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Beschreibung[de]

Die Erfindung richtet sich auf Radarverfahren und -vorrichtungen zur Entfernungsbestimmung von Objekten im Nahbereich; im Rahmen des Radarverfahrens wird ein hochfrequentes Sendesignal mit konstanter Ausgangsfrequenz f0 zu einem Zeitpunkt t1 für die Dauer τp1 jeweils eines kurzen Impulses auf eine erste Verstellfrequenz f1 = f0 + Δf1 verstellt, und ein an einem Objekt reflektiertes Empfangssignal wird mit einem von dem Sendesignal abgeleiteten Signal überlagert; hierzu dient eine Radarvorrichtung mit einem in seiner Frequenz verstellbaren Oszillator zur Erzeugung eines hochfrequenten Sendesignals der Ausgangsfrequenz f0, mit einer Ansteuerschaltung zur Verstellung der Oszillatorfrequenz von der Ausgangsfrequenz f0 auf eine erste Verstellfrequenz f1 = f0 + Δf1 während eines kurzen Zeitintervalls τp1, und mit einem Mischer zur Überlagerung eines von dem Sendesignal ausgekoppelten Signals mit einem an einem Objekt reflektierten Empfangssignal.

Seit vielen Jahrzehnten wird die Funkmeßtechnik zur Entfernungsmessung verwendet. Hierbei wird die Eigenschaft von Objekten verwendet, hochfrequente Funkwellen zu reflektieren, wobei ein Objekt im Gegensatz zum leeren Raum als Reaktion auf ein ausgestrahltes Funksignal ein Antwortsignal zurücksendet, das aufgefangen und ausgewertet werden kann, um Informationen über das betreffende Objekt zu erhalten. In der Funkmeßtechnik werden zwei Verfahren angewendet. Zum einen werden zeitlich scharf gebündelte Signale ausgesendet und sodann das Zeitintervall bis zum Empfang eines Antwortsignals ermittelt, um über die Laufzeit die Entfernung zu dem betreffenden Objekt zu bestimmen. In einem anderen Verfahren wird ein kontinuierliches Signal ausgesendet und mit dem Empfangssignal überlagert, um die auf dem Dopplereffekt beruhende Frequenzverschiebung des zurückkommenden Signals und damit die Relativgeschwindigkeit des betreffenden Objekts zu der betreffenden Funkmeßanlage zu berechnen.

Das Laufzeitverfahren eignet sich nur für die Messung größerer Entfernungen bspw. zur Überwachung von Flugräumen über Flugplätzen od. dgl., da bei kürzer werdenden Entfernungen die zeitlich exakte Erfassung und Auswertung des zurückkommenden Signals einen immer größer werdenden, schaltungstechnischen Aufwand bedingt. Bei dem Dopplerverfahren dagegen sind aufgrund des kontinuierlichen Betriebs auch Messungen in geringen Entfernungen möglich; jedoch lassen sich damit nur relativ zu der betreffenden Funkmeßanlage bewegte Objekte erfassen, da die Dopplerfrequenz ruhender Objekte Null ist. Dies hat zur Folge, dass mit derartigen Funkmeßeinrichtungen ausgerüstete Anlagen wie bspw. Schiebetüren-, Wasserhahn- oder Duschsteuerungsanlagen, nur auf Bewegungen reagieren und bspw. eine direkt vor einer Schiebetür in Erwartung einer automatischen Öffnung stehen bleibende Person ebenso wenig Berücksichtigung findet wie eine regungslos unter einer Dusche verharrende Person. Da wohl die überwiegende Mehrzahl der Bevölkerung diese besonderen Eigenschaften gängiger, funktechnisch aktivierter Anlagen nicht kennt, wird in vielen Fällen eine unzuverlässige Funktionsweise derartiger Anlagen die Folge sein.

Es besteht daher ein erhebliches Bedürfnis nach einem funktechnischen Verfahren, welches in der Lage ist, im Nahbereich von bspw. 10 cm bis etwa 10 m die Entfernung von ruhenden Objekten zuverlässig bestimmen zu können, um allein bei Anwesenheit einer Person die betreffende Anlage aktivieren zu können.

Hier kann auch die aus der deutschen Offenlegungsschrift 41 34 188 bekannte Anordnung keine Verbesserung bringen. Das dort offenbarte Radarverfahren stellt ein Mischprodukt aus den beiden obigen Radarvarianten dar, insofern, als einerseits zwar ein kontinuierliches Sendesignal abgestrahlt wird, andererseits jedoch dessen Schwingungsfrequenz in regelmäßigen oder unregelmäßigen Zeitabständen für die Dauer eines kurzen Zeitimpulses von bspw. 20 ms von der ursprünglichen Frequenz auf eine geringfügig erhöhte Frequenz angehoben wird. Dieses Signal wird u. a. ausgekoppelt und einem Mischer zugeführt, der auch das reflektierte Empfangssignal erhält und daraus durch Überlagerung eine Mischfrequenz bildet. Diese Mischfrequenz liegt bei dem Betrag der Frequenzverstellung, wenn das Antwortsignal auf die frequenzmäßige Verstellung des Sendesignals eintrifft. Es handelt sich hierbei um ein vergleichsweise niederfrequentes Signal, das gleichgerichtet werden kann und sodann einen Impuls ergibt, dessen Verschiebung gegenüber einem den Oszillator verstellenden Impuls ermittelt werden kann, um einen Nährungswert für die Laufzeit des Radarsignals zu und von dem gemessen Objekt zu erhalten. Diese Vorgehensweise mag zwar eine höhere Genauigkeit bieten als reine Pulsradarverfahren, da eine Frequenzverstellung des Sendesignals einfacher zu realisieren ist als das Ein- und Ausschalten eines Sendesignals, es bleibt jedoch nach wie vor das Problem bestehen, dass Meßeinrichtungen für extrem kurze Zeitintervalle, wie sie zur Erkennung von Objekten im Nahbereich erforderlich wären, nicht oder nur mit einem immensen und daher extrem teuren Schaltungsaufwand realisierbar sind.

Das gattungsgemäße Radarverfahren zeichnet sich durch die folgenden Merkmale aus:

  • a) das Sendesignal und/oder das davon abgeleitete, insbesondere ausgekoppelte, mit dem Empfangssignal zu überlagernde Signal wird zu einem Zeitpunkt t2 = t1 + τd für ein Zeitintervall τp2 auf eine zweite Verstellfrequenz f2 = f0 + Δf2 verstellt, wobei vorzugsweise f2 ≠ f0 und f2 ≠ f1 und f2 ≠ 2f1 - t0 und f2 ≠ S(f1 + f0), so dass bei der anschließenden Überlagerung (u. a.) eine Mischfrequenz f3 = |f1 - f2| = |Δf1 - Δf2| entsteht, wenn die gesamte Signallaufzeit τI eines reflektierten Signals etwa gleich τd ist, während ansonsten (u. a.) eine Mischfrequenz f4 = |f1 - f0| = |Δf1| ≠ f3 entsteht;
  • b) aus dem Überlagerungsspektrum wird ein ggf. vorhandener Spektralanteil mit der Mischfrequenz f3 = |f1 - f2| = |Δf1 - Δf2| herausgefiltert
  • c) und einer Auswerteschaltung zugeführt, um anhand der Existenz eines derartigen Spektralanteils festzustellen, ob sich etwa in einer Entfernung x0 entsprechend einer Signallaufzeit τI ≈ τd ein Objekt befindet oder nicht.

