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Dokumentenidentifikation DE69618870T2 19.09.2002
EP-Veröffentlichungsnummer 0758160
Titel Treiberimpuls-Begrenzerschaltung
Anmelder Sony Corp., Tokio/Tokyo, JP;
Shindengen Electric Mfg. Co. Ltd., Tokio/Tokyo, JP
Erfinder Okada, Yoichi, Shinagawa-ku, Tokyo, JP;
Kawasaki, Kenji, Shinagawa-ku, Tokyo, JP;
Watanabe,Haruo,, Ohtemachi, Tokyo 100, JP;
Karii,Takeshi,, Ohtemachi, Tokyo 100, JP;
Horiguchi,Kenji,, Ohtemachi, Tokyo 100, JP;
Kobayashi,Yoshinori,, Ohtemachi, Tokyo 100, JP
Vertreter Müller - Hoffmann & Partner Patentanwälte, 81667 München
DE-Aktenzeichen 69618870
Vertragsstaaten DE, ES, GB
Sprache des Dokument EN
EP-Anmeldetag 23.07.1996
EP-Aktenzeichen 961118478
EP-Offenlegungsdatum 12.02.1997
EP date of grant 30.01.2002
Veröffentlichungstag im Patentblatt 19.09.2002
IPC-Hauptklasse H02M 7/538

Beschreibung[de]
HINTERGRUND DER ERFINDUNG GEBIET DER ERFINDUNG

Diese Erfindung betrifft eine Schaltwandlerschaltung, die in Schaltnetzteilen und Hochfrequenz-Wechselrichterschaltungen in verschiedenen Typen von elektronischen Geräten verwendet wird.

BESCHREIBUNG DES VERWANDTEN SACHSTANDES

Fig. 1 zeigt eine Einzelenden-Gegentaktwandlerschaltung als ein Beispiel des Standes der Technik. In dieser Figur bezeichnet ein Bezugszeichen 1 eine Eingangsspannungsquelle, die Bezugszeichen 2 und 3 bezeichnen Schaltelemente und ein Bezugszeichen 4 bezeichnet einen Resonanzkondensator. Die Bezugszeichen 5 und 6 bezeichnen Resonanzinduktivitäten, wobei die Resonanzinduktivität 5 zum Beispiel aus einer Leckinduktivität eines Transformators oder einer getrennten Induktivität gebildet ist, wohingegen die Resonanzinduktivität 6 aus einer Erregungsinduktivität eines Transformators gebildet ist. Ein Bezugszeichen 7 bezeichnet einen Haupttransformator, der als ein Transformator angesehen wird, der einen idealen Ausgangstransformator bereitstellt, die Bezugszeichen 8 und 9 bezeichnen Kommutationsdioden, die Bezugszeichen 10 und 11 bezeichnen Kapazitäten an beiden Enden der Schaltelemente, die Bezugszeichen 12 und 13 bezeichnen Impedanzelemente, ein Bezugszeichen 14 bezeichnet eine Impulsansteuerschaltung und ein Bezugszeichen 15 bezeichnet einen Oszillator.

Die Kapazitäten 10 und 11 an beiden Enden der Schaltelemente können nur parasitäre Kapazitäten der Schaltelemente 2 und 3 selbst sein, aber externe Kapazitäten werden allgemein zu diesen als Folge von Maßnahmen, die zum Verringern eines Schaltverlusts vorgenommen werden, sowie von denjenigen zum Verhindern einer Abstrahlung und eines induktiven Rauschens, zu ihnen im allgemeinen hinzugefügt. Die Bezugszeichen 10 und 11 bezeichnen die gesamten parasitären Kapazitäten bzw. die externen Kapazitäten.

Der in Fig. 1 gezeigte Wandler überträgt eine vorgegebene Energie an eine Gleichrichterschaltung und eine Last, die auf der Ausgangsseite des Haupttransformators 7 verbunden ist, indem eine von der Eingangsspannungsquelle 1 zugeführte Eingangsspannung alternierend mit den Schaltelementen 2 und 3 geschaltet wird, um so einen von dem verbundenen Resonanzkondensator 4 durch die Resonanzinduktivität 5 und die Resonanzinduktivität 6 an den Haupttransformator 7 zugeführten Strom sowie einen Strom zwischen den Kapazitäten 10 und 11 zwischen beiden Enden der Schaltelemente 2 und 3 zu verändern.

Da die Schaltelemente 2 und 3 Operationen wiederholen, die die gleichen sind, aber mit umgekehrten Phasen zueinander, wird die Beschreibung nur für Betriebsvorgänge des Schaltelements 3 durchgeführt. Fig. 2 zeigt Wellenformen von Spannungen oder Strömen in den Komponenten, die in Fig. 1 gezeigt sind.

Wenn eine Zeitverzögerung zwischen den Schaltvorgängen der Schaltelemente 2 und 3 berücksichtigt wird, werden diese Elemente gewöhnlicher Weise nicht mit einem Tastverhältnis von 50% angesteuert, sondern mit einer bestimmten Totzeit "A", wie in Fig. 2 gezeigt, um zu verhindern, dass die Schaltelemente 2 und 3 gleichzeitig leitend gemacht werden.

Unmittelbar, nachdem das Schaltelement 2 ausgeschaltet ist, werden ein Ladestrom an die Kapazität 10 und ein Entladestrom von der Kapazität 11 in einem Pfad des Resonanzkondensators 4 - der Resonanzinduktivität 5 - der Resonanzinduktivität 6 (oder an den Haupttransformator 7 umgeleitet) - der Eingangsspannungsquelle 1 (während einer Periode "a", die in Fig. 2 gezeigt ist) zugeführt.

