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Dokumentenidentifikation DE69709925T2 21.11.2002
EP-Veröffentlichungsnummer 0907916
Titel VERFAHREN UND VORRICHTUNG ZUR ERZEUGUNG EINES STROMES MIT POSITIVEM TEMPERATURKOEFFIZIENTEN
Anmelder Symbios, Inc., Fort Collins, Col., US
Erfinder GASPARIK, Frank, Monument, US
Vertreter Kahler, Käck & Fiener, 87719 Mindelheim
DE-Aktenzeichen 69709925
Vertragsstaaten DE, FR, GB, NL
Sprache des Dokument EN
EP-Anmeldetag 23.06.1997
EP-Aktenzeichen 979272978
WO-Anmeldetag 23.06.1997
PCT-Aktenzeichen PCT/GB97/01687
WO-Veröffentlichungsnummer 0009750026
WO-Veröffentlichungsdatum 31.12.1997
EP-Offenlegungsdatum 14.04.1999
EP date of grant 09.01.2002
Veröffentlichungstag im Patentblatt 21.11.2002
IPC-Hauptklasse G05F 3/26
IPC-Nebenklasse G05F 1/46   

Beschreibung[de]
Stand der Technik

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Gerät und ein Verfahren zur Erzeugung eines Stroms mit einem positiven Temperaturkoeffizienten. Insbesondere, jedoch nicht ausschließlich, betrifft die Erfindung einen Vorspannungsgenerator zur Erzeugung eines Vorspannungsstroms, der der Wirkung entgegenwirkt, die Temperatur auf die Elektronen- und Löcherbeweglichkeit hat.

Bei integrierten Schaltkreisen mit komplementären Metall-Oxid- Halbleitern (CMOS) sind sowohl die p-Kanal-Metalloxidhalbleiterfeldeffekttransistorbauelemente (PMOSFET) als auch die n- Kanal-Metalloxidhalbleiterfeldeffekttransistorbauelemente (NMOSFET) in einem gemeinsamen Substrat integriert. Der Übertragungsleitwert (gfs), gemessen in Mikrosiemens, gibt das Ausmaß an, in dem sich der Drainstrom (ID) als Reaktion auf eine Veränderung der Gateelektroden- Quellenelektroden-Spannung (Vgs) ändert, das heißt, fs g = dID/dVgs.

Es ist bekannt, dass PMOSFET- und NMOSFET-Bauelemente eine Übertragungsleitwertkennlinie mit einem negativen Temperaturkoeffizienten aufweisen (d. h. einen Übertragungsleitwert, der mit abnehmender Temperatur zunimmt und mit zunehmender Temperatur abnimmt). Eine Übertragungsleitwertkennlinie mit negativem Temperaturkoeffizienten bewirkt eine Abnahme der Schaltgeschwindigkeiten von PMOSFET- und NMOSFET-Bauelementen, wenn die Temperatur zunimmt. Die Abnahme der Schaltgeschwindigkeiten von PMOSFET- und NMOSFET-Bauelementen ist eine direkte Folge der Abnahme der Elektronen- und Löcherbeweglichkeit, die mit einer Zunahme der Temperatur in Zusammenhang steht. Um die Auswirkungen einer Übertragungsleitwertkennlinie mit negativem Temperaturkoeffizienten zu verschieben, wird bekannterweise eine Proportionale zum Absoluttemperaturvorspannungsstrom an den Schaltkreis angelegt.

Bei CMOS-Schaltkreisen gelten Bipolartransistoren im Allgemeinen als parasitäre Vertikalbauteile, da Bipolartransistoren einen Vertikalstrom dazu veranlassen, durch das Substrat zu fließen, während die restlichen CMOS-Bauteile im Wesentlichen einen Horizontalstrom dazu veranlassen, durch die Oberfläche des Substrates zu fließen. Jedoch können pnp-Bipolartransistoren, falls gewünscht, bei einem CMOS-Schaltkreis in einem Nwell-CMOS-Verfahren implementiert werden, wobei eine Transistorbasis aus einer Nwell-Diffusion gebildet wird, ein Transistorkollektor aus einem P-Substrat gebildet wird und ein Transistoremitter aus P&spplus; einer P-Kanal-Drain-/Quellenelektroden- Diffusion gebildet wird. Ebenso können npn-Bipolartransistoren in einem Pwell-CMOS-Verfahren implementiert werden, wobei eine Transistorbasis aus einer Pwell-Diffusion gebildet wird, ein Transistorkollektor aus einem N-Substrat gebildet wird und ein Transistoremitter aus N&spplus; einer N-Kanal-Drain-/Quellenelektroden- Diffusion gebildet wird. In beiden Fällen weist die Emitter-Basis- Spannung (VEB) einen großen negativen Temperaturkoeffizienten auf, dessen Wert in Funktion zur Produktion steht.

Eine der bekanntesten Arten zur Erzielung einer Proportionalen zum Absolutvorspannungsstrom besteht darin, die Differenz zwischen den VEB- Werten von zwei Bipolarbauteilen zu verwenden, die bei unterschiedlichen Stromdichten arbeiten. Diese Differenz zwischen den VEB-Werten wird in einem Widerstand entwickelt, um die Proportionale zum Absoluttemperaturvorspannungsstrom zu erhalten. Jedoch kompensiert der Vorspannungsstrom bei bekannten Vorspannungsstromgeneratoren die Abnahme der Elektronen- und Löcherbeweglichkeit, die mit einer Temperaturzunahme in Zusammenhang steht, nicht in angemessener Weise. Das heißt, dass bekannte Vorspannungsstromgeneratoren nicht in der Lage sind, einen ausreichend hohen Vorspannungsstrom zu erzeugen, um die Abnahme der Elektronen- und Löcherbeweglichkeit zu kompensieren, die durch eine Übertragungsleitwertkennlinie mit negativem Temperaturkoeffizienten von CMOS-Bauteilen verursacht wird, wenn die Temperatur zunimmt.

EP-A-0714055 offenbart eine Stromquelle, die eine Proportionale zur Absoluttemperaturstromkennlinie aufweist und einen in Reihe geschalteten MOS-Transistor, einen Referenztransistor und einen Bipolartransistor umfasst, wobei die Bauteilkette in einem einzelnen Fuß eines Stromspiegels vorgesehen ist und bei der ein Operationsverstärker Feedback liefert, um die Stabilität aufrecht zu erhalten.

Aus den vorgenannten Gründen besteht ein Bedarf für einen Vorspannungsstromgenerator, der den Vorspannungsstrom bei zunehmender Temperatur ausreichend erhöht, um der negativen Wirkung, die Temperatur auf die Elektronen- und Löcherbeweglichkeit von CMOS- Bauteilen ausübt, wirksam entgegenzuwirken.

Zusammenfassung der Erfindung

Die vorliegende Erfindung betrifft einen Vorspannungsgenerator, der diesen Bedarf für einen Vorspannungsstrom befriedigt, der der Wirkung entgegenwirkt, die Temperatur auf die Elektronen- und Löcherbeweglichkeit ausübt.