Im Gegensatz zu dem gattungsgemäßen Stand der Technik bspw. gemäß der DE-OS 41 34 188 ist im vorliegenden Fall keine Zeitmessung erforderlich, um zuverlässige Aussagen über die Existenz von Objekten im Nahbereich treffen zu können. Das erfindungsgemäße Verfahren gibt stattdessen eine Verzögerungszeit τd vor und öffnet anschließend für ein ggf. reflektiertes Signal ein Empfangsfenster mit der Dauer τp2, indem während dieses Intervalls eine abermalige Verstellung eines internen Referenzsignals auf eine zweite Verstellfrequenz f2 vorgenommen wird. Trifft tatsächlich innerhalb dieses Zeitfensters eine von der ersten Verstellung auf die Frequenz f1 herrührendes Reflexionssignal ein, so trifft dies bei der anschließenden Überlagerung auf ein Schwingungspaket der Frequenz f2, und solchenfalls entsteht (ggf. neben anderen Signalanteilen) ein Signalanteil mit der Überlagerungsfrequenz f3 = |f1 - f2|, während dies nicht der Fall ist, wenn innerhalb dieses Zeitfensters mangels einer Reflexion des auf die Frequenz f1 verstellten Sendesignals allenfalls Signale mit der Frequenz f0 oder gar keine Reflexionssignale eintreffen. Wird dagegen das auf die Frequenz f1 vorübergehend verstellte Sendesignal bspw. an einem weiter entfernten Objekt reflektiert, so trifft das Reflexionssignal erst ein, nachdem das Empfangsfenster geschlossen wurde, und damit ergibt sich allenfalls die Mischfrequenz f4 = |f1 - f0|. Aus diesen potentiellen Mischfrequenzen kann ein Frequenzanteil mit der Frequenz f3 herausgefiltert werden, um zu untersuchen, ob in einem dem Empfangsfenster entsprechenden Entfernungsbereich eine Reflexion stattgefunden hat, also derart, dass die gesamte Signallaufzeit τI etwa mit der Verzögerungszeit τd des Empfangsfensters gegenüber dem Verstellimpuls des Sendesignals übereinstimmt. Solchenfalls ist eine effektive Zeitmessung nicht erforderlich, vielmehr kann eine Verzögerungszeit τd vorgegeben werden und sodann aufgrund der erfindungsgemäßen Fenstertechnik in einem weitaus langsameren Auswerteschritt festgestellt werden, ob sich ein Objekt in dem interessierenden Entfernungsbereich befindet oder nicht. Die Vorgabe einer Verzögerungszeit kann jedoch mittels passiver Bausteine realisiert werden, bspw. durch Verzögerungsleitungen, im Gegensatz zu der Messung eines Zeitintervalls, was naturgemäß nicht ohne schaltende, also aktive Elemente bewerkstelligt werden kann. Indem andererseits durch verschieden verzögerte Empfangsfenster die unterschiedlichen Entfernungsbereiche von der erfindungsgemäßen Radarvorrichtung abgetast werden, kann mit geringstem Aufwand festgestellt werden, ob sich im Nahbereich ein Objekt befindet oder nicht. Hierzu können bei unterschiedlichen, aufeinanderfolgenden Sende-Versteilimpulsen unterschiedlich verzögerte Empfangsfenster geöffnet werden. Aufgrund der hohen Wiederholrate der Sendefrequenzverstellimpulse können mit "normaler" Geschwindigkeit bewegte Objekte und insbesondere ruhende Objekte zweifelsfrei erkannt werden.

Es hat sich als günstig erwiesen, dass der Spektralanteil mit der Frequenz f3 mittels eines Band- oder Tiefpasses aus dem Überlagerungsspektrum herausgefiltert wird, dessen Grenzfrequenz fg zwischen f3 und f4 liegt. Bei einer idealen, multiplikativen Mischung zweier reiner Sinussignale ergibt sich ein Spektralanteil mit der Differenzfrequenz und ein Spektralanteil mit der Summenfrequenz, wobei letzterer sich bei einem kleinen Frequenzoffset zwischen den zu multiplizierenden Signalen etwa bei der doppelten Frequenz eines Eingangssignal befindet und daher leicht mittels eines Band- oder Tiefpasses weggefiltert werden kann. Allerdings Kann, wie oben bereits ausgeführt, bei Eintreffen des Reflexionssignals außerhalb des Empfangsfensters auch eine Mischfrequenz f4 entstehen, die je nachdem, ob Δf1 und Δf2 gleiches Vorzeichen haben oder nicht, unterhalb oder oberhalb von f3 liegen kann. Liegt diese potentielle Mischfrequenz oberhalb von f3, genügt theoretisch ein Tiefpaß zur Filterung von f3, anderenfalls und auch zur Vermeidung von Störungen infolge von Amplitudenmodulationen des reflektierten Signals od. dgl. sollte ein Bandpaßfilter verwendet werden, der möglichst exakt auf die zu erwartende Mischfrequenz f3 einzustellen ist. Ein derartiger Bandpaß kann und soll nicht eine ideal schmale Durchlaßkennlinie aufweisen, da solchenfalls bereits minimale Spektralverschiebungen bspw. infolge des Dopplereffektes zu erheblichen Meßverfälschungen führen könnten.

Es hat sich als günstig erwiesen, dass der aus dem Überlagerungsspektrum herausgefilterte Spektralanteil mit der Frequenz f3 gleichgerichtet wird. Damit kann auf einfachem Weg der Spektralanteil f3 des Überlagerungsspektrums auf seine Schwingungsamplitudeninformation reduziert werden, die sodann auf unterschiedlichen Wegen weiterverarbeitet und insbesondere zu diesem Zweck in ein weitgehend zeitunabhängiges Signal umgesetzt wird. Diese Umsetzung kann durch Glättung oder durch Speicherung erreicht werden, wobei im letzteren Fall die Amplitudeninformation völlig zeitunabhängig wird. Das erfindungsgemäße Verfahren erlaubt eine Speicherung ohne Abtastung, indem einfach ein sensibles Element auf jede von null verschiedene Amplitude reagiert wie bspw. ein entladener Kondensator, der infolge einer Gleichrichterdiode aufgeladen wird, sich jedoch nicht entladen kann. Natürlich wäre es auch möglich, das gleichgerichtete Filtersignal in bestimmten Zeitabständen abzutasten und sodann für eine anschließende Verarbeitungsperiode konstant zu halten, was jedoch bereits einen höheren, schaltungstechnischen Aufwand mit sich bringt.

Es liegt im Rahmen der Erfindung, dass das gleichgerichtete Filtersignal zum Aufladen eines Kondensators od. dgl. verwendet wird. Ein Kondensator ist als rein passives Bauteil wenig störanfällig, so dass eine hohe Zuverlässigkeit der erfindungsgemäßen Schaltung erreicht werden kann. Je nachdem, ob der Kondensator sich aufgrund weiterer, widerstandsbehafteter Beschaltungen zu entladen vermag, oder nicht, hat eine derartige Baugruppe die Eigenschaften eines Tiefpasses oder eines Speicherelements.

Die Erfindung lässt sich dadurch ergänzen, dass das abgetastete und/oder gespeicherte Signal mit einem Schwellwert verglichen wird, um festzustellen, ob ein Spektralanteil mit der Frequenz f3 in dem Überlagerungsspektrum enthalten ist. Sofern sichergestellt ist, dass der f3-Spektralanteil eine ausreichende Amplitude aufweist, was bspw. durch eine Verstärkung des Empfangssignals erreicht werden kann, so genügt ein spannungsabhängiges Schaltelement, um bei Vorliegen eines f3-Spektralanteils ausreichender Amplitude ein bspw. logisch weiterverarbeitbares Informationssignal zu erzeugen, das an geeigneter Stelle hinterlegt werden kann, so dass das für einen f3-Spektralanteil empfindliche Bauelement, bspw. ein Kondensator, wieder entladen werden kann, um eine erneute Messung mit einer vorzugsweise veränderten Verzögerungszeit für das Empfangsfenster vorzunehmen.