Nach Abschluss eines Ladevorgangs der Kapazität 10 und eines Entladevorgangs der Kapazität 11 wird die Diode 9 leitend gemacht, um ein Laden des Resonanzkondensators 4 in einem Kommutationsmodus mit Hilfe der Kommutationsdiode 9 leitend gemacht (während einer Periode "b", die in Fig. 2 gezeigt ist).

Dann wird das Schaltelement 3 leitend gemacht, um den Resonanzkondensator 4 in einem Pfad des Resonanzkondensators 4, des leitenden Schaltelements 3 - der Resonanzinduktivität 6 (und dem Haupttransformator 7) - der Resonanzinduktivität 5 - des Resonanzkondensators 4 (während einer Periode "c", die in Fig. 2 gezeigt ist) zu entladen.

Innerhalb dieser Periode "C" existiert eine Leistungsübertragungsperiode, in der ein Strom an eine Gleichrichterdiode geführt wird, die auf der Ausgangsseite des Haupttransformators verbunden ist, zum tatsächlichen Bereitstellen von elektrischer Leistung an der Ausgangsseite durch den idealen Ausgangstransformator 7, und eine Nicht-Leistungsübertragungsperiode, in der die Diode nicht-leitend gemacht wird und nur ein Erregungsstrom zugeführt wird (die letztere Hälfte der Periode "c"). Dann werden die ähnlichen Operationen für das Schaltelement 2 ausgeführt.

Untersuchungen einer Steigung der Spannung, die über beide Enden der Schaltelemente unmittelbar, nachdem das Schaltelement 2 oder 3 ausgeschaltet ist, d. h. während eines Lade- und Entladevorgangs der Kapazitäten 10 und 11 angelegt wird, haben gezeigt, dass die Spannung bei einer Steigung von:

I1/(C1 + C2)

ansteigt oder abfällt, wobei das Bezugszeichen I1 einen Wert eines Hauptstroms unmittelbar, bevor das Schaltelement 2 oder 3 ein- oder ausgeschaltet wird, darstellt und die Bezugszeichen C1 und C2 Werte der Kapazitäten 10 bzw. 11 bezeichnen.

Die Spannung, die zwischen beide Enden des Schaltelements angelegt wird, steigt oder fällt demzufolge entlang einer relativ sanften Steigung, wie in Fig. 3 gezeigt, wenn I1 klein ist, d. h. in einer Nicht-Lastbedingung oder einer Leichtlastbedingung, wodurch ein Tastverhältnis, das zum Ansteuern des Schaltelements zugelassen wird, einen relativ kleinen Wert aufweist, wenn ein Wandler bei einer hohen Frequenz oszilliert.

Die Spannung, die über beide Enden des Schaltelements angelegt wird (eine Spannung an einem Punkt "h" oder eine Spannung, die durch Subtrahieren der Spannung an dem Punkt "h" von der Spannung der Eingangsspannungsquelle 1 erhalten wird) fällt entlang der Steigung, die voranstehend beschrieben wurde, ab, wenn eines der Schaltelemente ausgeschaltet wird, erreicht einen gesättigten Spannungspegel des Schaltelements oder der Kommutationsdiode, bleibt auf diesem Pegel, steigt an, wenn das andere Schaltelement ausgeschaltet wird, erreicht den Spannungspegel der Eingangsspannungsquelle und wird auf dem Pegel gehalten. Da diese Betriebsvorgänge wiederholt werden, wird dem anderen Schaltelement ermöglicht, leitend nur während einer Zeitperiode von dem Moment, zu dem eine über eine beide Enden des Schaltelements angelegte Impulsspannung den gesättigten Pegel nach der kontinuierlichen Absenkung erreicht, bis zu dem Moment, zu dem das Schaltelement geöffnet wird (eine Periode 16, die in Fig. 3 gezeigt ist), zu sein.

Wenn die Schaltelemente in angesteuerte Bedingungen vor der Periode 16 oder während einer Zeitperiode, in der eine über beide Enden der Schaltelemente angelegte Spannung eine Absenkung beginnt, aber den gesättigten Pegel nicht erreicht hat, eingestellt werden, wird die Eingangsspannungsquelle durch die Schaltelemente in dem Moment, zu dem die Schaltelemente in den angesteuerten Bedingungen eingestellt sind, kurzgeschlossen und ermöglicht, dass ein Überstrom (17) in Fig. 4) zugeführt wird, wodurch exzessive Belastungen an die Schaltelemente angelegt werden.

Derartige exzessive Belastungen können nicht immer einfach dadurch verhindert werden, dass ein Tastverhältnis des Ansteuerimpulses verkleinert wird. In einer Schwerlastbedingung, bei der eine Impedanz, wie von der Primärseite betrachtet, sich von einer induktiven auf eine kapazitive, unter den Einflüssen aufgrund des Lastwiderstands und einer Betriebsfrequenz verändert, wird ein Resonanzstrom, der an eine primäre Resonanzschaltung geführt wird, in seiner Phase mehr vorgerückt als derjenigen in einer Nicht-Lastphase oder einer Leichtlastphase. In einem derartigen Fall wird eine Kommutationsperiode "b" kurzgeschlossen, da ein Strom durch das Schaltelement in der positiven Richtung geführt werden muss. Wenn eine Impulsbreite durch Verkleinern des Tastverhältnisses verschmälert wird, wird jedoch der Strom keine Stelle zum Fließen nach der Kommutation finden, wodurch die Ansteuerimpuls-Ausgangsbegrenzungsschaltung in einem diskontinuierlichen Modus betrieben wird.

Dies bewirkt eine Abweichung von der Null-Durchgangs-Schaltbedingung durch Verwenden eines Resonanzmodus, wodurch auch extensive Belastungen an die Schaltelemente angelegt werden.

