis Ss(3,4) zum Verbinden der Signalleitungen miteinander aus CMOS-Transistoren gebildet.

Im Allgemeinen kann in einem NMOS-Transistor ein Strom fließen, wenn die Potenzialdifferenz zwischen dem Gate und der Quelle (das Gate hat ein höheres Potenzial als die Quelle) einen bestimmten Wert annimmt oder über diesen hinausgeht (die Potenzialdifferenz wird auch als NMOS-Transistor-Vorschwellspannung Vtn) bezeichnet). Demgegenüber kann in einem PMOS-Transistor ein Strom fließen, wenn die Potenzialdifferenz zwischen dem Gate und der Quelle (das Gate hat ein niedrigeres Potenzial als die Quelle) höchstens einen bestimmten Wert annimmt (die Potenzialdifferenz wird auch als PMOS-Transistor-Vorschwellspannung Vtp) bezeichnet). Darüber hinaus wird der Ein-Widerstand des NMOS-Transistors niedriger, wenn die Spannung zwischen dem Gate und der Quelle höher als Vtn wird, wohingegen der Ein-Widerstand des PMOS-Transistors niedriger wird, wenn die Spannung zwischen dem Gate und der Quelle unter Vtp abfällt.

Da die Schalter Sc(1) bis Sc(4), wie oben beschrieben, dem Anschluss der entsprechenden Signalleitungen an die Versorgungsleitung Vcc dienen, damit die Signalleitungen auf den hohen Pegel aufgeladen werden, sollten die Gate-Potenziale der NMOS-Transistoren um mindestens Vtn höher als das Potenzial der Versorgungsleitung Vcc eingestellt werden, wenn die NMOS-Transistoren als Schalter Sc(1) bis Sc(4) genutzt werden sollen. Zum Verringern des Ein-Widerstandes der NMOS- Transistoren sollte andererseits das Potenzial zwischen dem Gate und der Quelle durch weitere Erhöhung des Gate-Potenzials angehoben werden. Demzufolge können die NMOS-Transistoren keine effizienten Schalter Sc(1) bis Sc(4) bilden. Werden jedoch PMOS-Transistoren als Schalter Sc(1) bis Sc(4) eingesetzt, wobei ihre Quellenelektroden an die Versorgungsleitung Vcc und ihre Abzugselektroden an die Signalleitungen angeschlossen sind, und wird die niedrige Spannung an ihre Gates angelegt, damit die Schalter geschlossen werden, lässt sich das Potenzial zwischen dem Gate und der Quelle erhöhen, wodurch die Signalleitungen effizient auf den hohen Pegel aufgeladen werden.

Da zudem die Schalter Ss(1) bis Ss(4) dem Anschluss der entsprechenden Signalleitungen an die Erdungsleitung Vss dienen, damit die Signalleitungen auf den niedrigen Pegel aufgeladen werden, kann dann, wenn die NMOS-Transistoren als Schalter Ss(1) bis Ss(4) genutzt werden, wobei ihre Quellenelektroden an die Erdungsleitung Vss angeschlossen und ihre Abzugselektroden an die Signalleitungen angeschlossen sind, und wenn zum Schließen der Schalter die hohe Spannung an ihre Gates angelegt wird, dann kann das Potenzial zwischen dem Gate und der Quelle erhöht werden und daher können auch die Signalleitungen effizient auf den unteren Pegel aufgeladen werden.

Da die Potenziale der Signalleitungen durch die Schalter S(1,2) bis Ss(3,4) beliebige Werte im Bereich der Potenziale der Versorgungsleitung Vcc und der Erdungsleitung Vss haben können, kann bei Nutzung der CMOS-Transistoren als Schalter S(1,2) bis Ss(3,4) eine effiziente Ladungsumverteilung zwischen den Signalleitungen erfolgen.

(Zweite Ausführungsform)

Nunmehr wird anhand von Fig. 7 die zweite erfindungsgemäße Ausführungsform beschrieben.

Bei der obigen ersten Ausführungsform wird davon ausgegangen, dass die Lastwiderstände C(1) bis C(4), die angesteuert werden, den gleichen Wert haben, wohingegen bei dieser Ausführungsform davon ausgegangen wird, dass die angesteuerten Lastwiderstände C(1) bis C(4) nicht den gleichen Wert haben.

In Fig. 7 sind Potenzialschwankungen der Signalleitungen für den Fall dargestellt, da die Anzahl der Signalleitungen n = 4 und das Verhältnis zwischen den kapazitiven Widerständen entspricht C(1) : C(2) : C(3) : C(4) = 1 : 2 : 3 : 4. Wenn das Potenzial der Stromquelle Vcc beträgt, dann liegt die von den Lastwiderständen in vier Zyklen des Taktsignals CLK über die Versorgungsleitung Vcc und die Erdungsleitung Vss direkt abgenommene Ladungsmenge bei: C(1)2·Vcc/(C(1)+C(2)+C(3)+C(4)) für den kapazitiven Widerstand C(1), bei C(2)2·Vcc/(C(1)+C(2)+C(3)+C(4)) für den kapazitiven Widerstand C(2), bei C(3)2·Vcc/(C(1)+C(2)+C(3)+C(4)) für den kapazitiven Widerstand C(3) und bei C(4)2·Vcc/(C(1)+C(2)+C(3)+C(4)) für den kapazitiven Widerstand C(4). Da die in den vier Zyklen des Taktsignals CLK von den kapazitiven Widerständen C(1) bis C(4) jeweils abgenommenen Ladungsmengen C(1)·Vcc, C(2)·Vcc, C(3)·Vcc und C(4)·Vcc betragen, liegt die von der Stromquelle zugeführte Ladungsmenge im Gegensatz zu der von den kapazitiven Widerständen C(1) bis C(4) verbrauchte Ladungsmenge bei:

(C(1)²+C(2)²+C(3)²+C(4)²/C(1)+C(2)+C(3)+C(4))². Untersucht man die von der Stromquelle zugeführte Ladungsmenge für den Fall, dass die kapazitiven Widerstände C(1) bis C(4) den gleichen Wert haben, dann ist der Ausdruck (C(1)² + C(1)² + C(1)² + C(1)²)/(C(1)+ C(1)+ C(1)+ C(1))² = 4·C(1)²/16·C(1)²) = ¹/&sub4; erfüllt.