Erfindungsgemäß ist weiterhin vorgesehen, dass die Frequenzen f1 und f2 gegensinnig zu f0 liegen: f2 < f0 < f, oder f1 < f0 < f2. Solchenfalls ist die Differenzfrequenz bzw. der Frequenzhub |f1 - f2| und somit die zu sensierende Mischfrequenz f3 größer als die wegzufilternde Mischfrequenz f4 = |f1 - f0|. Dadurch wird zwar zur Filterung des f3-Spektralanteils ein Bandpaß benötigt, andererseits können mittels eines derartigen Bandpasses gleichzeitig die nicht aussagekräftige Mischfrequenz f4 sowie niederfrequente Störungen weggefiltert werden, wobei die obere Grenzfrequenz eines derartigen Bandpaßfilters vergleichsweise groß sein kann, da im Idealfall nur noch ein Spektralanteil etwa bei der doppelten Sendefrequenz in dem Mischsignal existiert. Es kann daher ein breitbandiger Bandpaß verwendet werden, der mit weitaus einfacheren Mitteln herstellbar ist als ein schmalbandiger Filter.

Weitere Vorzüge ergeben sich dadurch, dass die Frequenzen f1 und f2 antisymmetrisch zu f0 liegen: f1 - f0 ≈ f0 - f2 bzw. Δf1 ≈ -Δf2. Hierbei handelt es sich um eine Optimierung, die einerseits keine zu hohen Anforderungen an die Aussteuerbarkeit des Oszillators stellt und außerdem das zur Verfügung stehende Frequenzband optimal nutzt und andererseits einen möglichst großen Abstand zwischen den zu unterscheidenden Mischfrequenzen f3 und f4 zur Folge hat, so dass eine Filterung mit einfachen Mitteln möglich ist.

Bevorzugt liegen die Differenzfrequenzen |Δf1| = |f0 - f1| und/oder |Δf2| = |f0 - f2| zwischen 2 MHz und 120 MHz, vorzugsweise zwischen 5 MHz und 60 MHz, insbesondere zwischen 10 MHz und 30 MHz. Diese Bemessung orientiert sich einerseits an den postalisch zugelassenen Frequenzspektren im Mikrowellenbereich, die üblicherweise etwa 250 MHz umfassen, und den für eine ausreichende Spektraltrennung erforderlichen Frequenzhüben andererseits.

Ein weiteres, erfindungsgemäßes Merkmal liegt darin, dass die Verzögerungszeit τd zwischen 1 ns und 1000 ns, vorzugsweise zwischen 2 ns und 500 ns, insbesondere zwischen 5 ns und 200 ns, liegt. Eine untere Grenze für die Verzögerungszeit τd könnte die interne Signallaufzeit eines über einen Zirkulator oder von einer Sende- zur Empfangsantenne ungewollt übergekoppelten Signals darstellen, während zu lange Verzögerungszeiten τd die Pulswiederholfrequenz herabsetzen und damit die Dynamik der gesamten Anordnung reduzieren könnten, da zur Abtastung eines größeren Raumbereichs meist mehrere Messungen mit unterschiedlich verzögerten Empfangsfenstern durchzuführen sind.

Der Erfindungsgedanke erlaubt eine Weiterbildung dahingehend, dass die Verzögerungszeit τd innerhalb der obigen Grenzen kontinuierlich durchgestellt wird, um unterschiedliche Entfernungsbereiche abzutasten, vorzugsweise in Schritten Δτ von



Δτ ≤ τp1 + τp2

Gemäß der obigen Gleichung dürfen die Schritte Δτ für aufeinanderfolgende Entfernungsmessungen nicht zu groß gewählt werden, da ansonsten zwischen den einzelnen, erfaßbaren Entfernungsbereichen Lücken verbleiben, in denen sich Objekte für die erfindungsgemäße Funkmeßeinrichtung unsichtbar verbergen könnten. Sofern die Schrittgröße angehoben wird, muss demnach auch mindestens eine Impulsbreite τp1 und/oder τp2 entsprechend verlängert werden.

Es hat sich bewährt, dass die Zeitintervalle τp1, τp2 zwischen 0,1 ns und 10 ns, vorzugsweise zwischen 0,2 ns und 5 ns, insbesondere zwischen 0,5 ns und 2 ns, liegen. Eine derartige Bemessung stellt einen Kompromiß dar zwischen dem schaltungstechnischen Aufwand zur Erzeugung entsprechend kurzer Zeitintervalle einerseits und dem damit erreichbaren Auflösungsvermögen andererseits.

Der gesamte Toleranzbereich Δx aller möglichen Entfernungen x0, an denen sich ein bei einer Messung festgestelltes Objekt befinden kann, ist wie folgt gegeben:



d - τp1).c/2 ≤ x0 ≤ (τd + τp2).c/2



bzw.:



Δx = (τp1 + τp2).c/2,



wobei c = Lichtgeschwindigkeit.

Bedingt durch den unterschiedlichen, zulässigen Überlappungsgrad zwischen dem reflektierten Signal einerseits und dem Empfangsfenster andererseits ergibt sich eine Unschärferelation, die ohne zusätzliche Auswertung des Überlappungsgrades keine Aussage über die genaue Position des Objektes innerhalb der obigen Bereichsgrenzen zuläßt. In den meisten Fällen ist jedoch eine weitergehende Kenntnis der genauen Objektposition schon deswegen nicht erforderlich, weil jedes makroskopische Objekt, bspw. auch eine Person, eine derartige räumliche (Horizontal-)Erstreckung aufweist, die in der Größenordnung von bspw. 30 cm liegt, und somit bei Δx < 30 cm gar nicht einem einzigen Meßbereich zugeordnet werden könnte. Da die meisten Anwendungen für derartige Nahbereichsentfernungsmeßsysteme auf die Auslösung einer Aktivität durch die Gegenwart einer Person abzielen, kann als Objektgröße bspw. ohne weiteres eine Messunschärfe Δx in der Größenordnung von 30 cm akzeptiert werden. Zu beachten ist hierbei außerdem, dass bei vielen Anwendungsfällen überhaupt nicht die exakte Entfernung einer Person von der Funkmeßeinrichtung von Bedeutung ist, sondern allenfalls deren Entfernung von einer durch die Funkmeßeinrichtung gesteuerten Einheit, bspw. einer Schiebetür, einer Brause, etc. Andererseits lassen sich mit einer einzigen Sende- und/oder Empfangsantenne keine Raumrichtungen eines erfaßten Objektes ermitteln, vielmehr werden Objektpositionen innerhalb von Kugelschalen konstanten Abstandes zu der Funkmeßeinrichtung als gleichwertig angesehen, obwohl dieselben in Bezug auf die gesteuerte Einrichtung wie bspw. eine Schiebetür durchaus unterschiedliche Wertigkeit haben können. Darüber hinaus ist es natürlich möglich, durch eine Kombination mehrerer, in angrenzende Richtungen ausgerichteter Entfernungsmeßvorrichtungen auch eine weitergehende Information über die genaue Raumposition zu ermitteln, so dass im Einzelnen unterschieden werden könnte, ob die tatsächliche Position einer Person die Aktivierung der gesteuerten Einrichtung gebietet oder nicht. Je nach Anwendungsfall kann daher die erreichbare Bereichsbreite Δx akzeptiert und/oder eine zusätzliche Auswertung vorgenommen werden.

