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Dokumentenidentifikation DE10128678A1 19.12.2002
Titel Schaltungsanordnung zum Erzielen sanfter Schaltvorgänge bei pulsweiten-modulierten, auf Brücken-Topologie basierenden Wandlern
Anmelder Mandl, Peter, 83224 Grassau, DE
Erfinder Mandl, Peter, 83224 Grassau, DE
DE-Anmeldedatum 13.06.2001
DE-Aktenzeichen 10128678
Offenlegungstag 19.12.2002
Veröffentlichungstag im Patentblatt 19.12.2002
IPC-Hauptklasse H02M 7/48
IPC-Nebenklasse H03K 17/08   H03K 17/567   
Zusammenfassung Sanfte Schaltvorgänge können bei einem herkömmlichen Wandler durch Hinzufügen zweier Dioden D1 und D2 erzielt werden.
Die Halbleiter T1 bis T4 werden mittels Phasenschiebung Pulsweiten-moduliert. Ub ist die Zwischenkreisspannung. Die Leitphase mit T1 und T4 wird beendet, indem T4 sperrt. Der Strom 11, dessen Quelle L1 ist, schließt sich über D1 und T1. Die Streuinduktivität des Transformators Tr1 ist Quelle für den Strom is der seinerseits C4 auf- und C3 entladet. Damit wird T4 bei quasi Null-Volt gesperrt und T3 bei Null-Volt leitend geschaltet. Als nächster wird T1 gesperrt. Der Strom i1 ladet C1 auf und C2 wird entladen. T1 sperrt bei quasi Null-Volt und T2 wird bei Null-Volt leitend geschaltet.
Besondere Merkmale der Schaltungsanordnung sind die Einfachheit, kein zusätzlicher Strom muss speziell für die Schaltvorgänge aufgebaut werden, weiter Einsatzbereich und weiter Last- und Netzspannungs-abhängiger Bereich innerhalb dessen sanft geschaltet wird.

Beschreibung[de]

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Erzielen sanfter Schaltvorgänge bei pulsweiten-moduliert (PWM) geregelten, und somit mit fester Schaltfrequenz betriebenen Wandlern, die zu Halb- oder Vollbrücken geschaltet sind.

Bei getakteten Wandlern war es noch bis vor einigen Jahrzehnten gang und gäbe die Halbleiter mit hohen Verlusten (hart) zu Schalten. Dies verursachte zusätzlich hohe elektromagnetische Störungen. Mit mehr oder weniger verlustreichen Entlastungsnetzwerken bemühte man sich den Stress von den Halbleitern abzuwenden.

Diese Topologien haben jedoch den Vorteil, dass die Schaltfrequenz konstant ist (erleichtert die Entstörung) und es wird nur soviel Strom als nötig und soviel Spannung als unumgänglich in der Schaltung aufgebaut.

Ein Umdenken auf diesem Gebiet kam mit den Resonanzwandlern. Diese verstanden einerseits die Streuparameter wie die Streuinduktivität in dem Transformator oder die Streukapazität der Schaltung oder einer Wicklung in die Funktion der Schaltung geschickt einzubauen, und anderseits führten sie das spannungslose Schalten (Zero-Voltage-Switch kurz ZVS) und das stromlose Schalten (Zero-Current-Switch kurz ZCS) ein. Geregelt werden diese Wandler indem man die Schaltfrequenz ändert.

Sie hatten jedoch, trotz höherem Wirkungsgrad gegenüber den "hart" geschalteten Vorgängern, den Nachteil einer, teils erheblich, höheren Strom- und/oder Spannungsbelastung der Halbleiter und, wegen der sich verändernden Schaltfrequenz, mussten die Netzentstörfilter aufwendiger gestaltet werden.

Letztendlich laufen seit den letzten Jahren die Bemühungen dahingehend, dass man versucht die ursprüngliche Topologien, deren Halbleiter "hart" geschaltet werden, zu verbessern.

Die Verbesserungen sind hauptsächlich rund um das Schalten der Halbleiter angebracht worden. In diesem Zusammenhang hat sich die Bezeichnung "Sanftes Schalten" (Soft-Switch) und für ein quasi spannungsloses Schalten der Begriff "Zero-Voltage-Transition" kurz ZVT und für ein quasi stromloses Schalten der Begriff "Zero-Current-Transition" kurz ZCT eingebürgert.