Zwar ist die Anzahl n der Signalleitungen in der ersten und der zweiten Ausführungsform eine gerade Zahl (vier), so ist die Erfindung doch auch dann anwendbar, wenn die Anzahl n der Signalleitungen ungerade ist. Soll beispielsweise eine Ladungsumverteilung zwischen der ersten und der zweiten Signalleitung erfolgen, wenn die Anzahl n der Signalleitungen drei beträgt, dann wird bei der anschließenden Ladungsumverteilung zwischen der zweiten und dritten Signalleitung die dritte Signalleitung an eine Ladungsakkumuliereinrichtung (z. B. die Versorgungsleitung Vcc) und die erste Signalleitung an die andere Ladungsakkumuliereinrichtung (z. B. die Erdungsleitung Vss) angeschlossen, wenngleich dies in den Zeichnungen weggelassen wurde. Demzufolge kann die eine Signalleitung, die nicht zu einem Paar von Signalleitungen gehört, zwischen denen Ladungen umverteilt werden, bei jeder Ladungsumverteilungs-Operation alternierend an die Versorgungsleitung Vcc und die Erdungsleitung Vss angeschlossen werden.

Wenngleich die vorangehende Beschreibung von dem Vorhandensein der Versorgungsleitung Vcc und der Erdungsleitung Vss ausgeht, sodass bei Ladungsumverteilungen zwischen zwei Signalleitungen eine Signalleitung an die Versorgungsleitung Vcc angeschlossen ist, während zugleich die andere Signalleitung an die Erdungsleitung Vss angeschlossen ist, ist auch die Schaffung eines Signalübertragungsschaltkreises möglich, bei dem erst dann eine Signalleitung an die Versorgungsleitung Vcc oder an die Erdungsleitung Vss angeschlossen wird, wenn die Ladungsumverteilung eine bestimmte Anzahl von Malen wiederholt worden ist. Auch wenn die Potenziale der einzelnen Signalleitungen infolge des Ladungsverlusts bei jeder Ladungsumverteilung allmählich von den erwarteten Werten abweichen, wird hierbei erst zu dem Zeitpunkt, da dies spürbar wird (nach mehrmaliger Ladungsumverteilung) die Signalleitung mit dem höchsten Potenzial an die Versorgungsleitung Vcc angeschlossen, während die Signalleitung mit dem niedrigsten Potenzial an die Erdungsleitung Vss angeschlossen wird.

(Dritte Ausführungsform)

In Fig. 4 ist ein Signalübertragungsschaltkreis nach einer dritten erfindungsgemäßen Ausführungsform dargestellt. Bei dieser Ausführungsform bestehen die erste und die zweite Potenzialakkumuliereinrichtung 5 und 9 aus: den Potenzialakkumulierkondensatoren 6 und 10 sowie den Vorladeeinrichtungen 8 und 12 mit den Schaltern 7 und 11 anstelle der Potenzialleitung Vcc und der Erdungsleitung Vss.

Für den Fall, dass die Versorgungsleitung Vcc und die Erdungsleitung Vss so wie in der ersten Ausführungsform verwendet werden, z. B. wenn der Signalübertragungsschaltkreis aus vier Signalleitungen mit denselben Lastwiderständen besteht, beträgt das Potenzial der an die Versorgungsleitung Vcc angeschlossenen Signalleitung Vcc 3/4·Vcc, sodass die Versorgungsleitung Vcc einen lokalisierten Spannungsabfall verzeichnet, der zur Geräuschbildung führt. Selbst wenn der Potenzialakkumulierkondensator 6 mit einer im Vergleich zum Lastwiderstand der Signalleitung ausreichend großen Kapazität verwendet wird, wodurch der Potenzialakkumulierkondensator 6, in dem das Potenzial Vcc gespeichert wird, an die Signalleitung mit dem Potenzial 3/·Vcc angeschlossen wird, ändert sich das Potenzial des Potenzialakkumulierkondensators 6 kaum und das Potenzial der Signalleitung wird genauso groß wie das Potenzial des Potenzialakkumulierkondensators 6.

Wenn die Potenzialakkumulierkondensatoren 6 und 10 gemäß der vorliegenden Ausführungsform aufgeladen werden, entsteht dementsprechend im Grunde keine Potenzialdifferenz zwischen den Stromquellenpotenzialen (Vcc und Vss) und den Potenzialakkumulierkondensatoren 6 und 10. Dadurch wird erreicht, dass im Wesentlichen kein Geräusch an der Versorgungsleitung Vcc und der Erdungsleitung Vss entsteht.

Da die Schalter Sc und Ss nur in jeder zweiten Stufe eingeschaltet sind, wie anhand von Fig. 6 beschrieben, erfolgt das Vorladen der Potenzialakkumulierkondensatoren 6 und 10 in der Zeit, in der die Schalter Sc und Ss nicht angeschlossen sind.

(Vierte Ausführungsform)

In Fig. 9 ist eine vierte Ausführungsform der Erfindung abgebildet. Darin ist ein Schaltkreis zur Erzeugung einer Versorgungsspannung dargestellt, der aus dem Signalübertragungsschaltkreis nach der ersten Ausführungsform und mehreren an ihn angeschlossenen Ladungspumpschaltkreisen besteht. In Fig. 9 wird der eine Versorgungsspannung erzeugende Schaltkreis gebildet aus: vier Ladungspumpschaltkreisen (Betriebsschaltkreisen) 20 bis 23 und dem Signalübertragungsschaltkreis aus Fig. 1. Der Signalübertragungsschaltkreis überträgt Antriebssignale zum Ansteuern der obigen jeweiligen Ladungspumpschaltkreise 20 bis 23 auf den Signalleitungen L(1) bis L(4) an die einzelnen Ladungspumpschaltkreise 20 bis 23. In der Zeichnung des Signalübertragungsschaltkreises ist die Steuerschaltung weggelassen. Da obiger Signalübertragungsschaltkreis bereits anhand von Fig. 1 beschrieben worden ist, wird hier nicht näher auf seine Bestandteile eingegangen.

