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Dokumentenidentifikation DE69033873T2 13.06.2002
EP-Veröffentlichungsnummer 0737906
Titel Leistungssystem und Verfahren zur Aussstattung einer Versorgungsspannung für einen Rechner
Anmelder Fujitsu PC Corp., Sunnyvale, Calif., US
Erfinder Fairbanks, John P., Sunnyvale, US;
Yuan, Andy C., Saratoga, US
Vertreter BOEHMERT & BOEHMERT, 10719 Berlin
DE-Aktenzeichen 69033873
Vertragsstaaten DE, FR, GB, IT
Sprache des Dokument EN
EP-Anmeldetag 28.06.1990
EP-Aktenzeichen 961069770
EP-Offenlegungsdatum 16.10.1996
EP date of grant 05.12.2001
Veröffentlichungstag im Patentblatt 13.06.2002
IPC-Hauptklasse G05F 1/62

Beschreibung[de]

Die Erfindung betrifft ein Strom- bzw. Spannungssystem für einen Computer, insbesondere ein Strom- bzw. Spannungssystem für einen Computer, welches die Spannung für das Computersystem und darüber hinaus die Betriebsfrequenz des Computersystems auf der Basis laufender Anforderungen des Systems oder auf ein Steuersignal von dem Computersystem automatisch auswählt.

Bekannte, tragbare Computer unterliegen Begrenzungen hinsichtlich der Zeitdauer, die sie genutzt werden können, bevor die Batterien des Systems leer sind. Bekannte, typische, tragbare Computer arbeiten mit einer einzelnen Spannung, typischer Weise 5 V, und nutzen Systemtakte mit einer festen Frequenz. Dieses hat bestimmte Nachteile, derart, daß keine Merkmale integriert sind, um die Last auf die Batterien zu vermindern und hierdurch die Lebensdauer zu verlängern. In einer typischen integrierten Schaltungseinrichtung, die CMOS- Halbleitereinrichtungen nutzt, wird der Spannungs- bzw. Leistungsverbrauch des Systems mittels der folgenden Gleichung ausgedrückt.

P = CV²F.

Weil die Kapazität eines Systems eine Variable und für einen Einstellung durch die Designer nicht verfügbar ist, sind die möglichen Variablen, die verändert werden können, die Systemspannung und die Betriebsfrequenz. Bekannte Computersysteme umfassen Takte mit mehr als einer Frequenz. Die variablen Frequenztakte werden jedoch als eine Funktion der Betriebsart genutzt und reagieren nicht auf die mittlere Nutzung über eine Zeitperiode. Wenn die Spannungsversorgung bei den bekannten Systemen nicht in der Lage ist, die gewünschte Spannung für eine Hochfrequenz-Taktoperation zu liefern, verliert das System Daten, weil der Takt nicht mit einer kleineren als der maximalen Frequenz arbeiten kann und nicht geteilt wurde, um eine Operation mit einer niedrigeren Versorgungsspannung zu erlauben, wenn diese überhaupt verfügbar war. Bei den bekannten Systemen existiert darüber hinaus nicht die Fähigkeit, eine fortdauernde Spannungs- und Systemtaktfrequenz-Beziehung zu liefern, bei der der Systemtakt in einem Kontinuum möglicher Versorgungsspannungen variiert.

In dem US Patent 4,335,277 ist ein Spannungsversorgungssystem für einen Computer offenbart, bei dem während des normalen Betriebs des Systems der Mikroprozessor den Betrieb des DC/DC-Wandlers steuert und den Ausgangszustand des Wandlers in Übereinstimmung mit seinen Spannungsanforderungen schaltet. Der Wandler weist einen hohen Aufwärtszustand auf, in welchem er die Spannung liefern kann, die notwendig ist, um den Decoder in seiner Hochspannnungs-Lastbetriebsart zu betreiben. Der Wandler weist einen verminderten Ausgangszustand auf, in welchem er die Spannung liefern kann, die notwendig ist, um den Decoder in seiner Niedrigspannungs-Lastbetriebsart zu betreiben.

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Spannungssystem und Oszillatoren zur Nutzung in einem Computersystem, welche zusammen arbeiten, um für das System eine Betriebsspannung zu liefern, welche das Minimum ist, das zum Ausführen der Funktionen des Systems notwendig ist, und um zweitens die Frequenz des Systemtakts zu vermindern, so daß der Spannungsverbrauch des Systems vermindert ist. Zusätzlich zu der Verminderung der Leistung mittels der Verminderung der Spannung und der Frequenz erlaubt die Nutzung eines variablen Frequenzoszillators zum Liefern der Systemtaktsignale mit einer Oszillatorfrequenz, die als eine Funktion der Systemversorgungsspannung variiert, die Vorkehrung zum Sichern von Systemdaten bei Umständen, in denen eine schwere Last bzw. Belastung des Systems die Versorgungsspannung unter die Spannung drückt, die normalerweise zum Ausführen von Rechenaufgaben des Systems notwendig ist.

Die vorliegende Erfindung offenbart das Spannungssystem und die Oszillatoren zur Nutzung in dem Computersystem, das in einer parallelen Patentanmeldung beschrieben ist. Die parallele Patentanmeldung hat die Anmeldenummer 07/375,721, wurde am 30. Juni 1989 eingereicht und trägt den Titel "Tragbarer Niedrigspannungs-Computer". Zur Vereinfachung entsprechen bestimmte Referenzzeichen in dieser Anmeldung denen, die in der parallelen Anmeldung genutzt werden.

Bei bestimmten Aufgaben, die mittels eines Computersystems ausgeführt werden, beispielsweise einer Wortverarbeitung, ist es möglich, den Systemtakt mit einer niedrigeren Taktrate zu betreiben, als dies für Rechenaufgaben notwendig ist. In ähnlicher Weise können die Schaltungen in dem System bei der Wortverarbeitungsbetriebsart mit einer niedrigeren Spannung betrieben werden, als dieses notwendig ist, wenn Rechnungen ausgeführt werden. Die Leistungsfähigkeit des Systems wird deshalb durch das Betreiben bei einer niedrigeren Taktfrequenz und einer niedrigeren Spannung aus Sicht des Nutzers nicht verschlechtert. Des weiteren wird hierbei der Spannungsverbrauch vermindert. In ähnlicher Weise können die in dem System genutzten Einrichtungen bei einer niedrigeren Spannung betrieben werden, weil die verminderte Spannung noch ausreichend ist, um ein Schalten bei niedrigeren Frequenzen zu erreichen, wenn der Systemtakt mit einer niedrigeren Frequenz arbeitet. Beispielsweise wurde in dem Computersystem, welches in der oben erwähnten, parallelen Patentanmeldung beschrieben ist und die vorliegende Erfindung nutzt, gefunden, daß eine im wesentlichen gleichwertige Leistung mittels der Nutzung einer VDD von etwa 3 V und einer Systemtaktfrequenz von 2,3 mHz erreicht werden kann, um Informationen in der Wortverarbeitungsbetriebsart zu verarbeiten. Wenn die Betriebsart des Computers jedoch die Berechnung numerischer Daten umfaßt, ist es in den meisten Fällen wünschenswert, die Funktion schnell auszuführen. Dementsprechend wird der Spannungsversorgungsausgang in der Rechenbetriebsart von 3 V auf 5 V und die Systemtaktfrequenz von 2 mHz auf 6,6 mHz verändert. In diesen Fällen wird die maximale Verarbeitungsgeschwindigkeit erreicht. Wie bereits erwähnt, erlaubt die vorteilhafte Nutzung eines variablen Frequenzoszillators zum Erzeugen der Taktsignale (nachfolgend wird der variable Frequenzoszillator zum Erzeugen der Taktsignale als VCO bezeichnet) die erhöhten Rechenfrequenzen als auch den Schutz von Daten, wenn die Systemspannungsversorgung wegen der Last oder einer Entladung der Batterien in einem Umfang, der ausreichend ist, um die Systemleistung zu verschlechtern, nicht in der Lage ist, den notwendigen Strom zu liefern. Der VCO umfaßt Schaltungstechnik, um eine prozentuale Verminderung der Betriebsfrequenz zu erreichen, die größer ist, als die prozentuale Verminderung der Versorgungsspannung. Wenn die VCO-Frequenz für 5 V 6,6, mHz beträgt, würde basierend auf derselben prozentualen Verminderung der Frequenz erwartet, daß für 3 V der VCO-Betrieb bei 3,96 mHz liegt. Es wurde jedoch festgestellt, daß mittels einer größeren, prozentualen Verminderung eine zusätzliche Spannungseinsparung erreicht werden kann. Das bevorzugte Verhältnis ist so, daß bei VDD = 3 V die VCO- Frequenz 2,3 mHz beträgt (vgl. oben). Bei diesen Bedingungen ergibt sich unter Beachtung der Formel P = CV²F (Spannungs- bzw. Leistungsverbrauch) bei einer Veränderung der Spannung von 5 auf 3 V fast eine 3 : 1 Spannungseinsparung. Eine zusätzliche Spannungseinsparung wird mittels der Veränderung der Frequenz von 6,6 mHz auf 2,3 mHz erreicht, wenn für die Spannungsverminderung ein anderer Faktor als fast 3 : 1 vorliegt. Mittels der Kombination wird deshalb eine 8 : 1-Spannungsverminderung erreicht.

