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Dokumentenidentifikation DE10209164A1 02.10.2003
Titel H-Brückenschaltung
Anmelder Gude, Michael, Dr., 50169 Kerpen, DE
Erfinder Gude, Michael, Dr., 50169 Kerpen, DE
DE-Anmeldedatum 01.03.2002
DE-Aktenzeichen 10209164
Offenlegungstag 02.10.2003
Veröffentlichungstag im Patentblatt 02.10.2003
IPC-Hauptklasse H02M 1/08
IPC-Nebenklasse H02M 3/07   
Zusammenfassung Der vorliegenden Erfindung liegt nun die Aufgabe zu Grunde, ohne eine zusätzliche Betriebsspannung, eine H-Brücke optimal anzusteuern. D. h. sowohl die Verlustleistung in den Schalttransistoren zu minimieren als auch die Schaltgeschwindigkeit möglichst weit zu erhöhen. Diese Aufgabe wird dadurch gelöst, dass durch wechselseitige Aufladung von Kondensatoren in der Ansteuerschaltung eine Ansteuerspannung erzeugt wird, die über der Betriebsspannung der H-Brücke liegt.
In Fig. 3 ist als Ausführungsbeispiel eine erfindungsgemäße H-Brückenschaltung dargestellt. Zur Vereinfachung wird die Ansteuerung der Schaltung durch zwei Umschalter SU1 und SU2 symbolisiert, die eine Spannung in Höhe der Versorgungsspannung erzeugen können. In einer realen Applikation werden die beiden Schalter durch den treibenden Ausgang einer Digitalschaltung realisiert. Durch die wechselseitige Aufladung der Kondensatoren wird eine Ansteuerspannung erreicht, die über der Versorgungsspannung der H-Brücke liegt und damit die Restspannung über den angesteuerten Transistoren minimiert.

Beschreibung[de]

H-Brückenschaltungen sind seit der Röhrentechnik bekannt als solche Schaltungen, die an einer Last [L] eine Spannung erzeugen können deren Richtung umgekehrt werden kann. Fig. 1 zeigt eine allgemeine Darstellung einer H-Brücke mit 4 Schaltern. Dabei ist zu beachten, dass nie zwei Schalter eines Zweiges eingeschaltet sein dürfen (z. B S1h und S1l), da dann beliebig hohe Ströme fließen können, die in der Regel zu einer Zerstörung von Teilen der H-Brücke führen.

Die an der Last anliegende Spannung kann einerseits durch Schließen der Schalter S1h und S2l oder mit umgekehrter Polarität durch Schließen von S1l und S2h eingeschaltet werden.

Zu beachten ist ferner, dass es mehrere stromlose Zustände für die Last gibt. So ist die Last natürlich stromlos, wenn alle Schalter offen sind. Die Last ist in diesem Fall von der Betriebsspannung isoliert. Ebenfalls stromlos ist die Last, wenn nur die Schalter S1h und S2h oder nur die Schalter S1l und S2l eingeschaltet sind. In diesen Fällen ist die Last kurzgeschlossen und liegt im Fall S1h und S2h mit beiden Anschlüssen an der positiven Versorgungsspannung. Im Fall S1l und S2l geschlossen, liegt die Last an der negativen Versorgungsspannung.

Ersetzt man die idealen Schalter in Fig. 1 durch elektronische Schalter entsprechend Fig. 2 (Fig. 2a mit Bipolar-Transitoren, Fig. 2b mit MOS-Transistoren), so ist es Vorteilhaft npn- oder n-Kanal-MOS-Fets zu benutzen, da diese bei gleicher Stromfähigkeit eine kleinere Siliziumfläche benötigen als entsprechende pnp oder p- Kanal-MOS-Fets.

