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Halbleiterspeichervorrichtung mit stabil erzeugter interner Spannung - Dokument DE10322733A1
 
PatentDe  


Dokumentenidentifikation DE10322733A1 04.03.2004
Titel Halbleiterspeichervorrichtung mit stabil erzeugter interner Spannung
Anmelder Mitsubishi Denki K.K., Tokio/Tokyo, JP
Erfinder Yamauchi, Tadaaki, Tokio/Tokyo, JP;
Matsumoto, Junko, Tokio/Tokyo, JP;
Okamoto, Takeo, Tokio/Tokyo, JP;
Suwa, Makoto, Tokio/Tokyo, JP;
Ichiguchi, Tetsuichiro, Tokio/Tokyo, JP;
Yonetani, Hideki, Tokio/Tokyo, JP;
Nagasawa, Tsutomu, Tokio/Tokyo, JP;
Tian, Zengcheng, Itami, Hyogo, JP
Vertreter Prüfer und Kollegen, 81545 München
DE-Anmeldedatum 20.05.2003
DE-Aktenzeichen 10322733
Offenlegungstag 04.03.2004
Veröffentlichungstag im Patentblatt 04.03.2004
IPC-Hauptklasse G11C 5/14
Zusammenfassung Eine Art der Erzeugung von internen Spannungen wie z. B. einer hohen Spannung, einer mittleren Spannung und einer internen Versorgungsspannung wird entsprechend einem Versorgungspegeleinstellsignal (ZCMPE) geschaltet. Wenn der Spannungspegel einer externen Versorgungsspannung (EXVDD) klein ist, werden ein Stromtreibertransistor 24, der einen Ausgang einer Vergleichsschaltung 23 empfängt, und ein Hilfstransistor 31 zwangsweise in einen leitenden Zustand versetzt, und die externe Versorgungsspannung wird zu einer internen Versorgungsleitung (10p) übertragen. Dabei wird der Vergleichsbetrieb der Vergleichsschaltung beendet. Wenn der Pegel der externen Versorgungsspannungen hoch ist, wird die Vergleichsschaltung aktiviert und die externe Versorgungsspannung zum Erzeugen einer Peripherieversorgungsspannung auf der internen Versorgungsleitung abwärts gewandelt.

Beschreibung[de]

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Halbleitervorrichtung mit einer internen Spannungserzeugeschaltung zum Erzeugen einer internen Spannung und insbesondere auf eine Internspannungserzeugeschaltung, die in der Lage ist, auch bei Angabe einer Mehrzahl von externen Versorgungsspannungen und einer Mehrzahl von Schnittstellen eine interne Spannung stabil entsprechend einer externen Versorgungsspannung zu erzeugen.

36 ist eine schematische Darstellung des Aufbaus eines Feldabschnitts eines bekannten dynamischen Direktzugriffsspeichers (DRAM). In 36 ist eine Speicherzelle MC an einem Schnittpunkt zwischen Bitleitungen BL und ZBL und einer Wortleitung WL angeordnet. In 36 ist stellvertretend die Speicherzelle MC gezeigt, die an dem Schnittpunkt zwischen der Bit- leitung BL und der Wortleitung WL angeordnet ist.

Im allgemeinen sind die Speicherzellen MC in einem Speicherfeld in Zeilen und Spalten angeordnet, und eine Wortleitung WL ist entsprechend jeder Speicherzellenzeile angeordnet. Für jede Speicherzellenspalte ist ein Paar von Bitleitungen BL und ZBL angeordnet. Eine Speicherzelle ist an dem Schnittpunkt zwischen einer der gepaarten Bitleitungen und einer Wortleitung angeordnet. Über die Bitleitungen BL und ZBL werden komplementäre Daten übertragen.

Die Speicherzelle MC enthält einen Speicherkondensator MQ zum Speichern von Information in Form elektrischer Ladungen und einen Zugriffstransistor MT zum Verbinden des Speicherzellenkondensators MQ mit einer entsprechenden Bitleitung BL bzw. ZBL in Übereinstimmung mit einer Signalspannung auf der Wortleitung WL. Der Zugriffstransistor MT wird für gewöhnlich aus einem n-Kanal-MOS-Transistor (Feldeffekttransistor mit isoliertem Gate) gebildet, und eine negative Vorspannung Vbb wird an ein Backgate (rückseitiges Gate) des Zugriffstransistors MT angelegt. Durch Anlegen der negativen Vorspannung Vbb an das Backgate des Zugriffstransistors MT wird beabsichtigt, die Schwellenspannung des Zugriffstransistors MT zu stabilisieren, die parasitäre Kapazität zwischen einer Signalleitung und einem Substratbereich zu verringern und die Übergangskapazität von Drain und Source des Zugrifftransistors MT zu verringern.

Für die Bitleitung BL und ZBL sind eine Bitleitungsausgleichsschaltung BPE zum Vorladen und Ausgleichen der Bitleitungen BL und ZBL auf den Pegel einer Bitleitungsvorladespannung Vbl in einem Bereitschaftszustand und ein Leseverstärker SR zum Verstärken und Verriegeln des Spannungsunterschieds zwischen den Bitleitungen BL und ZBL bereitgestellt.

Für den Leseverstärker SA sind bereitgestellt: ein Leseverstärkeraktiviertransistor ASPT, der leitend gemacht wird, wenn ein Leseverstärkeraktiviersignal /SAP aktiviert wird, um einen oberen Versorgungsknoten des Leseverstärkers SA zum Übertragen einer Feldversorgungsspannung Vdds mit einer Leseversorgungsleitung zu verbinden; und ein Leseverstärkeraktiviertransistor ASNT, der leitend gemacht wird, wenn ein Leseverstärkeraktiviersignal SAN aktiviert ist, um einen unteren Versorgungsanschluss des Leseverstärkers SA zum Übertragen einer Massespannung Vss mit einer Lesemasseleitung zu verbinden.

Die Bitleitungsausgleichsschaltung BPE überträgt die Bitleitungsvorladespannung Vb1 als eine Zwischenspannung (Vdds/2) der Feldversorgungsspannung Vdds entsprechend einem Bitleitungsausgleichanweisungssignal BLEQ zu den Bitleitungen BL und ZBL.

Im ausgewählten Zustand wird die Wortleitung WL auf einen Pegel einer hohen Spannung Vpp getrieben, die größer ist als die Feldversorgungsspannung Vdds. Durch Treiben der ausgewählten Wortleitung WL auf den Pegel der hohen Spannung Vpp werden H-Daten mit dem Pegel der Feldversorgungsspannung Vdds in einem Speicherknoten des Speicherkondensators MQ gespeichert, ohne dass über den Zugriffstransistor MT der Speicherzelle MC ein Schwellenspannungsverlust auftritt.

Der Speicherkondensator empfängt an einem Elektrodenknoten (Zellplattenknoten), der dem Daten speichernden Speicherknoten gegenüberliegt, eine vorbestimmte Zellplattenspannung Vcp. Gewöhnlich liegt die Zellplattenspannung Vcp ähnlich wie die Bitleitungsvorladespannung Vbl auf dem Spannungspegel der Zwischenspannung (Vdds/2) der Feldversorgungsspannung Vdds.

Wie oben beschrieben wird in einem DRAM eine Mehrzahl von Spannungen mit unterschiedlichen Spannungspegeln verwendet. Beim externen Erzeugen der Mehrzahl von Spannungen zum Anlegen an ein DRAM wird die Systemgröße erhöht, und aufgrund von Verlusten auf externen Drähten steigt auch der Stromverbrauch des gesamten Systems. Da die Anzahl von Versorgungsanschlussbeinen ansteigt, wird in dem DRAM auch die Gehäusegröße groß. Daher wird die Mehrzahl von Spannungen im allgemeinen innerhalb eines DRAM erzeugt.

37 ist eine schematische Darstellung des Aufbaus eines mit den internen Spannungen des DRAM zusammenhängenden Abschnitts. Wie in 37 dargestellt enthält das DRAM: ein Speicherzellenfeld 902 mit einer Mehrzahl von in Zeilen und Spalten angeordneten Speicherzellen (der in 36 gezeigten Speicherzelle); eine Steuerschaltung 904 zum Erzeugen eines Betriebssteuersignals zum Verwirklichen einer Betriebsart, die von einem Befehl CMD in Übereinstimmung mit einem von außen zugeführten Befehl CMD bezeichnet wird; eine Zeilenauswahlschaltung 906, die von der Steuerschaltung 904 gesteuert aktiviert wird, um eine Wortleitung zu treiben, die entsprechend einer in Übereinstimmung mit einem von außen zugeführten Zeilenadresssignal RA ausgewählten Zeile des Speicherzellenfelds 902 angeordnet ist; eine Leseverstärkergruppe 908, die selektiv durch die Steuerschaltung 904 aktiviert wird, um Daten einer Speicherzelle in einer durch die Zeilenauswahlschaltung 906 ausgewählten Zeile zu lesen, zu verstärken und zu verriegeln; eine Spaltenauswahlschaltung 910, die von der Steuerschaltung 904 gesteuert arbeitet und in aktiviertem Zustand eine Speicherzelle auswählt, die einer in Übereinstimmung mit einem von außen zugeführten Spaltenadresssignal CA adressierten Spalte in dem Speicherzellenfeld 902 entspricht; und eine interne Spannungserzeugeschaltung 900 zum Erzeugen verschiedener interner Spannungen Vpp, Vbb, Vb1, Vcp, Vdds und Vddp entsprechend einer externen Versorgungsspannung EXVDD.

Eine periphere Versorgungsspannung Vddp von der internen Spannungserzeugeschaltung 900 wird an die Steuerschaltung 904 und an die Zeilenauswahlschaltung 906 angelegt. Eine hohe Spannung Vpp von der internen Spannungserzeugeschaltung 900 wird ebenfalls an die Zeilenauswahlschaltung 906 angelegt.

In der Zeilenauswahlschaltung 906 wird von einer Zeilendecodierschaltung, die die periphere Versorgungsspannung Vddp als eine Betriebsversorgungsspannung erhält, ein Zeilenauswahlsignal erzeugt, und entsprechend dem Zeilenauswahlsignal wird ein Wortleitungsauswahlsignal mit dem Pegel der hohen Spannung Vpp durch einen Worttreiber zu einer Wortleitung übertragen, die. entsprechend der ausgewählten Zeile angeordnet ist.

Dem Speicherzellenfeld 902 werden die Bitleitungsvorladespannung Vb1, die Zellplattenspannung Vcp und die an einen Substratbereich des Speicherzellenfelds 902 angelegte negative Versorgungsspannung Vbb zugeführt. Der Leseverstärkergruppe 908 wird über die Leseversorgungsleitung die Feldversorgungsspannung Vdds als eine Betriebsversorgungsspannung zugeführt.

Der Spaltenauswahlschaltung 910 wird gewöhnlich die Peripherieversorgungsspannung Vddp als eine Betriebsversorgungsspannung zugeführt. Ein Spaltenauswahlsignal, das von der Spaltenauswahlschaltung 910 ausgegeben wird, kann auf dem Pegel der Feldversorgungsspannung Vdds liegen. Gewöhnlich hat die Peripherieversorgungsspannung Vddp einen höheren Spannungspegel als die Feldversorgungsspannung Vdds.

Durch den Betrieb der peripheren Spannungen wie z. B. der Steuerschaltung 904 mit der Peripherieversorgungsspannung Vddp und durch den Betrieb der mit dem Speicherzellenfeld 902 zusammenhängenden Leseverstärkergruppe 908 mit der Feldversorgungsspannung Vdds werden die peripheren Schaltungen mit hoher Geschwindigkeit betrieben, um einen Zugriff mit hoher Geschwindigkeit zu erzielen, und der Zugriffstransistor und der Speicherzellenkondensator einer Speicherzelle sind gegen dielektrischen Durchbruch gesichert, so dass die Daten stabil gespeichert werden.

Wenn die Systemgröße in einer Halbleitervorrichtung wächst, ist zum Verhindern von Wärmeerzeugung und dergleichen ein geringer Stromverbrauch in höherem Maße gefordert. Insbesondere bei Anwendungen in tragbaren Einrichtungen, die eine Batterie als Versorgungsquelle verwenden, muss der Stromverbrauch auch im Hinblick auf die Lebensdauer der Batterie verringert werden. Bezüglich des Bereitschaftszustands, in dem kein Datenzugriff durchgeführt wird, ist die Zeitdauer des Bereitschaftszustands größer als die Zeitspanne, in der tatsächlich eine Datenverarbeitung durchgeführt wird. Ein DRAM muss in dem Bereitschaftszustand die Daten nur halten, und eine Verringerung des Stromverbrauchs in dem Bereitschaftszustand ist in hohem Maße gefordert.

Als Verfahren zum Verringern des Stromverbrauchs in einem solchen Bereitschaftszustand wird eine Betriebsart verwendet, die als "Power down"-Betrieb (Herabschaltbetrieb) bezeichnet wird. In dem Herabschaltbetrieb wird die Zufuhr der Versorgungsspannung zu Schaltungen, die nicht mit dem Datenerhalt zusammenhängen, wie z. B. zu einer Adresseingangspufferschaltung, unterbrochen. Durch Unterbrechen eines DC-Pfades (Gleichstrompfades) der Schaltungsanordnungen, die nicht mit dem Datenerhalt zusammenhängen, wird ein Leckstrom der Schaltungsanordnungen verringert, und somit wird der Stromverbrauch verringert.

Bei der Verwendung von tragbaren Einrichtungen und dergleichen ist in letzter Zeit eine weitere Verringerung des Bereitschaftsleistungsverbrauchs gefordert. Um einer solchen Nachfrage nach einem sehr geringen Bereitschaftsstrom nachzukommen, wird eine Betriebsart verwendet, die als "Deep Power down"-Betrieb (Tiefherabschaltbetrieb )bezeichnet wird. Im Tiefherabschaltbetrieb wird ein interner Spannungserzeugebetrieb der Internspannungserzeugeschaltung 900 beendet. Da der Herabschaltbetrieb durch einen externen Befehl eingestellt wird, wird einer Schaltungsanordnung, die mit dem Ausgeben des Herabschaltbetrieb zusammenhängt wie z. B. einem Befehlsdecoder, der den Befehl CMD empfängt, eine Versorgungsspannung zugeführt.