Gemäß der vorliegenden Erfindung wird das Spannungssystem in einer automatischen Betriebsart, in welcher die Spannungsversorgung (VDD) 3 oder 5 V beträgt, oder in einer Ausschaltbetriebsart betrieben, in welcher der Spannungsversorgungsausgang unter der Steuerung des Prozessors des Systems gezwungen wird, die 5 V-Grenze ohne Berücksichtigung der Größe des von dem Computersystem gezogenen Stroms zu regulieren.

Aufgabe der Erfindung ist es, ein Spannungssystem mit mehreren verfügbaren Spannungsausgängen und einem Prozessortakt zu liefern, der eine variable Frequenz aufweist, um den Betrieb des Systems basierend auf der Anforderung des Systems auf der niedrigsten Spannung und der niedrigsten Frequenz auszuführen, um den Spannungs- bzw. Leistungsverbrauch zu vermindern.

Es ist weiterhin Aufgabe der Erfindung, die Betriebsfrequenz des Prozessors mittels des Veränderns der Frequenz des VCOs zu vermindern, um die Integrität von Daten unter Bedingungen zu erhalten, bei denen die Batteriespannung unterhalb dessen liegt, was notwendig ist, um das System ohne Datenverlust in solchen Situationen zu betreiben, in denen die Spannungsversorgung nicht aufrecht erhalten werden kann, weil auf dem System eine übermäßige Last bzw. Belastung vorliegt.

Erfindungsgemäß ist ein Verfahren zum Liefern einer Versorgungsspannung an einen Computer und zum automatischen Verändern der Versorgungsspannung als Reaktion auf die Größe des zu dem Computer gelieferten Stroms geschaffen. Es wurde ein Verfahren zum Liefern einer Versorgungsspannung VDD an einen Computer und zum automatischen Variieren der Versorgungsspannung als Reaktion auf die Größe des an den Computer gelieferten Stroms geschaffen, das Verfahren die folgenden Schritte aufweisend:

- Vorsehen einer Versorgungsspannungsschaltung zum Erzeugen der Versorgungsspannung VDD an einen Ausgangsanschluß N1 und des an den Computer gelieferten Stroms, wobei die Versorgungsspannungsschaltung einen Steueranschluß zum Empfangen eines Steuersignals zum Verändern der Versorgungsspannung VDD zwischen einem ersten Spannungsniveau und einem zweiten Spannungsniveau in Übereinstimmung mit der Größe des Steuersignals aufweist;

- Vorsehen einer Stromprüfschaltung D14, L22, R19, R10, C26, R21 zum Prüfen des an den Computer gelieferten Stroms, wobei die Stromprüfschaltung D14, L22, R19, R10, C26, R21, an ihrem Ausgang eine Spannung erzeugt, die eine Anzeige für den geprüften Strom liefert;

- Vergleichen der Spannung mit einer Referenzspannung, wobei das Ergebnis des Vergleichs das Steuersignal umfaßt; und

- Liefern des Steuersignals an den Steueranschluß, um die Spannungsversorgung VDD zwischen dem ersten und dem zweiten Spannungsniveau zu verändern.

Bei einer Weiterbildung der Erfindung kann vorgesehen sein, daß die Systemtaktfrequenz als Reaktion auf die Größe der Versorgungsspannung verändert wird.

Darüber hinaus arbeitet der Systemtakt in einem kontinuierlichen Bereich von stabilen Spannungs- und Frequenzbetriebspunkten.

Eine Ausgestaltung der Erfindung sieht vor, daß das Spannungssystem eine Batterieänderungs-Sicherungsschaltung zum Liefern einer Versorgungsspannung zu dem System während einer Batterieänderungsoperation aufweist.

Eine weitere Ausführungsform der Erfindung sieht vor, daß das Spannungssystem eine Batteriebedingungs-Überwachungsschaltung zum Liefern eines Ausgangs an den Computer umfaßt, welcher den Ladungszustand der Batterie anzeigt.

Bei einer Fortbildung der Erfindung kann eine automatische Spannungsauswahl- Ausschaltschaltung vorgesehen sein, welche als Reaktion auf ein Steuersignal von dem Computersystem und ohne Rücksicht auf den von dem Computersystem gezogenen Strom die Spannungsversorgung auf ein vorbestimmtes Maximum begrenzt.

Eine zweckmäßige Ausgestaltung der Erfindung sieht eine Temperaturkompensationsschaltung zum Erhöhen der Versorgungsspannung vor, wenn die Umgebungstemperatur zunimmt, um die Einrichtungen in der Schaltung effizient zu betreiben, weil deren Widerstand mit der zunehmenden Temperatur steigt.

Die Erfindung wird im Folgenden anhand von Ausführungsbeispielen unter Bezugnahme auf eine Zeichnung näher erläutert. Hierbei zeigen:

Fig. 1 das Spannungssystem;

Fig. 2 typische Oszillatoren, die in dem Computersystem genutzt werden;

Fig. 3 die Wellenformen für das Ein-/Ausschalten des Spannungsversorgungs- Erzeugungsabschnitts des Spannungssystems;

Fig. 4 ein vergrößertes Schaltungsdiagramm der Spannungsauswahlschaltung auf dem Spannungs- bzw. Leistungssystem;

Fig. 5 die äquivalente Schaltung eines Abschnitts des Spannungsauswahlabschnitts des Spannungssystems für einen Niedrigstrombetrieb des Spannungssystems; und

Fig. 6 die äquivalente Schaltung desselben Abschnitts der Spannungsauswahlschaltung wie in Fig. 5 bei Hochstrom- und Hochspannungsbedingungen.