Y. J. Kim und M. Nakaoka beschreiben in ihren Vortrag mit dem Titel "Advanced Development of 50 KW Multi-Resonant Soft-Switching PWM DC-DC Converter with Resonant-Pole and Resonant AC Tank Topologies Using Internal Parasitic Circuit Components", nachzulesen in der Begleitdokumentation zur PCIM '93/Nürnberg, Herausgeber: ZM Communications GmbH/Nürnberg, einen Wandler für Hochspannung dessen geschaltete Leistungsstufe in Brücken-Schaltung ausgeführt ist (Fig. 1). Die Steuerung der Leistungsstufe erfolgt durch Phasenschiebung d. h. die Schalter 1 und 3 werden mit vollem Tastverhältnis, zeitlich lediglich durch eine Todzeit getrennt, aufeinander folgend geschaltet. Das gleiche gilt für die Schalter 2 und 4. Die Steuerpulse der Schalter 2 und 4 werden, mit dem Ziel die Ausgangsparameter der Schaltungsanordnung zu beeinflussen, in der Phase zu den Steuerpulsen der Schalter 1 und 3 verschoben. Eine Ergänzung der Brücke mit den Induktivitäten 5 und 6 sowie mit den Hilfsquellen 7, 8, 9 und 10 sorgen dafür, dass die Schalter 1 bis 4 spannungslos (ZVS) schalten. Der Transformator 16 ist mit der Streuinduktivität Lr und der Streukapazität Cp dargestellt (die magnetisierende Induktivität spielt eine untergeordnete Rolle und ist deshalb nicht dargestellt).

Angenommen Schalter 1 ist leitend. Der aus dem vorherigen Vorgang stammende Strom in der Induktivität 5 wird abgebaut und in der Richtung wie in Fig. 1 (i5) angegeben aufgebaut. Die Kapazität 11 ist auf Null entladen und an der Kapazität 12 liegt die volle Zwischenkreisspannung Ub an. Öffnet nun Schalter 1, so lädt der Strom i5 die Kapazität 11 auf und gleichzeitig wird die Kapazität 12 entladen. Da dieser Vorgang Zeit benötigt, kann der Schalter 1 quasi spannungslos seinen Strom abbauen. Der Strom der vom Knotenpunkt 13 nach 14 fließt kommutiert vom Schalter 1 auf die Kapazitäten 11 und 12 und bewirkt dadurch ebenfalls das Aufladen der Kapazität 11 bzw das Entladen der Kapazität 12. Da dieser Strom aber bei kleinen Werten unter Umständen nicht ausreicht um die Kapazität 11 auf Ub zu Laden und die Kapazität 12 völlig zu Entladen, wird mit dem Strom i5 dieser Vorgang durchgezogen. Die Induktivität 5, Quelle für diesen Strom, muss auch ohne Zuhilfenahme eines anderen Stroms im Stande sein die genannten Kapazitäten umzuladen. Zum Zeitpunkt da die Kapazität 12 Null-Volt erreicht, wird Schalter 3 geschlossen. Ein Umpolen der Kapazität 12 auf mehr als eine Flussspannung einer Diode, wird durch die Diode 15 verhindert. Auf die geschilderte Art und Weise arbeiten alle Schalter der Brücke.

Der Vorteil alle Schalter sanft zu Schalten wird in dieser Schaltungsanordnung durch einen beträchtlichen Materialaufwand erkauft.

Andere Schaltungsanordnungen die zum Ziel sanfter Schaltvorgänge in Wandlern mit Brücken-Topologie erdacht wurden, sind in der Begleitdokumentation zum Kurs "Resonant and Soft-Switching Converters" von F. C. Lee und M. M. Jovanovic, erschienen im Verlag des "Verginia Power Electronics Center" 1995 geschildert.

Die auf Seite 6.75 angeführte, und in Fig. 2 wiedergegebene Schaltungsanordnung, wird in den Brückenzweigen mit um 180° phasenverschobenen Pulsen angesteuert, wobei die Halbleiter 18 und 19 für die Zeit tp1 = D.T/2 und die Halbleiter 20 und 21 für die Zeit tp2 = (1-D).T/2-(th + tt) leiten, wobei T die Schaltperiode, D das Tastverhältnis bezogen auf die halbe Schaltperiode, th die Leitzeit der Hilfshalbleiter 22 und 23 und tt die Todzeit bedeuten. Die Halbleiter 20 und 21 schalten jeweils den Laststrom der zwischen den Knoten 24 und 25 fließt ab.