Gemäß einem Gesichtspunkt der, vorliegenden Erfindung wird ein Vorspannungsstromgenerator bereitgestellt, der eine erste Schaltkreiskomponente aufweist, die so angeordnet ist, dass an diese eine erste Spannung an einem Anschlusspaar entwickelt wird, die abnimmt, wenn die Betriebstemperatur der ersten Schaltkreiskomponente zunimmt, eine zweite Schaltkreiskomponente, die so angeordnet ist, dass an diese eine zweite Spannung an einem Anschlusspaar entwickelt wird, die abnimmt, wenn die Betriebstemperatur der zweiten Schaltkreiskomponente zunimmt, ein Impedanzelement, das mit der ersten Schaltkreiskomponente und der zweiten Komponente verbunden ist und eine Impedanz aufweist, die zunimmt, wenn die Betriebstemperatur des Impedanzelements zunimmt, sowie einen ersten Strom, der so anspricht, dass eine Abnahme der ersten Spannung eine entsprechende Zunahme des ersten Stroms verursacht und dass eine Abnahme der zweiten Spannung eine entsprechende Zunahme des ersten Stroms verursacht.

Gemäß einem anderen Gesichtspunkt der vorliegenden Erfindung wird ein Verfahren zur Erzeugung eines Vorspannungsstroms mit Hilfe einer Schaltkreisanordnung bereitgestellt, die eine erste Schaltkreiskomponente und eine zweite Schaltkreiskomponente aufweist, wobei das Verfahren die Schritte umfasst: Entwicklung einer Spannung in einem Impedanzelement, so dass ein erster Strom erzeugt wird, indem eine erste Komponentenspannung in einem Anschlusspaar der ersten Schaltkreiskomponente entwickelt wird, die abnimmt, wenn eine Betriebstemperatur der ersten Schaltkreiskomponente zunimmt, und indem eine zweite Komponentenspannung in einem Anschlusspaar der zweiten Schaltkreiskomponente entwickelt wird, die abnimmt, wenn eine Betriebstemperatur der zweiten Schaltkreiskomponente zunimmt, und Spiegeln des ersten Stroms, so dass ein zweiter Strom erzeugt wird, und zwar in einer Weise, dass die Spannung mit einer ersten Geschwindigkeit zunimmt, wenn eine Betriebstemperatur des Impedanzelements zunimmt, und die Impedanz mit einer zweiten Geschwindigkeit zunimmt, wenn eine Betriebstemperatur des Impedanzelements zunimmt, wobei die erste Geschwindigkeit größer ist als die zweite Geschwindigkeit und eine Abnahme der ersten Komponentenspannung eine entsprechende Zunahme des ersten Stroms verursacht und eine Abnahme der zweiten Komponentenspannung eine entsprechende Zunahme des ersten Stroms verursacht.

Gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird ein Vorspannungsstromgenerator bereitgestellt, der eine erste Schaltkreiskomponente umfasst, bei der eine erste Spannung in einem Anschlusspaar entwickelt wird, wobei die erste Spannung abnimmt, wenn eine Betriebstemperatur der ersten Schaltkreiskomponente zunimmt. Der Vorspannungsstromgenerator umfasst weiterhin eine zweite Schaltkreiskomponente, bei der eine zweite Spannung in einem Anschlusspaar entwickelt wird, wobei die zweite Spannung abnimmt, wenn eine Betriebstemperatur der zweiten Schaltkreiskomponente zunimmt. Zusätzlich umfasst der Vorspannungsstromgenerator ein Impedanzelement, das mit der ersten Schaltkreiskomponente und der zweiten Komponente verbunden ist, wobei das Impedanzelement (1) eine Impedanz aufweist, die zunimmt, wenn eine Betriebstemperatur des Impedanzelements zunimmt, und (2) einen ersten Strom aufweist, der durch dasselbe fließt, wobei eine Abnahme der ersten Spannung eine entsprechende Zunahme des ersten Stroms und eine Abnahme der zweiten Spannung eine entsprechende Zunahme des ersten Stroms verursacht. Darüber hinaus umfasst der Vorspannungsstromgenerator einen Spiegelschaltkreis zur Erzeugung eines zweiten Stroms, der den ersten Strom, der durch das Impedanzelement fließt, spiegelt.

Gemäß einer anderen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird ein Vorspannungsstromgenerator bereitgestellt, der eine erste Schaltkreiskomponente umfasst, bei der eine erste Spannung in einem Anschlusspaar entwickelt wird, wobei die erste Spannung abnimmt, wenn eine Betriebstemperatur der ersten Schaltkreiskomponente zunimmt. Der Vorspannungsstromgenerator umfasst weiterhin eine zweite Schaltkreiskomponente, bei der eine zweite Spannung in einem Anschlusspaar entwickelt wird, wobei die zweite Spannung abnimmt, wenn eine Betriebstemperatur der zweiten Schaltkreiskomponente zunimmt. Zusätzlich umfasst der Vorspannungsstromgenerator eine dritte Schaltkreiskomponente, bei der eine dritte Spannung in einem Anschlusspaar entwickelt wird, wobei die dritte Spannung abnimmt, wenn eine Betriebstemperatur der dritten Schaltkreiskomponente zunimmt. Darüber hinaus umfasst der Vorspannungsstromgenerator ein Impedanzelement, das mit der ersten Schaltkreiskomponente, der zweiten Schaltkreiskomponente und der dritten Schaltkreiskomponente verbunden ist, wobei das Impedanzelement (1) eine Impedanz aufweist, die zunimmt, wenn eine Betriebstemperatur des Impedanzelements zunimmt, und (2) einen ersten Strom aufweist, der durch dasselbe hindurch fließt, und wobei (1) eine Abnahme der ersten Spannung eine entsprechende Zunahme des ersten Stroms verursacht, (2) eine Abnahme der zweiten Spannung eine entsprechende Zunahme des ersten Stroms verursacht und (3) eine Abnahme der dritten Spannung eine entsprechende Zunahme des ersten Stroms verursacht.

Gemäß noch einer weiteren Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird ein Verfahren zur Erzeugung eines Vorspannungsstroms bereitgestellt. Das Verfahren umfasst die Schritte: (1) Entwickeln einer Spannung in einem Impedanzelement, so dass ein erster Strom erzeugt wird, und (2) Spiegeln des ersten Stroms, so dass ein zweiter Strom erzeugt wird. Bei dem oben genannten Verfahren nimmt (1) die Spannung mit einer ersten Geschwindigkeit zu, wenn eine Betriebstemperatur des ersten Impedanzelements zunimmt, (2) weist das Impedanzelement eine Impedanz auf, die mit einer zweiten Geschwindigkeit zunimmt, wenn eine Betriebstemperatur des Impedanzelements zunimmt, und (3) ist die erste Geschwindigkeit größer als die zweite Geschwindigkeit. Weiterhin umfasst der Entwicklungsschritt bei dem oben genannten Verfahren die Schritte: (1) Entwickeln einer ersten Komponentenspannung in einem Anschlusspaar einer ersten Schaltkreiskomponente, wobei die erste Spannung abnimmt, wenn eine Betriebstemperatur der ersten Schaltkreiskomponente zunimmt, und (2) Entwickeln einer zweiten Komponentenspannung in einem Anschlusspaar einer zweiten Schaltkreiskomponente, wobei die zweite Spannung abnimmt, wenn eine Betriebstemperatur der zweiten Schaltkreiskomponente zunimmt. Zusätzlich verursacht bei dem oben genannten Verfahren (1) eine Abnahme der ersten Komponentenspannung eine entsprechende Zunahme des ersten Stroms und (2) eine Abnahme der zweiten Komponentenspannung eine entsprechende Zunahme des ersten Stroms.