In Fig. 1 ist das erfindungsgemäße Spannungssystem 13 schematisch dargestellt. Zur Vereinfachung der Beschreibung ist das Spannungssystem 13 in funktionelle Blöcke unterteilt, die mittels gestrichelter Linien um Abschnitte schematische gezeigt sind. Eine Versorgungsspannung VDD, die mittels des Spannungssystems 13 erzeugt wird, wird für das Computersystem genutzt und kann, wie oben ausgeführt, zwischen 3 und 5 V in Abhängigkeit von den Spannungsanforderungen des Computersystems oder eine Spannungsauswahlsteuerung des Computersystems, welcher über die Leitungen SELVDD geliefert wird, geschaltet werden. Die Leitungen SELVDD, Niedrig BAT-Leere BAT, und BATMON, die in dem unteren rechten Abschnitt der Figur benachbart zu dem Bezugszeichen 17 gezeigt sind, sind Steuerleitungen, die von der peripheren ASIC des Computersystems kommen und Bedingungsanzeigeleitungen, die zu den peripheren ASIC des Computersystems gehen, welches in der oben erwähnten, parallelen Patentanmeldung beschrieben ist. Die Steuerung über SELVDD von dem Computersystem wird genutzt, um das Spannungssystem 13 entweder in die automatische oder die Ausschaltbetriebsart/gezwungene Betriebsart zu überführen, so daß der Wert der Versorgungsspannung VDD festgesetzt wird. Der Betrieb des Spannungssystems wird im Folgenden im Detail beschrieben. Zum Zweck der Einführung zwingt ein NIEDRIG auf der SELVDD-Leitung (NIEDRIG zeigt Erdung an) den Wert von VDD auf etwa 5 V. Das Spannungssystem wird reguliert, um VDD auf diesem Niveau zu halten. Ein zweiter Zustand von SELVDD besteht darin, den automatischen Betrieb zu liefern, in welchem der Wert von VDD automatisch bestimmt wird. Dieses bedeutet, daß ein Ausgang von VDD von 3 V oder 5 V von dem Strom abhängt, der von dem System gezogen wird. Diese automatische Betriebsart wird mittels des Plazierens von SELVDD auf Puffern oder VDD durchgesetzt. Wenn SELVDD auf Puffern oder VDD ist, bestimmt der Wert des von dem System gezogenen Stroms, ob der Ausgang 3 oder 5 V ist. In den meisten Fällen ist es bevorzugt, daß die Systemausgangsspannung (VDD) 3 V beträgt. Es hat sich jedoch herausgestellt, daß die bevorzugten Parameter für die Veränderung von VDD von 3 auf 5 V derart sind, daß die Stromanforderungen des Systems gleich oder größer 10 mA sind, und daß sich dieses Plusniveau zusätzlich für etwa 500 ms fortsetzt.

Die BATMON-Leitung wird genutzt, um den Betrieb des Batteriebedingungs- Überwachungsabschnitts des Spannungssystems zu steuern. Die Potentialquelle für das Spannungssystem ist eine Batterie BT1, welche vorzugsweise ein Paar alkalische AA-Zellen mit einem anfänglichen Ausgang von etwa 3 V ist. Wenn die Batteriespannung auf 1,8 V fällt, wird eine "Batterie niedrig"-Anzeige auf der NIEDRIG BAT/LEER BAT-Leitung geliefert. Wenn die Batteriespannung etwa 1,6 V erreicht, wird eine "Batterie leer"-Anzeige über die NIEDRIG BAT/LEER BAT-Leitung an das System gegeben.

Eine Batterieveränderungs-Sicherungsschaltung, die in Fig. 1 mittels einer gestrichelten Linie auf der rechten Seite dargestellt ist, liefert eine Quelle einer Versorgungsspannung für eine Batterieänderung. Der Betrieb der Batterieveränderungsschaltung wird im Folgenden erläutert. Die verbleibenden Abschnitte des Spannungssystems 13 umfassen den Spannungsauswahlabschnitt und den Versorgungsspannungs-Erzeugungsabschnitt.

Der Versorgungsspannungs-Erzeugungsabschnitt umfaßt eine Batterie BT1, deren negativer Anschluß geerdet und deren positiver Anschluß mit einer Leitung VBATT verbunden ist. Der Versorgungsspannungs-Erzeugungsabschnitt weist einen bipolaren Transistor T1 auf, dessen Emitter mit VBATT und dessen Kollektor mit einem Anschluß eines Widerstands R18 verbunden sind, der seinerseits mit einem geerdeten Widerstand R15 verbunden ist. Ein Paar Schalttransistoren T2 und T3 ist zu Zwecken der Stromhandhabung parallel gekoppelt, wobei deren Emitter geerdet, deren Kollektoren und deren Basen zusammen gekoppelt sind, und wobei die Basen an einen Knoten zwischen dem Widerstand R18 und dem Widerstand R15 gekoppelt sind. Von dem primären Stromflußweg der Transistoren T2 und T3 ist ein Leiter L1 umfaßt, von dem ein Anschluß mit den zusammen verbundenen Kollektoren der Transistoren T2 und T3 und ein anderer Anschluß mit der VBATT-Leitung verbunden sind. Eine Rückkopplung zwischen den Kollektoren der Transistoren T2 und T3 und der Basis des Transistors T1 wird mittels eines ersten Wegs, der einen Kondensator C23 umfaßt, und eines zweiten Wegs erreicht, welcher einen Widerstand R16 und eine Schottky-Diode D10 umfaßt. Die Schottky-Diode D10 kann beispielsweise eine Schottky-Diode von Hewlett-Packard mit der Teilenummer HP-5082-2810 sein.

Ein Widerstand R22 liefert einen Weg zur Erdung von der Basis des Transistors T1. Eine Schottky-Diode D9 ist zwischen einen Knoten N4 und einen Knoten N1 gekoppelt. Ein Kondensator 24 ist zwischen den Knoten N1 und die Erde gekoppelt. Die Versorgungsspannungsschaltung des Spannungssystems 13 liefert eine DC-zu-DC-Wandlung der Spannung von der Batterie BT1. Diese Wandlung wird mittels der Oszillatorfunktion der Versorgungsspannungsschaltung ausgeführt, die die Transistoren T1, T2 und T3 zusammen mit deren Rückkopplungswegen zum Ein- und Ausschalten umfaßt. Die während seines Leitens in der Induktivität L1 gespeicherte Energie wird auf das Schalten der Transistoren T2 und T3 in einen nicht leitenden Zustand in eine DC-Spannung mittels der Gleichrichtung durch die Diode D9 umgewandelt. Die sich ergebende Speicherung von DC-Potential erzeugt VDD an dem Knoten N1. Weitere Details des Betriebs des Versorgungsspannungsabschnitts werden nachfolgend in einer allgemeinen Beschreibung des Spannungssystembetriebs offenbart. Bei der praktischen Nutzung der vorliegenden Erfindung ist die oben beschriebene Versorgungsspannungs-Erzeugungsschaltung, welche mittels eines Ein-Aus- Regulierungsverfahrens, was im Folgenden beschrieben wird, reguliert wird, die bevorzugte Schaltung zur Nutzung beim Erzeugen der Versorgungsspannung (VDD). Bei der praktischen Nutzung der Erfindung können jedoch auch andere Arten von Versorgungsspannungs- Erzeugungsschaltungen, beispielsweise eine lineare Reihenreglerschaltung, genutzt werden. Ein Beispiel für den zuletzt genannten Schaltungstyp ist der 3-Anschluß-Einstellregler von National Semiconductor, der unter den Teilenummern LM117, LM217 und LM317 verfügbar ist.