Angenommen die Halbleiter 18 und 21 leiten. Der Halbleiter 21 wird als nächster gesperrt. Der vom Knoten 24 zum Knoten 25 fließende Strom kommutiert auf die Kapazitäten 26 und 27 wobei die Kapazität 26 auf- und die Kapazität 27 entladen wird. Bei dieser Umladeaktion ist die Speicherdrossel 28 aktiv beteiligt. Der Halbleiter 19 wird anschließend, bei Spannung null an der Kapazität 27, leitend geschaltet. Die Primärwicklung des Transformators 29 ist nun kurzgeschlossen. Der Strom in der Speicherdrossel 28 nimmt ab und beim sperren des Halbleiters 18 trennt er sich von der Verkoppelung mit der Primärwicklung, so dass im Primärkreis nur mehr eine geringe Energie, die in der Streuinduktivität des Transformators 29 (nicht dargestellt) gespeicherte, zum Umladen der Kapazitäten 30 und 31 zur Verfügung steht. Um das Umladen sicher durchzuführen wird der Hilfshalbleiter 22, zeitgleich zum Sperrzeitpunkt des Halbleiters 18, für die Zeit th leitend geschaltet. Dadurch kommt in der Induktivität 32 der Strom i32 zustande und dieser ladet die Kapazität 30 auf und die Kapazität 31 wird entladen. Auf diese Weise wurden die Halbleiter 18 und 21 mit ZVT gesperrt und die Halbleiter 19 und 20 spannungslos eingeschaltet.

Weitere Schaltungsanordnungen in Brückentopologie die in der oben angeführten Dokumentation beschrieben werden, bedienen sich, beim Abschalten des Laststroms der zwischen den Knoten 24 und 25 fließt, zum Umladen der Kapazitäten die parallel zu den Halbleitern liegen der Energie in der Speicherdrossel 28. Die diversen Schaltungsanordnungen unterscheiden sich nur durch die unterstützenden Maßnahmen die zum Umladen der Kapazitäten getroffen werden nachdem der Kurzschluss der Primärseite des Transformators 29, durch sperren eines Halbleiters, aufgehoben wird.

All diese Schaltungsanordnungen sind, wegen der am Ausgang der Schaltungsanordnung benötigten Speicherdrossel, für Wandler mit hoher Ausgangsspannung nicht geeignet. In den meisten Fällen besitzen diese Wandler am Ausgang ein R-C-Filter. Sollte am Ausgang eine Speicherdrossel doch mal zur Anwendung kommen so ist es fraglich ob der Strom dieser Drossel, z. B. wenn eine Hochspannungskaskade davor geschaltet ist, noch sinnvoll über die Sekundärwicklung des Hochspannungstransformators in die Primärwicklung induziert werden kann um ein ZVT beim abschaltenden Halbleiter zu unterstützen.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, auf ökonomisch vertretbare Weise bei pulsweiten-modulierten Wandlern die auf Brückentopologie basieren und in deren Aufbau sich jeweils zu einem elektronischen Leistungsschalter eine parallel zu diesem angeschlossene Kapazität und eine antiparallel geschaltete Diode befindet, und im gemeinsamen Teil der Kreise die sich beim Schalten bilden, mindestens eine einzelne diskrete Induktivität oder eine aus mehreren diskreten Induktivitäten zu einer diskreten Ersatzinduktivität zusammengeschalteten ersten diskreten Induktivität, das leitend schalten der elektronischen Leistungsschalter mit ZVS und das und das Sperren mit ZVT zu gestalten und den Kreis möglicher Anwendungen zu erweitern.

Erfindungsgemäß wird bei einem Wandler der genannten Art, die Aufgabe dadurch gelöst, dass die Verbindungsleitung die den ersten Anschluss einer ersten Diode mit dem ersten Anschluss einer zweiten Diode verbindet, mit dem ersten Wicklungsanschluss der ersten diskreten Induktivität verbunden ist, und der zweite Anschluss der ersten Diode so in die Schaltungsanordnung angeschlossen ist, dass die erste Diode mit dem ersten elektronischen Leistungsschalter und der ersten diskreten Induktivität in einem ersten Stromkreis liegen, und der zweite Anschluss der zweiten Diode so in die Schaltungsanordnung angeschlossen ist, dass die zweite Diode mit dem zweiten elektronischen Leistungsschalter und der ersten diskreten Induktivität in einem zweiten Stromkreis liegen.