Die Erfindung lässt sich dahingehend weiterbilden, dass die Impulse p1 mit einer Pulswiederholfrequenz fp von 100 kHz bis 10 MHz, vorzugsweise von 200 kHz bis 5 MHz, insbesondere von 500 kHz bis 2 MHz, aufeinanderfolgen. Hierbei richtet sich die Pulswiederholfrequenz fp vor allem nach der Gesamtbreite des zu überwachenden Nahbereichs und nach der Bereichsbreite Δx der einzelnen Messungen, somit nach der Gesamtzahl von erforderlichen Messungen zum Abscannen des gesamten Nahbereichs. Die Obergrenze ist durch die Verzögerungszeit τd und eine ggf. eingefügte Wartezeit zur Vermeidung von Überlagerungen mit von außerhalb des zu überwachenden Bereichs angeordneten Objekten ausgelösten Reflexionssignalen bedingt, während die Untergrenze durch die Anforderungen an Auflösungsvermögen und Dynamik vorgegeben ist.

Die Erfindung bietet ferner die Möglichkeit, dass die Pulswiederholfrequenz fp zeitlich variiert wird, um Störsignale zu unterdrücken. Störsignale können einerseits durch an entfernteren Objekten auftretende Reflexionen verursacht sein, andererseits durch weitere, in der Nähe betriebene Funkmeßeinrichtungen ähnlichen Bautyps, und um hier Störsignale zu erkennen, kann die Pulswiederholfrequenz fp determiniert oder statistisch variiert werden. Bspw. kann zur Überprüfung eines positiven Erkennungssignals eine Messung desselben Entfernungsbereichs nach Verstreichen eines bspw. statistisch festgelegten und ständig veränderten Warteintervalls wiederholt werden, so dass sowohl durch Überreichweiten verursachte Störsignale wie auch zufällig eingestreute Störungen eliminiert werden, während tatsächlich vorhandene Objekte im Nahbereich durch ein weiteres, positives Erkennungssignal bestätigt werden.

Mit großem Vorteil wird die Ausgangsfrequenz f0 zeitlich variiert, um Störsignale zu verringern. Auch hiermit ist eine Codierung eines abgestrahlten Signals möglich, das sich in dem empfangenen Signal wiedererkennen lässt. Sofern allerdings die Frequenzhübe Δf1 und Δf2 konstant bleiben, ändert sich hierdurch die charakteristische Mischfrequenz f3 nicht, so dass auf anderem Weg eine zusätzliche Filterung erforderlich ist, bspw. im Bereich des Empfangssignals. Sofern andererseits die Frequenzhübe Δf1 und/oder Δf2 verändert werden, so verändert sich auch die charakteristische Mischfrequenz f3, und durch mehrere, parallelgeschaltene Bandfilter könnte sodann erkannt werden, ob ein Störsignal vorliegt oder tatsächlich eine Reflektion des jüngsten, ausgesendeten Verstellsignals stattgefunden hat.

Eine erfindungsgemäße Radarvorrichtung zeichnet sich gegenüber dem gattungsgemäßen Stand der Technik durch die folgenden Merkmale aus:

  • a) der Oszillator und dessen Ansteuerschaltung sind derart ausgebildet, dass die Sendefrequenz im Anschluß an das Zeitintervall τp1 nach einem definierten Zeitintervall τd für ein kurzes Zeitintervall τp2 auf eine zweite Verstellfrequenz f2 = f0 + Δf2 verstellt wird,
  • b) an den Ausgang des Mischers ist ein Filter angekoppelt, um einen Spektralanteil mit der Mischfrequenz f3 = |f1 - f2| = |Δf1 - Δf2| aus dem Überlagerungsspektrum herauszufiltern, und
  • c) an den Ausgang des Filters ist eine Auswerteschaltung angekoppelt, um anhand der Existenz eines Spektralanteils mit der Mischfrequenz f3 festzustellen, ob sich etwa in einer Entfernung x0 entsprechend einer Signallaufzeit τl ≈ τd ein Objekt befindet oder nicht.

Die Ausführung des erfindungsgemäßen Verfahrens erfordert eine Adaption bzw. Ergänzung der Komponenten herkömmlicher Radarsende- und Empfangsanlagen, wobei zunächst insbesondere der Oszillator entsprechend auf eine Frequenz f2 verstellbar ausgebildet sein muss. Sofern die Verstellung bspw. durch eine Kapazitätsdiode erfolgt, so muss deren Aussteuerbereich ausreichend bemessen werden.

Ferner muss im Rahmen einer Ansteuerschaltung vorgesehen sein, dass das Ansteuersignal entsprechend einer Frequenz f2 definiert angefahren werden kann, und dass ein entsprechendes Verstellsignal in einer zeitlichen Relation zu einem Verstellsignal für die Frequenz f1 erfolgt, nämlich um ein Zeitintervall τd verzögert, das vorzugsweise zusätzlich variiert werden kann. Die Ansteuerschaltung hat demnach wenigstens zwei Eingangsgrößen, nämlich den Zeitpunkt t1 für eine Verstellung auf die Frequenz f1 sowie die gewünschte Verzögerungszeit τd oder wahlweise den Zeitpunkt t2, zu dem die zweite Verstellung erfolgt. Sofern zusätzlich die Mittenfrequenz f0 und/oder einer oder beide Frequenzhübe variiert werden sollen, so sind zusätzliche Eingänge erforderlich. Da die Impulszeiten τp1, τp2 und ggf. das Verzögerungszeitintervall τd im Bereich von Nanosekunden liegen, muss die Ansteuerschaltung eine ausreichende Dynamik aufweisen. Die Verstellungen sollen möglichst ideal erfolgen, d. h., unter weitgehend vernachlässigbarer Anstiegs- bzw. Abfallzeit.

Eine weitere Besonderheit der erfindungsgemäßen Schaltung ist der am Ausgang des Mischers angeschlossene Filter, mit dem definiert eine bestimmte Spektralkomponente mit der Frequenz f3 aus dem Frequenzspektrum extrahiert werden kann. Wie oben ausgeführt, wird hierbei je nach den Frequenzverhältnissen ein Tiefpaß, bevorzugt jedoch ein Bandpaßfilter verwendet. Durch eine geeignete Wahl der Verstellfrequenzen f1 und f2 kann erreicht werden, dass die von dem Filter zu erfassende Frequenz f3 etwa doppelt so groß ist wie die unerwünschten Überlagerungsprodukte mit den Frequenzen f4 = |f1 - f0| oder f5 = |f2 - f0|, die entstehen, wenn das reflektierte Signal eines Verstellimpulses im Mischer auf die Ausgangs- oder Trägerfrequenz f0 trifft. Deshalb lässt sich hier i. a. ohne größere Komplikationen eine ausreichende Selektivität des Bandfilters erreichen.

Aufgrund einer derartigen, hohen Selektivität kann ein Schwellwert, dessen Überschreiten bei der folgenden Signalauswertung das Vorliegen eines Objektes in dem betreffenden Raumbereich anzeigt, vergleichsweise niedrig angesetzt werden, so dass auch nur schwach reflektierende Objekte wie bspw. Kinder od. dgl. zuverlässig erkannt werden können. Um andererseits noch kleinere Objekte wie bspw. Haustiere od. dgl. nicht zu erfassen, da bspw. ein vorbeilaufender Hund oder gar ein vorbeifliegender Vogel nicht zum Öffnen der Schiebetür eines Geschäftes führen soll, so sollte der Schwellwert nicht zu niedrig angesetzt werden, was wiederum den Aufbau einer Auswerteschaltung erheblich erleichtert.