Im Folgenden wird auf den Spannungsauswahlabschnitt in Fig. 1 eingegangen. Dieser Abschnitt liefert sowohl eine Spannungsregulierung als auch eine Spannungsauswahl. Wie bereits beschrieben, kann diese Spannungsauswahl als Ergebnis der Menge des über die VDD-Leitung an das System gelieferten Stroms automatisch sein, oder in Abhängigkeit von dem Steuersignal auf der Leitung SELVDD bei einem vorbestimmten Niveau festgesetzt werden. Bei der vorliegenden Erfindung ist die Spannungsversorgungsschaltung mittels des Nutzens eines DC-zu-DC-Schaltwandlers implementiert. Der Wert der Stromversorgung zu dem System wird auf der Basis des Tastgrads des Oszillators in der Versorgungsspannungsschaltung geprüft. Es wird darauf hingewiesen, daß die vorliegende Erfindung mittels der Nutzung einer anderen Versorgungsspannungsschaltung als der DC- DC-Schaltversorgung ausgeführt werden kann. Der Spannungsauswahlabschnitt ist in Fig. 4 vergrößert dargestellt. Die Bezugnahme auf Fig. 4, zusätzlich zu Fig. 1, kann für das Verständnis der Beschreibung der Schaltungsoperation als auch seine Verbindung zu den verbleibenden Abschnitten des Spannungssystems 13 hilfreich sein. Um einen Referenzpunkt festzusetzen, von dem zum Bestimmen und Regulieren der Versorgungsspannung VDD eine Referenzspannung mittels des Verbindens des Widerstands R13 zwischen VBATT und dem Knoten N3 und des Verbindens der Zener-Diode D6 zwischen den Knoten 3 und die Erde an dem Knoten 3 erzeugt wird. Gemäß den Fig. 1 und 4 ist eine Anode der Zener-Diode D6 mit der Erde verbunden. Eine Kathode 2 der Zener-Diode D6 ist mit dem Knoten 3 verbunden. Es hat sich als vorteilhaft herausgestellt, als Diode D6 eine 1,2 V-Bandlücke- Referenzdiode von Motorola Inc., Teilenummer LM385, zu nutzen, welche an dem Knoten N3 ein Potential von 1,2 V liefert. Ein strombegrenzender Widerstand R13 hat vorzugsweise einen Wert von 100 KΩ. Der Knoten N3 ist mit dem nichtinvertierenden Eingang eines Vergleichers U5A verbunden. Der invertierende Eingang des Vergleichers U5A ist mit dem Knoten N2 verbunden. Die Spannung am Knoten N2, welche mittels einer Spannungsteiler- Aktion, eines Stromflusses zu dem Computersystem und des Steuersignals über SELVDD von dem Computersystem festgesetzt wird, bestimmt das Spannungsniveau, auf welches das Spannungssystem VDD reguliert, um bei der bevorzugten Ausführungsform entweder drei oder 5V zu erreichen. Ein Widerstand R12, dessen Wert vorzugsweise 270 kΩ beträgt, ist zwischen VDD und den Knoten N2 gekoppelt. Eine Anode 3 einer Diode D11 ist mit dem Knoten N2 verbunden. Eine Kathode 4 der Diode D11 ist mit einem Anschluß eines Widerstands R11 (vorzugsweise 75 kΩ) verbunden. Der andere Anschluß des Widerstands R11 ist geerdet. Die Diode D11 kann beispielsweise eine Siliziumdiode, Teilenummer MMBD914L, von Motorola Inc. sein. Die Diode D11 dient der Temperaturkompensation für das Spannungssystem, was im Folgenden detailliert beschrieben wird. Ein Widerstand R21 ist zwischen die Knoten N2 und N5 gekoppelt. Der Widerstand R10 ist zwischen VDD und den Knoten N5 gekoppelt. Ein Anschluß eines Kondensators C26 ist mit dem Knoten N5 verbunden. Der andere Anschluß des Kondensators C26 ist geerdet. Zwischen die Knoten N5 und N6 ist der Widerstand R19 (vorzugsweise 6,2 kΩ) gekoppelt. Der Kondensator 22 mit einer Kapazität von 0,1 uf ist zwischen den Knoten N6 und die Erde gekoppelt. Eine Kathode der Diode D13 (welche vom selben Typ wie die Diode D11 sein kann) ist mit der Steuerleitung SELVDD verbunden. Die Anode 6 der Diode D13 ist mit dem Knoten N5 verbunden. Wenn die Diode D13 mittels des Lieferns der Erde an die Kathode 5 über die Leitung SELVDD vorwärts vorgespannt ist, veranlaßt das resultierende Spannungsniveau am Knoten N5 eine Regulierung von VDD auf 5V, unabhängig von dem Strom, der von dem Computersystem gezogen wird. Wie dieses erreicht wird, wird im Rahmen der Betriebsbeschreibung der Spannungsauswahlschaltung vollständig erklärt.

Um eine Anzeige des Niveaus des von dem Computersystem gezogenen Stroms zu liefern, liefert eine neue Schaltung an die Spannungsauswahlschaltung eine Anzeige des Werts des dem Computersystem über die Versorgungsspannungsleitung VDD zugeführten Stroms, wobei die neue Schaltung einen Widerstand R19 (6,2 kΩ) sowie einen Schottky-Diode D14, deren Anode 7 mit dem Knoten N6 und deren Anode 8 mit dem Knoten N4 verbunden sind, und einen Kondensator C22 (0,1 uF) umfaßt, der zwischen den Knoten N6 und die Erde gekoppelt ist. Die Schottky-Diode D14 kann beispielsweise eine Schottky-Diode von Hewlett-Packard, Teilenummer HP-5082-2810, sein. Die Schottky-Diode D9 kann beispielsweise eine Schottky-Diode von General Instruments Corporation, Teilenummer SGL41-30, sein.

Der Vergleicher U5A arbeitet, um das Ein-/Ausschalten des Oszillators in der Versorgungsspannungsschaltung zu regulieren. Der Ausgang des Vergleichers USA ist über eine Leitung 9 mit dem Widerstand R17 (30 kΩ) verbunden, der an die Basis des Transistors T4 gekoppelt ist. Der Emitter des Transistors T4 ist mit der Leitung VBATT verbunden. Der Kollektor des Transistors T4 ist mit der Basis des Transistors T1 in der Versorgungsspannungsschaltung verbunden. Der Pullup-Widerstand R14 ist zwischen die VBATT-Leitung und die Basis des Transistors T4 gekoppelt. Der Transistor T4 kann beispielsweise ein Teil mit der Nummer NMPQ6700 von Motorola Inc. sein. Die Notwendigkeit des Betreibens des Oszillators in der Versorgungsspannungsschaltung des Spannungssystems 13 zum Erzeugen einer DC-Spannung am Knoten N1, um die Versorgungsspannungsleitung VDD auf einem vorgeschriebenen Niveau zu halten, wird mittels der relativen Spannungen an den Knoten N2 und N3 bestimmt, welche mit dem Vergleicher USA an den invertierenden bzw. nicht invertierenden Eingängen verbunden sind. Das Ausgangssignal auf Leitung 9 von dem Vergleicher USA steuert die Leitung des Transistors T4. Die Spannung am Kollektor des Transistors T4 bestimmt, ob der Transistor T1 leitend oder nichtleitend ist. Wenn der Transistor T4 leitend ist, sind die Transistoren T1, T2 und T3 in der Versorgungsspannungsschaltung nicht leitend und dementsprechend findet das umgekehrte Anwendung. Dieses bedeutet, daß es den Transistoren T1, T2 und T3 erlaubt ist, einen erlaubten Strom durch die Induktivität L1 fließen zu lassen, wenn T4 in einem nicht leitenden Zustand ist. Wenn die Transistoren T2 und T3 ausschalten, wird die in L1 gespeicherte Energie durch die Schottky-Diode D9 entlassen, wo sie gleichgerichtet wird, und eine Versorgungsspannung VDD erzeugt und in dem Kondensator C24 gespeichert wird. Weitere Details des Betriebs dieser Schaltung folgen.