Die Erfindung erzielt mit nur 2 zusätzlichen Dioden den Vorteil einer breiten Anwendung, da für die Art der Auskopplung der Energie aus der Brücke keine Vorschriften bestehen. Weitere Vorteile der Erfindung bestehen darin, dass alle vier elektronischen Leistungsschalter mit ZVT beim Aus- und mit ZVS beim Einschalten geschaltet werden und dafür kein zusätzlicher Strom aufgebracht werden muss. Der Last und Zwischenkreisspannung abhängige Bereich für dieses Schaltverhalten ist größtmöglich, da nahezu die gesamte gespeicherte Energie in den Wickelelementen des geschalteten Kreises zum Umladen der zu den elektronischen Leistungsschaltern parallel geschalteten Kapazitäten zur Verfügung steht. Von Vorteil ist auch, dass herkömmliche Puls-Weiten-Modulationsverfahren angewandt, und damit bestehende ICs benutzt werden können.

Eine weitere Verbesserung des Schaltverhaltens, insbesondere wenn die elektronischen Leistungsschalter IGBTs sind, wird dadurch erreicht, dass parallel zur ersten diskreten Induktivität ein erster Kreis der aus einer dritten Diode und einem, in Reihe zu dieser, ersten elektronischen Hilfsschalter besteht und ein zweiter Kreis der aus einer vierten Diode und einem, in Reihe zu dieser, zweiten elektronischen Hilfsschalter gebildet ist und dessen, durch die Halbleiter bestimmte, Stromrichtung der Stromrichtung des ersten Kreises entgegengesetzt ist, geschaltet ist wobei zu Beginn einer Leitphase jener erste oder zweite elektronische Hilfsschalter leitend geschaltet wird, dessen Kreis die erste diskrete Induktivität in der gerade herrschenden Leitphase nicht kurzschließt und gesperrt wird der gerade leitende erste oder zweite elektronische Hilfsschalter zu Beginn der nächsten Leitphase.

Des weiteren kann eine Verbesserung des Schaltverhaltens insbesondere wenn die elektronischen Leistungsschalter IGBTs sind dadurch erreicht werden, dass parallel zur ersten diskreten Induktivität die Wechsel-Eingänge eines ersten Brückengleichrichters angeschlossen sind, und dessen Gleichspannungs-Ausgänge an einen dritten elektronischen Hilfsschalter derart angeschlossen sind, so dass beim leitend schalten des dritten elektronischen Hilfsschalters der Strom vom positiven zum negativen Anschluss des ersten Brückengleichrichters fließt wobei der dritte elektronische Hilfsschalter nach Beenden der Leitphase, leitend geschaltet und zu Beginn der nächsten Leitphase gesperrt wird.

Zwei Ausführungsbeispiele der Erfindung werden anhand der beigefügten Zeichnungen erläutert.

Fig. 4 zeigt eine Ausführung der Erfindung mit einem Vollbrücken-Wandler

Fig. 5 zeigt die Steuerpulse für den Wandler nach Fig. 5

Fig. 6 zeigt eine Ausführung der Erfindung mit einem Halbbrücken-Wandler

Fig. 7 zeigt die Steuerpulse für den Wandler nach Fig. 6

Der in Fig. 4 angeführte Wandler benutzt zur Auskopplung der Energie aus der Brücke einen Transformator 101. Sein Ersatzbild zeigt die Streuinduktivität 102, die, in die Primärwicklung reflektierte, Wickelkapazität 103 und einen idealen Transformator 104.

In den angeführten Beispielen sind die elektronischen Leistungsschalter Halbleiter.

Im gemeinsamen Teil der Kreise die sich beim Schalten bilden, d. h. der Kreisabschnitt zwischen den Knoten 105 und 106 befindet sich die diskrete Induktivität 107 und an diese angeschlossen die Dioden 108 und 109.

Die Brücke wird mit Phasenschiebung angesteuert (Fig. 5), d. h. die Halbleiter 110 und 111 vom ersten Brückenzweig werden mit einem geringen zeitlichen Abstand, der Todzeit tt, nacheinander, mit vollem Tastverhältnis (bezogen auf die halbe Schaltperiode Ts), geschaltet. Das Gleiche geschieht mit den Halbleitern 112und 113 vom zweiten Brückenzweig.

Die Regelung der Ausgangsparameter oder die Ausregelung von Störgrößen geschieht nun über die Verschiebung des Phasenwinkels (phi) zwischen den Pulspaketen des ersten und zweiten Brückenzweiges.

Mit steigendem Winkel phi, wird die Zeit in der die Halbleiter 110 und 113 bzw. 111 und 112 gemeinsam leiten länger was einem größeren Tastverhältnis gleichkommt.