Als Nächstes folgt eine Beschreibung des Falles, in dem mit Hilfe mehrerer Ladungspumpschaltkreise 20 bis 23 ein höheres Spannungspotenzial erzeugt wird. Die Ladungspumpschaltkreise 20 bis 23 haben den gleichen Aufbau, weshalb nachstehend nur der oberste Ladungspumpschaltkreis 20 beschrieben wird, der besteht aus: einem Pumpkondensator 50(Cp(1)), einer Vorladeeinrichtung 51 und einer Gleichrichtervorrichtung 52. Eine Elektrode des obigen Pumpkondensators 50(Cp(1)) ist am Knoten B(1) an die Vorladeeinrichtung 51 und die Gleichrichtervorrichtung 52 angeschlossen. Die Vorladeeinrichtung 51 dient dem Vorladen, wenn das Potenzial des Knotens B unter die Versorgungsspannung abfällt, damit es das gleiche Potenzial wie die Spannung der Stromquelle annimmt. Obige Gleichrichtervorrichtung 52 hat die Funktion des Zuführens der Ladungen vom Knoten B zum Ausgangsknoten des Ladungspumpschaltkreises 20 nur dann, wenn das Potenzial am Knoten B höher als das Potenzial des Ausgangsknotens Vo des Ladungspumpschaltkreises 20 wird, und die Funktion des Verhinderns eines Rückstromes der Ladungen vom Ausgangsknoten des Ladungspumpschaltkreises 20 zum Knoten B, wenn das Potenzial von Knoten B unter das Potenzial des Ausgangsknotens des Ladungspumpschaltkreises 20 abfällt. Die andere Elektrode des obigen Pumpkondensators 50(Cp(1)) ist an den Knoten A(1) der entsprechenden Signalleitung des Signalübertragungsschaltkreises angeschlossen.

Nachfolgend wird anhand von Fig. 10 die Wirkungsweise des Ladungspumpschaltkreises beschrieben. Hierbei wird davon ausgegangen, dass von der Vorladeeinrichtung und der Gleichrichtervorrichtung kein Ladungsverlust hervorgerufen wird und der Ausgangsknoten auf dem Potenzial (Vcc+Vp) gehalten wird.

Wird zum Antreiben des Ladungspumpschaltkreises ein rechtwinkliger Impuls in den Knoten A eingegeben, ändert sich das Potenzial des Knotens B synchron zum Potenzial des Knotens A. Da das Mindestpotenzial des Knotens B die Spannung der Stromquelle Vcc ist und das Höchstpotenzial des Knotens B das Potenzial (Vcc+Vp), entspricht die Potenzialdifferenz zwischen den Knoten A und, B der Versorgungsspannung Vcc, wenn am Knoten A eine Spannung von 0 V anliegt, während sie mit Vp identisch ist, wenn am Knoten A die Spannung Vcc der Stromquelle anliegt, wie aus dem Zeitdiagramm aus Fig. 10(b) hervorgeht. Die an der Platte auf der Seite von Knoten A des Pumpkondensators 71 (Cp) auftretende Ladung beträgt -Cp·Vcc, wenn am Knoten A 0 V anliegen, während sie -Cp·Vp beträgt, wenn am Knoten A die Spannung Vcc anliegt. Die an der Platte auf der Seite von Knoten B des Pumpkondensators 71 (Cp) auftretende Ladung beträgt Cp·Vcc, wenn am Knoten A 0 V anliegen, während sie Cp·Vp beträgt, wenn am Knoten A die Versorgungsspannung Vcc anliegt.

Bei der Potenzialveränderung am Knoten A von 0 V auf die Spannung Vcc der Stromquelle wird die Ladung Cp·(Vcc-Vp) folglich in der Platte auf der Seite des Knotens A des Pumpkondensators 71(Cp) gespeichert, während die Ladung von Cp·(Vcc-Vp) über die Gleichrichtervorrichtung 52 als Ausgangsstrom von der Platte auf der Seite von Knoten B des Pumpkondensators 71(Cp) abgegeben wird. Wenn andererseits das Potenzial am Knoten A von der Spannung Vcc der Stromquelle auf 0 V geht, wird die Ladung Cp·(Vcc-Vp) von der Platte auf der Seite des Knotens A des Pumpkondensators 71(Cp) abgegeben, während die Ladung Cp·(Vcc-Vp) von der Stromquelle in der Platte auf der Seite von Knoten B des Pumpkondensators 71(Cp) durch die Vorladeeinrichtung 51 akkumuliert wird. Wenn der Ladungspumpschaltkreis mit einem Impuls der Amplitude Vcc angetrieben wird, dann wird aus Sicht des Knotens A in jedem Zyklus die Ladung Cp·(Vcc-Vp) vom Ladungspumpschaltkreis verbraucht, sodass der Ladungspumpschaltkreis einem Kondensator mit der Kapazität Cp·(Vcc-Vp) gleichwertig wird.

Somit können die vier Ladungspumpschaltkreise 20 bis 23 aus Fig. 9 als gleichwertig gegenüber Kondensatoren, wie den Pumpkondensatoren 71(Cp(1) bis Cp(4)) mit den jeweiligen Kapazitäten von Cp(1)·(Vcc-Vp)/Vcc, Cp(2)·(Vcc-Vp)/Vcc, Cp(3)·(Vcc- Vp)/Vcc und Cp(4)·(Vcc-Vp)/Vcc, betrachtet werden.

Wenn die Pumpkondensatoren Cp(1) bis Cp(4) aus Fig. 9 eine gleich hohe Kapazität aufweisen, können demzufolge die Ladungspumpschaltkreise mit einem Verbrauch von ¹/&sub4; der Ladungsmenge angetrieben, werden, die zum Ansteuern der vier Ladungspumpschaltkreise 20 bis 23 unabhängig voneinander verbraucht würde.

Die während eines Antriebszyklus von dem Schaltkreis zur Erzeugung einer höheren Versorgungsspannung gemäß der vorliegenden Ausführungsform verbrauchte Ladungsmenge ist demnach die Summe aus 4·Cp(Vcc-Vp), die über die Vorladeschaltung abgenommen wird, und Cp(Vcc-Vp), die für den Antrieb der Ladungspumpschaltkreise verbraucht wird, die ausgegebene Ladungsmenge beträgt 4·Cp(Vcc-Vp), sodass der Wirkungsgrad bei 4·Cp(Vcc-Vp)/(4Cp(Vcc-Vp)+(Vcc-Vp)) = 0,8, d. h. bei 80% liegt.

Als Nächstes wird beschrieben, wie sich die Verringerung des Eigenverbrauchs bei Verwendung des eine höhere Versorgungsspannung erzeugenden Schaltkreises nach der vorliegenden Ausführungsform auswirkt.