Demzufolge ist es erforderlich in der Bedingung, bei der die Stromphase vorgerückt ist, das Tastverhältnis zum Ansteuern der Schaltelemente mit einer ausreichenden Impulsbreite im Gegensatz zu der voranstehend beschriebenen Bedingung zu erhöhen.

Angesichts der voranstehend beschriebenen Betriebsvorgänge oder zum Lösen dieser Probleme ist folgendes bekannt: ein Verfahren (A), das ein Tastverhältnis in Abhängigkeit von Betriebsbedingungen umschaltet, wie in Fig. 5 gezeigt; ein Verfahren (B), das eine Ladeperiode und eine Entladeperiode für die voranstehend beschriebenen externen Kapazitäten erfasst und zwangsweise Ansteueranschlüsse für die Schaltelemente trennt, wie in Fig. 6 gezeigt; und ein Verfahren (C), das eine Ruheperiode durch Verändern eines Tastverhältnisses in Abhängigkeit von Oszillationsfrequenzen reserviert, wie in Fig. 8 gezeigt.

Das Verfahren (A), das in Fig. 5 dargestellt ist, ist konfiguriert, um ein Tastverhältnis für eine Leichtlastbedingung und ein Tastverhältnis für eine Schwerlastbedingung mit einem Standby- (Bereitschafts-)Transformator 7' und einem Haupttransformator 7 unabhängig einzustellen: Durch Einstellen eines Haupttransformators-Resonanzsystems in einer Standby-Bedingung durch Trennen von diesem mit einem Schalter S in einer Standby-Bedingung der Ausgangsbegrenzungsschaltung; und Erfassen von Impulsen, die in dem Haupttransformator 7 erzeugt werden, mit einem Impulsdetektor (IMPULS Det.) und Schalten einer Eingangsspannung VA zu einer Tastverhältnis-Begrenzungsschaltung (Tastverhältnis-Begrenzung) mit einer Spannungs-Tastverhältnis-Charakteristik, die in Fig. 7 gezeigt ist, unabhängig auf einem erfassten Ausgang in einer Schwerlastbedingung der Ausgangsbegrenzungsschaltung. Eine derartige Konfiguration ermöglicht, dass die voranstehend beschriebenen Probleme vermieden werden, indem eine hohe Eingangsspannung VA gewählt wird, um an die Tastverhältnis-Begrenzungsschaltung angelegt zu werden, wodurch ein Tastverhältnis der Ansteuerimpulse für die Schaltelemente 2 und 3 in der Leichtlastbedingung verkleinert wird, und indem eine niedrige Eingangsspannung VA an die Tastverhältnis-Begrenzungsschaltung angelegt wird, wodurch das Tastverhältnis in der Schwerlastbedingung erhöht wird.

Das in Fig. 6 gezeigte Verfahren (B) erfasst eine Überkreuzungsspannung der Impedanzelemente 12 und 13, die mit den Kapazitäten 10 und 11 an beiden Enden der Schaltelemente verbunden sind, wodurch eine Ladeperiode und eine Entladeperiode für die Kapazitäten äquivalent zu den Spannungen erfasst werden, und stoppt zwangsweise Operationen des Schaltelements 2 oder 3 während der Periode durch Verkürzen eines Impulsbegrenzungs-Schaltelements 22 oder 22', das mit Ansteueranschlüssen des Schaltelements 2 oder 3 verbunden ist. Mit anderen Worten, das Verfahren ist so konfiguriert, dass verhindert wird, dass die Schaltelemente angesteuert werden, bevor die über beide Enden der Schaltelemente angelegte Spannung den gesättigten Pegel erreicht haben, wie in Fig. 4 gezeigt, indem das Schaltelement 2 oder 3 gestoppt wird, während ein Ladestrom gerade an das Impedanzelement 12 oder 13 geliefert wird.

Ferner steuert das Verfahren (C) die Schaltelemente 2 und 3 durch einen Ausgang einer Tastverhältnis-Begrenzungsschaltung an, die eine Frequenz-Tastverhältnis-Charakteristik aufweist, die in Fig. 8 gezeigt ist. Mit anderen Worten, dieses Verfahren vermeidet die voranstehend beschriebenen Probleme durch Wählen eines niedrigen Tastverhältnisses, wenn ein Oszillator zum Erzeugen von Schaltelement-Ansteuersignalen bei einer hohen Frequenz oszilliert, und Verwenden eines hohen Tastverhältnisses, wenn der Oszillator bei einer niedrigen Frequenz oszilliert.

Jedoch stellt sich bei dem Verfahren (A), das Tastverhältnis unabhängig von Betriebsbedingungen umschaltet, ein Problem dahingehend, dass es kaum mit einem breiteren Bereich von Eingangsspannungen fertig werden kann, da die Tastverhältnisse kontinuierliche Werte aufweisen können.

Ferner erfordert das Verfahren (B), dass eine Ladeperiode und eine Entladeperiode für die externen Kapazitäten erfasst und zwangsweise Ansteueranschlüsse der Schaltelemente während der Lade- und Entladeperioden trennt, eine bestimmte Leistung zum direkten Absorbieren von Potentialen auf den Ansteueranschlüssen und ist vom Standpunkt einer kompakten Konfiguration von Teilen und eines Schaltverlustes nachteilig.

Wenn ein Bipolartransistor für die Absorption verwendet wird, wird aufgrund einer Speicherzeit etc. die Schaltzeit verzögert oder Operationen werden aufgrund der gesättigten Spannung unzuverlässig gemacht.

Ferner erfordert das Verfahren (B) das unabhängige Herausziehen von Ansteuerspannungen für Schaltelemente des oberen und des unteren Arms und ist vom Standpunkt einer Störung aufgrund einer Strahlung nachteilig, da Schaltrauschquellen unweigerlich durch Bereitstellen einer Schaltung zum Herausziehen einer Ansteuerspannung von dem oberen Arm erhöht werden.