Daher kann die vorliegende Erfindung in vorteilhafter Weise einen Vorspannungsstromgenerator bereitstellen, der der Wirkung entgegenwirkt, die Temperatur auf die Elektronen- und Löcherbeweglichkeit ausübt, und kann somit einen neuartigen und nützlichen Vorspannungsgenerator bereitstellen, der in einem Standard- CMOS-Verfahren implementiert werden kann.

Somit kann ein Vorspannungsstromgenerator bereitgestellt werden, der der Wirkung entgegenwirkt, die Temperatur auf die Schaltgeschwindigkeiten von PMOSFET und NMOSFET-Bauelementen ausübt.

Kurze Beschreibung der Zeichnungen

Im Folgenden wird die Erfindung lediglich beispielhaft unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen ausführlicher beschrieben, bei denen:

Fig. 1 ein schematischer Schaltplan eines bekannten Vorspannungsstromgenerators ist, der einen Vorspannungsstrom mit einem positiven Temperaturkoeffizienten erzeugt;

Fig. 2 ein schematischer Schaltplan eines Vorspannungsstromgenerators gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist;

Fig. 3 ein vereinfachtes Blockdiagramm des Vorspannungsstromgenerators ist, der in Fig. 2 gezeigt ist;

Fig. 4 eine Graphik ist, die die Wirkung vergleicht, die Temperatur auf Vorspannungsströme ausübt, die von den in Fig. 1 und 2 gezeigten Vorspannungsstromgeneratoren erzeugt werden; und

Fig. 5 ein schematischer Schaltplan eines Vorspannungsstromgenerators gemäß einer anderen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist.

Ausführliche Beschreibung einer bevorzugten Ausführungsform

Unter Bezugnahme auf Fig. 1 ist ein schematischer Schaltplan eines bekannten Vorspannungsstromgenerators 2 gezeigt, der einen Vorspannungsstrom mit einem positiven Temperaturkoeffizienten erzeugt. Das heißt, dass der Vorspannungsstromgenerator 2 einen Vorspannungsstrom IOUT1 mit einem kleinen positiven Temperaturkoeffizienten erzeugt. Der Vorspannungsgenerator 2 verwendet zur Erzeugung des Vorspannungsstroms IOUT1 zwei Transistoren Q&sub1; und Q&sub2; mit einem Widerstand R&sub2;. Die Metalloxidhalbleiterbauteile (MOS- Bauteile) MPA und MPB dienen als Stromspiegel, der die beiden Ströme I&sub1; und I&sub2;, die durch den Transistor Q&sub1; und das Bauelement Q&sub2; fließen, dazu zwingt, im Wesentlichen gleich zu sein.

Die Transistoren MNA und MNB mit ihren jeweiligen Gateelektroden- Quellenelektroden-Spannungen bilden eine Spannungsschleife mit den Transistoren Q&sub1; und Q&sub2; und dem Widerstand R&sub1;. Diese Spannungsschleife kann durch die Gleichung (1) dargestellt werden:

VGS(MNA) ÷ I&sub1;R&sub1; ÷ VEB(Q&sub1;) = VGS(MNB) ÷ VEB(Q&sub2;) (1)

wobei VGS(MNA) die Gateelektroden-Quellenelektroden-Spannung des Transistors MNA, ausgedrückt in Volt (V), darstellt, I&sub1; den Strom, der durch den Transistor Q&sub1; fließt, ausgedrückt in Ampere (A), darstellt, R&sub1; den Widerstand des Widerstands R&sub1;, ausgedrückt in Ohm (Ω), darstellt, VEB(Q&sub1;) die Emitter-Basis-Spannung des Transistors Q&sub1;, ausgedrückt in Volt (V) darstellt, VGS(MNB) die Gateelektroden- Quellenelektroden-Spannung des Transistors MNA, ausgedrückt in Volt (V), darstellt und VES(Q&sub2;) die Emitter-Basis-Spannung des Transistors Q&sub2;, ausgedrückt in Volt (V), darstellt.

Die Emitter-Basis-Spannung VEB(QN) eines Transistors QN kann aus Gleichung (2) bestimmt werden:

wobei VEB(QN) die Emitter-Basis-Spannung des Transistors QN, ausgedrückt in Volt (V), darstellt, k die Boltzmann-Konstante von etwa 1,38 · 10&supmin;²³ Joules pro Kelvin (J/K) darstellt, T die absolute Temperatur, ausgedrückt in Kelvin (K), darstellt, q die Ladung eines Elektrons darstellt, die etwa 1,60 · 10&supmin;¹&sup9; Coulomb (C) beträgt, IN den Strom, ausgedrückt in Ampere (A), darstellt, der durch den Emitter des Transistors QN fließt, ISN den Sperrsättigungsstrom der Emitter-Basis- Diode des Transistors QN, ausgedrückt in Ampere pro Quadratzentimeter (A/cm²), darstellt und AEN den Emitterbereich des Transistors QN, ausgedrückt in Quadratzentimetern (cm²), darstellt.

Das Einsetzen des rechten Ausdrucks von Gleichung (2) in Gleichung (1) ergibt Gleichung (3):

wobei IS1 den Sperrsättigungsstrom der Emitter-Basis-Diode des Transistors Q&sub1;, ausgedrückt in Ampere pro Quadratzentimeter (A/cm²), darstellt, AE1 den Emitterbereich des Transistors Q&sub1;, ausgedrückt in Quadratzentimetern (cm²), darstellt, I&sub2; den Strom, ausgedrückt in Ampere (A), darstellt, der durch den Transistor Q&sub2; fließt, IS2 den Sperrsättigungsstrom der Emitter-Basis-Diode des Transistors Q&sub1;, ausgedrückt in Ampere pro Quadratzentimeter (A/cm²), darstellt und AE2 den Emitterbereich des Transistors Q&sub2;, ausgedrückt in Quadratzentimetern (cm²), darstellt.

Die Ströme I&sub1; und I&sub2; sind im Wesentlichen gleich, da die Transistoren MPA und MPB aufeinander abgestimmte Bauelemente sind und ihre Quellenelektroden-Gateelektroden-Spannungen VSG(MPA) und VSG(MPB) dieselben sind. Daher bilden die Transistoren MPA und MPB einen Stromspiegel und zwingen den Strom I&sub1;, im Wesentlichen gleich dem Strom I&sub2; zu sein. Da die Transistoren Q&sub1; und Q&sub2;, außer jeweils für die Emitterbereiche AE1 und AE2, aufeinander abgestimmte Bauelemente sind, sind des Weiteren die Sperrsättigungsströme IS1 und IS2 der Transistoren Q&sub1; und Q&sub2; im Wesentlichen gleich. Da die Transistoren MNA und MNB aufeinander abgestimmte Bauelemente sind und die Ströme I&sub1; und I&sub2; im Wesentlichen gleich sind, sind des Weiteren die Gateelektroden- Quellenelektroden-Spannungen VGS(MNA) und VGS(MNB) im Wesentlichen gleich (siehe Gleichung (9) unten, worin VGS(MNA) durch VGS(MPN) ersetzt wird). Nach der Feststellung, dass der Strom I&sub1; im Wesentlichen gleich dem Strom I&sub2; ist, dass der Sperrsättigungsstrom IS1 im Wesentlichen gleich dem Sperrsättigungsstrom IS2 ist und dass die Gateelektroden- Quellenelektroden-Spannung VGS(MNA) im Wesentlichen gleich der Gateelektroden-Quellenelektroden-Spannung VGS(MNB) ist, kann daher Gleichung (9) zu Gleichung (4) vereinfacht werden:

Da der Transistor MPC und der Transistor MPA aufeinander abgestimmte Bauelemente sind und dieselbe Quellenelektroden-Gateelektroden- Spannung aufweisen, spiegelt der Drainstrom IOUT1 des Transistors MPA den Strom I&sub1;, der durch den Transistor Q und im Wesentlichen durch den Transistor MPA fließt. Als Folge davon ergibt die Sammlung von gleichen Termen aus Gleichung (4) und die Erkenntnis, dass der Vorspannungsstrom IOUT1 im Wesentlichen gleich I&sub1; ist, Gleichung (5):

IOUT1 = (kT/qR&sub1;)1n(AE1/AE2) (5)

wobei IOU1 den Vorspannungsstrom in Ampere (A) darstellt, der durch den Transistor MPA fließt. Daher sind bei einer gegebenen Temperatur T der Emitterbereich AE1 des Transistors Q&sub1;, der Emitterbereich AE2 des Transistors Q&sub2; und der Widerstand des Widerstands R&sub1; die Schaltkreiskonstruktionselemente, die den Vorspannungsstrom IOUT1 steuern.

Wie oben erwähnt, weist der Vorspannungsstrom IOUT1 einen leicht positiven Temperaturkoeffizienten auf. Wie aus Gleichung (5) ersichtlich, würde der Vorspannungsstrom IOUT1 einen positiven Temperaturkoeffizienten aufweisen, wenn die Terme, abgesehen von der Temperatur T, im Wesentlichen konstant wären, wenn die Temperatur ansteigt. Jedoch ist der Widerstand des Widerstands R&sub1; nicht im Wesentlichen konstant, wenn die Temperatur ansteigt. Diffundierte Widerstände wie der Widerstand R&sub1; nehmen mit der Temperatur zu und weisen daher einen positiven Temperaturkoeffizienten auf. Der positive Temperaturkoeffizient von diffundierten Widerständen hängt von dem Material ab, das zur Herstellung des Widerstands verwendet wird. Zum Beispiel ergeben stärker dotierte Diffusionen, wie beispielsweise P&spplus; und N&spplus;, Widerstände mit niedrigeren Temperaturkoeffizienten als Widerstände, die mit dem typischen NWELL oder PWEEL Diffusionsverfahren hergestellt sind. Die Geschwindigkeit der Widerstandsänderung von diffundierten Widerständen wie dem Widerstand R&sub1; ist jedoch geringer als die Geschwindigkeit des Anstiegs der Temperatur T. Daher erhöht sich, wie aus Gleichung (5) ersichtlich, der Vorspannungsstrom IOUT1 bei einem Anstieg der Temperatur T, da sich der Wert von T/R&sub1; trotz des positiven Temperaturkoeffizienten des Widerstands R&sub1; erhöht.

Die Temperatur T weist jedoch in dem Standard-CMOS-Verfahren eine exponentielle Auswirkung auf die Elektronen- und Löcherbeweglichkeit auf. Diese Wirkung auf die Elektronen- und Löcherbeweglichkeit kann durch Gleichung (6) dargestellt werden:

u(T)/u(T&sub0;) = (T/T&sub0;)

wobei T die Temperatur in Kelvin (K) darstellt, u(T) die Beweglichkeit von Elektronen oder Löchern bei der Temperatur T darstellt, T&sub0; die Raumtemperatur in Kelvin (K) darstellt, die etwa 300 K beträgt, und u(T&sub0;) die Beweglichkeit von Elektronen oder Löchern bei der Raumtemperatur T&sub0; darstellt. Da der Vorspannungsstrom IOUT1 aus Fig. 1 mit einer Geschwindigkeit zunimmt, die etwa der Veränderung der Temperatur (ΔT) dividiert durch die Veränderung des Widerstands (ΔR&sub1;) des Widerstands R&sub1; (ΔT/ΔR&sub1;) entspricht, steigt der Vorspannungsstrom IOUT1 nicht ausreichend an, um den exponentiellen Rückgang der Elektronen- und Löcherbeweglichkeit auszugleichen, wie in Gleichung (6) gezeigt.

Unter Bezugnahme auf Fig. 2 ist nun ein schematischer Schaltplan einer ersten Ausführungsform eines Vorspannungsgenerators 10 gezeigt, die mit den Merkmalen der vorliegenden Erfindung ausgestattet ist. Der Vorspannungsstromgenerator 10 kann unter Verwendung eines Nwell-CMDS- Verfahrens hergestellt sein. Bei der bevorzugten Ausführungsform sind die Transistoren MPA, MPB, MP&sub1;, MP&sub2;, MP&sub3; und MP&sub4; p-Kanal- Metalloxidhalbleiterfeldeffekttransistoren (PMOSFET). Ebenso sind die Transistoren MNA und MNB n-Kanal- Metalloxidhalbleiterfeldeffekttransistoren (NMOSFET). Die Transistoren Q&sub1; und Q&sub2; sind parasitäre pnp-Bipolarflächentransistoren (PNP BJT), und die Widerstände R&sub1; und R&sub2; sind diffundierte Widerstände.

Der Transistor MPA ist auf den Transistor MPB abgestimmt (d. h. die Transistoren sind so hergestellt, dass sie ziemlich ähnliche Betriebseigenschaften aufweisen). Ebenso ist der Transistor MP&sub2; auf die Transistoren MP&sub3; und MP&sub4; abgestimmt, der Transistor MNA ist auf den Transistor MNB abgestimmt und der Transistor Q&sub1; ist auf den Transistor Q&sub2; abgestimmt, außer dass der Emitterbereich AE2 des Transistors Q&sub2; kleiner ist als der Emitterbereich AE1 des Transistors Q&sub1;. Fachleuten sollte ersichtlich sein, dass die oben genannten Bauelemente nur aufeinander abgestimmt sind, um das Konstruktionsverfahren zu vereinfachen, und dass nicht aufeinander abgestimmte Bauelemente verwendet werden könnten. Fachleuten sollte ebenfalls ersichtlich sein, dass, wenn die Transistoren Q&sub1; und Q&sub2; keine aufeinander abgestimmten Bauelemente sind oder wenn der Strom I&sub1; nicht im Wesentlichen gleich dem Strom I&sub2; ist, der Emitterbereich AE2 nicht kleiner zu sein braucht als der Emitterbereich AE1. Des Weiteren sollte Fachleuten ersichtlich sein, dass die Verwendung von nicht aufeinander abgestimmten Bauelementen einen Vorspannungsgenerator 10 zum Ergebnis hat, der einen Vorspannungsstrom IOUT1 erzeugt, der die Temperatur nicht so gut verfolgt wie der Vorspannungsgenerator 10 es mit aufeinander abgestimmten Bauelementen tun würde.

Die Quellenelektrode und das Substrat des Transistors MPA und die Quellenelektrode und das Substrat des Transistors MPB sind mit der Bezugsspannung VDD verbunden. Die Gateelektrode des Transistors MPA ist mit der Gateelektrode des Transistors MPB verbunden, wodurch ein erster Stromspiegel gebildet wird. Ebenso sind die Quellenelektrode und das Substrat des Transistors MP&sub2;, die Quellenelektrode und das Substrat des Transistors MP&sub3; und die Quellenelektrode und das Substrat des Transistors MP&sub4; mit der Bezugsspannung VDD verbunden. Die Gateelektrode des Transistors MP&sub2; ist am Knoten N&sub3; mit der Gateelektrode des Transistors MP&sub3; und mit des Gateelektrode des Transistors MP&sub4; verbunden, wodurch ein zweiter Stromspiegel gebildet wird.