Wenn das Tiefherabschaltbetriebsanweisungssignal angelegt wird, wird von der Steuerschaltung 904 ein Leistungsunterbrechungssignal PCUT erzeugt. Das Leistungsunterbrechungssignal PCUT liegt auf dem Pegel der peripheren Versorgungsspannung Vddp. Um den Betrieb der Schaltung zum Erzeugen einer internen Spannung aus externen Versorgungsspannung EXVDD zu beenden, wird das Leistungsunterbrechungssignal PCUT von einer Pegelwandlerschaltung 915 in ein Leistungsunterbrechungsfreigabesignal PCUTe umgewandelt, dass eine Amplitude mit dem Pegel der externen Versorgungsspannung EXVDD aufweist. Das Leistungsunterbrechungsfreigabesignal PCUTe wird den peripheren Schaltungen wie z. B. der Zeilenauswahlschaltung 906 und der Spaltenauswahlschaltung 910 zugeführt, und der Strompfad jeder der peripheren Schaltungen wird unterbrochen.

Das Leistungsunterbrechungsfreigabesignal PCUTe wird auch in der Steuerschaltung 904 dem Schaltungsabschnitt zugeführt, der nicht eine Schaltung zum Steuern eines mit dem Tiefherabschaltbetriebs zusammenhängenden Betriebs ist, und der Strompfad des Schaltungsabschnitts wird unterbrochen.

In dem Tiefherabschaltbetrieb wird Strom nur von den nötigen Schaltungen verbraucht, und der Strompfad der nicht benötigten Schaltungen wird unterbrochen, wodurch das Auftreten eines Leckstroms verhindert wird, so dass der Stromverbrauch wesentlich reduziert wird.

Ein DRAM wird in verschiedenen Systemen verwendet. In diesen Systemen kommen verschiedene Versorgungsspannungen vor. Als externe Versorgungsspannung EXVDD kommen z. B. 3,3V und 2,2V vor. Als Schnittstellen gibt es nicht nur LVTTL, sondern auch eine 1,8VIO-Schnittstelle. Auch wenn die externe Versorgungsspannung bei der 1,8 VIO-Schnittstelle 2,5 V oder 3,3 V beträgt, ist die Amplitude eines Eingangssignals auf 1,8 V eingestellt. Auf der Grundlage einer Ausgangsversorgungsspannung VDDQ ist z. B. VIH auf 0,8 VDDQ eingestellt und VIL auf 0,2 VDDQ.

Wenn eine interne Spannung in einem DRRM mit dem selben Schaltungsaufbau aus unterschiedlichen externen Versorgungsspannungen erzeugt wird, tritt ein Problem auf, dass die interne Versorgungsspannung nicht auf einem optimalen Spannungspegel effizient erzeugt werden kann, da sich eine Betriebsbedingung der internen Spannungsversorgungsschaltung entsprechend dem externen Versorgungsspannungspegel ändert.

Beim Entwerfen einer Internspannungserzeugeschaltung entsprechend jedem Pegel der externen Versorgungsspannung oder jeder Schnittstellenspezifikation müssen zum einfachen Anpassen an den Spannungspegel einer externen Versorgungsspannung eine Mehrzahl von Chips mit dem selben Aufbau der internen Hauptschaltung aber mit verschiedenem Aufbau der internen Spannungserzeugeschaltung hergestellt werden. Dabei tritt das Problem auf dass die Herstellungseffizienz sinkt und die Kosten ansteigen.

Unter den Gesichtspunkten der Produkthandhabung und der Kosten ist es daher vorzuziehen, eine interne Spannungserzeugeschaltung zu verwirklichen, die an eine externe Versorgungsspannungspegel oder eine Schnittstellenspezifikation angepasst wird, in dem Maskenverbindung oder das Festlegen einer Spannung an einer Bondfläche bei einer Scheibenbearbeitung während des Herstellens eines gemeinsamen Schaltungsteils für eine Mehrzahl von externen Versorgungsspannungen und Schnittstellen in einem Hauptprozess verwendet wird.

Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung liegt darin, eine Halbleiterschaltung bereitzustellen, die in der Lage ist unabhängig von einem externen Versorgungsspannungspegel und von Schnittstellenspezifikationen eine interne Spannung stabil zu erzeugen.

Weiterhin soll eine Halbleitervorrichtung bereitgestellt werden, die in der Lage ist, entsprechend einem zu verwendenden externen Versorgungsspannungspegel effizient eine interne Spannung mit einem gewünschten Pegel zu erzeugen.

Die Aufgabe wird gelöst durch eine Halbleitervorrichtung gemäß Anspruch 1.

Die Halbleitervorrichtung enthält: eine Vergleichsschaltung zum Vergleichen einer von einer Referenzspannungserzeugeschaltung erzeugten Referenzspannung mit einer internen Spannung und zum Ausgeben eines Signals entsprechend einem Ergebnis des Vergleichs im aktivierten Zustand; eine Treiberschaltung zum Zuführen eines Stroms von einem Versorgungsknoten zu einer internen Spannungsleitung und zum Erzeugen der internen Spannung entsprechend einem Ausgangssignal der Vergleichsschaltung; einer Vergleichssteuerschaltung zum Beenden eines Vergleichsbetriebs der Vergleichsschaltung entsprechend einem Internspannungspegeleinstellsignal, zum Festlegen eines Ausgangssignals der Vergleichsschaltung auf einen vorbestimmten Spannungspegel und zum Einstellen der Treiberschaltung in einen leitenden Normalzustand; und einen Hilfstransistor zum Verbinden der internen Spannungsleitung mit dem Versorgungsknoten entsprechend dem Internspannungspegeleinstellsignal.

Die Aufgabe wird ebenfalls gelöst durch eine Halbleitervorrichtung gemäß Anspruch 9.

Die Halbleitervorrichtung enthält: eine erste Eingangsschaltung, die eine erste Versorgungsspannung als Betriebsversorgungsspannung empfängt, entsprechend einem Betriebsarteinstell-Signal selektiv aktiviert wird und in aktiviertem Zustand aus einem externen Signal ein erstes internes Signal erzeugt; eine zweite Eingangsschaltung, die eine zweite Versorgungsspannung als Betriebsversorgungsspannung empfängt, als Reaktion auf das Betriebsarteinstellsignal selektiv aktiviert wird und in aktiviertem Zustand aus dem externen Signal ein zweites internes Signal erzeugt; eine Pegelwandlerschaltung zum Pegelwandeln des zweiten internen Signals von der zweiten Eingangsschaltung zu einem Signal mit einer Amplitude mit dem Pegel der ersten Versorgungsspannung zum Erzeugen eines dritten internen Signals; und einer Eingangsgatterschaltung, die die erste Versorgungsspannung als Betriebsversorgungsspannung empfängt und entsprechend dem ersten und dem dritten Signal ein viertes Signal erzeugt zum Übertragen an eine interne Schaltung. Wenn die erste oder zweite Eingangsschaltung deaktiviert ist, arbeitet die Gatterschaltung als Pufferschaltung entsprechend einem Ausgangssignal der deaktivierten Eingangsschaltung und puffert ein Ausgangssignal der Pegelwandlerschaltung oder der ersten Eingangsschaltung, je nachdem welche freigegeben ist.

Die Aufgabe wird ebenfalls gelöst durch eine Halbleitervorrichtung gemäß Anspruch 12.

Die Halbleitervorrichtung enthält: ein erstes kapazitives Element, das zwischen einen ersten Steuersignaleingangsknoten zum Empfangen eines ersten Steuersignals und einen ersten internen Knoten geschaltet ist; einen zweiten und einen dritten Transistor jeweils zum Vorladen eines zweiten und dritten internen Knotens auf den Pegel einer externen Versorgungsspannung entsprechend einem Spannungspegel an dem ersten internen Knoten; ein zweites kapazitives Element, das zwischen einen zweiten Steuereingangsknoten zum Empfangen eines zweiten Steuersignals und den zweiten internen Knoten geschaltet ist; einen Ausgangstransistor, der entsprechend einem Spannungspegel des zweiten internen Knotens selektiv leitend gemacht wird, zum Übertragen von elektrischen Ladungen zwischen dem dritten internen Knoten und einem Ausgangsknoten; eine Treiberschaltung, die Spannungen von einem externen Versorgungsknoten und einem ersten internen Versorgungsknoten als Betriebsversorgungsspannungen empfängt und einen vierten internen Knoten entsprechend einem dritten Steuersignal treibt; ein drittes kapazitives Element, das zwischen den vierten und den dritten internen Knoten geschaltet ist; ein viertes kapazitives Element; und Verbindungen zum Schalten des vierten kapazitiven Elements entweder zwischen einen vierten Steuersignaleingangsknoten, der ein fünftes Steuersignal empfängt, und den dritten internen Knoten oder zwischen den vierten Steuersignaleingangsknoten und den ersten internen Spannungsknoten.

Weiterbildungen der Erfindung sind jeweils in den Unteransprüchen gekennzeichnet.

Durch Einstellen einer Treiberschaltung in einen leitenden Normalzustand und Einstellen eines Hilfstransistors in einen leitenden Zustand kann der Betrag des Stroms, der einer internen Spannungsleitung zugeführt wird, erhöht werden. Wenn ein externer Versorgungsknoten mit der internen Spannungsleitung verbunden wird, kann die externe Versorgungsspannung stabil zu der internen Versorgungsleitung übertragen werden.

In der Eingangsschaltung kann durch Pegelwandlung eines Ausgangssignal der zweiten Eingangsschaltung und Erzeugen eines internen Signals entsprechend einem Ausgangssignal der ersten Eingangsschaltung und einem Ausgangssignal der Pegelwandlerschaltung ein internes Signal auch dann stabil erzeugt werden, wenn eine Eingangsschnittstelle unterschiedlich ist, indem eine der Eingangsschaltungen freigegeben wird.

Durch selektives Leitendmachen der Versorgungstransistoren zum Erzeugen der internen Versorgungsspannungen entsprechend einem Versorgungssteuersignal, einem Internspannungspegeleinstellsignal und einem Spannungsartanweisungssignal kann die interne Versorgungsspannung entsprechend der externen Versorgungsspannung mit einem idealen Pegel erzeugt werden.

Durch Parallelschalten der kapazitiven Elemente zum Zuführen elektrischer Ladungen beim Erzeugen einer internen Spannung können elektrische Ladungen in dem Fall, in dem eine externe Spannung groß ist, mit einer hinreichenden Kapazität zugeführt werden, und eine interne Spannung kann stabil auf einem gewünschten Spannungspegel erzeugt werden. Durch Ändern des Spannungspegels einer der Betriebsversorgungsspannungen der Treiberschaltung durch Verwenden des kapazitiven Elements kann durch kapazitive Kopplung ein Anhebungsbetrieb in zwei Stufen durchgeführt werden, und an einem internen Knoten kann eine große Spannungspegeländerung bewirkt werden. Auch in dem Fall, in dem der Pegel der externen Versorgungsspannung klein ist, kann die interne Spannung stabil mit einem gewünschten Spannungspegel erzeugt werden.

Durch änderbares Einstellen der Verbindung der kapazitiven Elemente kann eine Internspannungserzeugeschaltung zum Erzeugen einer internen Spannung mit einer optimalen Fähigkeit entsprechend dem Pegel der externen Versorgungsspannung verwirklicht werden.

Weitere Merkmale und Zweckmäßigkeiten der Erfindung ergeben sich aus der Beschreibung von Ausführungsbeispielen anhand der beigefügten Zeichnungen. Von den Figuren zeigen:

1 eine schematische Darstellung des Aufbaus einer Internspannungserzeugeschaltung nach einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;

2 eine Darstellung eines Beispiels für den Aufbau einer in 1 gezeigten Referenzspannungserzeugeschaltung;

3 eine Darstellung eines Beispiels für den Aufbau eines in 1 gezeigten Peripheriebetriebs-VDC;

4 eine Darstellung eines Beispiels für den Aufbau eines in 1 gezeigten Abschnitts zum Erzeugen eines Spannungspegeleinstellsignals;

5 eine schematische Darstellung des Aufbaus einer Abwandlung einer Spannungspegeleinstellsignalerzeugeeinheit;

6 eine Darstellung eines Beispiels für den Aufbau eines in 1 gezeigten Feldbetriebs-VDC und Eingangsbetriebs-VDC;

7 eine Darstellung eines Beispiels für den Aufbau eines in 1 gezeigten Bereitschafts-VDC;

8 eine Darstellung des Aufbaus einer Eingangsschaltung nach einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;

9 eine Darstellung einer Art der Leistungsversorgung für die in 8 dargestellte Eingangsschaltung;

10 eine Darstellung einer Art der Leistungsversorgung für die in 8 dargestellte Eingangsschaltung;

11 eine schematische Darstellung des Aufbaus einer Internspannungserzeugeeinheit nach einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;

12 eine Darstellung einer Abwandlung der dritten Ausführungsform;

13 eine schematische Darstellung des Aufbaus einer Leistungsunterbrechungsfreigabesignalerzeugeeinheit nach einer vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;

14 ein Signalverlaufsdiagramm, das einen Betrieb der in 13 dargestellten Leistungsunterbrechungsfreigabesignalerzeugeeinheit darstellt;

15 eine Darstellung des Aufbaus einer Internzustandseinstellsignalerzeugeeinheit nach einer fünften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;

16 eine Darstellung des Aufbaus eines Feldbetriebs-VDC nach einer sechsten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;

17 ein Signalverlaufsdiagramm, das einen Betrieb des in 16 dargestellten Feldbetriebs-VDC darstellt;

18 eine schematische Darstellung des Aufbaus eines Hauptabschnitts einer Halbleiterspeichervorrichtung mit einem Feldbetriebs-VDC nach der sechsten Ausführungsform;

19 eine Darstellung eines Beispiels für den Aufbau einer in 18 gezeigten Übersteuerungssteuerschaltung;

20 eine Darstellung des Aufbaus einer Zwischenspannungserzeugeeinheit nach der sechsten Ausführungsform;