Gegenwärtig wird nur bei einigen Schaltkreisen eine höhere Versorgungsspannung verwendet, z. B. in einer Schaltung zum Ansteuern einer Wortzeile in einem DRAM, der mit einer Versorgungsspannung von 3,3 V betrieben wird. Zum Verringern der Versorgungsspannung sollte allerdings die Anzahl der Schaltkreise mit höherer Versorgungsspannung vergrößert werden, damit eine Verringerung im Antriebsvermögen des MOS-Transistors kompensiert wird, sodass erwartungsgemäß alle Schaltkreise die Stromquelle mit höherer Spannung nutzen können. Zum Vergleich zeigt Fig. 11 die jeweils abgenommenen Leistungen in jenen Fällen, da der Wirkungsgrad der Erzeugung einer höheren Versorgungsspannung bei 50% und 80% liegt - bei einem Ausnutzungsfaktor der höheren Versorgungsspannung von 10% und 100%, der definiert ist als das Verhältnis der abgenommenen Leistung von einem anderen Antriebssystem mit höherer Versorgungsspannung als dem Schaltkreis zur Erzeugung einer höheren Versorgungsspannung zu der insgesamt abgenommenen Leistung.

Nunmehr wird als Beispiel der Fall betrachtet, bei dem der Ausnutzungsfaktor für die Stromquelle mit höherer Spannung 10% und der Eigenverbrauch des mit der Versorgungsspannung angetriebenen Systems (Vcc-System) 45 mA beträgt und der Eigenverbrauch des mit der höheren Versorgungsspannung angetriebenen Systems bei 5 mA liegt. Wenn der Wirkungsgrad bei der Erzeugung einer höheren Versorgungsspannung bei 50% liegt, verbraucht der die höhere Versorgungsspannung erzeugende Schaltkreis 10 mA für die Bereitstellung eines Stroms von 5 mA, wobei 5 mA nutzlos abgeworfen werden, sodass dessen gesamter Eigenverbrauch 10 mA beträgt. Wenn der Wirkungsgrad der Erzeugung einer höheren Versorgungsspannung bei 80% liegt, verbraucht der die höhere Versorgungsspannung erzeugende Schaltkreis nur 6,25 mA für die Bereitstellung eines Stroms von 5 mA, während 1,25 mA nutzlos abgeworfen werden, sodass insgesamt 51,25 mA abgenommen werden. Wenn dementsprechend der Wirkungsgrad der Erzeugung einer höheren Versorgungsspannung von 50% auf 80% erhöht wird, erreicht man eine Verringerung des Eigenverbrauchs von etwa 7%.

Sieht man sich andererseits einen Fall an, bei dem der Ausnutzungsfaktor der Stromquelle mit höherer Spannung im Ergebnis einer weiteren Verringerung der Versorgungsspannung 100% beträgt, z. B. wo der Eigenverbrauch des von der Versorgungsspannung angetriebenen Systems (Vcc-System) 0 mA beträgt und die abgenommene Leistung des mit der höheren Versorgungsspannung angetriebenen Systems 50 mA beträgt, liegt die gesamte Leistungsabnahme bei 100 mA, wenn der Wirkungsgrad bei der Erzeugung der höheren Versorgungsspannung 50% beträgt, da 50 mA abgeworfen werden, damit eine Strom von 50 mA bereitgestellt wird. Beträgt der Wirkungsgrad bei der Eizeugung einer höheren Versorgungsspannung hingegen 80%, so beläuft sich der Gesamteigenverbrauch auf 62,5 mA, denn 12,5 mA werden für eine Bereitstellung eines Stroms von 50 mA abgeworfen. Wenn der Wirkungsgrad bei der Erzeugung der höheren Versorgungsspannung von 50% auf 80 % erhöht wird, erreicht man demzufolge eine Verringerung der abgenommenen Strommenge um etwa 37%.

Zwar wurde bislang ein Fall beschrieben, bei dem die höhere Versorgungsspannung von dem Schaltkreis zur Erzeugung einer höheren Versorgungsspannung aus Fig. 9 erzeugt wird, doch selbst dann, wenn der Ladungspumpschaltkreis so ausgelegt ist, dass er eine Stromquelle mit geringerer Spannung erzeugt, kann er ohne Modifizierung der Struktur des Signalübertragungsschaltkreises implementiert werden. Da die Pumpkondensatoren den größten Platz in einem Ladungspumpschaltkreis einnehmen, ist sogar dann, wenn der Ladungspumpschaltkreis so aufgegliedert ist wie bei der vorliegenden Ausführungsform, eine flächenmäßige Vergrößerung infolge des größeren von einer Steuereinrichtung eingenommenen Platzes gering.

Beim Einschreiben von Daten in einen Flash-Speicher ist ein interner Schaltkreis zur Erzeugung einer höheren Versorgungsspannung nötig, um den Flash-Speicher mit einer einzigen Stromquelle versorgen zu können, denn von einer Hochspannungs- Stromquelle wird eine große Leistung in der Größenordnung von 12 V aufgebraucht. Wenn dabei der interne Schaltkreis zur Erzeugung einer höheren Versorgungsspannung von dem obigen Schaltkreis zur Erzeugung einer höheren Versorgungsspannung aus Fig. 9 gebildet wird, kann, wie oben beschrieben, effizient und stabil eine höhere Spannung zugeführt werden. Da bei dem Schaltkreis zur Erzeugung einer höheren Versorgungsspannung aus Fig. 9 die vier Ladungspumpschaltkreise 20 bis 23 von dem Signalübertragungsschaltkreis aus Fig. 9 angetrieben werden, deren Phasen zu den Phasen der jeweils benachbarten Schaltkreise um ¹/&sub4; Zyklus verschoben sind, erzeugt der Schaltkreis zur Erzeugung einer höheren Versorgungsspannung die höhere Spannung während eines Ladungspumpschaltkreis-Antriebszyklus viermal. Verglichen mit einem herkömmlichen Fall, bei dem ein einzelner interner Schaltkreis zur Erzeugung einer höheren Spannung mit großem Bereitstellungsvermögen zum Einsatz kommt, um eine höhere Spannung nur einmal während eines Ladungspumpen-Antriebszyklus zu erzeugen, werden die höheren Spannungsspitzen an vier Punkten beobachtet, wodurch der Effekt der konstanten Zuführung der höheren Spannung erzielt wird.