Das Verfahren (C), das das Tastverhältnis abhängig von Frequenzen festlegt, weist ferner eine geringe Vielseitigkeit für Betriebsfrequenzen auf, engt die Entwurfsfreiheit ein und verhindert eine gemeinsame Verwendung von Teilen, da es eine Impulsbreite beschränkt, sobald ein Betriebsfrequenzbereich verändert wird, sogar in der Schwerlastbedingung, bei der eine ausreichende Impulsbreite ursprünglich benötigt wird. Zusätzlich stellt sich bei diesem Verfahren ein Problem dahingehend, dass es eine optimale Impulsbreite sogar in der Leichtlastbedingung mit einer hohen Frequenz, wenn die Ansteuerimpuls-Ausgangsbegrenzungsschaltung in einem breiten Lastbereich verwendet werden soll, nicht bereitstellen kann.

Als eine weitere bekannte Anordnung offenbart das Dokument FR-A-2 680 056 A1 einen Halbleiter-Statikwandler, der mit einer Eingangsspannungsquelle E verbunden und durch eine Steuereinheit wie einen Mikroprozessor gesteuert wird und der in jedem von zwei Zweigen jeweils eine Logikschnittstelle, die ein von der Steuereinheit eingegebenes Steuersignal in ein Ansteuersignal zum Ansteuern eines zugehörigen Schaltelements zum Ein- und Ausschalten bzw. einen Zustandsdetektor umfasst. In dem Zustandsdetektor wird die Abblockungsspannung an dem Anschluss einer Freilaufdiode, die parallel zu dem Schaltelement geschaltet ist, mit einer vorgegebenen Referenzspannung verglichen, um ein Zustandssignal zu erzeugen, dass dann verzögert und der Logikschnittstelle des anderen Zweigs als zusätzliches Schaltsteuersignal eingegeben wird.

Zusätzlich bezieht sich das Dokument US-A-4 270 164 auf einen Leistungsprozessor mit einem Schalttypausgang und einer Schutzeinrichtung gegenüber einem Kurzschlussstromfluss. Ein schnell ansteigender Kurzschlussstrom wird über eine induzierte Transformator-Sekundärwicklungsspannung, die einen vorgegebenen Schwellwert übersteigt, erfasst. In Reaktion auf diese Erfassung werden die Ausgangsschalteinrichtungen abgeschaltet, wodurch große Kurzschlussströme verhindert werden.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Angesichts der voranstehenden Erläuterungen besteht die Aufgabe dieser Erfindung darin, eine Ansteuerimpuls-Ausgangsbegrenzungsschaltung bereitzustellen, in der eine Impulsbreiten-Begrenzungsschaltung, in der eine Impulsbreiten-Begrenzungsschaltung keine Erhöhung des Schaltverlusts bei sämtlichen Frequenzen, die eine Oszillation ermöglichen, erlaubt und bei sämtlicher Resonanzimpedanz eine einfache Konfiguration aufweist und ein Tastverhältnis dynamisch optimieren kann.

Die voranstehend Aufgabe und andere Aufgaben der Erfindung werden durch eine Schaltwandlerschaltung in Übereinstimmung mit Anspruch 1 gelöst. Weitere Entwicklungen der Erfindung ergeben sich aus den beigefügten Unteransprüchen.

Mit anderen Worten, umfasst der Schaltwandler gemäß der vorliegenden Erfindung insbesondere eine Ansteuerimpuls-Ausgangsbegrenzungsschaltung, die umfasst: eine Erfassungseinrichtung für eine mit einer Überkreuzungsspannung erzeugte Bedingung zum Erfassen einer Spannung, die über beide Enden eines Schaltelements angelegt wird; und eine Einrichtung zum Verhindern, dass ein Ansteuerschaltungsausgang an den Schaltelementen während Zeitperioden bereitgestellt wird, in denen eine Impulsspannung über beide Enden des Schaltelements erzeugt wird.

Die Erfasssungseinrichtung für die durch die Überkreuzungsspannung erzeugte Bedingung erfasst eine Spannung, die über beiden Enden des Schaltelements erzeugt wird, oder eine Spannung, die über beide Enden eines Impedanzelements erzeugt wird, das zu einem Snubber-Kondensator (Absorptionskondensator) in Reihe geschaltet ist, wobei die Reihenschaltung mit beiden Enden einer Haupttransformatorwicklung verbunden ist, oder eine Spannung, die über beide Enden des Impedanzelements erzeugt wird, in einen optionalen Wert mit einem Transformator, der mit dem Impedanzelement verbunden ist, umwandeln kann.

Ferner erfasst die Erfassungseinrichtung für die mit der Überkreuzungsspannung erzeugten Bedingung einen Absolutwert einer Spannung, die über beide Enden des Schaltelements angelegt wird, oder einer Spannung, die in einer Ausgangstransformatorwicklung erzeugt wird.

Demzufolge kann die Ansteuerimpuls-Ausgangsbegrenzungsschaltung in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung eine Impulsspannung, die über beide Enden des Schaltelements angelegt wird, durch Überwachen einer Impulsspannung, die über beide Enden des Hauptschaltelements erzeugt wird, in dem Impedanzelement oder in der Transformatorwicklung erfassen und verhindern, dass die Schaltelemente durch Impulse sogar dann angesteuert werden, während ein Ansteuerimpulsausgang bereitgestellt wird.

Die Art, das Prinzip und die Verwendbarkeit der Erfindung ergibt sich näher aus der folgenden ausführlichen Beschreibung im Zusammenhang mit den beiliegenden Zeichnungen, in denen gleiche Teile mit den gleichen Bezugszeichen oder Buchstaben bezeichnet sind.

KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

In den Zeichnungen zeigen:

Fig. 1 ein Schaltbild, das ein Prinzip eines Stromresonanz- Brückenwandlers darstellt;

Fig. 2 ein Zeitdiagramm, das Betriebswellenformen in dem Brückenwandler darstellt, der in Fig. 1 gezeigt ist;

Fig. 3 ein Zeitdiagramm, das Betriebswellenformen in einer Leichtlastbedingung zeigt;

Fig. 4 ein Zeitdiagramm, dass Betriebswellenformen mit einer extensiven Impulsbreite in einer Leichtlastbedingung zeigt;

Fig. 5 ein Blockschaltbild, das den Stand der Technik darstellt;

Fig. 6 ein Schaltbild, das eine Spannungserfassungsschaltung und eine Impulsbreitenbegrenzungsschaltung in Übereinstimmung mit dem Stand der Technik zeigt;

Fig. 7 eine Kurve, die eine Beziehung zwischen den Pulsbreiten und Spannungen, die von dem Stand der Technik erhalten werden, darstellt;

Fig. 8 eine Kurve, die eine Beziehung zwischen Impulsbreiten und Frequenzen darstellt, die von dem Stand der Technik erhalten werden; und

Fig. 9 ein Schaltbild, das eine erste Ausführungsform der Steuerimpuls-Ausgangsbegrenzungsschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung darstellt;

Fig. 10A bis 10J Zeitdiagramme, die Betriebswellenformen in der in Fig. 6 gezeigten Schaltung zeigen;

Fig. 11 ein Schaltbild, das ein Impedanzelement mit einem Transformator beschreibt; und

Fig. 12 ein Schaltbild, das ein Verfahren zum Erfassen einer Spannung mit einer Ausgangstransformatorwicklung beschreibt.

AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG DER AUSFÜHRUNGSFORM

Bevorzugte Ausführungsformen dieser Erfindung werden unter Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen beschrieben.

Fig. 9 ist ein Schaltbild, das eine erste Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt. In dieser Zeichnung werden Komponenten, die die gleichen wie diejenigen sind, die für den in Fig. 5 dargestellten Stand der Technik verwendet werden, mit den gleichen Bezugszeichen bezeichnet und eine ausführliche Beschreibung dieser Komponenten wird weggelassen. In Fig. 5 bezeichnen die Bezugszeichen 30 und 31 eine hochspannungsseitige Impulsbegrenzungsschaltung und eine niederspannungsseitige Impulsbegrenzungsschaltung, die jeweils aus einer UND-Schaltung gebildet sind. Ein Bezugszeichen 32 bezeichnet eine Ladestrom-Erfassungsschaltung, die zum Erfassen eines Ladestroms in einer Snubber-Schaltung (Absorptions- oder Dämpfungsschaltung), die aus einer Kapazität 11 und einem Impedanzelement 13 besteht, verwendet wird und die aus einem Vergleicher 33 und einer Standardspannungsquelle 34 gebildet ist. Ein Bezugszeichen 35 bezeichnet eine Entladestrom-Erfassungsschaltung, die zum Erfassen eines Entladestroms in der Snubber-Schaltung verwendet wird und aus einem Vergleicher 36, einer Standardspannungsquelle 37, einem Widerstand 38 und einer Zener-Diode 39 gebildet ist.

Die Fig. 10A bis 10J zeigen Betriebswellenformen in den Komponenten, die in der in Fig. 9 gezeigten ersten Ausführungsform verwendet werden. Fig. 10A ist eine Spannung an einem Punkt "a" in Fig. 9, Fig. 10B ist eine Spannung an dem Punkt "b", Fig. 100 ist eine Spannung, die über Anschlüsse des Schaltelements 2 angelegt wird, Fig. 100 ist die Spannung zwischen den Anschlüssen des Schaltelements 3, Fig. 10E ist eine Spannung am Punkt "c", Fig. 10F ist eine Spannung an einem Punkt "d", Fig. 10G ist eine Spannung am Punkt "e", Fig. 10H ist eine Spannung an einem Punkt "f", Fig. 10I ist eine Spannung an einem Punkt "g" und Fig. 10J ist ein Strom, der an die Resonanzinduktivität 6 geführt wird, die eine Erregungsinduktivität ist.

Die Operationen der in Fig. 9 gezeigten Schaltung werden unter Bezugnahme auf die Fig. 10A bis 10J beschrieben.

Unmittelbar bevor das Schaltelement 2 zur Zeit t1 ausgeschaltet wird, während es leitend ist, wird ein Resonanzstrom von der Eingangsspannungsquelle 1 durch das Schaltelement 2, den Resonanzkondensator 4, die Resonanzinduktivität 5 und eine Parallelschaltung, die aus einer Resonanzinduktivität 6 und dem Transformator 7 gebildet ist, wieder an die Eingangsspannungsquelle 1 geführt.

Wenn das Schaltelement 2 zur Zeit t1 ausgeschaltet wird, wird der Resonanzstrom in einem Pfad von dem Resonanzkondensator 4 durch die Resonanzinduktivität 5, die Resonanzinduktivität 6 (oder umgeleitet durch die Parallelschaltung gebildet durch die Resonanzinduktivität 6 und den Transformator 7), das Impedanzelement 13 und die Kapazität 11 wieder zu dem Resonanzkondensator und einem anderen Pfad von dem Resonanzkondensator 4 durch die Resonanzinduktivität 5, die Resonanzinduktivität 6 (oder umgeleitet durch die Parallelschaltung gebildet aus der Resonanzinduktivität 6 und dem Transformator 7), der Eingangsspannungsquelle 1, der Kapazität 10 und das Impedanzelement 12 wieder zu dem Resonanzkondensator 4 geführt, wodurch die Kapazität 11 entladen und die Kapazität 10 geladen wird. In diesem Zeitraum fällt eine Spannung an einem Punkt "h" allmählich von einem Pegel einer Energieversorgungsspannung bis zur Zeit t3 ab, zu der die Diode 9 in der normalen Richtung vorgespannt ist und leitend gemacht wird.