21 eine Darstellung des Aufbaus einer Hochspannungserzeugeeinheit nach einer siebten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;

22 ein Signalverlaufsdiagramm, das einen Betrieb der in 21 dargestellten Hochspannungserzeugeschaltung darstellt;

23 eine Schnittdarstellung des Aufbaus eines in 23 gezeigten MOS-Kondensators;

24 eine Darstellung eines Beispiels für den Aufbau eines in 21 gezeigten Abschnitts zum Erzeugen eines Ausgangsgattersteuersignals;

25 ein Signalverlaufsdiagramm, das einen Betrieb der in 24 dargestellten Ausgangsgattersteuersignalerzeugeeinheit darstellt;

26 eine Darstellung eines Beispiels für den Aufbau einer Abwandlung der Hochspannungserzeugeschaltung nach der siebten Ausführungsform;

27 eine schematische Darstellung des Aufbaus einer Hochspannungserzeugeschaltung nach einer achten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;

28 eine Darstellung des Aufbaus einer ersten Abwandlung der Hochspannungserzeugeschaltung nach der achten Ausführungsform;

29 eine Darstellung des Aufbaus einer zweiten Abwandlung der Hochspannungserzeugeschaltung nach der achten Ausführungsform;

30 eine schematische Darstellung des Aufbaus einer in 29 gezeigten Verbindungssteuersignalerzeugeeinheit;

31 eine Darstellung eines Beispiels für den Aufbau einer in 30 gezeigten Negativspannungserzeugeschaltung;

32 eine Darstellung eines Beispiels für den Aufbau einer in 30 gezeigten Hochspannungserzeugeschaltung;

33 eine Darstellung des Aufbaus einer Hochspannungserzeugungssteuerschaltung nach einer neunten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;

34 eine Darstellung des Aufbaus einer Abwandlung der Hochspannungserzeugungssteuerschaltung nach der neunten Ausführungsform;

35 eine Darstellung eines Beispiels für den Aufbau einer Referenzspannungserzeugeschaltung nach der neunten Ausführungsform;

36 eine schematische Darstellung des Aufbaus eines Feldabschnitts einer bekannten Halbleiterspeichervorrichtung; und

37 eine schematische Darstellung des allgemeinen Aufbaus der bekannten Halbleiterspeichervorrichtung.

1 ist eine schematische Darstellung einer Internspannungserzeugeschaltung nach einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Die in 1 dargestellte Internspannungserzeugeschaltung ist in der in 37 gezeigten Internspannungserzeugeschaltung 900 enthalten.

Wie in 1 dargestellt, enthält die Internspannungserzeugeschaltung: eine Konstantstromerzeugeschaltung 1 zum Erzeugen eines Konstantstroms ISCT; eine OR-Schaltung 6, die ein Externversorgungspegelbezeichnungssignal ZCMPE und ein Leistungsunterbrechungsfreigabesignal PCUTe empfängt; eine Peripheriereferenzspannungserzeugeschaltung 2p, die an einem Steuereingang DIS ein Ausgangssignal der OR-Schaltung 6 empfängt und so arbeitet, dass sie eine Peripheriereferenzspannung Vrefp erzeugt, wenn das Ausgangssignal der OR-Schaltung 6 auf L-Pegel liegt (inaktiver Zustand); eine Feldreferenzspannungserzeugeschaltung 2s, die so arbeitet, dass sie eine Feldreferenzspannung Vrefs erzeugt, wenn das einem Steuereingang DIS zugeführte Leistungsunterbrechungsfreigabesignal PCUTe inaktiv ist; und eine Eingangsreferenzspannungserzeugeschaltung 2i, die so arbeitet, dass sie eine Eingangsreferenzspannung Vrefi erzeugt, wenn das einem Steuereingang DIS zugeführte Leistungsunterbrechungsfreigabesignal PCUTe inaktiv ist.

Das Externversorgungspegelbezeichnungssignal ZCMPE wird entsprechend dem Spannungspegel einer für die Halbleitervorrichtung verwendeten externen Versorgungsspannung EXVDD fest eingestellt. Wenn die externe Versorgungsspannung EXVDD einen niedrigen Wert wie z. B. 2,5 V hat, wird das Externversorgungspegelbezeichnungssignal ZCMPE auf H-Pegel gelegt. Wenn die externe Versorgungsspannung EXVDD einen hohen Wert wie z. B. 3,3 V hat, wird das Externversorgungspegelbezeichnungssignal ZCMPE auf L-Pegel gelegt. Der Spannungspegel des Externversorgungspegelbezeichnungssignals ZCMPE wird durch Festlegen der Spannung einer Maskenverbindungsleitung oder einer Bondfläche eingestellt.

In ähnlicher Weise wie bei der bekannten Technik wird das Leistungsunterbrechungsfreigabesignal PCUTe auf H-Pegel gelegt, wenn der Tiefherabschaltbetrieb bezeichnet ist. In dem Tiefherabschaltbetrieb wird daher die Erzeugung der Feldreferenzspannung Vrefs, der Peripheriereferenzspannung Vrefp und der Eingangsreferenzspannung Vrefi beendet. In dem Tiefherabschaltbetrieb ist es erforderlich, eine Schaltung zum Empfangen eines Befehls für das Aufheben des Tiefherabschaltbetriebs und zum Ausführen des Vorgangs des Aufhebens des Tiefherabschaltbetriebs zu betreiben. Wie später beschrieben wird, wird die Peripherieversorgungsspannung in dem Tiefherabschaltbetrieb auf der Grundlage der externen Versorgungsspannung über einen anderen Pfad erzeugt und einer Peripheriesteuerschaltung als Betriebsversorgungsspannung zugeführt, die mit dem Setzen/Aufheben des Tiefherabschaltbetriebs zusammenhängt.

Die Internspannungserzeugeschaltung enthält weiter: eine Peripherieversorgungsschaltung 3 zum Erzeugen einer Peripherieversorgungsspannung VDDP auf einer Peripherieversorgungsleitung 10p; eine Feldversorgungsschaltung 4 zum Erzeugen einer Feldversorgungsspannung (Leseversorgungsspannung) VDDS auf einer Feldversorgungsleitung l0s auf der Grundlage der Feldreferenzspannung Vrefs; und eine Eingangsversorgungsschaltung 5 zum Erzeugen einer Eingangsversorgungsspannung VDDI auf einer Eingangsversorgungsleitung 10i auf der Grundlage der Eingangsreferenzspannung Vrefi.

Die Peripherieversorgungsspannung VDDP auf der Peripherieversorgungsleitung 10p entspricht der in 37 gezeigten Peripherieversorgungsspannung Vddp und wird den peripheren Schaltungen zugeführt. Die Feldversorgungsspannung VDDS entspricht der in 37 gezeigten Leseversorgungsspannung Vdds und wird einem Leseverstärker und dergleichen zugeführt. Die Eingangsversorgungsspannung VDDI wird erzeugt, wenn eine Schnittstellenspezifikation z. B. eine 1,8 VIO-Schnittstelle bezeichnet, und sie wird einem Eingangspuffer in der ersten Stufe einer Eingangsschaltung als eine Betriebsversorgungsspannung zugeführt. Eine dem Ausgang zugeordnete Ausgangsversorgungsspannung VDDQ wird von außen an eine Ausgangsschaltung angelegt.

Die Peripherieversorgungsschaltung 3 enthält: einen Peripheriebetriebs-VDC 3a (Voltage Down Converter, Gleichspannungsabwärtswandler), der als Reaktion auf ein Feldaktiviersignal ACT und das Externversorgungspegelbezeichnungssignal ZCMPE, die den Steuereingängen AIN und BIN zugeführt werden, selektiv Aktieviert wird und in aktiviertem Zustand auf der Grundlage der Peripheriereferenzspannung Vrefp die Peripherieversorgungsspannung VDDP auf der Peripherieversorgungsleitung 10p erzeugt; und einen Peripheriebereitschafts-VDC 3s, der entsprechend einem an den Steuereingang CIN angelegten Signal selektiv aktiviert wird und in aktiviertem Zustand die Peripherieversorgungsspannung VDDP auf der Peripherieversorgungsleitung 10p erzeugt.

Der Peripheriebetriebs-VDC 3a führt im Betrieb der Peripherieversorgungsleitung 10p einen Strom mit einer größeren Stromtreiberfähigkeit zu und hält den Spannungspegel der Peripherieversorgungsspannung VDDP auf einem vorbestimmten Spannungspegel, auch wenn die Peripherieversorgungsspannung durch den internen Betrieb verbraucht wird.

Wenn der Peripheriebereitschafts-VDC 3s in einen Betriebszustand versetzt wird, führt er der Peripherieversorgungsleitung 10p einen Strom mit einer kleinen Stromtreiberfähigkeit zu und verhindert, dass der Spannungspegel der Peripherieversorgungsspannung VDDP durch einen Leckstrom und dergleichen in dem Bereitschaftszustand abnimmt.

Dem Steuereingang CIN des Peripheriebereitschafts-VDC 3s wird ähnlich wie bei der Peripheriereferenzspannungserzeugeschaltung 2p ein Ausgangssignal des OR-Gatters 6 zugeführt, dass das Externversorgungspegelbezeichnungssignal ZCMPE und das Leistungsunterbrechungsfreigabesignal PCUTe empfängt. Im Betrieb vergleichen der Peripheriebetriebs-VDC 3a und der Peripheriebereitschafts-VDC 3s die Peripheriereferenzspannung Vrefp und die Peripherieversorgungsspannung VDDP miteinander, führen der Peripherieversorgungsleitung 10p entsprechend einem Vergleichsergebnis einen Strom von einem externen Versorgungsknoten zu und halten die Peripherieversorgungsspannung VDDP auf einem Spannungspegel, der dem Spannungspegel der Peripheriereferenzspannung Vrefp entspricht.

Der Peripheriebetriebs-VDC 3a wird aktiviert, wenn das dem Steuereingang AIN zugeführte Feldaktiviersignal ACT aktiv ist und das dem Steuereingang BIN zugeführte Externversorgungspegelbezeichnungssignal ZCMPE auf L-Pegel liegt, und erzeugt im aktiven Zustand die Peripherieversorgungsspannung VDDP. Der Peripheriebereitschafts-VDC 3s wird aktiviert, wenn sowohl das Externversorgungspegelbezeichnungssignal ZCMPE als auch das Leistungsunterbrechungsfreigabesignal PCUTe auf L-Pegel liegen, und arbeitet in einem Betriebszyklus zum Auswählen einer Speicherzelle und einem Bereitschaftszyklus nach Beenden der Auswahl einer Speicherzelle so, dass er die Peripherieversorgungsspannung VDDP erzeugt.

Die Feldversorgungsschaltung 4 enthält: einen Feldbetriebs-VDC 4a, der arbeitet, wenn das dem Steuereingang AIN zugeführte Feldaktiviersignal ACT aktiv ist, die Feldversorgungsspannung VDDS mit der Feldreferenzspannung Vrefs vergleicht und entsprechend dem Vergleichsergebnis der Feldversorgungsleitung l0s keinen Betriebsstrom von einem externen Versorgungsknoten zuführt; und einen Feldbereitschafts-VDC 4s, der arbeitet, wenn das dem Steuereingang CIN zugeführte Leistungsunterbrechungsfreigabesignal PCUTe deaktiviert wird (L-Pegel), und der Feldversorgungsleitung l0s in Übereinstimmung mit dem Ergebnis eines Vergleichs zwischen der Feldreferenzspannung Vrefs und der Feldversorgungsspannung VDDS einen Strom von dem externen Versorgungsknoten zuführt.

Das Externversorgungspegelbezeichnungssignal ZCMPE wird der Feldversorgungsschaltung 4 nicht zugeführt. Auch wenn die externe Versorgungsspannung EXVDD z. B. 2,5 V oder 3,3 V beträgt, hat die Feldversorgungsspannung VDDS z. B. einen Wert von 2,0 V. Für beide Spannungspegel der externen Versorgungsspannung EXVDD ist es erforderlich, die externe Versorgungsspannung EXVDD zum Erzeugen der Feldversorgungsspannung VDDS abwärts zu wandeln.

Die Eingangsversorgungsschaltung 5 enthält: einen Eingangsbetriebs-VDC 5a, der aktiviert wird, wenn ein dem Steuereingang AIN zugeführtes Signal aktiv ist, die Eingangsreferenzspannung Vrefi und die Eingangsversorgungsspannung VDDI miteinander vergleicht und der Eingangsversorgungsleitung 10i entsprechend einem Vergleichsergebnis einen Strom zuführt; und einen Eingangsbereitschafts-VDC 5s, der aktiviert wird, wenn ein dem Steuereingang CIN zugeführtes Signal auf L-Pegel liegt, um die Eingangsreferenzspannung Vrefi und die Eingangsversorgungsspannung VDDI miteinander zu vergleichen, und der Eingangsversorgungsleitung 10i entsprechend dem Vergleichsergebnis einen Strom zu führt.

Dem Eingangsbetriebs-VDC 5a wird ein Ausgangssignal einer Gatterschaltung 7 zugeführt, die das Feldaktiviersignal ACT und ein Betriebsartauswahlsignal MLV empfängt. Wenn das Feldaktiviersignal ACT auf H-Pegel liegt und das Betriebsartauswahlsignal MLV auf L-Pegel, gibt die Gatterschaltung 7 ein Signal mit H-Pegel aus. Das Betriebsartauswahlsignal MLV bezeichnet auf L-Pegel einen 1,8 VIO-(Schnittstellen)-Betrieb. Dem Steuereingang CIN des Eingangsbereitschafts-VDC 5s wird ein Ausgangssignal eines OR-Gatters 8 zugeführt, das das Betriebsartauswahlsignal MLV und das Leistungsunterbrechungsfreigabesignal PCUTe empfängt.

Die OR-Schaltungen 6 und 8 und die Gatterschaltung 7 empfangen eine externe Versorgungsspannung als Betriebsversorgungsspannung und erzeugen entsprechend dem Leistungsunterbrechungsfreigabesignal PCUTe bzw. dem Betriebsartauswahlsignal MLV ein Steuersignal mit dem Pegel der externen Versorgungsspannung.