(Fünfte Ausführungsform)

Fig. 12 zeigt den Aufbau eines anderen Schaftkreises zur Erzeugung einer Versorgungsspannung in einer fünften erfindungsgemäßen Ausführungsform.

Wie in den Zeichnungen erkennbar, wird das Potenzial eines Stromquellen- Anschlusses (Ausgangsknoten) Vpp zur Erzeugung einer Stromquelle Vpp von vier Ladungspumpschaltkreisen (Betriebsschaltkreisen) 30 bis 33 erzeugt, die gemeinsam an den Stromquellenanschluss Vpp angeschlossen sind. Das Potenzial des anderen Stromquellenanschlusses (der andere Ausgangsknoten) Vbb wird von vier Ladungspumpschaltkreisen (Betriebsschaltkreisen) 34 bis 37 erzeugt, die gemeinsam an den Stromquellenanschluss Vbb angeschlossen sind, wodurch eine Stromquelle Vbb entsteht.

Wenn der vom anderen Stromquellenanschluss Vbb zugeführte Strom geringer ist als der vom Stromquellenanschluss Vpp zugeführte Strom, werden die Kapazitätswerte der Pumpkondensatoren Cb der Ladungspumpschaltkreise 34 bis 37 zum Erzeugen der Versorgungsspannung Vbb kleiner eingestellt als jene von den Pumpkondensatoren Cp der Ladungspumpschaltkreise 30 bis 33, mit denen die Versorgungsspannung Vpp erzeugt wird.

Was die Funktionsweise des Schaltkreises zur Erzeugung einer Versorgungsspannung aus Fig. 12 betrifft, so ist sie absolut identisch mit der des Schaltkreises zur Erzeugung einer Versorgungsspannung nach der obigen vierten Ausführungsform, weshalb nachstehend auf sie verzichtet wird. Wie bereits anhand von Fig. 7 beschrieben, kann der Eigenverbrauch verringert werden, obwohl die von den Signalleitungen angetriebenen kapazitiven Lastwiderstände verschiedene Werte haben. Zwar unterscheidet sich im Schaltkreis zur Erzeugung einer Versorgungsspannung das Stromversorgungsvermögen des Stromquellen-Anschlusses Vpp von dem Stromversorgungsvermögen des Stromquellen-Anschlusses Vbb, doch durch den gemeinsamen Anschluss mehrerer Ladungspumpschaltkreise an jeden der Versorgungsanschlüsse Vpp und Vbb kann eine Reduzierung des Gesamteigenverbrauchs erreicht werden.

(Sechste Ausführungsform)

In Fig. 13 ist eine sechste erfindungsgemäße Ausführungsform abgebildet. Fig. 13 zeigt den Aufbau eines Großintegrations-Halbleiterschaltkreises (LSI), bei dem der obige Signalübertragungsschaltkreis aus Fig. 1 als Takterzeugungsschaltkreis 100 zum Einsatz kommt. Wenn der Signalübertragungsschaltkreis nach der obigen ersten Ausführungsform aus vier Signalleitungen mit denselben Lastkapazitäten besteht, verändern sich die Potenziale der Ausgangssignale CLK1 bis CLK4 von den vier Signalleitungen synchron zum Taktsignal Clk, wie in Fig. 14 durch die Strichlinien zu erkennen ist, sodass Signale (durchgezogene Linien in Fig. 14) erzeugt werden, von denen jedes zu den benachbarten Signalen um ¹/&sub4; Zyklus phasenverschoben ist und einen Zyklus hat, der viermal so groß ist wie der Taktsignalzyklus. Somit hat der Signalübertragungsschaltkreis aus der ersten Ausführungsform in Fig. 1 auch eine Frequenzteilungsfunktion. Der Takterzeugungsschaltkreis 100 aus Fig. 13 hat die Funktion, die vier Taktsignale CLK1 bis CLK4 zu erzeugen und zudem eine Funktion als Übertragungsschaltung zum Weiterleiten der Taktsignale CLK1 bis CLK4 auf den vier Signalleitungen.

Der integrierte Halbleiterschaltkreis LSI aus Fig. 13 besteht aus: einem Steuerungskern 101, einem Busschaltungs-Schaltkreis 102 und vier RAM-Makros 103 bis 106. Obiger Steuerungskern 101 kann bei hoher Geschwindigkeit von 200 MHz synchron zu dem von außen eingegebenen Taktsignal CLK arbeiten. Jedes der RAM-Makros 103 bis 106 funktioniert bei einer relativ niedrigen Geschwindigkeit von etwa 50 MHz. Ausgehend von den Ausgangssignalen CLK1 bis CLK4 von dem obigen Takterzeugungs-Schaltkreis 100 steuert der Busschaltungs-Schaltkreis 102 die RAM-Makros 103 bis 106, welche den einzelnen Signalen CLK1 bis CLK4 entsprechen, parallel an, damit die RAM-Makros 103 bis 106 auch parallel arbeiten. Der obige Steuerungskern 101, der Busschaltungs-Schaltkreis 102 und die RAM-Makros 103 bis 106 bilden einen Betriebsschaltkreis.

Dadurch werden in jedem Zyklus des Taktsignals CLK Daten von einem der RAM- Makros ausgelesen, wodurch es möglich wird, die offensichtliche Geschwindigkeit der RAM-Makros zu vervierfachen.

Da bei der vorliegenden Ausführungsform jedes der Taktsignale CLK1 bis CLK4 zu den benachbarten Taktsignalen um ¹/&sub4; Zyklus des Taktsignals CLK phasenverschoben ist, kann in jedem Zyklus des Taktsignals CLK eine Datenübertragung zwischen der Steuerung 101 und einem der RAM-Makros 103 bis 106 erfolgen, wenn in jedem Zyklus des Taktsignals CLK die Busse zwischen dem Steuerungskern 101 und den RAM-Makros 103 bis 106 mit dem Busschaltungs-Schaltkreis 102 geschaltet sind. Sind die RAM-Makros 103 bis 106 hingegen phasengleich, ist es notwendig, die Datenübertragungsrate durch Parallel-Serien-Umsetzung nach vorübergehender Speicherung von Daten in einem Puffer oder ähnlichem zu ändern. Diesen Nachteil hat die vorliegende Ausführungsform nicht.