Können die Transistoren S2l und S2l noch durch Ansteuerspannungen, die letztlich durch Spannungsteiler aus der Betriebsspannung gewonnen werden, so angesteuert werden, dass nur noch eine geringfügige Restspannung als Spannungsabfall über den Transistoren verbleibt, so ist das bei den Transistoren S1h und S2h nicht möglich. Hier wird regelmäßig eine höhere Spannung als die Betriebsspannung benötigt, um geringe Spannungsabfälle zu gewährleisten. Nach dem Stand der Technik wird eine Ansteuerschaltung verwendet, die in der Lage ist höhere Spannungen zu erzeugen als die Betriebsspannung der H-Brücke selbst. Dieses muss durch eine zusätzliche Versorgungsspannung der Ansteuerschaltung oder einen Spannungswandler erreicht werden.

Der vorliegenden Erfindung liegt nun die Aufgabe zu Grunde ohne eine zusätzliche Betriebsspannung eine H-Brücke optimal anzusteuern.

Diese Aufgabe wird erfindungsmäßig dadurch gelöst, dass durch wechselseitige Aufladung von Kondensatoren in der Ansteuerschaltung eine Ansteuerspannung erzeugt wird, die über der Betriebsspannung der H-Brücke liegt.

In Fig. 3 ist als Ausführungsbeispiel eine erfindungsgemäße H-Brückenschaltung dargestellt. Zur Vereinfachung wird die Ansteuerung der Schaltung durch zwei Umschalter SU1 und SU2 symbolisiert, die eine Spannung in Höhe der Versorgungsspannung erzeugen können. In einer realen Applikation werden die beiden Schalter durch den treibenden Ausgang einer Digitalschaltung realisiert.

Sowohl in der Schalterstellung SU1 = a und SU2 = a (1) als auch SU1 = c und SU2 = c (2) als auch in der Schalterstellung SU1 = b und SU2 = b (3) (entspricht einer tristate- Ansteuerung) ist die Last spannungslos, da an beiden Enden der Last das gleiche Potential herrscht.

Für die in der Ansteuerschaltung befindlichen Kondensatoren ergibt sich jedoch eine andere Situation. Im Fall der Schalterstellung (3) werden die Kondensatoren auf folgende Spannung aufgeladen: Formel 1



mit Uc als Kondensatorspannung und Ub als Betriebsspannung.

In den Schalterstellungen (1) und (2)) werden 2 Kondensatoren auf folgende Spannung aufgeladen: Formel 2



mit Uc als Kondensatorspannung und Ub als Betriebsspannung.

Die beiden anderen Kondensatoren werden dabei auf Uc = 0 entladen.

Die H-Brückenschaltung ist nun so zu dimensionieren und anzusteuern, dass die Kondensatorspannung weitgehend konstant bleibt und immer unterhalb der Schwellspannung der Transistoren verbleibt, da sonst ein hoher Dauerstrom durch beide Transistoren an der Last vorbei fließt.

Hierbei ergeben sich zwei Ansteuerarten. Entweder wird im Ruhezustand, also Last stromlos die Schalterstellung (3) eingenommen. In dieser werden alle Kondensatoren entsprechend Formel 1 geladen.

Andererseits ist es möglich, dass im Ruhezustand zwischen den Schalterstellungen (1) und (2) gewechselt wird, damit beide Kondensatorpaare gleichmäßig geladen werden. Fig. 4 zeigt diesen möglichen Signalverlauf.

Hierdurch wird entsprechend Anspruch 2. erreicht, dass durch wechselseitige Einnahme des spannungslosen Zustands der Last bei positiver und negativer Betriebsspannung ein sichereres Aufladen der Kondensatoren gewährleistet wird.

Durch die Kondensatoren wird nun erreicht, dass die Ansteuerspannung für einen durchgeschalteten Transistor regelmäßig höher als die positive Betriebsspanung und kleiner als die negative Betriebsspannung ist. Dadurch wird der Spannungsabfall über den Transistoren verringert und damit der Wirkungsgrad der Schaltung erhöht.

Entsprechend Anspruch 3. zeigt Fig. 3 bereits eine Ansteuerung die durch Verwendung von Emitterfolger-Schaltungen bei Verwendung von Bipolar- Transistoren oder Sourcefolger-Schaltungen bei Verwendung von MOS-Transistoren sehr kurze Schaltzeiten erreicht.