Die Internspannungserzeugeschaltung enthält weiter: einen Inverter 11 zum Invertieren des Betriebsartauswahlsignals MLV und ein Verbindungsgatter 12, das leitend gemacht wird, wenn ein Ausgangssignal des Inverters 11 auf L-Pegel liegt, und in leitendem Zustand die Peripherieversorgungsleitung 10p und die Eingangsversorgungsleitung 10i elektrisch miteinander verbindet. In 1 ist das Verbindungsgatter 12 durch einen p-Kanal-MOS-Transistor (Feldeffekttransistor mit isoliertem Gate) dargestellt. Alternativ dazu kann das Verbindungsgatter 12 als CMOS-Übertragungsgatter aufgebaut sein.

Wenn das Betriebsartauswahlsignal MLV auf L-Pegel liegt, ist das Verbindungsgatter 12 in einem nichtleitenden Zustand, und die Peripherieversorgungsspannung VDDP und die Eingangsversorgungsspannung VDDI werden einzeln und unabhängig voneinander erzeugt. Wenn das Betriebsartauswahlsignal MLV dagegen auf H-Pegel liegt, wird das Verbindungsgatter 12 leitend und die Peripherieversorgungsleitung 10p und die Eingangsversorgungsleitung 10i werden elektrisch miteinander verbunden. In diesem Fall wird die Peripherieversorgungsspannung VDDP auch als Eingangsversorgungsspannung VDDI verwendet, da die Eingangsversorgungsschaltung 5 in einem nichtleitenden Zustand gehalten wird.

Wenn das Betriebsarteinstellsignal MLV auf H-Pegel liegt, wird als Schnittstelle ein LVTTL-Betrieb bezeichnet. Wenn das Betriebsartauswahlsignal MLV auf L-Pegel liegt, wird der 1,8 VIO-Betrieb bezeichnet. Im LVTTL-Betrieb liegt ein H-Pegel VIH eines Eingangssignals bei 2,0 V und ein L-Pegel VIL des Eingangssignals bei 0,8 V. Im 1,8 VIO-Betrieb ist der H-Pegel eines Eingangssignals dagegen kleiner als der LVTTL-Pegel.

In dem Fall, in dem das Betriebsartauswahlsignal MLV auf L-Pegel liegt, arbeitet die Eingangsversorgungsschaltung 5 so, dass sie die Eingangsversorgungsspannung VDDI entsprechend dem 1,8 VIO-Betrieb erzeugt. Wenn das Betriebsartauswahlsignal MLV dagegen auf H-Pegel liegt und der LVTTL-Betrieb bezeichnet ist, werden die Eingangsversorgungsspannung VDDI und die Peripherieversorgungsspannung VDDP auf den selben Spannungspegel eingestellt, und der Betrieb der Eingangsversorgungsschaltung 5 wird beendet. Der Stromverbrauch in dem LVTTL-Betrieb ist verringert.

2 ist eine Darstellung eines Beispiels für den Aufbau der in 1 gezeigten Referenzspannungserzeugeschaltungen 2p, 2s und 2i. Da die Referenzspannungserzeugeschaltungen 2p, 2s und 2e denselben Aufbau haben, zeigt 2 stellvertretend einen Aufbau einer Referenzspannungserzeugeschaltung 2.

Wie in 2 dargestellt, enthält die Referenzspannungserzeugeschaltung 2: eine Konstantstromquelle 20a, die mit einem externen Versorgungsknoten verbunden ist, zum Zuführen eines Konstantstroms I0; einen p-Kanal-MOS-Transistor 20b, der zwischen die Konstantstromquelle 20a und einen Ausgangsknoten 20f geschaltet ist und dessen Gate mit dem Steuereingang DIS verbunden ist; ein Widerstandselement 20c, dessen eines Ende mit dem Ausgangsknoten 20f verbunden ist; einen p-Kanal-MOS-Transistor 20d, der zwischen das Widerstandselement 20c und einen Masseknoten geschaltet ist und dessen Gate mit dem Masseknoten verbunden ist; und einen n-Kanal-MOS-Transistor 20e, der zwischen den Ausgangsknoten 20f und den Masseknoten geschaltet ist und dessen Gate mit dem Steuereingang DIS verbunden ist.

Wenn ein dem Steuereingang DIS zugeführtes Signal auf L-Pegel liegt, sind in der Referenzspannungserzeugeschaltung 2 der MOS-Transistor 20b leitend und der MOS-Transistor 20e nichtleitend. Der MOS-Transistor 20d arbeitet in einem Diodenbetrieb und bewirkt in leitendem Zustand einen Spannungsabfall mit einem Absolutwert Vtp seiner Schwellenspannung. Durch Verwenden des MOS-Transistors 20d steigt die Spannung Vref am Ausgangsknoten 20f entsprechend der externen Versorgungsspannung EXVDD an, bis die externe Versorgungsspannung EXVDD ansteigt und die Sourcespannung des MOS-Transistors 20d die Spannung Vtp überschreitet. Dementsprechend kann der Spannungspegel der Referenzspannung beim Einschalten der externen Versorgungsspannung mit hoher Geschwindigkeit erhöht werden.

Wenn ein dem Steuereingang DIS zugeführtes Signal auf L-Pegel liegt, ist der Spannungspegel der Referenzspannung Vref am Ausgangsknoten 20f daher durch die folgende Gleichung gegeben: Vref = I0 * R + Vtp, wobei R einen Widerstandswert des Widerstandselements 20c bezeichnet.

Wenn das dem Steuereingang DIS zugeführte Steuersignal auf H-Pegel liegt, ist der MOS-Transistor 20b nichtleitend und der MOS-Transistor 20e leitend. In diesem Fall ist daher der Pfad zum Zuführen eines Stroms von der Konstantstromquelle 20a unterbrochen, und die Referenzspannung Vref wird durch den MOS-Transistor 20e fest auf Massespannungspegel gehalten.

In dem Fall, in dem die Referenzspannungserzeugeschaltung 2 die in 1 gezeigte Peripheriereferenzspannungserzeugeschaltung 2p ist, wird dem Steuereingang DIS das Externversorgungspegelbezeichnungssignal ZCMPE zugeführt. Wenn das Externversorgungspegelbezeichnungssignal ZCMPE auf H-Pegel liegt, beträgt die externe Versorgungsspannung EXVDD z. B. 2,5 V. In diesem Fall wird die Peripherieversorgungsspannung VDDP, wie später detailliert beschrieben wird, auf denselben Spannungspegel gelegt wie die externe Versorgungsspannung EXVDD. In diesem Fall ist es daher nicht erforderlich, die Peripheriereferenzspannung Vrefp zu erzeugen, und der Betrieb der Peripheriereferenzspannungserzeugeschaltung 2p wird beendet. Wenn die externe Versorgungsspannung EXVDD andererseits z. B. 3,3 V beträgt, wird das Externversorgungspegelbezeichnungssignal ZCMPE auf L-Pegel gelegt, und die externe Versorgungsspannung EXVDD wird entsprechend der Peripheriereferenzspannung Vrefp abwärts gewandelt, wodurch die Peripherieversorgungsspannung VDDP erzeugt wird.

In dem Fall, in dem die in 2 dargestellte Referenzspannungserzeugeschaltung 2 die Feldreferenzspannungserzeugeschaltung 2s oder die Eingangsreferenzspannungserzeugeschaltung 2i ist, wird dem Steuereingang DIS das Leistungsunterbrechungsfreigabesignal PCUTe zugeführt. Im Tiefherabschaltbetrieb wird daher das Leistungsunterbrechungsfreigabesignal PCUTe auf H-Pegel gelegt, und der Referenzspannungserzeugebetrieb der Feldreferenzspannungserzeugeschaltung 2s und der Eingangsreferenzspannungserzeugeschaltung 2i wird beendet.

Bei der Peripheriereferenzspannungserzeugeschaltung 2p empfängt der Steuereingang ein Ausgangssignal der OR-Schaltung 6. Wenn das Externversorgungspegelbezeichnungssignal ZCMPE auf H-Pegel liegt, wird der Referenzspannungserzeugebetrieb unabhängig von der Betriebsart beendet, und die Peripheriereferenzspannung Vrefp wird fest auf Massespannungspegel gehalten. Wenn das Externversorgungspegelbezeichnungssignal ZCMPE auf L-Pegel liegt, wird ein Ausgangssignal der OR-Schaltung 6 entsprechend dem Leistungsunterbrechungsfreigabesignal PCUTe auf H-Pegel gelegt. Im Tiefherabschaltbetrieb wird ähnlich wie bei der Feldreferenzspannung Vrefs und der Eingangsreferenzspannung Vrefi die Erzeugung der Peripheriereferenzspannung Vrefp beendet.

3 ist eine Darstellung eines Beispiels für den Aufbau eines in 1 gezeigten Peripheriebetriebs-VDC. Wie in 3 dargestellt, enthält der Peripheriebetriebs-VDC 3a: eine Vergleichsschaltung 23 zum Vergleichen der Peripherieversorgungsspannung VDDP mit der Peripheriereferenzspannung Vrefp, und einen Stromtreibertransistor 24 zum Zuführen eines Stroms von einem externen Versorgungsknoten zu der Peripherieversorgungsleitung 10p entsprechend einem Ausgangssignal der Vergleichsschaltung 23.

Die Vergleichsschaltung 23 enthält: einen p-Kanal-MOS-Transistor 23a, der zwischen einen externen Versorgungsknoten und einen Knoten ND1 geschaltet ist und dessen Gates mit dem Knoten ND1 verbunden ist; einen n-Kanal-MOS-Transistor 23c, der zwischen die Knoten ND1 und ND3 geschaltet ist und an seinem Gate die Peripherieversorgungsspannung VDDP empfängt; einen p-Kanal-MOS-Transistor 23b, der zwischen den externen Versorgungsknoten und einen Knoten ND2 geschaltet ist und dessen Gate mit dem Knoten ND1 verbunden ist; einen n-Kanal-MOS-Transistor 23d, der zwischen die Knoten ND2 und ND3 geschaltet ist und an seinem Gate die Referenzspannung Vrefp empfängt; und einen n-Kanal-MOS-Transistor 23e, der zwischen den Knoten ND3 und den Masseknoten geschaltet ist und an seinem Gate ein Ausgangssignal einer Gatterschaltung 25 empfängt.

Die MOS-Transistoren 23a und 23b bilden eine Stromspiegelschaltung, und ein Spiegelstrom des durch den MOS-Transistor 23a fließenden Stroms fließt durch den MOS-Transistor 23b. Wenn das Spiegelverhältnis 1 ist, fließt durch die MOS-Transistoren 23a und 23b jeweils ein Strom derselben Größe.

Die MOS-Transistoren 23c und 23d bilden eine Differenzstufe zum Vergleichen der Peripherieversorgungsspannung VDDP mit der Peripheriereferenzspannung Vrefp. Der MOS-Transistor 23e arbeitet als Stromquellentransistor für die Vergleichsschaltung 23, gibt in leitendem Zustand den Vergleichsvorgang der Vergleichsschaltung 23 frei und unterbricht in nichtleitendem Zustand den Pfad des Betriebsstroms für die Vergleichsschaltung, um den Vergleichsvorgang der Vergleichsschaltung 23 zu unterbinden.

Die Gatterschaltung 25 empfängt das an den Steuereingang AIN angelegte Feldaktiviersignal ACT und das an den Steuereingang BIN angelegte Externversorgungspegelbezeichnungssignal ZCMPE. Die Gatterschaltung 25 gibt ein Signal mit H-Pegel aus, wenn das Feldaktiviersignal ACT auf H-Pegel liegt und das Externversorgungspegelbezeichnungssignal ZCMPE auf L-Pegel. Wenn das Externversorgungspegelbezeichnungssignal ZCMPE auf H-Pegel liegt, wird das Ausgangssignal der Gatterschaltung 25 daher fest auf L-Pegel gehalten, und der Vergleichsvorgang der Vergleichsschaltung 23 wird verhindert. Insbesondere wenn die externe Versorgungsspannung EXVDD einen so kleinen Wert wie 2,5 V aufweist, wird das Externversorgungspegelbezeichnungssignal ZCMPE auf H-Pegel gelegt und der Vergleichsbetrieb der Vergleichsschaltung 23 beendet.

Der Peripheriebetriebs-VDC 3a enthält weiter: einen Inverter 26, der das dem Steuereingang BIN zugeführte externe Versorgungspegelbezeichnungssignal ZCMPE empfängt; einen p-Kanal-MOS-Transistor 27, der leitend gemacht wird, wenn ein Ausgangssignal des Inverters 26 auf L-Pegel liegt, um den Knoten ND1 mit dem externen Versorgungsknoten zu verbinden; einen p-Kanal-MOS-Transistor 29, der leitend gemacht wird, wenn ein Ausgangssignal einer Gatterschaltung 32, die das dem Steuereingang AIN zugeführte Feldaktiviersignal ACT und das dem Steuerknoten BIN zugeführte Externversorgungspegelbezeichnungssignal ZCMPE empfängt, inaktiv sind (auf L-Pegel liegen), um den Knoten ND2 mit dem externen Versorgungsknoten zu verbinden; einen Inverter 30, der das dem Steuereingang BIN zugeführte Externversorgungspegelbezeichnungssignal ZCMPE empfängt; einen p-Kanal-MOS-Transistor 31, der leitend gemacht wird, wenn ein Ausgangssignal des Inverters 30 auf.L-Pegel liegt, um die Peripherieversorgungsleitung 10p mit dem externen Versorgungsknoten zu verbinden; und einen n-Kanal-MOS-Transistor 28, der leitend gemacht wird, wenn das dem Steuereingang BIN zugeführte Externversorgungspegelbezeichnungssignal ZCMPE auf H-Pegel liegt, um den Knoten ND2 auf Massespannungspegel zu halten.

Die Gatterschaltung 32 gibt ein Signal mit H-Pegel aus, wenn das Feldaktiviersignal ACT auf H-Pegel liegt und das Externversorgungspegelbezeichnungssignal ZCMPE auf L-Pegel.