Entsprechend zu der Absenkung des Potentials an dem Punkt "h" während der Zeitperiode von t1 bis t3 verändern sich die Spannungen zwischen den Anschlüssen des Schaltelements 2 und des Schaltelements 3, wie jeweils in den Fig. 10C und 10D gezeigt.

Ferner wird während der Zeitperiode von t1 bis t3 der Entladestrom von der Kapazität 11 an das Impedanzelement 13 geführt und eine negative Spannung wird an dem Punkt "c" erzeugt, wie in Fig. 10E gezeigt.

Ein in Fig. 10G gezeigtes Signal wird an einem Punkt "e" durch Verschieben des Potentials an dem Punkt "c" auf einen positiven Pegel mit einer Reihenschaltung gebildet aus dem Widerstand 38 und der Zener-Diode 39, wobei eine davon als ein geeignetes positives Potential in der Entladestrom-Erfassungsschaltung 35 der Snubber-Schaltung fixiert ist, und Verbinden dieses Potential mit einem nicht-invertierenden Eingangsanschluss des Vergleichers 36, wobei ein invertierender Eingangsanschluss des Vergleichers 36 mit der Standardspannungsquelle 37, die auf ein geeignetes Potential gesetzt ist, verbunden ist, erzeugt.

Der Ansteuerimpulsausgang an das Schaltelement 3 wird gesperrt und ein Potential an dem Punkt "g" wird gehalten, wie in Fig. 10I gezeigt, während der Zeitperiode von t1 bis t3 durch Eingeben des Potentials an dem Punkt "b", der in Fig. 10B gezeigt ist, d. h. eines Impulsansteuersignals für das Schaltelement 3 und des Signals an dem Punkt e in das UND- Gatter der niederspannungsseitigen Impulsbegrenzungsschaltung 31.

Obwohl die Impulsansteuerschaltung 14 Signale, die in Fig. 10B gezeigt sind, zum Ansteuern des Schaltelements 3 zur Zeit t2, nachdem das Schaltelement 2 zur Zeit t1 ausgeschaltet ist, ausgibt, werden die Ansteuersignale durch die Signale an dem Punkt "e", der in Fig. 10G gezeigt ist, abgeblockt und das Schaltelement 3 wird nicht eingeschaltet oder wird nicht leitend gemacht, bis zur Zeit t3, zu der das Potential an dem Punkt h abgefallen ist und die Diode 9 normal vorgespannt ist.

Da das Schaltelement 3 leitend gemacht wird, nachdem das Potential ausreichend an dem Punkt "h" abgesenkt ist, wie voranstehend beschrieben, ermöglicht die Ansteuerimpuls-Ausgangsbegrenzungsschaltung in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung nicht, dass ein Überstrom zugeführt wird, im Gegensatz zu dem in Fig. 4 gezeigten herkömmlichen Beispiel, und sie kann das Schaltelement 3 sicher leitend machen.

Wenn die Diode 9 und das Schaltelement 3 gleichzeitig zur Zeit t3 leitend gemacht werden, ermöglicht die Ansteuerimpuls-Ausgangsbegrenzungsschaltung, dass ein Strom in einem Pfad von dem Resonanzkondensator 4 durch die Resonanzinduktivität 5, die Parallelschaltung gebildet aus der Resonanzinduktivität 6 und dem Transformator 7 und dem Schaltelement 3 wieder an den Resonanzkondensator 4 geführt wird.

Während der nächsten Periode von t3 bis t4 wird der Strom durch einen Resonanzbetrieb invertiert und in der gleichen Route in der umgekehrten Richtung geführt.

Wenn das Schaltelement 3 zur Zeit t4 ausgeschaltet wird, dann wird der Resonanzstrom in einem Pfad von dem Resonanzkondensator 4 durch das Impedanzelement 12, die Kapazität 10, die Eingangsspannungsquelle 1, die Parallelschaltung gebildet aus der Resonanzinduktivität 6 und dem Transformator 7, und die Resonanzinduktivität 5 wieder an den Resonanzkondensator 4 und einem anderen Pfad von dem Resonanzkondensator 4 durch die Kapazität 11, das Impedanzelement 13, die Parallelschaltung gebildet aus der Resonanzinduktivität 6 und dem Transformator 7 und der Resonanzinduktivität 5 wieder zu dem Resonanzkondensator 4 zum Entladen der Kapazität 10 und zum Laden der Kapazität 11 geführt. Demzufolge wird die Spannung an dem Punkt "h" allmählich bis zur Zeit t6 erhöht, zu der die Diode in der normalen Richtung vorgespannt ist und leitend gemacht wird.

Entsprechend zu der Erhöhung der Spannung am Punkt "h" während der Periode von t4 bis t6 verändern sich die Spannungen zwischen den Anschlüssen des Schaltelements 2 und des Schaltelements 3, wie in den Fig. 10C bzw. 10D gezeigt.

Während der Periode von t4 bis t6 wird auch der Ladestrom von der Kapazität 11 an das Impedanzelement 13 geführt und eine positive Spannung, wie in Fig. 10E gezeigt, wird an dem Punkt "c" erzeugt. Deshalb werden Signale, die in Fig. 10F gezeigt sind, an einem Punkt "d" auf der Ausgangseite des Vergleichers 33 durch Verbinden des Potentials an dem Punkt c mit dem invertierenden Eingangsanschluss des Vergleichers 33, der in der Ladestrom-Erfassungsschaltung 32 der Snubber-Schaltung angeordnet ist, wobei der nicht invertierende Eingangsanschluss des Vergleichers 33 mit der Standardspannungsquelle 34 verbunden ist, die auf eine geeignete Spannung gesetzt ist, erzeugt.