Durch die erfindungsgemäße Schaltung ist es möglich Emitterfolger oder Sourcefolger zu verwenden, die als besonders schnell schaltend bekannt sind. Die Nachteile dieser Schaltung, nämlich der erhöhte Spannungsabfall wird durch die erfindungsgemäße Schaltung weitgehend ausgeglichen.

In Fig. 5 ist ein weiteres Ausführungsbeispiel dargestellt, welches dadurch gekennzeichnet ist, dass durch den Einsatz von Dioden der Arbeitspunkt der Schaltung stabilisiert wird.

Die anstatt der Widerstände Rb eingefügten Dioden sorgen dafür, dass weitgehend unabhängig von der Versorgungsspannung eine Kondensatorspannung erreicht wird, die der Schwellspannung eines Bipolar-Transistors entspricht. Im Falle von MOS- Transistoren mit höherer Schwellspannung sind hier mehrere hintereinander geschaltete Dioden oder Z-Dioden vorzusehen. Je nach den Kennwerten der verwendeten Transistoren und Dioden kann zur Reduzierung eines eventuell auftretenden Stroms durch beide Transistoren je ein Widerstand in die Emitterleitungen eingefügt werden [Rc].

Die erfindungsgemäße Schaltung eignet sich insbesondere als Leistungstreiber in der Telekommunikation. Dafür wird diese entsprechend dem Anspruch 5. dadurch gekennzeichnet, dass diese mit Bipolar-Transistoren ausgerüstet als Leitungstreiber für eine E1-Schnittstelle dient und die Leitungsreflexionen auf ein Minimum begrenzt werden.

Fig. 6 zeigt das Ausführungsbeispiel für eine E1-Schnittstelle. Durch die Widerstände Rc wird die Schaltung so an die Leitung über den Transformator angepasst, dass die Schaltung einen Innenwiderstand in der Größe des Wellenwiderstand der Leitung hat. Für E1 werden üblicher Weise Leitungen mit einem Wellenwiderstand von 120 Ohm benutzt. Bei einem Trafo mit einem Wicklungsverhältnis von 1 : 2,4 ergibt sich ein Widerstand von 20,83 Ohm. Dieser setzt sich aus dem Trafowiderstand, den Widerständen Rd und dem Innenwiderstand der Bipolar-Transistoren zusammen.

Da unter ungünstigsten Bedingungen nur eine Betriebsspannung von 3,0 Volt vorhanden ist, die Ansteuerung des Trafos aber mit 2,5 Volt erfolgen muss, ferner Signal-Anstiegszeiten von wenigen Nanosekunden eingehalten werden müssen, ist die Einhaltung dieser Daten am billigsten mit der erfindungsgemäßen Schaltung zu realisieren. Am billigsten bedeutet auch, dass die zu verwendende Siliziumfläche minimal wird.


Anspruch[de]
  1. 1. H-Brückenschaltung, dadurch gekennzeichnet, dass durch wechselseitige Aufladung von Kondensatoren in der Ansteuerschaltung eine Ansteuerspannung erzeugt wird, die über der Betriebsspannung der H-Brücke liegt.
  2. 2. H-Brückenschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass durch wechselseitige Einnahme des spannungslosen Zustands der Last bei positiver und negativer Betriebsspannung ein sichereres Aufladen der Kondensatoren gewährleistet wird.
  3. 3. H-Brückenschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass durch Verwendung von Emitterfolger-Schaltungen bei Verwendung von Bipolar- Transistoren oder Sourcefolger-Schaltungen bei Verwendung von MOS-Transistoren sehr kurze Schaltzeiten erreicht.
  4. 4. H-Brückenschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass durch den Einsatz von Dioden der Arbeitspunkt der Schaltung stabilisiert wird.
  5. 5. H-Brückenschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass diese mit Bipolar-Transistoren ausgerüstet als Leitungstreiber für eine E1- Schnittstelle dient und die Leitungsreflexionen auf ein Minimum begrenzt werden.






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