Wenn das Externversorgungspegelbezeichnungssignal ZCMPE auf H-Pegel liegt, erhalten die Ausgangssignale der Inverter 26 und 30 L-Pegel, und die MOS-Transistoren 27 und 31 werden leitend gemacht. Ein Ausgangssignal der Gatterschaltung 32 erhält den H-Pegel, der MOS-Transistor 29 wird nichtleitend, und der Knoten ND2 wird von dem externen Versorgungsknoten getrennt. Weiterhin wird der MOS-Transistor 28 leitend gemacht, und der Knoten ND2 wird fest auf Massespannungspegel gehalten.

In diesem Zustand erhält der Knoten ND1 den Pegel der externen Versorgungsspannung, und die MOS-Transistoren 23a und 23b werden ausgeschaltet. Der Vergleichsbetrieb der Vergleichsschaltung 23 wird verhindert.

Andererseits wird die Peripherieversorgungsschaltung 10p über den MOS-Transistor 31 mit dem externen Versorgungsknoten verbunden, und die Peripherieversorgungsspannung VDDP erhält den Wert der externen Versorgungsspannung EXVDD. Da der Knoten ND2 auf dem Massespannungspegel gehalten wird, wird der MOS-Transistor 24 fest in einem leitenden Zustand gehalten. Wenn die externe Versorgungsspannung EXVDD klein ist, tritt aufgrund des Kanalwiderstands ein Spannungsabfall auf, wenn der externe Versorgungsknoten nur über den Stromtreibertransistor 24 direkt mit der Peripherieversorgungsleitung 10p verbunden ist, und der Spannungspegel der Peripherieversorgungsspannung VDDP fällt unter die externe Versorgungsspannung EXVDD ab, so dass ein erforderlicher Spannungspegel nicht bereitgestellt werden kann. In dem Fall, in dem die Größe (das Verhältnis zwischen Kanalweite zu Kanallänge) des Stromtreibertransistors 24 erhöht wird, um den Kanalwiderstand zu verringern, wird die Verstärkung des Peripheriebetriebs-VDC 3a groß, wenn das Externversorgungspegelbezeichnungssignal ZCMPE auf L-Pegel liegt, es können leicht Schwingungen auftreten, und die Peripherieversorgungsspannung VDDP kann nicht stabil erzeugt werden. Um das Reaktionsvermögen der Vergleichsschaltung 23 zu erhalten, müssen die Stromtreiberfähigkeiten (Größen) jedes Transistors in der Vergleichsschaltung 23 erhöht werden. Demzufolge kann ein Problem der Art auftreten, dass der Leistungsverbrauch der Vergleichsschaltung 23 ansteigt.

Der MOS-Transistor 31 ist getrennt von dem Stromtreibertransistor 24 bereitgestellt. Nur wenn das Externversorgungspegelbezeichnungssignal ZCMPE auf H-Pegel liegt, wird der MOS-Transistor 31 leitend gemacht und der Spannungspegel der Peripherieversorgungsspannung VDDP auf den Pegel der externen Versorgungsspannung EXVDD gelegt. Auch wenn die Größe des MOS-Transistors 31 groß ist, ist der MOS-Transistor 31 nichtleitend, wenn das Externversorgungspegelbezeichnungssignal ZCMPE auf L-Pegel liegt, und er hat daher keinen Einfluss auf den Stromerzeugebetrieb des Peripheriebetriebs-VDC 3a.

Wenn der Spannungspegel der Versorgungsspannung EXVDD daher so klein ist wie 2,5 V, kann die Peripherieversorgungsspannung VDDP durch Verwendung der MOS-Transistoren 24 und 31 zuverlässig auf dem Pegel der externen Versorgungsspannung EXVDD gehalten werden. Wenn der Spannungspegel der externen Versorgungsspannung EXVDD hoch ist, kann die Peripherieversorgungsspannung VDDP durch das Stromtreiben des Stromtreibertransistors 24 ohne Bewirken eines Oszilliervorgangs auf einem gewünschten Spannungspegel erzeugt werden. Die Größe jedes Transistors in der Vergleichsschaltung 23 kann klein gemacht werden, und ihr Stromverbrauch (Betriebsstrom) kann verringert werden.

Wenn das Externversorgungspegelbezeichnungssignal ZCMPE auf H-Pegel liegt, liegt weiterhin wie in 2 dargestellt die Vergleichsreferenzspannung Vrefp auf Massespannungspegel, und der MOS-Transistor 23d wird in einem nichtleitenden Zustand gehalten. Daher kann auch, wenn der Knoten ND2 fest auf Massespannungspegel gehalten wird, wenn das Externversorgungspegelbezeichnungssignal ZCMPE auf H-Pegel liegt, verhindert werden, dass ein Leckstrom von dem MOS-Transistor 27 über die MOS-Transistoren 23c und 23d zu dem Masseknoten fließt.

Wenn ein Transistor einer peripheren Schaltung so entworfen ist, dass seine Betriebseigenschaften für eine Versorgungsspannung von 2,5 V optimiert ist, wird beim Herstellen eines 3,3 V-Produkts, das auf eine externe Versorgungsspannung EXVDD von 3,3 V angepasst ist, das Externversorgungspegelbezeichnungssignal ZCMPE auf L-Pegel gelegt, um den Peripheriebetriebs-VDC 3a zum Abwärtswandeln der externen Versorgungsspannung EXVDD zu betreiben, um die Peripherieversorgungsspannung VDDP mit einem Pegel von 2,5 V zu erzeugen. Bei der Herstellung eines 2,5 V-Produkts, an das eine externe Versorgungsspannung EXVDD von 2,5 V angelegt werden soll, wird das Externversorgungspegelbezeichnungssignal ZCMPE dagegen auf H-Pegel gelegt, und die Peripherieversorgungsleitung 10p und der externe Versorgungsknoten sind direkt miteinander verbunden. Mit demselben Schaltungsaufbau kann eine Peripherieversorgungsschaltung verwirklicht werden, die an eine Mehrzahl von externen Versorgungsspannungen anpassbar ist.

Wenn das Externversorgungspegelbezeichnungssignal ZCMPE auf L-Pegel liegt, sind die MOS-Transistoren 27, 28 und 31 alle nichtleitend. Wenn in diesem Fall das Feldaktiviersignal ACT den H-Pegel erhält und eine periphere Schaltung arbeitet, wird der MOS-Transistor 23e leitend, und der MOS-Transistor 29 wird nichtleitend. Die Vergleichsschaltung 23 arbeitet, und der Stromtreibertransistor 24 führt der Peripherieversorgungsleitung 10p entsprechend einem Ausgangssignal der Vergleichsschaltung 23 einen Strom zu.

Wenn das Feldaktiviersignal ACT den L-Pegel erhält, wird der MOS-Transistor 23e nichtleitend, der MOS-Transistor 31 wird leitend, der Knoten ND2 wird auf den Pegel der externen Versorgungsspannung EXVDD gelegt, und der Stromtreibertransistor 24 wird nichtleitend.

4 ist eine Darstellung eines Beispiels für den Aufbau eines Abschnitts zum Erzeugen des Externversorgungspegelbezeichnungssignal ZCMPE. Wie in 4 dargestellt, enthält die Externversorgungspegelbezeichnungssignalserzeugeeinheit einen Metallschalter 35, dessen Verbindungspfad durch eine Metallverbindungsleitung entweder zu dem externen Versorgungsspannungsknoten oder zu dem Masseknoten eingestellt ist. Durch Einstellen des Verbindungspfads des Metallschalters 35 wird der Spannungspegel des Externversorgungspegelbezeichnungssignals ZCMPE fest eingestellt. Die Metallverbindungsleitung 35a ist eine Maskenverbindung und wird bei einer Scheibenbearbeitung gebildet. 4 zeigt als Beispiel einen Zustand, in dem die Metallverbindungsleitung 35a mit dem externen Versorgungsknoten verbunden ist und das Externversorgungspegelbezeichnungssignal ZCMPE mit H-Pegel erzeugt wird. Durch Einstellen des Verbindungspfads der Metallverbindungsleitung 35a können bei der Scheibenbearbeitung unter Verwendung von DRAMs mit demselben Chipaufbau Produkte hergestellt werden, die an verschiedene externe Versorgungsspannungspegel anpassbar sind, wie z. B. ein 3,5 V-Produkt und ein 2,5 V-Produkt.

5 ist eine schematische Darstellung eines anderen Aufbaus eines Abschnitts zum Erzeugen des Externversorgungspegelbezeichnungssignals ZCMPE. Wie in 5 dargestellt, enthält die Externversorgungspegelbezeichnungssignalerzeugeeinheit eine Anschlussfläche 40 und eine ZCMPE-Erzeugeschaltung 41 zum Erzeugen des Externversorgungspegelbezeichnungssignals ZCMPE in Übereinstimmung mit dem Spannungspegel der Anschlussfläche 40. Der interne Aufbau der ZCMPE-Erzeugeschaltung 41 wird abhängig davon festgelegt, ob die Anschlussfläche 40 beim Bonden auf die externe Versorgungsspannung oder die Massespannung gelegt wird. Im Prinzip enthält die ZCMPE-Erzeugeschaltung 41 eine Verriegelungsschaltung zum Verriegeln der Spannung der Anschlussfläche 40. In der ZCMPE-Erzeugeschaltung 41 wird die Anschlussfläche 40 also entweder mit dem externen Versorgungsknoten oder dem Masseknoten verbunden oder in einen offenen Zustand versetzt.

Das Externversorgungspegelbezeichnungssignal ZCMPE kann auch von einer Programmschaltung erzeugt werden, in der ein Spannungspegel eines Ausgangssignals unter Verwendung eines schmelzbaren Verbindungselements eingestellt wird.

Der H-Pegel des Externversorgungspegelbezeichnungssignals ZCMPE ist der Pegel der externen Versorgungsspannung EXVDD, und die Inverter 26 und 30 und die Gatterschaltung 32, die in 3 gezeigt sind, empfangen die externe Versorgungsspannung EXVDD als eine Betriebsversorgungsspannung. Die Gatterschaltung 25 kann die Peripherieversorgungsspannung VDDP als eine Betriebsversorgungsspannung empfangen.

6 ist eine Darstellung eines Beispiels für den Aufbau eines in 1 gezeigten Feldbetriebs-VDC 4a bzw. Eingangsbetriebs-VDC 5a. Da der Feldbetriebs-VDC 4a und der Eingangsbetriebs-VDC 5a denselben Aufbau haben, zeigt 6 den Aufbau eines Feldbetriebs-VDC 4a, und die Bezugszeichen des Eingangsbetriebs-VDC 5a sind in Klammern dargestellt.

Wie in 6 dargestellt, enthält der Feldbetriebs-VDC 4a: eine Vergleichsschaltung 50, die aktiviert wird, wenn ein dem Steuereingang AIN zugeführtes Signal auf H-Pegel liegt, und die die Feldversorgungsspannung VDDS auf der Feldversorgungsleitung lOs mit der Feldreferenzspannung Vrefs vergleicht; einen Stromtreibertransistor 51 zum Zuführen eines Stroms von einem externen Versorgungsknoten zu der Feldversorgungsleitung 10s entsprechend einem Ausgangssignal der Vergleichsschaltung 50; und einen p-Kanal-MOS-Transistor 52, der leitend gemacht wird, wenn das dem Steuereingang AIN zugeführtes Signal auf L-Pegel liegt, und der in leitendem Zustand den Gateknoten ND4 des Stromtreibertransistors 51 auf dem Pegel der externen Versorgungsspannung EXVDD hält.

Bei dem Aufbau des Feldbetriebs-VDC 4a ist die Vergleichsschaltung 50 aus einer Differenzverstärkerschaltung vom Stromspiegeltyp ausgebildet. Wenn ein dem Steuereingang AIN zugeführtes Signal auf H-Pegel liegt, tritt an dem Knoten ND4 ein Signal mit einem Spannungspegel auf, der der Differenz zwischen der Feldreferenzspannung Vrefs und der Feldversorgungsspannung VDDS entspricht. Entsprechend dem Signal an dem Knoten ND4 führt der Stromtreibertransistor 51 der Feldversorgungsleitung lOs einen Strom von dem externen Versorgungsknoten zu. In dem Aufbau wird die Feldversorgungsspannung VDDS daher auf dem Spannungspegel der Feldreferenzspannung Vrefs gehalten.

Wenn ein dem Steuereingang AIN zugeführtes Signal auf L-Pegel liegt, wird in der Vergleichsschaltung 50 der Pfad, in dem der Betriebsstrom fließt, unterbrochen und der Vergleichsbetrieb beendet. Der MOS-Transistor 52 wird leitend, der Knoten ND4 wird auf dem Pegel der externen Versorgungsspannung EXVDD gehalten, und der Stromtreibertransistor 51 wird nichtleitend. Wenn die interne Schaltung (wie später beschrieben wird zum Zeitpunkt des Lesevorgangs) arbeitet, arbeitet der Feldbetriebs-VDC 4a daher mit einer relativ hohen Stromtreiberfähigkeit, die Feldversorgungsspannung VDDS wird mit einer hohen Stromtreiberfähigkeit erzeugt, und ein Abfall des Spannungspegels wird verhindert.

Bei dem Eingangsbetriebs-VDC 5a führt der Stromtreibertransistor 51 der Eingangsversorgungsleitung 10i einen Strom entsprechend dem Unterschied zwischen der Eingangsversorgungsspannung VDDI auf der Eingangsversorgungsleitung 10i und der Eingangsreferenzspannung Vrefi zu, und der Spannungspegel der Eingangsversorgungsspannung VDDI wird auf den Spannungspegel der Eingangsreferenzspannung Vrefi gelegt.