Um sicherzustellen, daß Systemdaten nicht verloren gehen, wenn die Ladungsbedingung der Batterie niedrig wird, ist eine Batteriebedingungs-Überwachungsschaltung (dargestellt in Fig. 1) von dem Spannungssystem 13 umfaßt, um den Nutzer auf die niedrige Batteriebedingung warnend hinzuweisen. Die Batteriebedingungs-Überwachung umfaßt einen Vergleicher U5B, welcher ein Steuersignal an den peripheren ASIC des Computersystems über eine BATMON-Leitung empfängt, die über einen Widerstand R29 mit dem invertierenden Eingang des Vergleichers U5B verbunden ist. Der Ausgang des Vergleichers U5B liefert ein Signal auf der NIEDRIG BAT/LEER BAT-Leitung an den Computer, um eine "niedrige Batterie"- oder eine "leere Batterie"-Bedingung, welche mittels der Batteriebedingungs-Überwachung geprüft wird, anzuzeigen. Die mit dem invertierenden Eingang des Vergleichers U5B durch den Widerstand R26 und die Kreuzung der Widerstände R26 und R29 verbundene VBATT-Leitung ist über den Widerstand R27 an die Erde gekoppelt. Der Vergleicher USB erhält mittels des Leiters 10 Spannung, welcher die VDD-Leitung mit dem Spannungseingangsanschluß des Vergleichers U5B verbindet. Der Vergleicher U5B ist selbstverständlich geerdet (nicht dargestellt). Der Rückkoppelwiderstand R28 ist zwischen die NIEDRIG BATT/LEER BATT-Leitung und den Leiter 10 gekoppelt. Der Betrieb der Batteriebedingungs-Überwachungsschaltung wird im Folgenden in der gesamten Beschreibung des Betriebs des Spannungssystems beschrieben.

Um an das System Spannung so zu liefern, daß die Operationen während des Austauschens schwacher oder leerer Batterien fortgesetzt werden kann, ist eine Batterieaustausch- Sicherungsschaltung vorgesehen, die auf der rechten Seite der Fig. 1 mittels gestrichelter Linien dargestellt ist. Die Batterieaustausch-Sicherungsschaltung umfaßt ein Diode D8, deren Anode 12 mit der VDD-Leitung und deren Kathode mit einem Anschluß des Kondensators C21 verbunden sind. Der zweite Anschluß des Kondensators C21 ist mit der Erde verbunden. Die Kapazität von C21 beträgt vorzugsweise 0,047 F. Der Kondensator C21 dient zum Speichern einer Ladung und liefert ein Betriebspotential an das System, wenn die Batterien entfernt werden. Der andere Fuß der Batterieaustausch-Sicherungsschaltung umfaßt eine Diode D7 und einen Transistor T5. Eine Kathode 15 der Diode D7 ist mit der VDD- Versorgungsleitung verbunden. Eine Anode 16 der Diode D7 ist mit dem Emitter des Transistors T5 verbunden. Die Basis und der Kollektor des Transistors T5 sind miteinander verknüpft und mit der Kreuzung zwischen der Kathode einer Diode D8 verbunden. Der Transistor T5 arbeitet selbstverständlich als eine Diode und wird zweckmäßig anstelle einer herkömmlichen Diode genutzt, weil der Transistor T5 bequem als Teil einer Mehrtransistorpackung verfügbar war. Es wir darauf hingewiesen, daß anstelle des Transistors T5 eine herkömmliche Diode desselben Typs wie die Dioden D7 oder D8 genutzt werden kann. Die Dioden D7, D8, D11 und D13 können bequem mittels Siliziumdioden (1N914), Teilenummer MMBD914L, von Motorola Inc. implementiert werden. Der Betrieb der Batterieaustausch-Sicherungsschaltung wird in Verbindung mit der Beschreibung des Systembetriebs beschrieben.

Wie bereits erwähnt, besteht eine grundsätzliche Idee der vorliegenden Erfindung in der Nutzung eines Systemtakts, welcher als Reaktion auf die Verminderung der zu ihm gelieferten Versorgungsspannung seine Frequenz vermindert. Hierbei wird die Systemtaktfrequenz insbesondere in einem größeren prozentualen Umfang als die Spannung vermindert. Hierdurch wird eine zusätzliche Verminderung der Spannung erreicht, die verbraucht wird, wenn eine niedrigere Systembetriebsgeschwindigkeit bei einer niedrigeren Taktrate in bestimmten Arten von Operationen toleriert werden kann, beispielsweise bei der Wortverarbeitung. In Fig. 2 ist die Systemtaktschaltung 18 zusammen mit einer Oszillatorschaltung 19 dargestellt, die einen zweiten Oszillator für das Computersystem liefert. Die Oszillatorschaltung 19 ist jedoch so konstruiert, daß seinen Frequenz bei einer Veränderung der Versorgungsspannung im wesentlichen unverändert ist. Gemäß den zugehörigen Graphiken ändert sich jedoch die Ausgangsfrequenz der Systemtaktschaltung 18 von 2,3 mHz auf 6,6 mHz, wenn sich die angelegte Versorgungsspannung VDD von 3 auf 5 V ändert. Diese Frequenzänderung wird mittels der Rückkopplungsschaltungstechnik erreicht. Gemäß der Systemtaktschaltung 18 weist das NAND-Gatter 24, welches beispielsweise ein NAND-Gatter mit zwei Eingängen von Texas Instruments Corporation (Teilenummer 74HC132) sein kann (oder ein ähnliches NAND-Gatter mit einem Schmitt Triggereingang), einen Ausgang auf, welcher mit dem Knoten N24 verbunden ist, um die Oszillation an die Schaltung im System zu liefern. Die Rückkopplung vom Knoten N24 besteht aus einem parallelen Strang mit Dioden und Widerständen, insbesondere dem Widerstand R22 (welcher beispielsweise 1,8 kΩ aufweist), dessen erster Anschluß mit dem Knoten N24 verbunden und dessen zweiter Anschluß mit der Kathode 20 der Diode D22 verbunden sind. Die Anode 21 der Diode D22 ist mit der Kathode 22 der Diode D21 verbunden. Die Anode 23 der Diode D21 ist mit einem Anschluß des Kondensators C22 verbunden. Die gemeinsame Verbindung zwischen der Anode 23 (der Diode D21) und dem Kondensator C22 ist mittels des Leiters 25 mit dem Eingang X des NAND-Gatters 24 verbunden. Der zweite parallele Rückkopplungsstrang zwischen dem Knoten N24 und dem Eingang X des NAND-Gatters 24 umfaßt einen Widerstand R23, welcher einen Anschluß aufweist, der mit dem Konten N24 verbunden ist (der Widerstand R23 beträgt vorzugsweise 820 Q). Der andere Anschluß des Widerstands R23 ist mit der Anode 26 der Diode D24 verbunden; die Kathode 27 der Diode D24 ist mit der Anode 28 der Diode D23 verknüpft und die Kathode 29 der Diode D23 ist mit dem Knoten N25 verknüpft. Die Dioden D21, 522, D23 und D24 können beispielsweise Motorola Inc. IN914 Silizium-Dioden sein (Teilenummer NMBD914L). Der Kondensator C22 beträgt vorzugsweise 47 pF, um den Frequenzbereich an dem unteren und dem oberen Ende zu erreichen, wie dies in der Frequenz-Spannungs-Graphik benachbart zu der Systemtaktschaltung 18 dargestellt ist.

Die Osziallatorschaltung 19 ist von herkömmlichem Design, bei welchem die Frequenz im wesentlichen konstant ist, auch wenn sich der Wert der Versorgungsspannung ändert. In dem Computersystem, welches die vorliegende Erfindung nutzt, stellt der Oszillator 19 einen Oszillator mit fester Frequenz dar, der beispielsweise der Anzeigensystem-Datentakt sein kann, der in dem Anzeigensystem nach der oben beschriebenen parallelen Patentanmeldung genutzt wird. Das NAND-Gatter kann beispielsweise vom selben Typ wie das NAND-Gatter 28 in der Systemtaktschaltung 18 sein. Der Ausgang des NAND-Gatters 30 liefert eine relativ feste Frequenz von ungefähr 30 kHz an seinem Ausgangsanschluß (Knoten N24). Die Rückkopplung vom Ausgang zum Eingang der Schaltung 19 wird ermöglicht, indem mit dem Widerstand R21 (welcher einen Widerstand von ungefähr 24 kΩ aufweist) eine Verbindung zwischen dem Knoten 21 und dem Knoten N22 hergestellt wird. Der Knoten N22 ist mit dem Ausgang A des NAND-Gatters 30 mittels des Leiters 31 verbunden. Der Kondensator C21, welcher eine Kapazität von ungefähr 47 pF aufweist, ist mit dem Knoten N22 und der Erde verbunden. Die ENABLE-1-Leitung ist mit dem NAND-Gatter 30 verbunden, und die ENABLE-2-Leitung ist mit dem NAND-Gatter 24 verbunden, um die normale Freigabefunktion für diese Gatter vorzusehen, wodurch den Oszillatoren der Betrieb gestattet wird. Die Grafiken für die Frequenz und die Spannung und die Oszillator-Wellenform der Systemtaktschaltung 18 sowie die Oszillatorschaltung 19 sind benachbart zu diesen Schaltungen dargestellt.