Der Drain des Transistors MPA ist mit der Gateelektrode des Transistors MPA und dem Drain des Transistors MNA, verbunden. Der Drain des Transistors MPB ist mit dem Drain des Transistors MNB verbunden, und der Drain des Transistors MNB ist mit der Gateelektrode des Transistors MNB verbunden. Die Gateelektrode des Transistors MNB ist mit der Gateelektrode des Transistors MNA, verbunden. Das Substrat des Transistors MNB und das Substrat des Transistors MNA, sind mit der Bezugsspannung VSS verbunden. Der Widerstand R&sub1; ist zwischen der Quellenelektrode des Transistors MNA, und dem Emitter des Transistors Q&sub1; angeschlossen. Der Emitter des Transistors Q&sub2; ist am Knoten N&sub1; an die Quellenelektrode des Transistors MNB angeschlossen. Die Basis des Transistors Q&sub2; ist an die Basis des Transistors Q&sub1; angeschlossen. Die Basis und der Kollektor des Transistors Q&sub1; und die Basis und der Kollektor des Transistors Q&sub2; sind mit der Bezugsspannung VSS verbunden, die geerdet ist.

Die Gateelektrode des Transistors MP&sub1; ist am Knoten N&sub1; mit der Quellenelektrode des Transistors MNB und mit dem Emitter des Transistors Q&sub2; verbunden. Der Drain des Transistors MP&sub2; ist mit der Bezugsspannung VSS verbunden, und das Substrat des Transistors MP&sub1; ist am Knoten N&sub2; mit der Quellenelektrode des Transistors MP&sub1; verbunden. Schließlich ist der Widerstand R&sub2; zwischen dem Knoten N&sub2; und dem Knoten N&sub3; angeschlossen.

Der Bezugsstrom IREF fließt durch den Widerstand R&sub2;. Der Vorspannungsstrom IOUT1, der aus dem Drain des Transistors MP&sub3; fließt, spiegelt den Bezugsstrom IREF, der aus dem Drain des Transistors MP&sub2; und durch den Widerstand R&sub2; fließt. Ebenso spiegelt der Vorspannungsstrom IOUT2, der aus dem Drain des Transistors MP&sub4; fließt, den Bezugsstrom IREF, der aus dem Drain des Transistors MP&sub2; und durch den Widerstand R&sub2; fließt.

Im Folgenden wird der Betrieb der ersten Ausführungsform, die in Fig. 2 dargestellt ist, ausführlich beschrieben. Wie aus dem Vergleich des Vorspannungsstromgenerators 2, der in Fig. 1 gezeigt ist, mit dem Vorspannungsstromgenerator 10, der in Fig. 2 gezeigt ist, ersichtlich ist, arbeiten die Transistoren MPA, MPB, MNA, MNB, Q&sub1; und Q&sub2; sowie der Widerstand R&sub1; in derselben Weise. Als Folge davon können die Ströme I&sub1; und I&sub2; aus Fig. 2 durch Gleichung (5), wie oben aufgeführt, dargestellt werden.

Als Folge des Standard-CMOS-Verfahrens weist der Widerstand R&sub1; einen positiven Temperaturkoeffizienten typischerweise im Bereich von ein paar hundert bis ein paar tausend Teile auf eine Million pro Kelvin (PPM/K) auf. Der positive Temperaturkoeffizient für den Widerstand R&sub1; ändert sich mit einer Geschwindigkeit, die langsamer ist als die Änderung der Temperatur. Wie in Gleichung (5) gezeigt, weist daher der Strom I&sub1; trotz des positiven Temperaturkoeffizienten des Widerstands R&sub1; einen positiven Temperaturkoeffizienten auf. Unter Bezugnahme auf Gleichung (2) würde eine Zunahme des Stroms I&sub1; eine kleine Zunahme der Emitter-Basis-Spannung VEB(Q&sub1;) des Transistors Q&sub1; zur Folge haben, wenn alles konstant bliebe. Da jedoch der Sperrsättigungsstrom IS2 bei einem Anstieg der Temperatur T exponentiell zunimmt, kann eine kleinere Emitter-Basis-Spannung VEB(Q&sub1;) des Transistors Q&sub1; denselben Strom I&sub1; antreiben, den eine größere Emitter-Basis-Spannung VEB(Q&sub1;) bei einer niedrigeren Temperatur T antreiben würde. Der Nutzeffekt besteht darin, dass, obwohl die Ströme I&sub1; und I&sub2; zunehmen, wenn die Temperatur ansteigt, die Emitter-Basis-Spannungen VEB(Q&sub1;) und VEB(Q&sub2;) abnehmen, wenn die Temperatur fällt. Daher weisen VEB(Q&sub1;) und VEB(Q&sub2;) einen negativen Temperaturkoeffizienten von typischerweise etwa -2 Millivolt pro Kelvin (mV/K) auf, der sich bei Verfahrensveränderungen oder unter Betriebsbedingungen nicht wesentlich, verändert.

Der Pfad zwischen den Bezugsspannungen VDD und VSS, der durch die Quellenelektroden-Gateelektroden-Spannung VSG(HP2) des Transistors MP&sub2; geht, die Spannung VR2 am Widerstand R&sub2;, die Quellenelektroden- Gateelektroden-Spannung VSG(MP&sub1;) des Transistors MP&sub1; und die Emitter- Basis-Spannung VEB(Q&sub2;) des Transistors Q&sub2; können durch Gleichung (7) ausgedrückt werden:

VDD = VSG(MP&sub2;) ÷ IREFR&sub2; ÷ VSG(M (Q&sub2;) ÷ VSS (7)

wobei VR2 die Spannung am Widerstand R&sub2; als Folge des Bezugsstroms IREF darstellt, der durch den Widerstand R&sub2; fließt. Gleichung (7), gelöst für den Bezugsstrom IREF, ergibt Gleichung (8):

Die Bezugsspannungen VDD und VSS werden gewöhnlich durch Konstruktionskriterien vorherbestimmt. Zum Beispiel ist VSS typischerweise geerdet, und VDD beträgt typischerweise zwischen 3,3 Volt und 5,0 Volt, wird jedoch zukünftig wahrscheinlich für Tiefmikrometer-CMOS-Bauelemente (d. h. Bauelemente mit einer Kanallänge von weniger als 0,3 Mikrometer) unter 3 Volt fallen. Des Weiteren kann für einen gegebenen Strom I&sub2; die Emitter-Basis-Spannung VEB(Q&sub2;) aus Gleichung (2) bestimmt werden, und bei Raumtemperatur beträgt sie typischerweise etwa 700 Millivolt (mV).