Eine vorteilhafte Anordnung lässt sich dadurch finden, dass der am Ausgang des Mischers angekoppelte Filter als Band- oder Tiefpaß realisiert ist, dessen Grenzfrequenz fg zwischen f3 und f4 liegt. Sofern - wie oben ausgeführt - die auszuselektierende Frequenz f3 etwa doppelt so groß ist wie die "Störfrequenzen" f4, f5, so kann ein Bandfilter mit einer vergleichsweise großen Bandbreite verwendet werden, wobei dessen untere Grenzfrequenz fg bequem zwischen den erwünschten und nicht erwünschten Frequenzen plaziert werden kann. Sofern die Mischfrequenz f3 unterhalb von f4 liegt, so hängt es von der Lage von f5 ab, ob anstelle eines Bandpasses ein Tiefpaß verwendet werden kann. Dies ist dann der Fall, wenn die Verstellfrequenzen f1 und f2 näher beieinander liegen als der jeweilige Frequenzhub gegenüber der Ausgangsfrequenz f0 ist. Sie sollten in diesem Fall jedoch auch nicht zu nahe beieinander liegen, damit die Frequenz f3 auch bei einer kurzen Überlappungszeit des rücklaufenden Impulses mit dem Empfangsfenster wenigstens eine volle Schwingung ergibt, damit nicht bei einer ungünstigen Phasenlage ein tatsächlich vorhandenes Objekt "übersehen" werden könnte.

Die Erfindung erfährt eine vorteilhafte Ausgestaltung dadurch, dass an dem Ausgang des Filters ein Gleichrichter angekoppelt ist. Da die herausgefilterte Frequenz f3 ≠ 0 sein sollte, kann die Schwingungsamplitude durch Gleichrichtung ermittelt werden. Um hierbei die maximale Signalleistung zu erfassen, kann zu diesem Zweck ein Brückengleichrichter verwendet werden, jedoch genügt auch bereits eine einfache Diode.

An dem Ausgang des Gleichrichters kann ein Bauteil mit einer die Amplitude normierenden Funktion, insbesondere ein Komparator, angekoppelt sein. Da die Amplitude des Überlagerungssignals von der Amplitude des Empfangssignals abhängt, stellt die gemessene Amplitude des herausgefilterten f3-Spektralanteils allenfalls eine Information über die Reflexionseigenschaften eines erfaßten Objektes dar, was jedoch in den meisten Fällen uninteressant ist. Deshalb kann für die weitere Verarbeitung ein definierter Signalpegel geschaffen werden, indem bei Überschreiten eines Schwellwertes ein konstanter Ausgangswert, bspw. das logische Signal "1", erzeugt wird, was eindeutig auf die Gegenwart eines Objektes hinweist, weitere, irreführende Informationen jedoch ausblendet.

Indem an dem Ausgang des Gleichrichters und/oder Normierungsbausteins ein integrierendes Bauteil, insbesondere ein Kondensator, angekoppelt ist, wird eine Information über die Dauer des gefilterten Spektralanteils f3 erzeugt und für weitere Auswertungen zur Verfügung gestellt.

An dem Ausgang des integrierenden Bauteils lässt sich ein Analog-Digital- Wandler ankoppeln, um ein aufintegriertes Signal weiterzuverarbeiten. Die von dem integrierenden Bauteil in eine proportionale Spannung umgewandelte Dauer des Spektralanteils f3 kann somit in eine für einen Mikroprozessor lesbare Digitalzahl umgewandelt werden.

Wenn an dem Ausgang des Gleichrichters ein Abtast-Halte-Glied angekoppelt ist, dem ein Komparator zum Vergleich des abgetasteten Signals mit einem Schwellwert nachgeschalten ist, so könnte bspw. etwa in der zeitlichen Mitte des Empfangsfensters eine Abtastung vorgenommen werden, ob ein f3-Spektralanteil vorhanden ist, wodurch eine weitgehende Entkopplung zwischen dem Mischerausgangssignal und der nachgeschalteten Auswertung geschaffen wird, die ohne zwischenzeitliche Entladung eines spannungssensitiven Speicherbauelements realisiert werden kann.

Eine weitere Optimierung lässt sich dadurch erreichen, dass zwischen Empfangsantenne und Mischer ein rauscharmer Empfangsverstärker angeordnet ist. Da ein Empfangsverstärker eine deutlich niedrigere Rauschzahl aufweist als ein Mischer, lässt sich auf diesem Weg ein besserer Signal-Rausch-Abstand innerhalb der gesamten Schaltung erzielen. Andererseits kann solchenfalls ggf. die Sendeleistung reduziert werden, bspw. um Energie zu sparen, so dass eine erfindungsgemäße Anordnung unter Umständen auch unabhängig von einem Stromnetz, bspw. durch Batterien, Akkumulatoren und/oder Solarzellen gespeist werden kann.

Zur Perfektionierung der erfindungsgemäßen Konstruktion kann vorgesehen sein, dass der Mischer für ein, vorzugsweise jedes Signal (jeweils) zwei Eingangsanschlüsse aufweist, an denen das zu mischende Signal einerseits und das um etwa λ/4 verzögerte Signal andererseits angekoppelt ist (sind). Es handelt sich hierbei um ein in Fachkreisen als IQ-Mischer bezeichnetes Bauteil, mit dem sichergestellt werden kann, dass auch bei ungünstigem Aufeinandertreffen von Signalen mit ähnlicher Phasenlage stets ein deutlich erkennbares Mischerausgangssignal erzeugt wird.

Ferner sieht die Erfindung vor, dass das Ausgangssignal des Mischers über einen weiteren Signalpfad direkt einer Auswerteschaltung zugeführt ist, so dass bspw. anhand der Dopplerfrequenz die Relativgeschwindigkeit eines Objekts ermittelt werden kann, in manchen Anwendungsfällen kann es günstig sein, zusätzlich zu der Entfernung eines Objektes von der Funkmeßeinrichtung auch dessen Relativgeschwindigkeit ermitteln zu können, was am einfachsten anhand der Dopplerfrequenz erfolgen kann. Damit diese Information parallel und damit gleichzeitig mit der Entfernungsmessung gewonnen werden kann, sieht die Erfindung hierfür eine eigene Auswerteschaltung vor, die an einem weiteren Signalpfad angeschlossen ist, der sich vorzugsweise am Ausgang des Mischers von dem erfindungsgemäßen Signalverarbeitungspfad abzweigt. Im Rahmen einer derartigen Zusatzauswertung könnte auch eine herkömmliche Signalverarbeitung zur Erkennung weit entfernter Objekte vorgesehen sein, od. dgl.

Sofern der Oszillator gegenüber der Sendeantenne durch einen Pufferverstärker entkoppelt ist, kann erreicht werden, dass trotz Annäherung gut leitender, metallischer Gegenstände an die Sendeantenne und dem daraus folgenden Kurzschluß des elektromagnetischen Feldes bzw. der daraus folgenden Belastung des Oszillators keine Frequenzverstellung desselben eintreten könnte. Damit kann sichergestellt werden, dass auch in diesen Fällen die Mischfrequenz f3 zuverlässig von einem Bandfilter selektiert werden kann.

Der Koppler zum Auskoppeln eines zu überlagernden Anteils des Oszillatorsignals kann als ggf. unsymmetrischer Leistungsteiler ausgebildet sein. Hierbei handelt es sich um eine relativ einfache Maßnahme zum Auskoppeln eines Leistungsteils des Sendesignals, die mit geringstem Aufwand, bspw. durch eine Verzögerungsleitung, realisiert werden kann.