Angenommen die Halbleiter (Fig. 4) 110 und 113 leiten gerade (t0 bis t1 / Fig. 5). Als nächster wird der Halbleiter 113 gesperrt (t1 / Fig. 5). Am Ende der Leitphase hat die diskrete Induktivität 107 eine gewisse Energie gespeichert. Der in der diskreten Induktivität 107 fließende Strom zum Zeitpunkt t1114, wird auf die Diode 109 kommutieren und über den noch leitenden Halbleiter 110 zur diskreten Induktivität 107 zurück fließen.

In einem zweiten Kreis wird ein Strom, dessen Wert bei t1 gleich dem Strom 114 ist, und dessen treibende Quelle die Streuinduktivität 102 ist, vom Halbleiter 113 zu den Kapazitäten 116 und 117 kommutieren. Die Kapazität 116 lädt sich dabei auf und die Kapazität 117 wird entladen. Bei genügender Energie in der Streuinduktivität 102 (diese muss für das untere Ende des gewünschten Bereichs für ZVT entsprechend dimensioniert sein) erreicht die Spannung an der Kapazität 117 Null-Volt. Der Halbleiter 112 wird leitend geschaltet (t2/Fig. 5).

Ein weiterer Vorteil dieser Schaltungsanordnung besteht darin, dass die Energie der Streuinduktivität sofort zum Umladen der Kapazitäten 116 und 117 benutzt wird. Verstreicht nämlich Zeit, so baut sich die in der Streuinduktivität 102 gespeicherte Energie über den Transformator 104 an die Last 118 ab, abgesehen davon, dass mit der Streukapazität 103 und den Kapazitäten 116 und 117 ein Schwingprozess einsetzt und somit, wegen der Phasenlage des Stroms, nur gewisse Zeiten für das Umladen in Frage kämen.

Im Zeitpunkt t3 (Fig. 5) wird der Halbleiter 110 gesperrt. Der Strom 114 kommutiert auf die Kapazitäten 119 und 120 wobei erstere aufgeladen und die zweite entladen wird. Im Zeitpunkt t4 (Fig. 5) kann nun der Halbleiter 111 bei Null-Volt leitend geschaltet werden.

Für die Halbleiter 111 und 112 läuft im folgenden der Gleiche, wie für die Halbleiter 110 und 113 geschilderte, Prozess ab. Die zu den Halbleitern antiparallelen Dioden stoppen das Umladen der zu ihnen parallel geschalteten Kapazitäten bei Erreichen der Dioden-Flussspannung.

Die zum Halbleiter antiparallelen Dioden und parallel geschalteten Kapazitäten können auch, in manchen Applikationen, die dem Halbleiter innewohnenden parasitären Elemente sein.

Anhand der Fig. 6 und 7 soll nun die Funktion eines Wandlers in Halbbrücken-Topologie beschrieben werden.

Die Auskopplung der Energie aus der Brücke erfolgt über den Transformator 201 der als idealer Transformator 202, der Streuinduktivität 203 und der, in die Primärseite reflektierten, Streukapazität 204 dargestellt ist.

Parallel zur diskreten Induktivität 205 wurden zwei zueinander antiparallele, schaltbare Kreise angeschlossen.

Angenommen die Halbleiter 206 und 207 leiten. Die Diode 208 verhindert ein Kurzschließen der diskreten Induktivität 205 und daher kann sich in dieser Energie sammeln.

Der Halbleiter 206 wird gesperrt und dies hat zur Folge, dass sich sofort, von der diskreten Induktivität 205 ausgehend, der in dieser Induktivität fließende Strom über die Diode 208 und dem Halbleiter 207 schließt. Der Knoten 209 wird, angetrieben durch die Energie in der Streuinduktivität 203 und in der Kapazität 204 gedämpfte Schwingungen um das Potential des Knoten 210 ausführen. Bei kleinem Tastverhältnis wird der Knoten 209 das Potential des Knotens 210 erreichen. Dies ist vorteilhaft, weil dadurch die Kapazitäten 211 und 212 bereits zur Hälfte auf- bzw. entladen sind, und damit die benötigte Energie in der diskreten Induktivität 205 geringer sein kann als wenn sie den gesamten Spannungshub leisten müsste. Tatsächlich nimmt die Energie in der diskreten Induktivität 205 mit fallenden Tastverhältnis ab und der geschilderte Sachverhalt kommt gelegen.