Die Quellenelektroden-Gateelektroden-Spannungen VSG(MP&sub1;) und VSG(MP&sub2;) hängen von ihren jeweiligen Drainströmen ID1 und ID2 ab, die beide im Wesentlichen gleich dem Bezugsstrom IREF sind, und sie hängen ebenfalls von anderen Parametern ab, die gewöhnlich vom Herstellungsverfahren aufgestellt werden. Angenommen, das Konstruktionskriterium erfordert einen vorherbestimmten Vorspannungsstrom IOUT1 für eine gegebene Temperatur T, so ist der Bezugsstrom IREF im Wesentlichen gleich dem Vorspannungsstrom IOUT2 aufgrund des Stromspiegels, der von den Transistoren MP&sub2; und MP&sub3; gebildet wird. Des Weiteren sind der Drainstrom ID1 des Transistors MP&sub1; und der Drainstrom ID2 des Transistors MP&sub2; im Wesentlichen gleich dem Bezugsstrom IREF, da die Gateelektrodenströme von MOS-Transistoren, verglichen mit den Drainströmen, gewöhnlich vernachlässigt werden können; die Quellenelektroden-Gateelektroden-Spannungen VSG(MP&sub1;) und VSG(MP&sub2;) können aus Gleichung (9) bestimmt werden:

VGS(MPN) = VT ÷ (9)

wobei up die Beweglichkeit von Löchern, ausgedrückt in Quadratzentimetern pro Voltsekunde (cm²/Vsec), darstellt, &sub0; die Dielektrizitätskonstante des freien Raums, ausgedrückt in Farad pro Zentimeter (F/cm), darstellt, r die relative Dielektrizitätskonstante des Halbleiters darstellt und dimensionslos ist, tox die Stärke des Gateelektrodenoxids, ausgedrückt in Zentimetern (cm), darstellt, VT den Spannungsgrenzwert des Transistors MPN, ausgedrückt in Volt (V), darstellt, ID den Drainstrom des Transistors MPN, ausgedrückt in Ampere (A), darstellt, W die Breite des Kanals des Transistors MPN, ausgedrückt in Zentimetern (cm), darstellt und L die Länge des Kanals des Transistors MPN, ausgedrückt in Zentimetern (cm), darstellt.

Eine inhärente Qualität des Standard-CMOS-Verfahrens besteht darin, dass der Spannungsgrenzwert VT eines MOS-Transistors einen negativen Temperaturkoeffizienten von typischerweise etwa -2,6 mV/K aufweist. Wie in Gleichung (9) gezeigt, hängt die Quellenelektroden- Gateelektroden-Spannung VSG direkt vom Spannungsgrenzwert VT ab. Daher weisen die Quellenelektroden-Gateelektroden-Spannungen VSG(MP&sub1;) und VSG(MP&sub2;) einen negativen Temperaturkoeffizienten auf, da der Spannungsgrenzwert VT abnimmt, wenn die Temperatur ansteigt, und eine Abnahme der Quellenelektroden-Gateelektroden-Spannungen VSG(MP&sub1;) und VSG(MP&sub2;) verursacht.

Unter Bezugnahme auf Fig. 3 ist nun ein vereinfachtes Blockdiagramm des Vorspannungsstromgenerators 10 gezeigt, der in Fig. 2 gezeigt ist. Die Elemente aus Fig. 2 entsprechen den Blöcken aus Fig. 3 in folgender Weise: die Quellenelektroden-Gateelektroden-Spannung VSG(MP&sub2;) des Transistors MP&sub2; entspricht der Ausgangsspannung der Spannungsquelle VS1; die Gateelektroden-Quellenelektroden-Spannung VSG(MP&sub1;) des Transistors MP&sub1; entspricht der Ausgangsspannung der Spannungsquelle VS2; die Emitter-Basis-Spannung VEB(Q&sub2;) des Transistors Q&sub2; entspricht der Ausgangsspannung der Spannungsquelle VS3; der Widerstand R&sub2; entspricht dem Impedanzelement Z&sub2;; die Bezugsspannung VDD entspricht der Bezugsspannung VREF1, und die Bezugsspannung VSS entspricht der Bezugsspannung VREF2. Wie aus Fig. 3 ersichtlich, erzeugen daher die Spannungsquellen VS1, VS2 und VS3 zusammen mit den Bezugsspannungen VREF1 und VREF2 eine Spannung VZ2 am Impedanzelement Z&sub2;, die durch Gleichung (10) dargestellt werden kann:

VZ2 = VREF1 - VS1 - VS2 - VS3 - VREF2 (10)

Die Bezugsspannungen VREF1 und VREF2 bleiben bei einer Temperaturänderung im Wesentlichen konstant. Jedoch nehmen die Ausgangsspannungen der Spannungsquellen VS1, VS2 und VS3 bei einem Temperaturanstieg ab. Wie aus Gleichung (10) ersichtlich, erhöht sich daher die Spannung VZ2 am Impedanzelement Z&sub2; bei einem Temperaturanstieg und verursacht, dass ein Bezugsstrom IREF durch das Impedanzelement Z&sub2; fließt. Der Bezugsstrom IREF, der durch das Impedanzelement Z&sub2; fließt, kann durch die Gleichung (11) bestimmt werden:

IREF = VZ2/Z&sub2; (11)

wobei VZ2 die Spannung, ausgedrückt in Volt (V), am Impedanzelement 22 darstellt und Z&sub2; die Impedanz, ausgedrückt in Ohm (Ω), des Impedanzelements Z&sub2; darstellt. Wie oben erörtert, nimmt die Impedanz des Impedanzelements Z&sub2; bei einem Temperaturanstieg zu, jedoch mit einer Geschwindigkeit, die niedriger ist als der Anstieg der Spannung Z&sub2; am Impedanzelement Z&sub2;. Wie aus Gleichung (11) ersichtlich, weist daher der Bezugsstrom IREF einen positiven Temperaturkoeffizienten auf, da der Bezugsstrom IREF bei einem Temperaturanstieg zunimmt.

Unter Bezugnahme auf Fig. 4 ist nun eine Graphik gezeigt, die die Wirkung von Temperatur auf den Vorspannungsstrom IBIAS, der von dem bekannten Vorspannungsstromgenerator 2 (Fig. 1) und von dem Vorspannungsstromgenerator 10 (Fig. 2) der vorliegenden Erfindung erzeugt wird, vergleicht. Wie aus Fig. 4 ersichtlich, weist der Vorspannungsstromgenerator 10 der vorliegenden Erfindung eine dramatischere Zunahme des Vorspannungsstroms IBIAS auf, wenn die Temperatur ansteigt, als der bekannte Vorspannungsstromgenerator 2. Diese dramatischere Zunahme des Vorspannungsstroms IBIAS ist ein direktes Ergebnis der Verwendung von drei Spannungsquellen mit einem negativen Temperaturkoeffizienten, um den Widerstand R&sub2; anzutreiben. Des Weiteren ist diese dramatischere Zunahme des Vorspannungsstroms IBIAS der Grund dafür, dass der Vorspannungsstromgenerator 10 der Wirkung, die eine erhöhte Temperatur auf die Elektronen- und Löcherbeweglichkeit hat, wirksamer entgegenwirkt als der bekannte Vorspannungsgenerator 2.

Unter Bezugnahme auf Fig. 5 ist nun ein schematischer Schaltplan einer zweiten Ausführungsform eines Vorspannungsstromgenerators 20 gezeigt, der mit den Merkmalen der vorliegenden Erfindung ausgestattet ist. Wie zuvor erwähnt, kann der Vorspannungsstromgenerator 10 (Fig. 2) unter Verwendung eines Nwell-CMOS-Verfahrens hergestellt sein. Der Vorspannungsstromgenerator 20 (Fig. 5) ist eine Pwell-CMOS-Darstellung des Vorspannungsstromgenerators 10 (Fig. 2). Insbesondere umfasst der Vorspannungsstromgenerator 20 die Transistoren MNA, MNB, MN&sub1;, MN&sub2;, MN&sub3; und MN&sub4;, die n-Kanal-Metalloxidhalbleiterfeldeffekttransistoren (NMOSFET) sind. Der Vorspannungsstromgenerator umfasst ebenfalls die Transistoren MPA und MPB, die p-Kanal-Metalloxidhalbleiterfeldeffekttransistoren (PMOSFET) sind, die Transistoren Q&sub1; und Q&sub2;, die parasitäre npn-Bipolarflächentransistoren (NPN BJT) sind, und die Widerstände R&sub1; und R2, die diffundierte Widerstände sind.