In dem Feldbetriebs-VDC 4a wird das Feldaktiviersignal ACT dem Steuereingang AIN zugeführt. In dem Eingangsbetriebs-VDC 5a wird dagegen ein Ausgangssignal der in 1 gezeigten Gatterschaltung 7 zugeführt. Wenn das Betriebsarteinstellsignal MLV auf H-Pegel gelegt wird und die Eingangsschnittstelle auf LVTTL-Betrieb eingestellt wird, wird der Betrieb des Eingangsbetriebs-VDC 5a beendet. In diesem Zustand wird die Eingangsversorgungsspannung VDDI wie in 1 dargestellt auf denselben Spannungspegel gelegt wie die Peripherieversorgungsspannung VDDP. Wenn das Betriebsarteinstellsignal MLV dagegen auf L-Pegel gelegt wird und ein 1,8 VIO-Betrieb als Schnittstellenbetrieb bezeichnet wird, wird der Eingangsbetriebs-VDC 5a entsprechend dem Feldaktiviersignal ACT selektiv aktiviert.

Ähnlich wie bei dem Externversorgungspegelbezeichnungssignal ZCMPE wird der Spannungspegel des Betriebsartauswahlsignals MLV durch eine Maskenverbindungsleitung oder selektives Verdrahten einer Bondfläche eingestellt.

Bei der Eingangsreferenzspannungserzeugeschaltung 2i zum Erzeugen der Eingangsreferenzspannung Vrefi wird das Leistungsunterbrechungsfreigabesignal PCUTe dem Steuereingang DIS zugeführt. Dem Steuereingang DIS der Eingangsreferenzspannungserzeuge-Schaltung 2i kann aber auch ein Ausgangssignal eines Gatters, das das Leistungsunterbrechungsfreigabesignal PCUTe und das Betriebsarteinstellsignal MLV empfängt, zugeführt werden. Insbesondere wenn das Betriebsarteinstellsignal MLV auf H-Pegel gelegt wird und der LVTTL-Betrieb bezeichnet ist, ist es nicht erforderlich, die Eingangsversorgungsspannung VDDI zu erzeugen. Daher wird der Referenzspannungserzeugebetrieb der Eingangsreferenzspannungserzeugeschaltung 2i beendet, um eine Verringerung des Stromverbrauchs zu ermöglichen. Als Gatterschaltung zum Zuführen des Signals an den Steuereingang DIS der Eingangsreferenzspannungserzeugeschaltung 2i reicht eine OR-Schaltung aus.

7 ist eine Darstellung eines Beispiels für den Aufbau der in 1 dargestellten Bereitschafts-VDC 3s, 4s und 5s. Da die Bereitschafts-VDC 3s, 4s und 5s denselben Aufbau haben, zeigt 7 stellvertretend einen Bereitschafts-VDC. Wie in 7 dargestellt, enthält ein Bereitschafts-VDC: eine Vergleichsschaltung 60, die aktiviert wird, wenn ein dem Steuereingang CIN zugeführtes Signal auf H-Pegel liegt, und die in aktiviertem Zustand die Referenzspannung Vref (Vrefi, Vrefp, oder Vrefs) und die Versorgungsspannung VDD (VDDI, VDDP oder VDDS) miteinander vergleicht; einen Stromtreibertransistor 61 zum Zuführen eines Stroms zu der internen Versorgungsleitung (10i, 10p oder 10s) entsprechend einem Ausgangssignal der Vergleichsschaltung 60; und einen p-Kanal-MOS-Transistor 62, der leitend gemacht wird, wenn ein dem Steuereingang CIN zugeführtes Signal auf L-Pegel liegt, und der in leitendem Zustand die externe Versorgungsspannung EXVDD zu dem Gateelektrodenknoten ND5 des Stromtreibertransistors 61 überträgt.

An den Steuereingang CIN wird bei dem Peripheriebereitschafts-VDC 3s ein Ausgangssignal des in 1 gezeigten OR-Gatters angelegt. Daher wird der VDC im Fall des Peripheriebereitschafts-VDC 3s aktiviert, wenn sowohl das Leistungsunterbrechungsfreigabesignal PCUTe als auch das Externversorgungspegelbezeichnungssignal ZCMPE auf L-Pegel liegen, und er stellt den Spannungspegel der internen Versorgungsspannung VDD auf der Grundlage des Unterschieds zwischen der Referenzspannung Vref und der internen Versorgungsspannung VDD ein. Insbesondere wenn die externe Versorgungsspannung z. B. den Wert 2,5 V hat und das Externversorgungspegelbezeichnungssignal ZCMPE auf H-Pegel liegt, wird der Betrieb des Peripheriebereitschafts-VDC 3s beendet. Wenn die externe Versorgungsspannung EXVDD 3,3 V beträgt wird der Internversorgungsspannungserzeugebetrieb des Peripheriebereitschafts-VDC 3s beendet, wenn das Leistungsunterbrechungsfreigabesignal PCUTe aktiviert wird.

Bei dem Feldbereitschafts-VDC 4s wird dem Steuereingang CIN das Leistungsunterbrechungsfreigabesignal PCUTe zugeführt. Daher beendet das Feldbereitschafts-VDC 4s nur in dem Tiefherabschaltbetrieb den Vorgang des Erzeugens der Feldversorgungsspannung VDDS.

Bei dem Eingangsbereitschafts-VDC 5s wird dem Steuereingang CIN ein Ausgangssignal des OR-Gatters zugeführt, das das Betriebsarteinstellsignal MLV und das Leistungsunterbrechungsfreigabesignal PCUTe empfängt. Der Eingangsbereitschafts-VDC 5i beendet den Vorgang des Erzeugens der Eingangsversorgungsspannung VDDI daher, wenn der LVTTL-Betrieb bezeichnet ist und das Betriebsarteinstellsignal MLV auf H-Pegel liegt und wenn das Leistungsunterbrechungsfreigabesignal PCUTe in dem Tiefherabschaltbetrieb auf H-Pegel gelegt wird.

Wie oben beschrieben werden nach der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung der Bereitschafts-VDC und der Betriebs-VDC entsprechend dem Externversorgungspegelbezeichnungssignal TCMPE, dem Betriebsarteinstellsignal MLV und dem Leistungsunterbrechungsfreigabesignal PCUTe selektiv aktiviert. Daher werden entsprechend jeder Betriebsart und dem externen Versorgungsspannungspegel nur die notwendigen Schaltungen betrieben. Somit kann der Leistungsverbrauch verringert und die interne Versorgungsspannung mit dem erforderlichen Spannungspegel stabil erzeugt werden.

Insbesondere ist in der Peripherieversorgungsschaltung ein Hilfstreibertransistor bereitgestellt, der dem direkten Verbinden der Peripherieversorgungsleitung zum Übertragen der Peripherieversorgungsspannung VDDP mit dem externen Versorgungsknoten gewidmet ist, wenn die externe Versorgungsspannung z. B. 2,5V beträgt. Daher kann die Peripherieversorgungsspannung auf den Pegel der externen Versorgungsspannung gelegt werden, ohne dass der Kanalwiderstand des Stromtreibertransistors verringert wird, der entsprechend dem Ausgang der Vergleichsschaltung arbeitet. Ohne nachteiligen Einfluss auf die Betriebseigenschaften der Peripherieversorgungsschaltung kann die Peripherieversorgungsspannung mit einem gewünschten Spannungspegel stabil erzeugt werden, wenn die externe Versorgungsspannung 3,3V beträgt.

Wenn der 1,8 VIO-Schnittstellenbetrieb bezeichnet wird, wird der Betrieb der Schaltung zum Erzeugen der Eingangsversorgungsspannung beendet, und die Peripherieversorgungsleitung und die Eingangsversorgungsleitung werden miteinander verbunden. Die interne Versorgungsspannung kann mit einem erforderlichen Pegel erzeugt werden, während der Leistungsverbrauch in dem 1,8 VIO-Schnittstellenbetrieb verringert wird.

8 ist eine Darstellung eines Beispiels für den Aufbau einer Eingangsschaltung nach einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Wie in 8 dargestellt sind in einem Signaleingangsabschnitt zum Erzeugen eines internen Signals aus einem externen Signal eine Eingangspufferschaltung 72, die die Peripherieversorgungsspannung VDDP als eine Betriebsversorgungsspannung empfängt, und eine Eingangspufferschaltung 78, die die Eingangsversorgungsspannung VDDI als eine Betriebsversorgungsspannung empfängt, für ein gemeinsames externes Signal EXSG bereitgestellt. Zum selektiven Freigeben der Eingangspufferschaltungen 72 und 78 sind Gatterschaltungen 70 und 76 bereitgestellt, die das Eingangsfreigabesignal EN und das Betriebsarteinstellsignal MLV empfangen.

Die Gatterschaltung 70 gibt die Eingangspufferschaltung 72 frei, wenn sowohl das Eingangsfreigabesignal EN als auch das Betriebsarteinstellsignal MLV auf H-Pegel liegen. Die Gatterschaltung 76 gibt die Eingangspufferschaltung 78 frei, wenn das Eingangsfreigabesignal EN auf H-Pegel liegt und das Betriebsarteinstellsignal MLV auf L-Pegel.

Die Eingangspufferschaltung 72 enthält p-Kanal-MOS-Transistoren 72a und 72d, die in Reihe zwischen den Eingangsversorgungsknoten und einen internen Knoten ND10 geschaltet sind, sowie n-Kanal-MOS-Transistoren 72c und 72d, die parallel zwischen den internen Knoten ND10 und den Masseknoten geschaltet sind.

Ein Ausgangssignal der Gatterschaltung 70 wird jeweils dem Gate der MOS-Transistoren 72a und 72d zugeführt, und ein externes Signal EXSG wird jeweils dem Gate der MOS-Transistoren 72b und 72c zugeführt. In der Eingangspufferschaltung 72 wird der interne Knoten ND10 daher, wenn ein Ausgangssignal der Gateschaltung 70 auf H-Pegel liegt, von dem MOS-Transistor 72d fest auf Massespannungspegel gehalten. Wenn ein Ausgangssignal der Gatterschaltung 70 auf L-Pegel liegt, wird der MOS-Transistor 72d nichtleitend, der MOS-Transistor 72a wird leitend, und ein invertiertes Signal des externen Signals EXSG wird an den Knoten ND10 ausgegeben.

Wenn ein Ausgangssignal der Gatterschaltung 70 auf H-Pegel liegt, wird der MOS-Transistor 72a nichtleitend, der MOS-Transistor 72d wird in einen leitenden Zustand versetzt, und der interne Knoten ND10 wird fest auf Massespannungspegel gehalten.

Die Eingangspufferschaltung 78 enthält p-Kanal-MOS-Transistoren 78a und 78d, die in Reihe zwischen den Eingangsversorgungsknoten und einen internen Knoten ND11 geschaltet sind, sowie n-Kanal-MOS-Transistoren 78c und 78d, die parallel zwischen den internen Knoten ND11 und den Masseknoten geschaltet sind.

Ein Ausgangssignal der Gatterschaltung 76 wird jeweils dem Gate der MOS-Transistoren 78a und 78d zugeführt, und das externe Signal EXSG wird jeweils dem Gate der MOS-Transistoren 78b und 78c zugeführt.

Die Gatterschaltung 76 gibt ein Signal mit L-Pegel aus, wenn das Eingangsfreigabesignal auf H-Pegel liegt und das Betriebsarteinstellsignal MLV auf L-Pegel.

Ähnlich wie bei der Eingangspufferschaltung 72 wird auch in dieser Eingangspufferschaltung 78, wenn ein Ausgangssignal der Pufferschaltung 76 auf L-Pegel liegt, der MOS-Transistor 78a leitend, der MOS-Transistor 78d nichtleitend, und an dem Knoten ND11 wird ein invertiertes Signal des externen Signals EXSG erzeugt. Wenn das Ausgangssignal der Gatterschaltung 76 auf H-Pegel liegt, wird der MOS-Transistor 78a nichtleitend, der MOS-Transistor 78d leitend, und unabhängig von dem Logikpegel des externen Signals EXSG wird der Knoten ND11 fest auf Massespannungspegel gehalten.

Die Eingangsschaltung enthält weiter: einen CMOS-Inverter 74 (Complementary MOS) zum Invertieren eines Ausgangssignals der Eingangspufferschaltung 72; einen CMOS-Inverter 80 zum Invertieren eines Ausgangssignal der Eingangspufferschaltung 78; eine Pegelwandlerschaltung 82 zum Umwandeln eines Ausgangssignals des Inverters 80 in ein Signal mit einer Amplitude mit dem Pegel der Peripherieversorgungsspannung VDDP entsprechend einem Ausgangssignal des Eingangspuffers 78 und dem Ausgangssignal des Inverters 80; und eine AND-Schaltung 84, die ein Ausgangssignal des CMOS-Inverters 74 und ein Ausgangssignal der Pegelwandlerschaltung 82 empfängt und ein internes Signal INSG erzeugt.

Der CMOS-Inverter 74 empfängt die Peripherieversorgungsspannung VDDP als eine Betriebsversorgungsspannung, und der CMOS-Inverter 80 empfängt die Eingangsversorgungsspannung VDDI als eine Betriebsversorgungsspannung. Die Pegelwandlerschaltung 82 empfängt die Peripherieversorgungsspannung VDDP als eine Betriebsversorgungsspannung, und die AND-Schaltung 84 empfängt die Peripherieversorgungsspannung VDDP als eine Betriebsversorgungsspannung.

Die Pegelwandlerschaltung 82 enthält: einen p-Kanal-MOS-Transistor 82a, der zwischen den Peripherieversorgungsknoten und einen Knoten ND12 geschaltet ist und dessen Gate mit einem Knoten ND13 verbunden ist; einen p-Kanal-MOS-Transistor 82b, der zwischen den Peripherieversorgungsknoten und einen Knoten ND13 geschaltet ist und dessen Gate mit dem Knoten ND12 verbunden ist; einen n-Kanal-MOS-Transistor 82c, der zwischen den Knoten ND12 und den Masseknoten geschaltet ist und dessen Gate ein Ausgangssignal des CMOS-Inverters 80 empfängt; und einen n-Kanal-MOS-Transistor 82d, der zwischen den Knoten ND13 und den Masseknoten geschaltet ist und dessen Gate ein Ausgangssignal der Eingangspufferschaltung 78 empfängt.