Schaltungsbetrieb

Der Betrieb des Leistungs- bzw. Spannungssystems 13, welches in Fig. 1 dargestellt ist, wird unter der Annahme beschrieben, daß die Schaltung zuvor nicht bedient wurde und die Batterie BT1 in der Schaltung zum erstenmal installiert wurde, um VBATT-Spannung für die Schaltung zu liefern. Basierend auf der Annhame, daß die Schaltung vorher nicht in Betrieb war, nachdem die Batterie BT1 installiert wurde, wird die Spannung am Knoten N3 ansteigen und sich bei 1,2 V stabilisieren, welches die Referenzspannung ist, die in verschiedenen Bereichen des Systems genutzt wird. Diese Spannung übersteigt die Spannung am Knoten N2, da das DC-Potential VDD vorher nicht für den Versorgungsspannungsabschnitt bereitgestellt wurde. Aus diesem Grunde erlaubt der Ausgang des Vergleichers U5A, welcher durch den Leiter 9 mit der Basis des Transistors T4 verbunden ist, ein Vorspannen des Transistors T1 im Betrieb und bewirkt ein Schwingen des Oszillators in dem Versorgungsspannungsabschnitt. Dieser Vorgang beginnt mit dem Einschalten des Transistors T1, was einen Stromfluß durch den Basisemitter des Transistors T1 in den Widerstand R22 bewirkt, welcher der Ausgangswiderstand ist. Der Transistor T1 führt den Strom durch den Widerstand R18 zu den Basen der Transistoren T2 und T3. Dies bewirkt einen sofortigen Spannungsabfall am Kollektor der Transistoren T2 und T3, und diese Vorrichtungen schalten sich ein. Dieser Spannungsabfall bewirkt ein Leiten durch den DC- Pfad des Widerstands R16 und der Diode D10 sowie ein Leiten im AC-Pfad durch den Kondensator C23. Die Transistoren T1 und T2 bleiben solange eingeschaltet, bis der Stromfluß durch den Induktor L1 groß genug ist, daß die Transistoren T2 und T3 aus der Sättigung gehen. Dies bewirkt einen Anstieg der Spannung an den Kollektoren von T2 und T3, und diese erhöhte Spannung reduziert wiederum den Strom durch den Widerstand R16, die Diode 10 und den Emitter-Basis-Pfad des Transistors T1. Die erhöhte Spannung an den Kollektoren von T2 und T3 führt den Strom ebenfalls durch den Kondensator C23, welcher den Basisstrom durch den Transistor T1 weiter vermindert. T1 schaltet sich dann ab, was auch das Abschalten der Transistoren T2 und T3 bewirkt. Der Widerstand R15 dient als Neben- bzw. Parallelpfad zur Erde und hilft bei der Entladung des Basis-Emitters der Transistoren T2 und T3, wodurch der Prozeß des Abschaltens beschleunigt wird. Der schnelle Änderung des Stroms durch den Induktor L1 bewirkt einen Anstieg der Spannung am dem Knoten N4, welcher die Diode D9 vorwärts vorspannt und Ladung in den Kondensator C24 pumpt. Wenn der Induktor L1 entladen ist, fällt die Spannung am Knoten N4, was den Transistor T1 erneut auslöst, wodurch der Prozeß erneut gestartet wird. Es wird darauf hingewiesen, daß diese Schaltung als ein frei laufender Oszillator arbeitet, welcher fortfährt, den Kondensator C24 aufzuladen und die Spannung von C24 zu erhöhen, bis die Spannungsregulation über eine Spannungsauswahlschaltung ins Spiel kommt. Wenn der Spannungsregelpunkt erreicht ist, fällt der Ausgang" des Vergleichers USA ab, was den Transistor T4 durch den Widerstand R17 anschaltet. Dies zieht die Basis des Transistors T1 in die Nähe von VBATT und verhindert ein Einschalten des Transistors T1. Wenn T1 ausgeschaltet ist, sind T2 und T3 ebenfalls ausgeschaltet und die Oszillation hört auf.

Die Spannungsauswahlschaltung, welche in Fig. 4 vergrößert dargestellt ist, nutzt einen Teil der erzeugten Versorgungsspannung (VDD) am Knoten N2 und vergleicht diese mit der Bezugsspannung am Knoten N3. Der Widerstand R13, die Zenerdiode D6 und der Kondensator C25 erzeugen die Bezugsspannung, die ungefähr 1,2 V beträgt. Wenn die Spannung an dem invertierenden Eingang des Vergleichers USA die Bezugsspannung überschreitet (d.h. VN2 > VN3) schaltet sich der Ausgangstransistor im Vergleicher USA ein (vgl. Fig. 4). Wenn sich der Ausgangstransistor des Vergleichers USA einschaltet, schaltet dies auch den Transistor T4 an, was, wie bereits oben erläutert, den frei laufenden Oszillator ausschaltet. Wenn die Spannung der VDD-Leitung hoch ist (d.h., wenn die regulierte Spannung, die von VDD benötigt wird, erreicht ist), schwingt der Oszillator in der Versorgungsspannungsschaltung nicht, und die Spannung am Knoten N2 wird durch den Spannungsteiler der Schaltung bestimmt, die aus den Widerständen R10, R12 und R21, der Diode D11 und dem Widerstand R11 besteht. Die äquivalente Schaltung ist in Fig. 5 dargestellt. Bei niedrigen Stromniveaus beträgt der Spannungsabfall über der Diode D11 ungefähr 0,4 V. Diese Diode wird eher genutzt als ein Widerstand, um einen Temperaturausgleich für das Leistungs- bzw. Spannungssystem zu schaffen. Indem die Diode D11 an dieser Stelle in der Schaltung angeordnet wird, liefert ein -2,5 mV/ºC- Diodenspannungswechsel einen positiven 0,2%/ºC-Temperaturausgleich mit der Temperatur für jede ausgewählte Spannung vor. Dies sorgt für einen Ausgleich der Hälfte der Temperaturschwankung in CMOS-Schaltungen. Die Spannung am Knoten N2 wird der Spannung am Knoten N3 (vgl. Fig. 1) mittels des frei laufenden Oszillators gleichgesetzt, der sich innerhalb des Rückkopplungsschleife befindet. Die Spannung über dem Widerstand R11 beträgt dann etwa 0,8 V. Der andere Strang des Spannungsteilers wird durch die in Reihe geschalteten Widerstände R10 und R21 gebildet, welche parallel zum Widerstand R12 sind. Dies ist äquivalent zu ungefähr 140 kΩ (in Fig. 5 als RÄQUIVALENT dargestellt) zwischen dem Knoten N2 und der Versorgungsspannung VDD. Gemäß Ohmschen und den Kirchoffschen Gesetzten, ist die Spannung zwischen VDD und dem Knoten N2 gleich etwa 2,5 V. Dies führt zu einer Gesamtspannung von VDD von etwa 2,7 V (da Knoten N2 1,2 V entspricht). In der tatsächlichen Praxis nähert sich diese Spannung einem Wert von 3 V an. Die äquivalente Schaltungsnäherung geht von einem Null-Betriebs- bzw. Taktzykluszyklus aus. Der Betriebszyklus ist in der Praxis sehr niedrig, wird aber niemals Null, so daß die Spannung niemals 2,7 V erreicht.