Der Transistor MNA ist auf den Transistor MNB abgestimmt (d. h. die Transistoren sind so hergestellt, dass sie ziemlich ähnliche Betriebseigenschaften aufweisen). Ebenso ist der Transistor MN&sub2; auf die Transistoren MN&sub3; und MN&sub4; abgestimmt, der Transistor MPA ist auf den Transistor MPB abgestimmt, und der Transistor Q&sub1; ist auf den Transistor Q&sub2; abgestimmt, außer dass der Emitterbereich AE2 des Transistors Q&sub2; kleiner ist als der Emitterbereich AE1 des Transistors Q&sub1;. Fachleuten sollte ersichtlich sein, dass die oben genannten Bauelemente nur aufeinander abgestimmt sind, um das Konstruktionsverfahren zu vereinfachen, und dass nicht aufeinander abgestimmte Bauelemente verwendet werden könnten. Fachleuten sollte ebenfalls ersichtlich sein, dass, wenn die Transistoren Q&sub1; und Q&sub2; keine aufeinander abgestimmten Bauelemente sind oder wenn der Strom I&sub1; nicht im Wesentlichen gleich dem Strom I&sub2; ist, der Emitterbereich AE2 nicht kleiner zu sein braucht als der Emitterbereich AE1. Des Weiteren sollte Fachleuten ersichtlich sein, dass die Verwendung von nicht aufeinander abgestimmten Bauelementen einen Vorspannungsgenerator 20 zum Ergebnis hat, der einen Vorspannungsstrom IOUT1 erzeugt, der die Temperatur nicht so gut verfolgt wie der Vorspannungsgenerator 20 es mit aufeinander abgestimmten Bauelementen tun würde.

Die Quellenelektrode und das Substrat des Transistors MNA und die Quellenelektrode und das Substrat des Transistors MNB sind mit der Bezugsspannung VSS verbunden, die geerdet ist. Die Gateelektrode des Transistors MNA ist mit der Gateelektrode des Transistors MNB verbunden, wodurch ein erster Stromspiegel gebildet wird. Ebenso sind die Quellenelektrode und das Substrat des Transistors MN&sub2;, die Quellenelektrode und das Substrat des Transistors MN&sub3; und die Quellenelektrode und das Substrat des Transistors MN&sub4; mit der Bezugsspannung VSS verbunden. Die Gateelektrode des Transistors MN&sub2; ist am Knoten N&sub3; mit der Gateelektrode des Transistors MN&sub3; und mit der Gateelektrode des Transistors MN&sub4; verbunden, wodurch ein zweiter Stromspiegel gebildet wird.

Der Drain des Transistors MNA ist mit der Gateelektrode des Transistors MNA und dem Drain des Transistors MPA verbunden. Der Drain des Transistors MNB ist mit dem Drain des Transistors MPB verbunden, und der Drain des Transistors MPB ist mit der Gateelektrode des Transistors MPB verbunden. Die Gateelektrode des Transistors MPB ist mit der Gateelektrode des Transistors MPA verbunden. Das Substrat des Transistors MPB und das Substrat des Transistors MPA sind mit der Bezugsspannung VSS verbunden. Der Widerstand R&sub1; ist zwischen der Quellenelektrode des Transistors MPA und dem Emitter des Transistors Q&sub1; angeschlossen. Der Emitter des Transistors Q&sub2; ist am Knoten N&sub1; mit der Quellenelektrode des Transistors MPB verbunden. Die Basis des Transistors Q&sub2; ist mit der Basis des Transistors Q&sub1; verbunden. Die Basis und der Kollektor des Transistors Q&sub1; und die Basis und der Kollektor des Transistors Q&sub2; sind mit der Bezugsspannung VDD verbunden.

Die Gateelektrode des Transistors MN&sub1; ist am Knoten N&sub1; mit der Quellenelektrode des Transistors MPB und mit dem Emitter des Transistors Q&sub2; verbunden. Der Drain des Transistors MN&sub1; ist mit der Bezugsspannung VDD verbunden, und das Substrat des Transistors MN&sub1; ist am Knoten N&sub2; mit der Quellenelektrode des Transistors MN&sub1; verbunden. Schließlich ist der Widerstand R&sub2; zwischen dem Knoten N&sub2; und dem Knoten N&sub3; angeschlossen.

Der Bezugsstrom IREF fließt durch den Widerstand R&sub2;. Der Vorspannungsstrom IOUT1, der in den Drain des Transistors MN&sub3; fließt, spiegelt den Bezugsstrom IREF, der in den Drain des Transistors MN&sub2; und durch den Widerstand R&sub2; fließt. Ebenso spiegelt der Vorspannungsstrom IOUT2, der in den Drain des Transistors MN&sub4; fließt, den Bezugsstrom IREF, der in den Drain des Transistors MN&sub2; und durch den Widerstand R&sub2; fließt.

Da der Vorspannungsstromgenerator 20 (Fig. 5) einfach eine Pwell-CMOS- Darstellung des Vorspannungsstromgenerators 10 (Fig. 2) ist, wird keine ausführliche Erörterung des Betriebs des Vorspannungsstromgenerators 20 gegeben. Wiederum unter Bezugnahme auf Fig. 3 entsprechen die Elemente des Vorspannungsstromgenerators 20 den Blöcken, die in Fig. 3 gezeigt sind, in folgender Weise: die Gateelektroden-Quellenelektroden-Spannung VGS(MN&sub2;) des Transistors MN&sub2; entspricht der Ausgangsspannung der Spannungsquelle VS1; die Gateelektroden-Quellenelektroden-Spannung VGS (MN&sub1;) des Transistors MN&sub1; entspricht der Ausgangsspannung der Spannungsquelle VS2; die Basis- Emitter-Spannung VBE(Q&sub2;) entspricht der Ausgangsspannung der Spannungsquelle VS3; der Widerstand R&sub2; entspricht dem Impedanzelement Z&sub2;; die Bezugsspannung VDD entspricht der Bezugsspannung VREF2, und die Bezugsspannung Vss entspricht der Bezugsspannung VREF1. Wie aus Fig. 3 ersichtlich, erzeugen daher die Spannungsquellen VS1, VS2 und VS3 zusammen mit den Bezugsspannungen VREF1 und VREF2 eine Spannung VR2 am Impedanzelement Z&sub2;, die durch Gleichung (10) oben dargestellt werden kann.

Die Bezugsspannungen VREF1 und VREF2 bleiben bei einer Temperaturänderung im Wesentlichen konstant. Jedoch nehmen die Ausgangsspannungen der Spannungsquellen VS1, VS2 und VS3 bei einem Temperaturanstieg ab. Wie aus Gleichung (10) ersichtlich, erhöht sich daher die Spannung VZ2 am Impedanzelement Z&sub2; bei einem Temperaturanstieg und verursacht, dass ein Bezugsstrom IREF durch das Impedanzelement Z&sub2; fließt. Der Bezugsstrom IREF, der durch das Impedanzelement Z&sub2; fließt, kann durch die Gleichung (11) oben bestimmt werden.