Wenn ein Ausgangssignal des CMOS-Inverters 80 auf dem H-Pegel der Eingangsversorgungsspannung VDDI liegt, gibt die Pegelwandlerschaltung 82 ein Signal mit dem Pegel der Peripherieversorgungsspannung VDDP aus. Wenn ein Ausgangssignal des CMO-Inverters 80 auf L-Pegel (Massespannungspegel) liegt, liegt ein Ausgangssignal der Eingangspufferschaltung 78 auf dem Pegel der Eingangsversorgungsspannung VDDI, der MOS-Transistor 82d wird leitend, und an Knoten ND13 der Pegelwandlerschaltung 82 wird ein Signal mit L-Pegel ausgegeben. Daher wandelt die Pegelwandlerschaltung 82 ein Ausgangssignal der Eingangspufferschaltung 78 mit L-Pegel in ein Signal mit dem Pegel der Peripherieversorgungsspannung um und ein Signal mit H-Pegel in ein Signal mit dem Massespannungspegel.

Die AND-Schaltung 84 enthält ein NAND-Gatter 84a, das ein Ausgangssignal des CMOS-Inverters 74 und ein Ausgangssignal der Pegelwandlerschaltung 82 empfängt, und einen Inverter 84b zum Invertieren eines Ausgangssignals des NAND-Gatters 84a, wodurch ein internes Signal INSG erzeugt wird.

Durch die AND-Schaltung 84 werden das Ausgangssignal des CMOS-Inverters 74 und das Ausgangssignal der Pegelwandlerschaltung 82 verknüpft, um das interne Signal INSG entsprechend einem Ausgangssignal des freigegebenen Eingangspuffers zu erzeugen.

Die Eingangspufferschaltungen 72 und 78 werden alternativ entsprechend dem Betriebsarteinstellsignal MLV freigegeben und geben in gesperrtem Zustand ein Signal mit Massespannungspegel aus. Der CMOS-Inverter 74 invertiert das Ausgangssignal der Eingangspufferschaltung 72, und die Pegelwandlerschaltung 82 invertiert das Ausgangssignal der Eingangspufferschaltung 78. Daher wird ein Ausgangssignal der Eingangspufferschaltung in gesperrtem Zustand invertiert und das invertierte Signal der AND-Schaltung 84 zugeführt. Die AND-Schaltung 84 erzeugt das interne Signal INSG entsprechend einem Ausgangssignal der frei gegebenen Eingangspufferschaltung.

9 ist eine schematische Darstellung eines Zustands der Eingangspufferschaltung und der internen Spannungserzeugeschaltung, wenn das Betriebsarteinstellsignal MLV auf H-Pegel liegt und der LVTTL-Betrieb bezeichnet ist. Wenn das Betriebsarteinstellsignal MLV auf H-Pegel liegt, ist der LVTTL-Betrieb bezeichnet, der H-Pegel VIH eines Eingangssignals beträgt 2,0 V und der L-Pegel VIL des Eingangssignals beträgt 0,8 V. In diesem Fall wird wie in 1 gezeigt die Eingangsversorgungsspannungserzeugeschaltung 5 in einen gesperrten Zustand versetzt, und die Peripherieversorgungsleitung 10p wird mit der Eingangsversorgungsleitung 10i verbunden. Die Eingangspufferschaltung 72 empfängt die Peripherieversorgungsspannung VDDP als Betriebsversorgungsspannung, und das interne Signal INSG wird über die Gatterschaltung 84 entsprechend einem externen Signal erzeugt. In diesem Fall ist die Eingangspufferschaltung 78 in gesperrtem Zustand, und ihr Ausgang wird fest auf L-Pegel gehalten.

Entsprechend dem Spannungspegel (2,5 V) der Peripherieversorgungsspannung VDDP wird eine Reserve im Hinblick auf VIH und VIL in der Eingangspufferschaltung 72 optimiert. Somit kann das interne Signal INSG für ein Eingangssignal im LVTTL-Betrieb exakt erzeugt werden. Der Betrieb der Eingangsversorgungsspannungserzeugeschaltung 5 wird beendet, so dass der Stromverbrauch verringert werden kann.

10 ist eine schematische Darstellung des Zustands der Eingangspufferschaltung und der internen Spannungserzeugeschaltung, wenn das Betriebsarteinstellsignal MLV auf L-Pegel liegt. Wenn das Betriebsarteinstellsignal MVL auf L-Pegel liegt, wird der 1,8 VIO-Schnittstellenbetrieb bezeichnet. In dieser Betriebsart sind sowohl der H-Pegel VIH als auch der L-Pegel VIL eines Eingangssignals kleiner als im LVTTL-Betrieb. In dem 1,8 VIO-Betrieb (1,8 VIO-Schnittstellenbetrieb) werden H- und L-Pegel VIH/VIL eines Eingangssignals z. B. auf 0,65 VDDQ/0,35VDDQ oder auf 0,8 VDDQ/0,2 VDDQ eingestellt. VDDQ bezeichnet einen Spannungspegel einer Ausgangsversorgungsspannung, die an eine Ausgangsschaltung angelegt wird, und sie hat den gleichen Spannungspegel wie externe Versorgungsspannung. Die Peripherieversorgungsspannung VDDP beträgt üblicherweise 2,5 V.

In dem Fall, in dem die Eingangspufferschaltung 72 zum Betrieb im 1,8 VIO-Betrieb freigegeben wird, unterscheiden sich die Reserven für die Eingangssignalpegel VIH/VIL voneinander. Daher kann der Logikpegel eines Eingangssignals nicht exakt bestimmt werden, und das interne Signal INSG kann nicht exakt erzeugt werden (in dem 1,8 VIO-Betrieb sind die Entscheidungswerte VIH und VIL für die Logikpegel eines Eingangssignals jeweils kleiner als VIH und VIL in dem LVTTL-Betrieb). Daher wird die dem 1,8 VIO-Betrieb zugeordnete Eingangsversorgungsspannung VDDI von 1,8 V erzeugt, um die Eingangspufferschaltung 78 zu betreiben. In diesem Fall wird der logische Eingangsschwellenpegel der Eingangspufferschaltung 78 entsprechend VIH/VIL beim 1,8 VIO-Betrieb optimiert. Entsprechend einem Ausgangssignal der Eingangspufferschaltung 78 wird über die Gatterschaltung 84 das interne Signal INSG erzeugt.

In dem 1,8 VIO-Betrieb ist das in 1 gezeigte Verbindungsgatter 12 nichtleitend, die Peripherieversorgungsleitung 10p und die Eingangsversorgungsleitung l0s sind voneinander getrennt, und die Peripherieversorgungsspannungserzeugeschaltung 3 und die Eingangsversorgungsspannungserzeugeschaltung 5 erzeugen jeweils auf der Peripherieversorgungsleitung 10p bzw. der Eingangsversorgungsleitung l0s die Peripherieversorgungsspannung VDDP bzw. die Eingangsversorgungsspannung VDDI.

Die Peripherieversorgungsspannungserzeugeschaltung 3 wird entsprechend dem Externversorgungspegelbezeichnungssignal ZCMPE in den gesperrten oder freigegebenen Zustand versetzt.

Wie oben beschrieben sind entsprechend der zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung die Eingangspufferschaltung, die nur im LVTTL-Betrieb arbeitet, und die Eingangspufferschaltung, die nur in dem 1,8 VIO-Betrieb arbeitet, getrennt voneinander bereitgestellt. Durch selektives Betreiben der Eingangspufferschaltungen entsprechend einer bezeichneten Schnittstelle kann eine Eingangsschaltung verwirklicht werden, die in einem bezeichneten Schnittstellenbetrieb stabil arbeitet. Durch Beenden des Betriebs der Eingangsversorgungsspannungserzeugeschaltung kann der Leistungsverbrauch in dem LVTTL-Betrieb verringert werden.

Im Fall einer taktsynchronen Halbleiterspeichervorrichtung entspricht das Eingangsfreigabesignal EN dem Taktfreigabesignal CKE zum Freigeben eines internen Taktsignals, um eine interne Schaltung arbeiten zu lassen. Das Eingangsfreigabesignal EN wird aktiviert, wenn in der Halbleitervorrichtung ein internes Signal entsprechend einem externen Signal erzeugen werden soll.

11 ist eine schematische Darstellung des Aufbaus einer internen Spannungserzeugeschaltung nach einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Wie in 11 dargestellt, ist die Peripherieversorgungsspannungserzeugeschaltung 3 für die Peripherieversorgungsleitung 10p bereitgestellt, die Eingangsversorgungsspannungserzeugeschaltung 5 für die Eingangsversorgungsleitung 10i und die Feldversorgungsspannungserzeugeschaltung 4 für die Feldversorgungsleitung 10s. Das Leistungsunterbrechungsfreigabesignal PCUTe wird der Peripherieversorgungsspannungserzeugeschaltung 3, der Eingangsversorgungsspannungserzeugeschaltung 5 und der Feldversorgungsspannungserzeugeschaltung 4 zugeführt. Im Herabschaltbetrieb hat das Feldaktiviersignal ACT einen inaktiven Zustand. Wenn das Leistungsunterbrechungsfreigabesignal PCUTe auf H-Pegel gelegt wird, beendet daher sowohl die Peripherieversorgungsspannungserzeugeschaltung 3 als auch die Eingangsversorgungsspannungserzeugeschaltung 5 als auch die Feldversorgungsspannungserzeugeschaltung 4 jeweils ihren Int.ernversorgungsspannungserzeugebetrieb (s. 1). Der Aufbau der Peripherieversorgungsspannungserzeugeschaltung 3, der Eingangsversorgungsspannungserzeugeschaltung 5 und der Feldversorgungsspannungserzeugeschaltung 4 ist jeweils genauso wie in 1 bis 7 dargestellt.

Für die Peripherieversorgungsleitung 10p ist ein n-Kanal-MOS-Transistor 90 bereitgestellt, der leitend gemacht wird, wenn das Leistungsunterbrechungsfreigabesignal PCUTe aktiviert ist, und der in leitendem Zustand die Peripherieversorgungsleitung 10p mit einem externen Versorgungsknoten verbindet. Der MOS-Transistor 90 hat eine Schwellenspannung Vthn. In einer Betriebsart, in der die Peripherieversorgungsspannung VDDP durch Abwärtswandeln der externen Versorgungsspannung EXVDD erzeugt wird, erhält die Peripherieversorgungsspannung VDDP auf der Peripherieversorgungsleitung 10p die Spannung EXVDD-Vthn, wenn das Leistungsunterbrechungsfreigabesignal PCUTe auf H-Pegel liegt.

Wenn das Externversorgungspegelbezeichnungssignal ZCMPE auf H-Pegel gelegt wird, um anzuzeigen, dass die externe Versorgungsspannung EXVDD z. B. 2,5 V beträgt, ist in der Peripherieversorgungsspannungserzeugeschaltung 3 der in 3 gezeigte MOS-Transistor 31 im eingeschalteten (leitenden) Zustand, und die Peripherieversorgungsleitung 10p wird mit dem externen Versorgungsknoten verbunden. In diesem Fall wird daher die Peripherieversorgungsspannung VDDP unabhängig von einem aktiven oder inaktiven Zustand des Leistungsunterbrechungsfreigabesignals PCUTe auf dem Pegel der externen Versorgungsspannung EXVDD gehalten.

Wenn die externe Versorgungsspannung EXVDD 3,3V beträgt, erhält die Peripherieversorgungsspannung VDDP in dem Tiefherabschaltbetrieb, in dem das Leistungsunterbrechungsfreigabesignal PCUTe aktiviert ist, den Wert der externen Versorgungsspannung EXVDD-Vthn.

Wenn beim Einschalten durch einen Einfluss von Störungen oder dergleichen das Leistungsunterbrechungsfreigabesignal PCUTe aktiviert wird, beendet die Peripherieversorgungsspannungserzeugeschaltung 3 den Betrieb der Erzeugung der Peripherieversorgungsspannung VDDP. Wenn einer peripheren Spannung in diesem Fall auch dann keine Betriebsversorgungsspannung zugeführt . wird, wenn ein Einschalterfassungssignal POR deaktiviert wird, kann das Leistungsunterbrechungsfreigabesignal PCUTe nicht zurückgesetzt werden, und die Peripherieversorgungsspannung VDDP kann nicht intern erzeugt werden. Durch Verbinden der Peripherieversorgungsleitung 10p mit einem externen Versorgungsknoten, wenn das Leistungsunterbrechungsfreigabesignal PCUTe aktiviert ist, kann die Versorgungsspannung VDDP einer mit dem Steuern des Herabschaltbetriebs zusammenhängenden peripheren Schaltung zugeführt werden. Nach dem Einschalten wird die periphere Schaltung so betrieben, dass sie das Leistungsunterbrechungsfreigabesignal PCUTe zurücksetzt, und die Leistungsversorgungsspannungserzeugeschaltung 3 wird aktiviert, um eine interne Peripherieversorgungsspannung zu erzeugen.

Wenn das Leistungsunterbrechungsfreigabesignal PCUTe beim Einschalten in einem inaktiven Zustand gehalten wird, arbeitet die Peripherieversorgungsspannungserzeugeschaltung 3 und erzeugt die Peripherieversorgungsspannung VDDP.

In dem Tiefherabschaltbetrieb wird ein Strompfad für Schaltungen unterbrochen, die nicht mit dem Tiefherabschaltbetrieb zusammenhängende Schaltungen sind. Durch Verringern des Spannungspegels der Peripherieversorgungsspannung VDDP, die an die mit der Steuerung des Tiefherabschaltbetriebs zusammenhängenden Schaltungen angelegt wird, um die Schwellenspannung Vthn des MOS-Transistors 90 unter die externe Versorgungsspannung EXVDD kann ein Leckstrom in diesem Schaltungsabschnitten unterdrückt werden.

Für die Eingangsversorgungsleitung 10i sind bereitgestellt: ein Inverter 11, der das Betriebsarteinstellsignal MLV empfängt, und ein p-Kanal-MOS-Transistor, der leitend gemacht wird, wenn das Ausgangssignal des Inverters 11 auf L-Pegel liegt, um die Eingangsversorgungsleitung 10i und die Peripherieversorgungsleitung 10p miteinander zu verbinden. Der Inverter 11 und der MOS-Transistor 12 sind dieselben, die in 1 dargestellt sind.