In Fig. 5 ist die äquivalente Schaltung über dem Konten N2 für eine niedrige Spannung/niedrige Betriebszyklus-Operation der Versorgungsspannungsschaltung dargestellt. Für starke Stromanforderungen durch das digitale System, was dazu führt, daß der Oszillator in der Versorgungsspannungsschaltung die meiste Zeit in Betrieb ist, ist eine andere äquivalente Schaltung über dem Knoten N2 eingerichtet. Diese äquivalente Schaltung ist in Fig. 6 dargestellt. Wenn der Oszillator in der Versorgungsspannungsschaltung wegen starken Stromanforderungen durch das digitale System die meiste Zeit läuft, wird die Spannung des Kondensators C22 wegen der Schottky-Diode D 14 nahe bei 0,2 V gehalten, da die Anode dieser Diode bei ungefähr 0,2 liegt, wenn die Kathode geerdet ist. Diese Beziehung besteht, weil ihre Kollektoren im wesentlichen geerdet sind, wenn die Transistoren T2 und T3 leitend sind. Die vorhergehenden Ergebnisse klemmen im wesentlichen eine Schaltung oder eine Abtast-Halte-Schaltung, was das Verfahren ist, welches genutzt wird, um den Strom in dem System zu prüfen. Weil der prozentuale Zeitanteil, den der Oszillator mit der Versorgungsspannungsschaltung läuft, direkt proportional zu dem von dem Spannungssystem 13 gelieferten Strom ist, ist die Spannung am Kondensator C22 ein exakter Indikator dafür, ob die Stromprüfung mittels dieses Verfahrens das Spannungssystem runterlädt oder nicht, wie dies der Fall wäre, wenn eine Folge von Stromprüfeinrichtungen genutzt würde. Der Widerstand R19 und der Kondensator C26 dienen im wesentlichen als Filter, welche die Spannung am Kondensator C22 mitteln, und eine Zeitverzögerung des Prozesses liefern. Wenn das digitale System für etwa 1/2 Sekunde einen hohen Strom zieht, verändert sich die Versorgungsspannung (VDD) auf die gesetzt Hochspannung. Wenn diese Veränderung stattfindet, geschieht dies sehr schnell, weil es das Ergebnis eines positiven Rückkopplungsprozesses ist. Eine Zunahme der Versorgungsspannung (VDD) vergrößert die VCO-Schaltungsausgangsfrequenz, welche den Stromzug vergrößert, was wiederum VDD vergrößert, usw. Die Pfeile benachbart zu den Widerständen in Fig. 6 zeigen die Stromflußrichtung, wenn eine schwere Lastbedingung existiert. Die folgenden Gleichungen illustrieren die Berechnung der ungefähren VDD-Hochspannung durch die Lösung von Strömen in den Knoten N2 und N5.

Knoten 5-Ströme
Knoten 2-Ströme

Mit Hilfe von VDD aus den zwei oben genannten Gleichung ergibt sich:

VDD - 1.2 - 270/75 (.8) + 1.2 - VN5

VDD - 5.28 - VN5

17.47 VN5 - 3.64 - 5.28 - VN5

VN5 - .48 volts

Das Ersetzen von VN5 in der Gleichung von Knoten N5 ergibt:

VDD - 17.47 (.48) - 3.64

VDD - 4.75 volts

In der tatsächlichen Praxis liegt VDD näher bei 5V, weil der Knoten N4 wegen des "Induktorklingelns" beim Umkehren der Spannung in der Spule leicht unter Erde geht. Dieses veranlaßt C22 auf einer Spannung zu klemmen, die niedriger als 0,2 V ist und vergrößert VDD leicht.

Die Fig. 3A und 3B zeigen das Ein-/Ausschalten der Versorgungsspannungsschaltung mit einem bevorzugten Schema und dem Schema, das in der vorliegenden Erfindung genutzt wird (vgl. Fig. 3B). Die in Fig. 3B gezeigte Technik schaltet den Oszillator mittels der Nutzung von Impulsen gleicher Breite ein und aus, wobei die pro Zeiteinheit gelieferte Anzahl von Impulsen in Abhängigkeit von der Last variiert. Im Gegensatz dazu ist in Fig. 3 ein typisches Schema gezeigt, wie es im Stand der Technik genutzt wird. Hierbei ist der Basisstrom an den Schalttransistor basierend auf einem Stromeingang zu der Basis verändert, um eine effektive Impulsbreitenmodulation beim Einschalten des Transistors zu liefern.

Die Stromanforderungsprüfung wird mittels des Verbindens der Kathode der Diode D14 mit den Kollektoren der Transistoren T2 und. T3 erreicht. Andere mögliche Ausführungsformen umfassen die Verbindung der Kathode 8 mit dem Knoten N24 des Systemoszillators 18 (vgl. Fig. 2) oder die Verbindung der Kathode 8 mit einem logischen Signal, wobei ein niedriges Spannungsniveau anzeigt, daß ein Oszillator, der auf der Basis einer hohen Stromanforderung läuft, läuft oder daß eine hohe Versorgungsspannung (VDD) verlangt wird. Dieses ist vorteilhaft, wenn ein einzelner Systemoszillator genutzt wird, der ein- und ausgeschaltet wird. In den Situationen, in denen eine Anzahl von Oszillatoren ein- und ausgeschaltet wird, wird jedoch bevorzugt, daß die Konstruktion gemäß den Fig. 1 und 4 genutzt wird. Es kann notwendig sein, den Kondensator C22 in Fig. 1 einzustellen, wenn die Schaltung mittels des Verbindens der Kathode der Diode D14 mit dem Knoten N24 genutzt wird. Die Kapazität würde wahrscheinlich infolge der höheren Frequenz des Systemoszillators (höher als die Schaltfrequenz des Oszillators in der Versorgungsspannungsschaltung) abwärts vermindert werden.

Bei der vorhergehenden Beschreibung wurde angenommen, daß die SELVDD-Leitung entweder auf Puffern oder VDD ist, was dazu führt, daß das System, basierend auf dem Stromfluß zum Erreichen von 3 oder 5V in der automatischen Betriebsart ist. Unter bestimmten Umständen ist es wünschenswert, daß die Versorgungsspannung ohne Rücksicht auf die Stromanforderungen des digitalen Systems auf etwa 5V gehalten wird. Dieses wird mittels des Lieferns einer automatischen Spannungsauswahl-Ausschalteinrichtung erreicht. Um dieses zu erreichen, wird die SELVDD-Leitung geerdet, was dazu führt, daß die Spannungsversorgung VDD auf etwa 5V gezwungen wird. Bei dem Betrieb der Systeme wird die SELVDD-Leitung (vgl. Fig. 4 als auch Fig. 1) mit einer 3-Zustands-CMOS- Ausgangseinrichtung in dem peripheren ASIC des Computersystems verbunden. Die SELVDD-Leitung wird auf Erdung gezogen, wenn eine hohe Spannung gewünscht ist. Es wird darauf hingewiesen, insbesondere in Verbindung mit Fig. 4, daß der Spannungsabfall durch die Diode D13 bei der Erdung der SELVDD-Leitung etwa der gleiche ist, der in der automatischen Betriebsart für hohe Stromanforderungen auftritt, wenn der Abfall über R19 und D14 auftritt, wenn die Kathode 8 der Diode D14 niedrig ist, weil die Diode D14 eine Schottky-Diode und die Diode D13 eine Silizium-Diode sind. In beiden Fällen, der automatischen Betriebsart und der Ausschaltbetriebsart, endet der Knoten N5 bei etwa 0,4 bis etwa 0,5 V, was die Auswahl der hohen Spannung durch die SELVDD-Steuerung oder die Stromprüfung durch den Widerstand R19 und die Diode D14 erlaubt.