Da eine Signalleitung für das Taktsignal CLK im Allgemeinen über eine längere Distanz auf dem Chip installiert und an verschiedene Funktionsblöcke angeschlossen ist, ist auch die Lastkapazität der Taktsignalleitung hoch, weshalb eine große Ladungsmenge verbraucht wird. Allerdings werden bei dieser Ausführungsform die Ladungen zwischen den Signalleitungen für die Taktsignale CLK1 bis CLK4 umverteilt, wodurch die verbrauchte Ladungsmenge reduziert werden kann, was einen geringeren Eigenverbrauch zur Folge hat.

Bei der Konstruktion eines internen Stromkreises ist es allgemein erforderlich, Spielraum für Stromspitzen zu schaffen, sodass das Versorgungsvermögen des internen Stromkreises größer als das Mindestversorgungsvermögen zur Abdeckung eines mittleren Stromverbrauchs eingestellt sein sollte. Da die vorliegende Ausführungsform jedoch vier Taktsignale CLK1 bis CLK4 verwendet, von denen jedes zu den benachbarten Taktsignalen phasenverschoben ist, treffen die Spitzen der zum Ansteuern der vier RAM-Makros 103 bis 106 vom internen Stromkreis abgenommenen Leistung nicht zusammen, wodurch auch der Effekt erreicht wird, dass die vom internen Stromkreis abgenommene Leistung reduziert ist.

Wenn die RAM-Makros 103 bis 106 nicht zwecks Verringerung der abgenommenen Leistung, sondern zwecks schnellerer Operationen parallel arbeiten, ist es ebenfalls möglich, die Mehrzahl der vom Signalübertragungsschaltkreis aus der ersten Ausführungsform erzeugten Signale zu nutzen. In diesem Fall kann nur eine parasitäre Kapazität, z. B. eine Schaltkapazität, als Lastkapazität verwendet werden, oder aber ein zusätzlicher Kondensator wird angeschlossen. Die vorliegende Ausführungsform ist weiterhin nicht nur in dem Fall anwendbar, da der Signalübertragungsschaltkreis als interner Schaltkreis in einem IC zum Einsatz kommt, z. B. einem LSI, sondern auch dann, wenn mehrere Chips gemeinsam gesteuert werden, wie beispielsweise in einem Mehrfachchip-Modul.


Anspruch[de]

1. Signalübertragungsverfahren, bei dem eine Mehrzahl von Signalen auf einer entsprechenden Mehrzahl von Signalleitungen übertragen wird, wobei jedes Potenzial von der Mehrzahl von Signalleitungen während eines Potenzialanstiegsprozesses auf ein erstes Potenzial ansteigt, wohingegen es während eines Potenzialabsenkungsprozesses auf ein zweites Potenzial abfällt, wenn die Mehrzahl von Signalleitungen über eine Signalleitung im Potenzialanstiegsprozess und eine Signalleitung im Potenzialabsenkungsprozess verfügt, wobei die Signalleitung im Potenzialabsenkungsprozess und die Signalleitung im Potenzialanstiegsprozess über eine zeitgesteuerte Anschlusseinrichtung miteinander verbunden sind, sodass die Ladungen der Signalleitung im Potenzialabsenkungsprozess auf die Signalleitung im Potenzialanstiegsprozess umverteilt werden.

2. Signalübertragungsverfahren nach Anspruch 1, wobei mehrere Paare von Signalleitungen im Potenzialanstiegsprozess und Signalleitungen im Potenzialabsenkungsprozess geschaffen werden, wobei jedes Paar aus einer Signalleitung im Potenzialanstiegsprozess und einer Signalleitung im Potenzialabsenkungsprozess besteht, und das Umverteilen der Ladungen von der Signalleitung im Potenzialabsenkungsprozess auf die Signalleitung im Potenzialanstiegsprozess in jedem der Paare gleichzeitig erfolgt.

3. Signalübertragungsverfahren nach Anspruch 1, wobei nach der Umverteilung der Ladungen von der Signalleitung im Potenzialabsenkungsprozess auf die Signalleitung im Potenzialanstiegsprozess der Prozess der Umverteilung der Ladungen von einer anderen Signalleitung im Potenzialabsenkungsprozess auf die Signalleitung im Potenzialanstiegsprozess wiederholt ausgeführt wird, sodass sich das Potenzial der Signalleitung im Potenzialanstiegsprozess schrittweise erhöht.

4. Signalübertragungsverfahren nach Anspruch 1, wobei dann, wenn die Potenziale der jeweiligen Signalleitungen zyklisch schwanken und jede Schwankung zur nächsten Schwankung in konkreten Intervallen phasenverschoben ist, die Ladungen der Signalleitung im Potenzialabsenkungsprozess auf die Signalleitung im Potenzialanstiegsprozess umverteilt werden.

5. Signalübertragungsverfahren nach Anspruch 1, wobei eine gerade Anzahl von Signalleitungen geschaffen wird, wobei die gerade Anzahl von Signalleitungen aus einer Mehrzahl von Signalleitungen im Potenzialanstiegsprozess und einer Mehrzahl von Signalleitungen im Potenzialabsenkungsprozess besteht und die Anzahl der Signalleitungen im Potenzialanstiegsprozess und der Signalleitungen im Potenzialabsenkungsprozess gleich ist, die Ladungen mit dem Potenzial einer ersten Stromquelle der Signalleitung mit dem höchsten Potenzial von allen Signalleitungen im Potenzialanstiegsprozess zugeführt werden, wohingegen die Ladungen von der Signalleitung mit dem niedrigsten Potenzial von allen Signalleitungen im Potenzialabsenkungsprozess an das Potenzial einer zweiten Stromquelle abgegeben werden, welches eine begrenzte Differenz zu dem Potenzial der ersten Stromquelle aufweist, und zeitgleich mit der Zuführung und Abgabe der Ladungen eine Ladungsumverteilung zwischen allen anderen Signalleitungen im Potenzialanstiegsprozess und den entsprechenden Signalleitungen im Potenzialabsenkungsprozess erfolgt.