Andererseits kann auch eine kombinierte Sende- und Empfangsantenne verwendet werden, die mit dem Oszillator einerseits und dem Mischer andererseits über einen Zirkulator gekoppelt ist. Hiermit lässt sich eine Antenne einsparen, wodurch sich die Baugröße eines erfindungsgemäßen Gerätes weiter reduzieren lässt. Dadurch kann dieses auch in kleinen Armaturen wie bspw. Wasserhähnen od. dgl. integriert werden. Beim Anschluß des Zirkulators ist darauf zu achten, dass das Oszillatorsignal zur Antenne, das empfangene Antennensignal dagegen zu dem Mischer weitergeleitet wird.

Falls voneinander getrennte Sende- und Empfangsantennen verwendet werden, wird einerseits ein Zirkulator entbehrlich, andererseits können die einzelnen Antennen jeweils optimal ausgelegt werden.

Schließlich entspricht es der Lehre der Erfindung, dass mehrere Empfangszweige vorgesehen sind, um durch räumlich aneinandergrenzende Empfangsbereiche Winkelmessungen zu ermöglichen. Dadurch ist es denkbar, ggf. mit einer einzigen Sendeantenne, jedoch mit mehreren Empfangsantennen, die in unterschiedlichen Raumrichtungen orientiert sind, die Richtung eines reflektierten Signals unterscheiden zu können, mithin eine genauere Ortung eines Objektes vorzunehmen. Auch ist es dadurch möglich, feste Objekte im Nahbereich, bspw. Bäume, Laternenpfähle, od. dgl., stärker zu lokalisieren und ggf. auszublenden, um dadurch an diesen Objekten vorbeigehende Personen od. dgl. zuverlässiger erkennen zu können.

Weitere Merkmale, Einzelheiten, Vorteile und Wirkungen der Erfindung ergeben sich aus der folgenden Beschreibung bevorzugter Ausführungsformen der Erfindung sowie anhand der Zeichnung. Hierbei zeigt:

Fig. 1 einen typischen Anwendungsfall für ein erfindungsgemäßes Radarsystem;

Fig. 2 ein Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen Radarvorrichtung;

Fig. 3 ein auf die für das erfindungsgemäße Verfahren relevanten Funktionsblöcke reduziertes Signalflußschema;

Fig. 4 eine Frequenztabelle, aus der die Frequenz des subtraktiven Spektralanteils des Mischerausgangsspektrums in Abhängigkeit von dessen Eingangsfrequenzen zu entnehmen ist; sowie

Fig. 5 ein Zeitdiagramm mit dem Verlauf der Sendefrequenz.

Ein erfindungsgemäßes Radarsystem findet bevorzugt Verwendung im Rahmen einer Steuerung S eines Aktuators A. Bei dem Aktuator A kann es sich um die vielfältigsten Vorrichtungen handeln, bspw. um Schiebetüren, welche bei Annäherung einer Person 1 zu öffnen sind, um Wasserhähne oder Brausen, die bei Annäherung oder Gegenwart einer Person ein Ventil öffnen, um Spülvorrichtungen insbesondere für öffentliche Urinale, welche bei Entfernung einer Person einen Spülvorgang auslösen, und Beleuchtungssysteme, welche bei Dunkelheit und Annäherung einer Person 1 eingeschalten werden, und die vielfältigsten Werbemittel, welche selektiv auf die Anwesenheit von Personen 1 reagieren, um Alarmsysteme zur Überwachung von abgesperrten Räumen, usf. Andererseits kann es sich aber auch um eine mobile Einrichtung handeln, wie eine Einparkhilfe für Autos oder eine Wahrnehmungshilfe für Blinde, welche akustisch auf Gegenstände oder Personen 1 hingewiesen werden.

Das erfindungsgemäße Steuergerät S verfügt im vorliegenden Fall über eine Sendeantenne 2 zum Abstrahlen einer elektromagnetischen Welle 3, die an der Person 1 reflektiert und zu einer Empfangsantenne 4 zurückgeworfen wird. Sofern das Steuergerät S keine Reflexion erkennt, bleibt der Aktuator A passiv. Wird jedoch eine Person 1 oder ein anderer, sich annähernder Gegenstand sensiert, so kann der Aktuator A mittels eines Steuersignals 5 aktiviert werden.

In Fig. 2 ist der elektrische Schaltungsaufbau des Steuergeräts S schematisch wiedergegeben. Ein Oszillator 6 erzeugt ein mit einem Steuersignal 7 frequenzmodulierbares Hochfrequenzsignal, das in einem nachgeschalteten Verstärker 8 ausreichend niederohmig zur Verfügung gestellt wird, um die Sendeantenne 2 zu speisen. Ein Teil des der Antenne 2 zugeführten Signals 9 wird in einem Leistungsteiler 10 ausgekoppelt und einem Eingang 11 eines Mischers 12 zugeführt. Die von der Person 1 oder einem sonstigen Objekt reflektierte, elektromagnetische Welle 3 wird von der Empfangsantenne 4 aufgefangen und in ein entsprechendes Hochfrequenzsignal 13 transformiert, das von einer rauscharmen Eingangsstufe 14 verstärkt und einem weiteren Eingang 15 des Mischers 12 zugeführt wird. Das Mischerausgangssignal 16 kann abermals verstärkt 17 werden und gelangt sodann zu einem Bandpaßfilter 18, wo ein bestimmter subtraktiver Spektralanteil des Mischungsspektrums durchgelassen wird, während sämtliche übrigen Spektralanteile unterdrückt werden. Am Ausgang dieses Bandpaßfilters 18 befindet sich ein Detektor 19 zum Gleichrichten des gefilterten Signals, und das Ausgangssignal dieses Detektors 19 wird sodann in einer weiteren Stufe 20 mit Tiefpaßverhalten geglättet und kann sodann von einem Verstärker oder Komparator 21 weiterverarbeitet werden.

Parallel zu diesem Signalverarbeitungszweig, dessen Wirkungsweise weiter unten erläutert werden soll, kann in einem parallelen Signalverarbeitungszweig 22 die durch Überlagerung des ausgesendeten Signals 9 mit dem empfangenen Signal 13 entstehende Dopplerfrequenz 16 ausgewertet werden, wodurch insbesondere auch Informationen über die Geschwindigkeit der Bewegung eines Objektes 1 erhalten werden können.

Die Funktion der Schaltung S soll anhand der Fig. 3 weiter erläutert werden. Der Oszillator 6 erzeugt ein Sendesignal 9 mit der Frequenz ft, welches einerseits an der Antenne 2 abgestrahlt und andererseits an dem Eingang 11 des Mischers 12 angelegt wird. An der Empfangsantenne 4 wird ein Signal aufgefangen, sobald sich eine Person 1 oder ein sonstiges Objekt in Reichweite der Radarsteuereinrichtung S befindet. Das aufgefangene Signal 13 hat solchenfalls eine Frequenz fr, die - unter Vernachlässigung von Dopplereffekten - der Sendefrequenz ft zu einem früheren Zeitpunkt entspricht und daher von dem aktuellen Frequenzwert ft verschieden sein kann.

Der Mischer 12 erzeugt an seinem Ausgang ein Überlagerungssignal 16, das mehrere Spektralanteile enthält. Hiervon soll ausschließlich der durch Subtraktion der beiden Eingangsfrequenzen ft, fr entstehende Spektralanteil mit der Frequenz fm = |ft - fr| betrachtet werden, während der durch Addition der Eingangsfrequenzen ft, fr entstehende Spektralanteil etwa bei der doppelten Sendefrequenz ft liegt und im Rahmen der weiteren Verarbeitung herausgefiltert werden soll. Dagegen wird der "subtraktive" Spektralanteil von dem nachgeschalteten Bandpaßfilter 18 einer weiteren Verarbeitung zugeführt.