Deshalb wird verhindert, dass Impulsansteuersignale an dem Schaltelement 2 bereitgestellt werden und die Spannung an einem Punkt "f" wird, wie in Fig. 10H gezeigt, während der Periode von t4 bis t6 durch Eingeben des Potentials an dem Punkt "a", der in Fig. 10A gezeigt ist, d. h. der Ansteuerimpulssignale für das Schaltelement 2 und des Signals an dem Punkt "d" in das UND-Gatter der hochspannungsseitigen Impulsbegrenzungsschaltung 30 gehalten.

Aufgrund der voranstehend beschriebenen Operationen wird das Schaltelement 2 bis zur Zeit t6 nicht leitend gemacht, zu der die Spannung an dem Punkt "h" erhöht ist und die Diode 8 in der normalen Richtung vorgespannt ist, obwohl die Impulsansteuerschaltung 14 die Ansteuersignale für das Schaltelement 2, wie in Fig. 10A gezeigt, zur Zeit t5 bereitstellt, nachdem das Schaltelement 3 zur Zeit t4 ausgeschaltet wird, da die Ansteuersignale durch die Signale an dem Punkt "d", der in Fig. 10F gezeigt ist, abgeblockt werden.

Da das Schaltelement 2 leitend ist, nachdem die Spannung an dem Punkt h erhöht ist und die Spannung zwischen den Anschlüssen des Schaltelements 2 ausreichend abfällt, ermöglicht die Ansteuerimpuls-Ausgangsbegrenzungsschaltung in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung nicht, dass ein Überstrom zugeführt wird, im Gegensatz zu dem in Fig. 8 gezeigten herkömmlichen Beispiel, und sie kann das Schaltelement 2 sicher leitend machen.

Wenn die Diode 8 und das Schaltelement 2 gleichzeitig zur Zeit t6 leitend sind, wird ein Strom in einem Pfad von dem Resonanzkondensator 4, dem Schaltelement 2, der Eingangsspannungsquelle 1, der Parallelschaltung gebildet aus der Resonanzinduktivität 6 und dem Transformator 7 und der Resonanzinduktivität 5 wieder zu dem Resonanzkondensator 4 geführt.

Während der nächsten Periode von t6 bis t7 wird der Resonanzstrom durch den Resonanzbetrieb invertiert und in der gleichen Route in der umgekehrten Richtung zugeführt.

Danach wiederholt die Ansteuerimpuls-Ausgangsbegrenzungsschaltung die Operationen von t1 bis t7.

Die Ansteuerimpuls-Ausgangsbegrenzungsschaltung in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung, die wie voranstehend beschrieben arbeitet, kann verhindern, dass ein Schaltelement leitend wird, während ein Lade- oder Entladestrom an die Kapazität 11 geführt wird, obwohl die Ansteuerimpulsschaltung 14 Ansteuerimpulse bereitstellt, um die Schaltelemente leitend zu machen, und ermöglicht, dass das Schaltelement nur leitend ist, nachdem ein Lade- oder Entladevorgang der Kapazität 11 abgeschlossen ist, die Diode 8 oder 9 in eine EIN- Bedingung gebracht ist und die Spannung zwischen den Anschlüssen des Schaltelements ausreichend abgefallen ist. Deshalb kann diese Schaltung immer einen Schaltverlust bei einem bemerkenswert niedrigen Pegel unabhängig von Oszillationsfrequenzen und einer Lastimpedanz aufrechterhalten.

Während in der voranstehend erwähnten Ausführungsform eine Konfiguration so getroffen ist, dass die Lade- und Entladeperioden durch Erfassen von Spannungen, die in den in Reihe zu dem Snubber-Kondensator geschalteten Impedanzelementen erzeugt werden, erfasst werden, ist die Erfindung nicht darauf begrenzt und dieses Erfassungsverfahren kann ein anderes Erfassungsverfahren anwenden.

Zum Beispiel kann die Ansteuerimpuls-Ausgangsbegrenzungsschaltung modifiziert werden, um eine Spannung, die über beide Enden der Schaltelemente erzeugt wird, direkt an die Ladestrom-Erfassungsschaltung 32 und Entladestrom-Erfassungsschaltung 35 anzulegen.

Ferner kann ein Impedanzelement mit einem Transformator zum Erfassen der Lade- und Entladeperioden verwendet werden, wie in Fig. 11 gezeigt. In dieser Zeichnung bezeichnet ein Bezugszeichen 40 ein Impedanzelement mit einem Transformator und ein Bezugszeichen 41 bezeichnet den Transformator. In dieser Schaltung wird eine Spannung, die in einem Impedanzelement 13 erzeugt wird, an eine primäre Seite des Transformators 41 angelegt und eine Spannung proportional zu einem Windungsverhältnis wird auf einer Sekundärseite des Transformators 41 erzeugt. Die Ansteuerimpuls-Ausgangsbegrenzungsschaltung kann in der gleichen Weise wie voranstehend beschrieben, durch Eingeben der Spannung auf der sekundären Seite durch das Impedanzelement an eine Ladestrom-Erfassungsschaltung 32 und eine Entladestrom-Erfassungsschaltung 35 betrieben werden. In diesem Fall ist es möglich, durch Ändern eines Windungsverhältnisses zwischen der primären Seite und der sekundären Seite des Transformators 41 die in dem Impedanzelement erzeugte Spannung auf einen optionalen Wert zum Erleichtern einer Signalverarbeitung an nachfolgenden Stufen umzuwandeln.