6. Signalübertragungsverfahren nach Anspruch 1, wobei eine ungerade Anzahl von Signalleitungen geschaffen wird, wobei die ungerade Anzahl von Signalleitungen aus einer Mehrzahl von Signalleitungen im Potenzialanstiegsprozess und einer Mehrzahl von Signalleitungen im Potenzialabsenkungsprozess besteht und sich die Anzahl von Signalleitungen im Potenzialanstiegsprozess von der Anzahl der Signalleitungen im Potenzialabsenkungsprozess um eins unterscheidet, wenn die Anzahl von Signalleitungen im Potenzialanstiegsprozess um eins größer ist als die Anzahl von Signalleitungen im Potenzialabsenkungsprozess, die Ladungen mit dem Potenzial einer ersten Stromquelle der Signalleitung mit dem höchsten Potenzial von allen Signalleitungen im Potenzialanstiegsprozess zugeführt werden, während gleichzeitig eine Ladungsumverteilung zwischen den anderen Signalleitungen im Potenzialanstiegsprozess und den Signalleitungen im Potenzialabsenkungsprozess erfolgt, wobei die Anzahl der anderen Signalleitungen im Potenzialanstiegsprozess und der Signalleitungen im Potenzialabsenkungsprozess gleich ist, und wenn die Anzahl von Signalleitungen im Potenzialanstiegsprozess um eins kleiner ist als die Anzahl von Signalleitungen im Potenzialabsenkungsprozess, die Ladungen der Signalleitung mit dem niedrigsten Potenzial von allen Signalleitungen im Potenzialabsenkungsprozess an das Potenzial einer zweiten Stromquelle abgegeben wird, welches eine begrenzte Differenz zu dem Potenzial der ersten Stromquelle aufweist, während gleichzeitig eine Ladungsumverteilung zwischen den Signalleitungen im Potenzialanstiegsprozess und den anderen Signalleitungen im Potenzialabsenkungsprozess erfolgt, wobei die Anzahl der Signalleitungen im Potenzialanstiegsprozess und der anderen Signalleitungen im Potenzialabsenkungsprozess gleich ist.

7. Signalübertragungsverfahren nach Anspruch 1, wobei die Ladungsumverteilung zwischen einer Signalleitung im Potenzialabsenkungsprozess und einer Signalleitung im Potenzialanstiegsprozess eine konkrete Anzahl von Malen wiederholt wird und erst danach die Ladungen mit dem Potenzial einer ersten Stromquelle der Signalleitung mit dem höchsten Potenzial von allen Signalleitungen im Potenzialanstiegsprozess zugeführt werden und die Ladungen der Signalleitung mit dem niedrigsten Potenzial von allen Signalleitungen im Potenzialabsenkungsprozess an das Potenzial einer zweiten Stromquelle abgegeben werden, das eine begrenzte Differenz zu dem Potenzial der ersten Stromquelle aufweist.

8. Signalübertragungsverfahren nach Anspruch 1, wobei die Kapazität der einzelnen Signalleitungen den gleichen Wert hat.

9. Signalübertragungsverfahren nach Anspruch 1, wobei die Kapazität der jeweiligen Signalleitungen unterschiedlich ist.

10. Signalübertragungsschaltkreis mit: einer Mehrzahl von Signalleitungen (L1-L4), von denen jede während eines Potenzialanstiegsprozesses auf ein erstes Potenzial ansteigt, wohingegen sie während eines Potenzialabsenkungsprozesses auf ein zweites Potenzial abfällt, einer Anschlusseinrichtung (S(1,2), S(1,3), S(1,4), S(2,4), S(3,4)) zum Herstellen eines elektrischen Anschlusses zwischen jeweils zwei Signalleitungen aus der Mehrzahl von Signalleitungen (L1-L4) und einer Steuereinrichtung (2), mit der die Anschlusseinrichtung (S(1,2), S(1,3), S(1,4), S(2,4), S(3,4)) so gesteuert wird, dass eine Signalleitung aus der Mehrzahl der Signalleitungen im Potenzialanstiegsprozess und eine Signalleitung aus der Mehrzahl von Signalleitungen im Potenzialabsenkungsprozess zu vorgegebenen Zeitpunkten aneinander angeschlossen sind und dadurch die Ladungen der Signalleitung im Potenzialabsenkungsprozess an die Signalleitung im Potenzialanstiegsprozess umverteilt werden.

11. Signalübertragungsschaltkreis nach Anspruch 10, wobei die Steuereinrichtung (2) die Anschlusseinrichtung (S(1,2), S(1,3), S(1,4), S(2,4), S(3,4)) derart steuert, dass bei mehreren Paaren aus Signalleitungen im Potenzialanstiegsprozess und Signalleitungen im Potenzialabsenkungsprozess, von denen jedes Paar aus einer Signalleitung im Potenzialanstiegsprozess und einer Signalleitung im Potenzialabsenkungsprozess besteht, die Ladungen der Signalleitungen im Potenzialabsenkungsprozess gleichzeitig an die entsprechenden Signalleitungen im Potenzialanstiegsprozess umverteilt werden.

12. Signalübertragungsschaltkreis nach Anspruch 10, wobei die Steuereinrichtung (2) die Anschlusseinrichtung derart steuert, dass nach dem Ansteuern der Anschlusseinrichtung zwecks Umverteilung der Ladungen von der Signalleitung im Potenzialabsenkungsprozess auf die Signalleitung im Potenzialanstiegsprozess die Ladungen einer anderen Signalleitung im Potenzialabsenkungsprozess auf die Signalleitung im Potenzialanstiegsprozess umverteilt werden.

13. Signalübertragungsschaltkreis nach Anspruch 10, wobei die Steuereinrichtung (2) ein Oszillationssignal empfängt, welches zyklisch schwankt, die Anschlusseinrichtungen (S(1,2), S(1,3), S(1,4), S(2,4), S(3,4)) derart steuert, dass zwei Signalleitungen, zwischen denen eine Ladungsumverteilung erfolgt, in jeder konkreten Anzahl von Zyklen des Oszillationssignals neu kombiniert werden.

14. Signalübertragungsschaltkreis nach Anspruch 10, weiterhin mit: einer ersten Potenzialakkumuliereinrichtung (5) mit dem Potenzial einer ersten Stromquelle (Vcc) und einer zweiten Potenzialakkumuliereinrichtung (9) mit dem Potenzial einer zweiten Stromquelle (Vss), das eine begrenzte Differenz zu dem Potenzial der ersten Stromquelle (Vcc) aufweist, wobei die Anschlusseinrichtung über eine Stromquellen-Anschlusseinrichtung (Sc, Ss) zum Anschließen einer Mehrzahl von Signalleitungen (L1-L4) an eine erste Potenzialakkumuliereinrichtung (5) und an die zweite Potenzialakkumuliereinrichtung (9) verfügt und die Steuereinrichtung (2) die Stromquellen-Anschlusseinrichtung (Sc, Ss) der Anschlusseinrichtung derart steuert, dass das Zuführen von Ladungen mit dem Potenzial der ersten Stromquelle (Vcc) zur Signalleitung mit dem höchsten Potenzial von allen Signalleitungen (L1-L4) im Potenzialanstiegsprozess und das Abgeben von Ladungen von der Signalleitung mit dem niedrigsten Potenzial von allen Signalleitungen (L1-L4) im Potenzialabsenkungsprozess an das Potenzial der zweiten Stromquelle (Vss) gleichzeitig oder zu verschiedenen Zeiten erfolgen.