Nun verdient der zeitliche Verlauf des Sendesignals 9 eine nähere Betrachtung. Wie man der Fig. 5 entnehmen kann, wird das Ausgangssignal 9 des Oszillators 6 während einer Bearbeitungssequenz gegenüber dem Standardfrequenzwert f0 zweimal verstellt, nämlich zum Zeitpunkt t1 wird die Frequenz für einen Zeitraum τp1 auf eine Frequenz f1 verändert, die sich noch innerhalb des postalisch zugelassenen Sendefrequenzbandes der Sendefrequenz f0 befindet. Im Anschluß an den Verstellimpuls τp1 fällt die Frequenz wieder auf den ursprünglichen Wert f0 zurück. Eine ähnliche Verstellung erfolgt zum Zeitpunkt t2, der gegenüber dem Zeitpunkt t1 um die Verzögerungszeit τd verschoben ist. Hier wird die Sendefrequenz ft von dem Wert f0 für einen kurzen Impuls der Dauer τp2 auf die Frequenz f2 verstellt, um anschließend wieder auf das ursprüngliche Frequenzniveau f0 zurückzufallen. Während eines derartigen Sendezyklusses nimmt die Frequenz ft des abgestrahlten Signals 9 demnach drei unterschiedliche Frequenzwerte an: f0, f1 und f2. Im Falle der Gegenwart einer Person 1 oder eines sonstigen Objektes findet eine Reflexion statt, und das aufgefangene Signal 13 hat eine Frequenz fr, die - unter Vernachlässigung von Dopplereffekten - ebenfalls die drei verschiedene Frequenzen f0, f1 und f2 annehmen kann.

Aufgrund der Signallaufzeit τl, die das elektromagnetische Signal 3 von der Sendeantenne 2 bis zu dem Objekt 1 und von dort zurück bis zur Empfangsantenne 4 benötigt, sind die Frequenzen ft und fr der beiden zu mischenden 12 Eingangssignale 11, 15 nicht zu jedem Zeitpunkt identisch, sondern es können theoretisch alle Kombinationen auftreten, wie dies in Fig. 4 dargestellt ist, wo in der linken Spalte die möglichen Werte der Sendefrequenz ft und in der obersten Zeile die möglichen Werte der Empfangsfrequenz fr aufgetragen sind, während in den übrigen Feldern jeweils die Frequenz fm des subtraktiven Spektralanteils in dem Überlagerungsspektrum aufgetragen ist. Zu den Zeitpunkten, wo ft = fr ist, gilt: fm = 0. Andererseits erzeugt eine Überlagerung von Signalen mit den Frequenzen f1 und f2 die Frequenz f3 = |f1 - f2|, bei Mischung von Signalen der Frequenzen f0 und f1 ergibt sich die Frequenz f4 = |f1 - f0|, und bei Mischung von Signalen der Frequenzen f2 und f0 hat das Überlagerungsspektrum einen subtraktiven Spektralanteil der Frequenz f5 = |f2 - f0|.

Wie man aus Fig. 5 entnehmen kann, trifft bei einer laufzeitbedingten Verzögerung der abgestrahlten 2 und reflektierten Welle 3 von τl ≈ τd der auf der Frequenz f1 verstellte Schwingungsanteil des reflektierten Signals 13 (strichpunktiert dargestellt) auf den zweiten Verstellimpuls des Sendesignals 9 mit der Frequenz f2. Gemäß der Fig. 4 ergibt sich hierbei ein subtraktiver Spektralanteil des Überlagerungsspektrums mit der Frequenz f3, der von dem Bandfilter 18 im Gegensatz zu den Frequenzen f4, f5 sowie der Frequenz 0 zu dem Detektor 19 durchgelassen und dort gleichgerichtet wird, um von einer Auswerteschaltung 23 erkannt zu werden. Sofern die einzelnen Radarzyklen zeitlich weit genug auseinanderliegen, so kann der Zustand, wobei die Sendefrequenz ft = f1 und die Empfangsfrequenz fr = f2 ist, ausgeblendet werden, so dass ein für f3 = |f1 - f2| empfindlicher Bandpaßfilter 18 eine Information darüber zu liefern vermag, ob eine Reflexion der abgestrahlten Welle 3 an einem Objekt 1 derart stattgefunden hat, dass τl ≈ τd. Solchenfalls entsteht ein Signalanteil f3, während in allen anderen Fällen, wenn gar keine Reflexion stattfindet, oder wenn die Laufzeit des reflektierten Signals 3 erheblich größer oder kleiner ist als τd, ein Signalanteil mit der Frequenz f3 überhaupt nicht entsteht.

Damit kann die Auswerteschaltung 23 eine Aussage treffen, ob sich in einer Entfernung x ≈ c.τd/2 mit c = Lichtgeschwindigkeit ein Objekt 1 befindet oder nicht. Indem nun schrittweise die Verzögerungszeit τd zwischen den beiden Verstellimpulsen p1, p2 verstellt wird, können unterschiedliche Entfernungsbereiche x auf die Anwesenheit von Objekten 1 abgetastet werden. Zu diesem Zweck können im Rahmen der Auswerteschaltung 23 kurz aufeinanderfolgende Verstellimpulse p1, p2 erzeugt und dem Oszillator 6 zugeleitet 7 werden, der als Antwort darauf vorübergehend die Ausgangsfrequenzen f1 bzw. f2 erzeugt.


Anspruch[de]
  1. 1. Zur Entfernungsbestimmung von Objekten (1) im Nahbereich geeignetes Radarverfahren, wobei ein hochfrequentes Sendesignal (9) mit konstanter Ausgangsfrequenz f0 zu einem Zeitpunkt t1 für die Dauer τp1 jeweils eines kurzen Impulses p1 auf eine erste Verstellfrequenz f1 = f0 + Δf1 verstellt wird, und wobei ein an einem Objekt (1) reflektiertes Empfangssignal (3, 13) mit einem von dem Sendesignal (9) abgeleiteten (10) Signal (11) überlagert (12) wird, dadurch gekennzeichnet, dass
    1. a) das Sendesignal (9) und/oder das davon abgeleitete (10), mit dem Empfangssignal (13) zu überlagernde Signal (11) zu einem Zeitpunkt t2 = t1 + τd für ein Zeitintervall τp2 auf eine zweite Verstellfrequenz f2 = f0 + Δf2 verstellt wird, so dass bei der anschließenden Überlagerung (12) u. a. eine Mischfrequenz f3 = |f1 - f2| = |Df1 - Δf2| entsteht, wenn die gesamte Signallaufzeit τI des reflektierten Signals (3) etwa gleich τd ist, während ansonsten u. a. eine Mischfrequenz f4 = |f1 - f0| = |Δf1| ≠ f3 entsteht;
    2. b) aus dem Überlagerungsspektrum (16) der Signalanteil mit der Mischfrequenz f3 = |f1 - f2| = |Δf1 - Δf2| herausgefiltert (18)
    3. c) und einer Auswerteschaltung (19-21, 23) zugeführt wird, um anhand der Existenz eines derartigen Signalanteils festzustellen, ob sich etwa in einer Entfernung x0 entsprechend einer Signallaufzeit τl ≈ τd ein Objekt (1) befindet oder nicht.
  2. 2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Signalanteil mit der Frequenz f3 mittels eines Band- oder Tiefpasses (18) aus dem Überlagerungsspektrum (16) herausgefiltert wird, dessen Grenzfrequenz fg zwischen f3 und f4 liegt.
  3. 3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass der aus dem Überlagerungsspektrum (16) herausgefilterte (18) Signalanteil gleichgerichtet wird.
  4. 4. Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass das gleichgerichtete Filtersignal abgetastet und/oder gespeichert wird.
  5. 5. Verfahren nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, dass das gleichgerichtete Filtersignal zum Aufladen eines Kondensators verwendet wird.
  6. 6. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass das abgetastete und/oder gespeicherte Signal mit einem Schwellwert verglichen wird, um festzustellen, ob ein Signalanteil mit der Frequenz f3 in dem Überlagerungsspektrum (16) enthalten ist.
  7. 7. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Frequenzen f1 und f2 gegensinnig zu f0 liegen: f2 < f0 < f1 oder f1 < f0 <f2.
  8. 8. Verfahren nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Frequenzen f1 und f2 antisymmetrisch zu f0 liegen: f1 - f0 ≈ f0 - f2 bzw. Δf1 = -Δf2.
  9. 9. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Differenzfrequenzen |Δf1| = |f0 - f1| und/oder |Δf2| = |f0 - f2| zwischen 2 MHz und 120 MHz, vorzugsweise zwischen 5 MHz und 60 MHz, insbesondere zwischen 10 MHz und 30 MHz, betragen.
  10. 10. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Verzögerungszeit τd zwischen 1 ns und 1000 ns, vorzugsweise zwischen 2 ns und 500 ns, insbesondere zwischen 5 ns und 200 ns, liegt.
  11. 11. Verfahren nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass die Verzögerungszeit τd innerhalb der obigen Grenzen kontinuierlich durchgestellt wird, um unterschiedliche Entfernungsbereiche abzutasten.
  12. 12. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Zeitintervalle τp1, τp2 zwischen 0,1 ns und 10 ns, vorzugsweise zwischen 0,2 ns und 5 ns, insbesondere zwischen 0,5 ns und 2 ns, liegen.
  13. 13. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der gesamte Toleranzbereich Δx aller möglichen Entfernungen x0, an denen sich ein bei einer Messung festgestelltes Objekt (1) befinden kann, wie folgt gegeben ist:



    d - τp1).c/2 ≤ x0 ≤ (τd + τp2).c/2



    bzw.:



    Δx = (τp1 + τp2).c/2,



    wobei c = Lichtgeschwindigkeit.
  14. 14. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Impulse p1 mit einer Pulswiederholfrequenz fp von 100 kHz bis 10 MHz, vorzugsweise von 200 kHz bis 5 MHz, insbesondere von 500 kHz bis 2 MHz, aufeinanderfolgen.
  15. 15. Verfahren nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, dass die Pulswiederholfrequenz fp zeitlich variiert wird, um Störsignale zu erkennen.
  16. 16. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Ausgangsfrequenz f0 zeitlich variiert wird, um Störsignale zu erkennen.
  17. 17. Vorrichtung (S) zur Entfernungsbestimmung von Objekten (1) im Nahbereich mittels Radar mit einem in seiner Frequenz ft verstellbaren Oszillator (6) zur Erzeugung eines hochfrequenten Sendesignals (9) der Ausgangsfrequenz f0, mit einer Ansteuerschaltung (7, 23) zur Verstellung der Oszillatorfrequenz ft von der Ausgangsfrequenz f0 auf eine erste Verstellfrequenz f1 = f0 + Δf1 während eines kurzen Zeitintervalls τp1, und mit einem Mischer (12) zur Überlagerung eines von dem Sendesignal (9) ausgekoppelten Signals (11) mit einem an einem Objekt (1) reflektierten (3) Empfangssignal (13), dadurch gekennzeichnet, dass
    1. a) der Oszillator (6) und dessen Ansteuerschaltung (7, 23) derart ausgebildet sind, dass die Sendefrequenz ft im Anschluß an das Zeitintervall τp1 nach einem definierten Zeitintervall τd für ein kurzes Zeitintervall τp2 auf eine zweite Verstellfrequenz f2 = f0 + Δf2 verstellt wird,
    2. b) an den Ausgang (16) des Mischers (12) ein Filter (18) angekoppelt ist, um einen Signalanteil mit der Mischfrequenz f3 = |f1 - f2| = |Δf1 - Δf2| aus dem Überlagerungsspektrum (16) herauszufiltern, und
    3. c) an den Ausgang des Filters (18) eine Auswerteschaltung (19-21, 23) angekoppelt ist, um anhand der Existenz eines Signalanteils mit der Mischfrequenz f3 festzustellen, ob sich etwa in einer Entfernung x0 entsprechend einer Signallaufzeit τl ≈ τd ein Objekt (1) befindet oder nicht.
  18. 18. Vorrichtung nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, dass der am Ausgang (16) des Mischers (12) angekoppelte Filter (18) als Band- oder Tiefpaß realisiert ist, dessen Grenzfrequenz fg zwischen f3 und f4 liegt.
  19. 19. Vorrichtung nach Anspruch 17 oder 18, dadurch gekennzeichnet, dass an dem Ausgang des Filters (18) ein Gleichrichter (19) angekoppelt ist.
  20. 20. Vorrichtung nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, dass an dem Ausgang des Gleichrichters (19) ein Bauteil mit einer die Amplitude normierenden Funktion, insbesondere ein Komparator, angekoppelt ist.
  21. 21. Vorrichtung nach Anspruch 19 oder 20, dadurch gekennzeichnet, dass an dem Ausgang des Gleichrichters (19) und/oder Normierungsbausteins ein integrierendes Bauteil, insbesondere ein Kondensator, angekoppelt ist.
  22. 22. Vorrichtung nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, dass an dem Ausgang des integrierenden Bauteils ein Analog-Digital-Wandler angekoppelt ist, um ein aufintegriertes Signal weiterzuverarbeiten.
  23. 23. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 19 bis 22, dadurch gekennzeichnet, dass an dem Ausgang des Gleichrichters (19) ein Abtast- Halte-Glied angekoppelt ist, dem ein Komparator zum Vergleich des abgetasteten Signals mit einem Schwellwert nachgeschalten ist.
  24. 24. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 17 bis 23, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen Empfangsantenne (4) und Mischer (12) ein rauscharmer Empfangsverstärker (14) angeordnet ist.
  25. 25. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 17 bis 24, dadurch gekennzeichnet, dass der Mischer (12) für ein, vorzugsweise jedes Signal (11, 15) (jeweils) zwei Eingangsanschlüsse aufweist, an denen das zu mischende Signal (11, 15) einerseits und das um etwa λ/4 verzögerte Signal andererseits angekoppelt ist (sind).
  26. 26. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 17 bis 25, dadurch gekennzeichnet, dass das Ausgangssignal (16) des Mischers (12) über einen weiteren Signalpfad (22) direkt einer Auswerteschaltung zugeführt ist, so dass bspw. anhand der Dopplerfrequenz die Relativgeschwindigkeit eines Objekts (1) ermittelt werden kann.
  27. 27. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 17 bis 26, dadurch gekennzeichnet, dass der Oszillator (6) gegenüber der Sendeantenne (2) durch einen Pufferverstärker (8) entkoppelt ist.
  28. 28. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 17 bis 27, dadurch gekennzeichnet, dass der Koppler (10) zum Auskoppeln eines zu überlagernden Anteils (11) des Oszillatorsignals (9) als ggf. unsymmetrischer Leistungsteiler ausgebildet ist.
  29. 29. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 17 bis 28, gekennzeichnet durch eine kombinierte Sende- und Empfangsantenne, die mit dem Oszillator (6) einerseits und dem Mischer (12) andererseits über einen Zirkulator gekoppelt ist.
  30. 30. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 17 bis 28, dadurch gekennzeichnet, dass voneinander getrennte Sende- und Empfangsantennen (2, 4) verwendet werden.
  31. 31. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 17 bis 30, dadurch gekennzeichnet, dass mehrere Empfangszweige (4, 11-22) vorgesehen sind, um durch räumlich aneinandergrenzende Empfangsbereiche Winkelmessungen zu ermöglichen.






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