Des Weiteren nimmt die Impedanz des Impedanzelements Z&sub2; bei einem Temperaturanstieg zu, jedoch mit einer Geschwindigkeit, die niedriger ist als der Anstieg der Spannung VZ2 am Impedanzelement Z&sub2;. Wie aus Gleichung (11) ersichtlich, weist daher der Bezugsstrom IREF einen positiven Temperaturkoeffizienten auf, da der Bezugsstrom IREF bei einem Temperaturanstieg zunimmt.


Anspruch[de]

1. Vorspannungsstromgenerator (10), umfassend:

eine erste Schaltkreiskomponente (MP2), die so angeordnet ist, dass sich eine erste Spannung in einem Anschlussklemmenpaar derselben entwickelt, wobei die Spannung abnimmt, wenn die Betriebstemperatur der ersten Schaltkreiskomponente zunimmt, und gekennzeichnet durch:

eine zweite Schaltkreiskomponente (MP1), die so angeordnet ist, dass sich eine zweite Spannung in einem Anschlussklemmenpaar derselben entwickelt, wobei die Spannung abnimmt, wenn die Betriebstemperatur der zweiten Schaltkreiskomponente zunimmt, und

eine Impedanz (R2), die mit der ersten Schaltkreiskomponente (MP2) und der zweiten Komponente (MP1) verbunden ist und so angeordnet ist, dass sie eine Impedanzspannung aufweist und ein erster Strom durch sie hindurch fließt, und die darauf anspricht, dass ein Abnehmen der ersten Spannung ein entsprechendes Zunehmen der Impedanzspannung und des ersten Stromes verursacht und dass ein Abnehmen der zweiten Spannung ein entsprechendes Zunehmen der Impedanzspannung und des ersten Stromes verursacht, wobei der erste Strom gespiegelt wird, um einen Vorspannungsstrom bereitzustellen.

2. Stromgenerator (10) nach Anspruch 1, der einen Spiegelschaltkreis (MP3, MP4) zur Erzeugung eines zweiten Stromes umfasst, der den ersten Strom, der durch die Impedanz (R2) fließt, spiegelt.

3. Stromgenerator (10) nach Anspruch 1 oder 2, wobei die erste Schaltkreiskomponente (MP2), die zweite Schaltkreiskomponente (MP1) und die Impedanz (R2) zwischen einem ersten Bezugspotential (VDD) und einem zweiten Bezugspotential (VSS) angeordnet sind.

4. Stromgenerator nach Anspruch 1, 2 oder 3, wobei die Impedanz (R2) zwischen der ersten Schaltkreiskomponente (MP2) und der zweiten Schaltkreiskomponente (MP1) angeordnet ist.

5. Stromgenerator nach Anspruch 1, 2, 3 oder 4, wobei:

die erste Schaltkreiskomponente einen ersten Feldeffekttransistor (MP2) mit einer ersten Quellenelektrode und einer ersten Gateelektrode umfasst und die erste Quellenelektrode und die erste Gateelektrode das Anschlussklemmenpaar der ersten Schaltkreiskomponente umfassen.

6. Stromgenerator nach Anspruch 1, 2, 3, 4 oder 5, wobei:

die zweite Schaltkreiskomponente einen zweiten Feldeffekttransistor (MP1) mit einer zweiten Quellenelektrode und einer zweiten Gateelektrode umfasst, die das Anschlussklemmenpaar der zweiten Schaltkreiskomponente umfassen.

7. Stromgenerator nach Anspruch 2, wobei:

der Spiegelschaltkreis einen dritten Feldeffekttransistor (MP3) mit einer dritten Gateelektrode und einer dritten Quellenelektrode umfasst, der so angeordnet ist, dass er den zweiten Strom erzeugt, wobei die erste Gateelektrode mit der dritten Gateelektrode verbunden ist und die erste Quellenelektrode mit der dritten Quellenelektrode verbunden ist.

8. Stromgenerator nach Anspruch 7, wobei:

der Spiegelschaltkreis weiterhin einen vierten Feldeffekttransistor (MP4) mit einer vierten Gateelektrode und einer vierten Quellenelektrode umfasst, der so angeordnet ist, dass er einen dritten Strom erzeugt, wobei die erste Gateelektrode mit der vierten Gateelektrode verbunden ist und die erste Quellenelektrode mit der vierten Quellenelektrode verbunden ist.

9. Stromgenerator nach einem der vorangehenden Ansprüche, wobei die zweite Spannung mit einer Rate von 2,0 Millivolt pro Kelvin abnimmt.

10. Stromgenerator nach einem der vorangehenden Ansprüche, wobei die Impedanz einen Temperaturkoeffizienten von etwa 200 Teilen pro Million pro Kelvin (ppm/K) bis etwa 10.000 Teile pro Million pro Kelvin (ppm/K) aufweist.

11. Stromgenerator nach einem der vorangehenden Ansprüche, wobei die Impedanz einen diffundierten Widerstand umfasst.

12. Verfahren zur Erzeugung eines Vorspannungsstroms mit Hilfe einer Schaltkreisanordnung, die eine erste Schaltkreiskomponente, eine zweite Schaltkreiskomponente und eine Impedanz aufweist, die mit der ersten und der zweiten Komponente verbunden ist, wobei das Verfahren die Schritte umfasst:

Entwickeln einer ersten Spannung an einem Anschlussklemmenpaar der ersten Schaltkreiskomponente, wobei die Spannung abnimmt, wenn eine Betriebstemperatur der ersten Schaltkreiskomponente zunimmt, und Entwickeln einer zweiten Spannung an einem Anschlussklemmenpaar der zweiten Schaltkreiskomponente, wobei die Spannung abnimmt, wenn eine Betriebstemperatur der zweiten Schaltkreiskomponente zunimmt, wobei eine Spannung an der Impedanz zunimmt, wenn eine Betriebstemperatur der ersten Schaltkreiskomponente oder der zweiten Schaltkreiskomponente zunimmt, und

Spiegeln des Stroms in der Impedanz, so dass ein zweiter Strom erzeugt wird.

13. Verfahren nach Anspruch 12, wobei:

der Entwicklungsschritt weiterhin den Schritt der Entwicklung einer dritten Komponentenspannung an einem Anschlussklemmenpaar einer dritten Schaltkreiskomponente umfasst, die abnimmt, wenn eine Betriebstemperatur der dritten Schaltkreiskomponente zunimmt, und

wobei ein Abnehmen der dritten Komponentenspannung eine entsprechende Zunahme des ersten Stromes verursacht.

14. Verfahren nach Anspruch 13, wobei:

die erste Schaltkreiskomponente einen ersten Feldeffekttransistor umfasst, der eine erste Quellenelektrode und eine erste Gateelektrode aufweist,

in der ersten Quellenelektrode und in der ersten Gateelektrode die erste Spannung entwickelt wird,

die zweite Schaltkreiskomponente einen bipolaren Transistor umfasst, der einen Emitter und eine Basis aufweist,

in dem Emitter und in der Basis die zweite Spannung entwickelt wird,

die dritte Schaltkreiskomponente einen zweiten Feldeffekttransistor umfasst, der eine zweite Quellenelektrode und eine zweite Gateelektrode aufweist, und

in der zweiten Quellenelektrode und in der zweiten Gateelektrode die dritte Spannung entwickelt wird.







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