Gemäß Fig. 1 umfaßt das System einen Batteriebedingungs-Überwachungsabschnitt, welcher eine Anzeige der relativen Bedingung der Ladung der Batterie liefert. Die Batteriespannung wird mittels eines Spannungsteilers geprüft, der Widerstände R26 und R27 umfaßt. Diese Spannung wird mit der Referenzspannung des Knotens N3 verglichen, welcher mit dem nichtinvertierenden Eingang des Vergleichers U5B des Leiters 32 verbunden ist. Die Anfangsbedingung auf der Leitung BATMON besteht darin, den Eingang geerdet zu haben, was in den Widerständen R26, R27 und R29 zum Ausbilden eines Spannungsteilers führt, wobei der gemeinsame Anschluß mit dem invertierenden Eingang des Vergleichers U5B verbunden ist. Nachdem eine niedrige Batteriespannungsbedingung erfaßt wird, wird die BATMON-Leitung offen geschaltet, was das Spannungsniveau am Knoten N8 ändert, welches den Vergleicher auf ein niedrigeres Niveau triggert. Dieses erlaubt es derselben Schaltung, sowohl nach einem leeren Batterieniveau als auch nach einer niedrigen Batteriebedingung zu schauen. Wenn das niedrige Batterieniveau erfaßt wird, verhindert der Ausgang auf der NIEDRIG BAT/LEER BAT-Leitung eine Datenübertragung in das System mittels des Lieferns einer Unterbrechung an den peripheren ASIC-Chip, der in einer parallelen Patentanmeldung beschrieben ist, die die Seriennummer 07/373,440 aufweist, am 30. Juni 1989 eingereicht wurde und den Titel "Computerspannungsmanagementsystem" trägt. Diese Sicherung wird in Verbindung mit dem VCO-Oszillator, welcher auf eine niedrigere Betriebsfrequenz vermindert ist, in Situationen genutzt, in denen die Spannungsanforderungen des Systems so sind, daß ein 5 V-Niveau nicht erreicht werden kann. Unter solchen Umständen ist die Versorgungsspannung VDD geringer als 5V und die Systemtaktfrequenz, welche von der Systemtaktschaltung erzeugt wird, wird vermindert, um irgendeinen Verlust von Daten zu verhindern, die mittels des Systems verarbeitet werden.

In Verbindung mit dem Betrieb der Batterieaustausch-Sicherungsschaltung gemäß Fig. 1 lädt der Kondensator C21 während der Systemoperation auf einen Diodenabfall unterhalb des Niveaus der Versorgungsspannung VDD. Wenn die VDD-Spannung deutlich abfällt, beispielsweise wenn die Batterien zum Austauschen entfernt werden, liefert der Kondensator C21 eine Spannung, um die Versorgungsspannung VDD auf zwei Diodenabfälle weniger als die Spannung an dem Kondensator C21 zu halten. Wenn VDD auf 5V betrieben wurde, würde der Kondensator C21 beginnen, eine Sicherungsversorgungsspannung auf die VDD- Leitung zu liefern, wenn das Spannungsniveau von VDD unter etwa 3,5 V fällt. Um diese beschriebenen Spannungsniveaus einzustellen, können zusätzliche Reihendioden hinzugefügt oder weniger Dioden genutzt werden. Um die Leistung des Systems zu optimieren, umfaßt die Systemsoftware Instruktionen, welche eine Zunahme der Versorgungsspannung VDD auf 5V immer dann veranlassen, wenn das System ausgeschaltet wird, wodurch die maximale, verfügbare Ladung an den Didoenkondensator C21 geliefert wird. Darüber hinaus wird der Benutzer instruiert, die Einheit einzuschalten und dann auszuschalten, bevor die Batterien ausgetauscht werden, was sicherstellt, daß das System auf bis zu 5 V geladen wird, bevor die Batterien entfernt werden, wodurch die maximale Entladungszeit für den Kondensator C21 ermöglicht ist.

Die vorhergehende Beschreibung ist beispielhaft für die vorliegende Erfindung. Verschiedene Modifikationen und Veränderungen können von dem Fachmann bei der praktischen Ausführung der Erfindung vorgesehen sein, ohne den Bereich der Erfindung zu verlassen. Die Erfindung ist nicht auf die oben genannte Beschreibung begrenzt, sondern nur durch die folgenden Ansprüche.


Anspruch[de]

1. Verfahren zum Liefern einer Versorgungsspannung (VDD) an einen Computer und zum automatischen Verändern der Versorgungsspannung als Reaktion auf den Wert eines Stroms, der an den Computer geliefert wird, das Verfahren die folgenden Schritte aufweisend:

- Vorsehen einer Versorgungsspannungsschaltung zum Erzeugen der Versorgungsspannung (VDD) an einem Ausgangsanschluß (N1), wobei der Strom an den Computer gelieferten wird, und wobei die Versorgungsspannungsschaltung einen Steueranschluß zum Empfangen eines Steuersignals zum Verändern der Versorgungsspannung (VDD) zwischen dem ersten Spannungsniveau und einem zweiten Spannungsniveau in Übereinstimmung mit dem Wert des Steuersignals aufweist;

- Vorsehen einer Stromprüfschaltung (D14, C22, R19, R10, C26, R21) zum Prüfen des an den Computer gelieferten Stroms, wobei die Stromprüfschaltung (D14, C22, R19, R10, C26, R21) an ihrem Ausgang eine Spannung erzeugt, die eine Anzeige für den geprüften Strom liefert;

- Vergleichen der Spannung mit einer Referenzspannung, wobei das Ergebnis des Vergleichs das Steuersignal umfaßt; und

- Liefern des Steuersignals an den Steueranschluß, so daß die Versorgungsspannung (VDD) zwischen dem ersten und dem zweiten Spannungsniveau verändert wird.

2. Verfahren nach Anspruch 1, wobei das Steuersignal einen ersten und einen zweiten Zustand aufweist, und wobei der Schritt zum Vorsehen einer Versorgungsspannungsschaltung einen Schritt zum Vorsehen einer Ein-/Aus- Reglerschaltung, welche das Steuersignal empfängt, umfaßt, wobei die Ein-/Aus- Reglerschaltung als Reaktion auf den ersten und den zweiten Zustand des Steuersignals ein- bzw. ausgeschaltet wird.

3. Verfahren nach Anspruch 2, wobei der Ein-/Aus-Regler einen Ein-/Aus-Oszillator umfaßt.

4. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei die Stromprüfschaltung mittels des Prüfens einer prozentualen Zeit, in der der Ein-/Aus-Regler einschaltet, den an den Computer gelieferten Strom prüft.

5. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei der Schritt zum Vergleichen der Spannung mit einer Referenzspannung das Vorsehen einer Vergleicherschaltung (USA) zum Empfangen der Spannung und der Referenzspannung umfasst.

6. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 5, wobei die Spannung zum Betreiben des Computers mittels einer Batterie (BT1) geliefert wird, wobei das Verfahren einen Schritt zum Vorsehen einer Batterieüberwachungsschaltung umfaßt, und wobei die Batterieüberwachungsschaltung die Referenzspannung in Übereinstimmung mit der Ladungsbedingung der Batterie (BTl) verändert.

7. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei der Schritt zum, Vorsehen einer Stromprüfschaltung (D14, C22, R19, R10, C26, C21) den Schritt zum Vorsehen eines DC/DC-Schaltwandlers umfaßt.

8. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 7, das Verfahren den weiteren Schritt umfassend:

- Vorsehen einer Frequenzsteuerschaltung zum Erzeugen eines Taktsignals für den Computer, wobei die Frequenzsteuerschaltung die Frequenz des Taktsignals in Übereinstimmung mit dem Wert der Versorgungsspannung (VDD) variiert.







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