Nun wird der Halbleiter 207 gesperrt und der Strom in der diskreten Induktivität 205 kommutiert auf die Diode 213 um anschließend die Kapazitäten 211 und 212 vollends umzuladen. Im Kreis über den Transformator 201 kommt allmählich auch Strom auf. Einen schnellen Stromanstieg verhindert die Streuinduktivität 203.

Der Halbleiter 214 wird, unter Null-Volt, leitend geschaltet. Gleichzeitig wird der Halbleiter 215 ebenfalls leitend geschaltet und das für die Halbleiter 206 und 207 geschilderte Spiel wiederholt sich, diesmal für die Halbleiter 214 und 215.

Ein weiterer Vorteil dieser Schaltungsanordnung besteht darin, dass die Spannung am Knoten 9, nach sperren eines der beiden Halbleiter 206 oder 214, nicht sofort einen Sprung um Ub macht, sondern bloß um Ub/2. Da dadurch die zu erwartende Schaltverlustleistung bei einem Halbleiter desen Sperrvorgang eine gewisse Verzögerung aufweist gering ist, können die Halbleiter 206 und 214 IGBTs sein.

Die diskrete Induktivität, sei abschließend erwähnt, stellt in vielen Fällen ein Bauteil dar, das zur Stammtopologie gehört und nicht erst speziell für das Null-Volt Schalten eingeführt werden muss.


Anspruch[de]
  1. 1. Schaltungsanordnung zum Erzielen sanfter Schaltvorgänge bei pulsweiten-modulierten, auf Brücken-Topologie basierenden Wandlern, in deren Aufbau sich jeweils zu einem elektronischen Leistungsschalter eine parallel zu diesem angeschlossene Kapazität und eine antiparallel geschaltete Diode befindet und im gemeinsamen Teil der sich beim Schalten der elektronische Leistungsschalter bildenden Kreise, mindestens eine einzelne diskrete Induktivität oder eine aus mehreren diskreten Induktivitäten zu einer diskreten Ersatzinduktivität zusammengeschalteten ersten diskreten Induktivität vorhanden ist, dadurch gekennzeichnet, dass die Verbindungsleitung die den ersten Anschluss einer ersten Diode mit dem ersten Anschluss einer zweiten Diode verbindet, mit dem ersten Wicklungsanschluss der ersten diskreten Induktivität verbunden ist, und der zweite Anschluss der ersten Diode so in die Schaltungsanordnung angeschlossen ist, dass die erste Diode mit dem ersten elektronischen Leistungsschalter und der ersten diskreten Induktivität in einem ersten Stromkreis liegen, und der zweite Anschluss der zweiten Diode so in die Schaltungsanordnung angeschlossen ist, dass die zweite Diode mit dem zweiten elektronischen Leistungsschalter und der ersten diskreten Induktivität in einem zweiten Stromkreis liegen.
  2. 2. Schaltungsanordnung zum Erzielen sanfter Schaltvorgänge nach Anspruch 1 dadurch gekennzeichnet, dass parallel zur ersten diskreten Induktivität ein dritter Stromkreis, der aus einer dritten Diode und einem, in Reihe zu dieser, ersten elektronischen Hilfsschalter besteht und ein vierten Stromkreis, der aus einer vierten Diode und einem, in Reihe zu dieser, zweiten elektronischen Hilfsschalter gebildet ist und dessen, durch die Halbleiter bestimmte, Stromrichtung der Stromrichtung des dritten Stromkreises entgegengesetzt ist, geschaltet ist wobei zu Beginn einer Leitphase jener erste oder zweite elektronische Hilfsschalter leitend geschaltet wird, dessen Stromkreis die erste diskrete Induktivität in der gerade herrschenden Leitphase nicht kurzschließt und gesperrt wird der gerade leitende erste oder zweite elektronische Hilfsschalter zu Beginn der nächsten Leitphase.
  3. 3. Schaltungsanordnung zum Erzielen sanfter Schaltvorgänge nach Anspruch 1 dadurch gekennzeichnet, dass parallel zur ersten diskreten Induktivität die Wechsel-Eingänge eines ersten Brückengleichrichters angeschlossen sind, und dessen Gleichspannungs- Ausgänge an einen dritten elektronischen Hilfsschalter derart angeschlossen sind, so dass beim leitend schalten des dritten elektronischen Hilfsschalters der Strom vom positiven zum negativen Anschluss des ersten Brückengleichrichters fließt wobei der dritte elektronische Hilfsschalter nach Beenden der Leitphase, leitend geschaltet und zu Beginn der nächsten Leitphase gesperrt wird.






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