15. Signalübertragungsschaltkreis nach Anspruch 14, wobei die Steuereinrichtung (2) ein Oszillationssignal empfängt, welches zyklisch schwankt, die Stromquellen-Anschlusseinrichtung (Sc, Ss) derart ansteuert, dass das Zuführen von den Ladungen mit dem Potenzial der ersten Stromquelle (Vcc) zu der Signalleitung mit dem höchsten Potenzial von allen Signalleitungen (L1-L4) im Potenzialanstiegsprozess und das Abgeben von Ladungen der Signalleitung mit dem niedrigsten Potenzial von allen Signalleitungen (L1-L4) im Potenzialabsenkungsprozess an das Potenzial der zweiten Stromquelle (Vss) gleichzeitig erfolgen, wobei die zwei gleichzeitig ablaufenden Schritte während der Zeit wiederholt werden, welche einem Zyklus entspricht, der durch eine Mehrzahl von Zyklen des Oszillationssignals gebildet wird.

16. Signalübertragungsschaltkreis nach Anspruch 10, wobei die Anschlusseinrichtung aus einem CMOS-Transistor besteht.

17. Signalübertragungsschaltkreis nach Anspruch 14, wobei die Stromquellen-Anschlusseinrichtung aus einer ersten Stromquellen- Anschlusseinrichtung (Sc(1)-Sc(4)) zum Anschließen jeder Signalleitung (L1- L4) an die erste Potenzialakkumuliereinrichtung (5) und aus einer zweiten Stromquellen-Anschlusseinrichtung (Ss(1)-Ss(4)) zum Anschließen jeder Signalleitung (L1-L4) an die zweite Potenzialakkumuliereinrichtung (9) besteht und die erste Stromquellen-Anschlusseinrichtung (Sc(1)-Sc(4)) aus PMOS- Transistoren aufgebaut ist, während die zweite Stromquellen-Anschlusseinrichtung (Ss(1)-Ss(4)) aus NMOS-Transistoren besteht.

18. Signalübertragungsschaltkreis nach Anspruch 14, wobei jede von der ersten Potenzialakkumuliereinrichtung (5) und der zweiten Potenzialakkumuliereinrichtung (9) aus einer Stromquellenleitung besteht, wobei zwischen den beiden Stromquellenleitungen eine begrenzte Potenzialdifferenz besteht.

19. Signalübertragungsschaltkreis nach Anspruch 14, wobei jede von der ersten Potenzialakkumuliereinrichtung (5) und der zweiten Potenzialakkumuliereinrichtung (9) aus einem Kondensator (6; 10) und einer Kondensator-Vorladeeinrichtung (8; 12) aufgebaut ist, wobei zwischen den Vorladungspegeln eine begrenzte Potenzialdifferenz besteht.

20. Signalübertragungsschaltkreis nach Anspruch 19, wobei jede Kondensator-Vorladeeinrichtung (8; 12) den Kondensator (6, 10) für einige Zeit in jeder angegebenen Anzahl von Zyklen des Oszillationssignals an eine Stromquellenleitung anschließt.

21. Signalübertragungsschaltkreis nach einem der Ansprüche 10 bis 20, dadurch gekennzeichnet, dass sie Teil der Betriebsschaltkreise zur Ausführung eines bestimmten Arbeitsschrittes als Reaktion auf ein von dem Signalübertragungsschaltkreis übertragenen Signals ist.

22. Schaltkreis nach Anspruch 21, wobei der Signalübertragungsschaltkreis auch als Signalerzeugungsschaltkreis zum Erzeugen von Signalen fungiert, die auf der Mehrzahl von Signalleitungen übertragen werden.

23. Schaltkreis nach Anspruch 21, wobei die Betriebsschaltkreise eine Mehrzahl von Ladungspumpschaltkreisen (20-23) sind und die Mehrzahl der vom Signalübertragungsschaltkreis übertragenen Signale Antriebssignale sind, die zu den entsprechenden Ladungspumpschaltkreisen (20- 23) geleitet werden.

24. Schaltkreis nach Anspruch 23, wobei jeder der Ladungspumpschaltkreise (20- 23) aufweist: einen Pumpkondensator (50), in den eines der vom Signalübertragungsschaltkreis übertragenen Signale eingegeben wird, eine an den Pumpkondensator (50) angeschlossene Gleichrichtervorrichtung (52) und eine Vorladeeinrichtung (51) zum Zuführen von Ladungen zu einem Anschlusspunkt zwischen dem Pumpkondensator und der Gleichrichtervorrichtung.

25. Schaltkreis nach Anspruch 24, wobei die einzelnen Gleichrichtervorrichtungen gemeinsam an einen Ausgangsknotenpunkt angeschlossen sind.

26. Schaltkreis nach Anspruch 24, wobei einige der Gleichrichtervorrichtungen gemeinsam an einen Ausgangsknotenpunkt angeschlossen sind und die anderen Gleichrichtervorrichtungen gemeinsam an einen anderen Ausgangsknotenpunkt angeschlossen sind.

27. Integrierter Halbleiterschaltkreis nach Anspruch 24, wobei die Kapazitätswerte (Cp) aller Pumpkondensatoren (50) weitgehend gleich sind.

28. Integrierter Halbleiterschaltkreis nach Anspruch 24, wobei sich die Kapazitätswerte (Cp) aller Pumpkondensatoren (50) voneinander unterscheiden.

29. Integrierter Halbleiter-Schaltkreis nach Anspruch 21, wobei die Mehrzahl der vom Signalübertragungsschaltkreis übertragenen Signale Taktsignale sind, die zu den entsprechenden Betriebsschaltkreisen geleitet werden.

30. Integrierter Halbleiterschaltkreis nach Anspruch 29, wobei die Betriebsschaltkreise parallel arbeiten.







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