Ferner kann ein Ladestrom und ein Entladestrom mit einer Ausgangstransformatorwicklung erfasst werden, wie in Fig. 12 gezeigt. Da bereits bestätigt wurde, dass eine Impulsspannung ähnlich zu dem Potential an dem Punkt "h" in der Ausgangstransformatorwicklung erzeugt wird, ist es möglich, einen ähnlichen Effekt zu demjenigen zu erhalten, der in der ersten Ausführungsform, die in Fig. 9 dargestellt ist, erhalten wird, indem eine von der Wicklung, die in einem Ausgangstransformator angeordnet ist, erfasste Spannung einer Erfassungsschaltung 32 oder 35 eingegeben wird, wie in Fig. 12 gezeigt.

Obwohl die vorangehende Beschreibung unter Verwendung einer Wandlerschaltung eines getrennten Erregungstyps als Beispiel durchgeführt worden ist, ist die Ansteuerimpuls-Ausgangsbegrenzungsschaltung nicht auf die Wandlerschaltung eines getrennten Typs beschränkt, sondern ist auf eine Wandlerschaltung des Selbsterregungstyps in genau der gleichen Weise anwendbar. In ähnlicher Weise ist die Ansteuerimpuls-Ausgangsbegrenzungsschaltung in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung nicht nur auf eine Wandlerschaltung eines Halbbrückentyps, sondern auch auf eine Wandlerschaltung des Vollbrückentyps anwendbar.

Die Ansteuerimpuls-Ausgangsbegrenzungsschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung, die die voranstehend beschriebene Konfiguration aufweist, kann bei sämtlichen Frequenzen, die eine Oszillation ermöglichen, und in sämtlichen Impedanzbedingungen in der Schaltwandlerschaltung arbeiten, so dass die Schaltelemente leitend gemacht werden, nachdem Spannungen zwischen Anschlüssen davon auf ungefähr 0 Volt abgefallen sind, wodurch die Schaltelemente frei von elektrischen Belastungen aufgrund von exzessiven Stoßströmen gemacht werden und sie bei geringen Kosten mit einem möglichst geringen Schaltverlust in sämtlichen Bedingungen betrieben werden.

Ferner kann die Ansteuerimpuls-Ausgangsbegrenzungsschaltung in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung in einem bemerkenswert verbreiterten Frequenzbereich arbeiten, wodurch ermöglicht wird, dass Schaltregler breite Steuerbereiche, d. h. breite Eingangsspannungsbereiche und breite Laststrom- Veränderungsbereiche, abdecken.

Für Wandler wie Stromresonanzbrückenwandler, die positiv den Resonanzmodus verwenden, ermöglicht die Ansteuerimpuls-Ausgangsbegrenzungsschaltung in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung insbesondere eine Verbreiterung von Steuerbereichen davon als Folge der Verringerung von Belastungen an den Schaltelementen und einer Verbreiterung der Frequenzbereiche, die einen Betrieb erlauben.

Während die Beschreibung im Zusammenhang mit bevorzugten Ausführungsformen der Erfindung durchgeführt worden ist, wird offensichtlich für Durchschnittsfachleute sein, dass verschiedene Änderungen und Modifikationen ausgeführt werden können, die von den beigefügten Ansprüchen abgedeckt werden und in den Umfang der Erfindung fallen.


Anspruch[de]

1. Schaltwandler, umfassend:

ein erstes Hochspannungs-Schaltelement (2);

ein zweites Niederspannungs-Schaltelement (3), das zu dem ersten Schaltelement (2) in Reihe geschaltet ist;

eine Eingangsspannungsquelle (1), die parallel zu der Reihenschaltung, gebildet aus den ersten und zweiten Schaltelementen (2, 3), geschaltet ist;

zwei Snubber-Schaltungen (10, 11, 12, 13), die jeweils mit einem jeweiligen der ersten und zweiten Schaltelemente (2, 3) verbunden sind und ein Impedanzelement (12, 13), das in Reihe zu einem Snubber-Kondensator (10, 11) geschaltet ist, umfassen;

eine Impulsansteuerschaltung (14) zum alternierenden Ein/Aus-Schalten der ersten und zweiten Schaltelemente (2, 3);

eine Resonanzschaltung (4, 5), die mit einem Knoten zwischen einem zweiten Ende des ersten Schaltelements (2) und einem ersten Ende des zweiten Schaltelements (3) und mit einem Knoten zwischen den Dämpfungsschaltungen (10, 11, 12, 13) verbunden ist;

einen Haupttransformator (7), der mit der Resonanzschaltung (4, 5) und mit einem zweiten Ende des zweiten Schaltelements (3) verbunden ist; und

eine Lastschaltung, die mit einer Ausgangseite des Haupttransformators (7) verbunden ist;

gekennzeichnet durch

eine Lade- und Entladestrom-Erfassungseinrichtung (32, 35) zum Erfassen eines Lade- und eines Entladestroms in einer der Snubber-Schaltungen (10, 11, 12, 13); und

eine Einrichtung (30, 31), um zu verhindern, dass die Impulsansteuerschaltung (14) Impulsspannungen an die ersten und zweiten Schaltelemente (2, 3) während einer Periode ausgibt, wenn die Lade- und Entladeströme erfasst werden.

2. Schaltwandlerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass eine Spannung, die in dem Impedanzelement (13) von einer der Snubber-Schaltungen (11, 13) erzeugt wird, erfasst und an die Lade- und Entladestrom-Erfassungseinrichtung (32, 35) gesendet wird.

3. Schaltwandlerschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass ein Transformator (41) mit dem Impedanzelement (13) so verbunden ist, dass eine zwischen beiden Enden des Impedanzelements (13) erzeugte Spannung auf einen optionalen Wert umgewandelt werden kann.

4. Schaltwandlerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Lade- und Entladeströme durch Erfassen der Veränderung der Spannung an dem Knoten zwischen den Snubber- Schaltungen (10, 11, 12, 13) erfasst werden.







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