Für die Eingangsversorgungsleitung 10i sind weiter bereitgestellt: eine NAND-Schaltung 92, die ein Ausgangssignal des Inverters und das Leistungsunterbrechungsfreigabesignal PCUTe empfängt; und ein p-Kanal-MOS-Transistor 93, der leitend wird, wenn ein Ausgangssignal der NAND-Schaltung 92 auf L-Pegel liegt, um den externen Versorgungsknoten mit der Eingangsversorgungsleitung 10i zu verbinden.

Wenn das Betriebsarteinstellsignal MLV auf H-Pegel liegt, wird der LVTTL-Betrieb bezeichnet. Im LVTTL-Betrieb wird die Eingangsversorgungsspannung VDDI auf denselben Spannungspegel eingestellt wie die Peripherieversorgungsspannung, und der Betrieb der Eingangsversorgungsspannungserzeugeschaltung 5 wird beendet. Dabei legt ein Ausgangssignal der NAND-Schaltung 92 auf H-Pegel, der MOS-Transistor 93 ist nichtleitend, und der externe Versorgungsknoten zum Zuführen der externen Versorgungsspannung EXVDD und die Eingangsversorgungsleitung 10i sind voneinander getrennt.

Wenn dagegen der 1,8 VIO-Betrieb eingestellt ist, liegt das Betriebsartauswahlsignal MLV auf L-Pegel. In diesem Fall wird der MOS-Transistor 12 nichtleitend, so dass die Peripherieversorgungsleitung 10p und die Eingangsversorgungsleitung 10i voneinander getrennt werden. Wenn das Leistungsunterbrechungsfreigabesignal PCUTe auf H-Pegel gelegt wird, erhält ein Ausgang der NAND-Schaltung 92 den L-Pegel, der MOS-Transistor 93 wird leitend, der externe Versorgungsknoten und die Eingangsversorgungsleitung 10i werden miteinander verbunden, und die Eingangsversorgungsspannung VDDI erhält den Pegel der externen Versorgungsspannung EXVDD.

In einem Fall, in dem die Eingangsversorgungsspannung VDDI auf 1,8 V eingestellt ist, kann es sein, dass die CMOS-Schaltung fehlerhaft arbeitet, wenn die Eingangsversorgungsspannung VDDI in den Tiefherabschaltbetrieb auf einen Wert kleiner als 1,8 V eingestellt wird, und insbesondere wenn sie annähernd auf die Absolutwerte der Schwellenspannungen der n-Kanal- und p-Kanal-MOS-Transistoren abgesenkt wird. Die Eingangsschaltungen die die Eingangsversorgungsspannung VDDI verwenden, empfangen externe Steuersignale (Befehle), die das Eintreten und Verlassen des Tiefherabschaltbetriebs anweisen. Wenn ein internes Signal nicht exakt entsprechend einem externen Signal erzeugt werden kann, ist es möglich, dass der Tiefherabschaltbetrieb nicht mehr richtig verlassen werden kann. In dem Tiefherabschaltbetrieb ist die Eingangsversorgungsspannung VDDI auf den Wert der externen Versorgungsspannung EXVDD eingestellt, wodurch erreicht wird, dass die Befehlseingabeschaltung richtig arbeitet und den Tiefherabschaltbetrieb verlässt.

Auch wenn das Leistungsunterbrechungsfreigabesignal PCUTe beim Einschalten fehlerhafterweise in einen aktiven Zustand versetzt wird, kann die Eingangsversorgungsspannung entsprechend der externen Versorgungsspannung EXVDD erzeugt werden. Wenn eine periphere Schaltung arbeitet und das Leistungsunterbrechungsfreigabesignal PCUTe zurückgesetzt wird, kann daher eine Initialisierung der Eingangsschaltungen entsprechend einer Eingangsversorgungsspannung VDDI mit hoher Geschwindigkeit durchgeführt werden.

Für die Feldversorgungsleitung l0s sind bereitgestellt: eine Gatterschaltung 95, die das Leistungsunterbrechungsfreigabesignal PCUTe und das Externversorgungspegelbezeichnungssignal ZCMPE empfängt; ein n-Kanal-MOS-Transistor 96, der leitend gemacht wird, wenn ein Ausgangssignal der Gatterschaltung 95 auf H-Pegel liegt, um den externen Versorgungsknoten EXVDD und die Feldversorgungsleitung l0s zu verbinden; eine AND-Schaltung 97, die das Leistungsunterbrechungsfreigabesignal PCUTe und das Externversorgungspegelbezeichnungssignal ZCMPE empfängt; und einen n-Kanal-MOS-Transistor 98, der leitend wird, wenn ein Ausgangssignal der AND-Schaltung 97 auf L-Pegel liegt, um den externen Versorgungsknoten und die Feldversorgungsleitung l0s zu verbinden.

Der n-Kanal-MOS-Transistor 98 ist ein Transistor mit einer niedrigen Schwellenspannung Vth.

Wenn die externe Versorgungsspannung auf 3,3 V liegt, liegt das Externversorgungspegelbezeichnungssignal ZCMPE auf L-Pegel, ein Ausgangssignal der Gatterschaltung 95 wird fest auf L-Pegel gehalten, und der MOS-Transistor 98 wird nichtleitend gemacht. Wenn das Leistungsunterbrechungsfreigabesignal PCUTe dagegen auf H-Pegel gelegt wird, gibt die Gatterschaltung 95 ein Signal mit L-Pegel aus und macht den MOS-Transistor 96 leitend. In diesem Fall erhält die Feldversorgungsspannung VDDS einen Wert von EXVDD-Vthn(96), wobei Vthn(96) eine Schwellenspannung des MOS-Transistors 96 bezeichnet.

Wenn die externe Versorgungsspannung EXVDD dagegen z. B. auf 2,5 V liegt, wird das Externversorgungspegelbezeichnungssignal ZCMPE auf H-Pegel gelegt, ein Ausgangssignal der Gatterschaltung 95 erhält den L-Pegel, und der MOS-Transistor 96 wird nichtleitend. Wenn dagegen das Leistungsunterbrechungsfreigabesignal PCUTe auf H-Pegel gelegt wird, erhält das Ausgangssignal der AND-Schaltung 97 den H-Pegel, und der MOS-Transistor 98 wird leitend gemacht. In diesem Zustand erhält die Feldversorgungsspannung VDDS einen Wert von EXVDD-Vthn(98), wobei Vthn(98) eine Schwellenspannung des MOS-Transistors 98 bezeichnet.

Da die externe Versorgungsspannung EXVDD klein ist, wird verhindert, dass der Spannungspegel der Feldversorgungsspannung VDDS durch Verwenden des Niedrig-Vth-Transistors 98 zu sehr erniedrigt wird. In dem Fall, in dem der Strompfad im Tiefherabschaltbetrieb unterbrochen ist, kann ein fehlerhafter Betrieb der die Feldversorgungsspannung VDDS verwendenden Schaltung verhindert werden, bis die Feldversorgungsspannung VDDS beim Verlassen des Tiefherabschaltbetriebs auf einen vorbestimmten Wert (Vrefs) zurückkehrt.

Auch wenn das Leistungsunterbrechungsfreigabesignal PCUTe beim Einschalten fehlerhafterweise aktiviert wird, kann die Feldversorgungsspannung VDDS entsprechend der externen Versorgungsspannung EXVDD getrieben werden. Der Spannungspegel der Spannung EXVDD-Vthn(98) liegt nahe bei dem Pegel der externen Versorgungsspannung EXVDD. Beim Übergang des Leistungsunterbrechungsfreigabesignal PCUTe in einen inaktiven Zustand kann daher eine Schaltung, die die Feldversorgungsspannung verwendet, initialisiert werden.

Mit einem solchen Aufbau kann der Stromverbrauch in dem Tiefherabschaltbetrieb verringert werden, und das Verlassen des Tiefherabschaltbetriebs kann richtig durchgeführt werden, so dass interne Schaltungen genau betrieben werden. Auch wenn das Leistungsunterbrechungsfreigabesignal PCUTe fehlerhafterweise beim Einschalten aktiviert wird, kann die interne Versorgungsspannung zuverlässig auf der Grundlage der externen Versorgungsspannung erzeugt werden. Die AND-Schaltungen 92 und 97, die Gatterschaltung 95 und der Inverter 11 arbeiten jeweils unter Verwendung der externen Versorgungsspannung EXVDD als einer Betriebsversorgungsspannung.

12 ist eine schematische Darstellung des Aufbaus einer Abwandlung der dritten Ausführungsform. Wie in 12 dargestellt, ist für die Feldversorgungsleitung l0f eine AND-Schaltung 100 bereitgestellt, die das Leistungsunterbrechungsfreigabesignal PCUTe und das Externversorgungspegelbezeichnungssignal ZCMPE empfängt, und ein p-Kanal-MOS-Transistor 102, der leitend gemacht wird, wenn ein Ausgangssignal der AND-Schaltung 100 auf L-Pegel liegt, um die Feldversorgungsleitung l0s mit einem externen Versorgungsknoten zu verbinden. Ähnlich wie bei dem in 11 dargestellten Aufbau sind für die Feldversorgungsleitung l0s weiterhin die Gatterschaltung 95 und der n-Kanal-MOS-Transistor 96 bereitgestellt.

Wenn die externe Versorgungsspannung EXVDD in dem in 12 dargestellten Aufbau z. B. 2,5 V beträgt, wird das Externversorgungspegelbezeichnungssignal ZCMPE auf H-Pegel gelegt. Wenn das Leistungsunterbrechungsfreigabesignal PCUTe aktiviert ist, wird dementsprechend der MOS-Transistor 102 leitend gemacht, und die Feldversorgungsspannung VDDS wird auf den Pegel der externen Versorgungsspannung EXVDD eingestellt. Auch in diesem Fall wird die Feldversorgungsspannung VDDS in dem Tiefherabschaltbetrieb auf einen Spannungspegel eingestellt, der kleiner ist als ein Spannungspegel in dem Fall, in dem die externe Versorgungsspannung EXVDD 3,3 V beträgt. Demzufolge können ähnliche Wirkungen erzielt werden wie mit dem in 11 dargestellten Aufbau. Wenn der Tiefherabschaltbetrieb verlassen wird bzw. das Leistungsunterbrechungsfreigabesignal deaktiviert wird, kann eine Schaltung, die die Feldversorgungsspannung verwendet, genau und stabil betrieben werden.

Wenn das Externversorgungspegelbezeichnungssignal ZCMPE auf L-Pegel gelegt wird, wenn das Leistungsfreigabesignal PCUTe aktiviert ist, wird der MOS-Transistor 96 leitend gemacht, um die Spannung EXVDD-Vthn(96) zu der Feldversorgungsleitung l0s zu übertragen. Daher kann ähnlich wie bei dem in 11 dargestellten Aufbau eine Spannung, die kleiner ist als die externe Versorgungsspannung, einer Schaltung zugeführt werden, die die Feldversorgungsspannung verwendet, und die Schaltungen, die die Feldversorgungsspannung verwenden, können stabil betrieben werden.

Der für die Peripherieversorgungsleitung 10p und die Eingangsversorgungsleitung 10i bereitgestellte Aufbau ist derselbe wie in 11 dargestellt.

Wie oben beschrieben wird nach der dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung die interne Versorgungsspannung im Tiefherabschaltbetrieb auf einen dem Pegel der externen Versorgungsspannung entsprechenden Spannungspegel eingestellt. Beim Verlassen des Tiefherabschaltbetriebs kann die interne Schaltung entsprechend dem von außen zugeführten Befehl zum Verlassen des Tiefherabschaltbetriebs richtig betrieben werden.

Auch wenn das Leistungsunterbrechungsfreigabesignal PCUTe beim Einschalten der externen Versorgung fehlerhafterweise aktiviert wird, wird das Leistungsunterbrechungsfreigabesignal PCUTe zuverlässig zurückgesetzt, wenn die externe Versorgungsspannung einen vorbestimmten Spannungspegel erreicht, und somit kann die interne Versorgungsspannung erzeugt werden.

13 ist eine schematische Darstellung des Aufbaus einer Versorgungssteuerschaltung nach einer vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Wie in 13 dargestellt, enthält die Versorgungssteuerschaltung: eine Peripherieeinschalterfassungsschaltung 110 zum Erfassen des Einschaltens einer Peripherieversorgungsspannung VDDP; eine periphere Schaltung 112, in der ein interner Zustand zurückgesetzt wird, wenn ein Peripherieeinschalterfassungssignal /PORP aktiviert ist, und die entsprechend einem von außen zugeführten Befehl CMD ein Leistungsunterbrechungssignal PCUT erzeugt; eine Pegelwandlerschaltung 114 zum Umwandeln des Pegels des Leistungsunterbrechungssignals PCUT von der peripheren Schaltung 112 auf ein Signal mit einer Amplitude der externen Versorgungsspannung EXVDD; einen CMOS-Inverter 116 zum Invertieren eines Ausgangssignals der Pegelwandlerschaltung 114; eine Externeinschalterfassungsschaltung 118 zum Erfassen des Einschaltens der externen Versorgungssannung EXVDD; und eine AND-Schaltung 120, die ein Externeinschalterfassungssignal /POREX von der Externeinschalterfassungsschaltung 118 und ein Ausgangssignal des CMOS-Inverters 116 empfängt und das Leistungsunterbrechungsfreigabesignal PCUTe erzeugt.

Die periphere Schaltung 112 empfängt die Peripherieversorgungsspannung VDDP als eine Betriebsversorgungsspannung. Der CMOS-Inverter 116 und die AND-Schaltung 120 empfangen die externe Versorgungsspannung EXVDD als eine Betriebsversorgungsspannung.

Die Pegelwandlerschaltung 114 invertiert den Logikpegel des von der peripheren Schaltung 112 ausgegebenen Leistungsunterbrechungssignal PCUT und wandelt seine Amplitude um.

Wenn die Peripherieversorgungsspannung VDDP einen vorbestimmten Spannungspegel erreicht oder überschreitet oder auf einem vorbestimmten Spannungspegel stabilisiert wird, legt die Peripherieeinschalterfassungsschaltung 110 das Peripherieeinschalterfassungssignal /PORP auf H-Pegel.

Wenn die externe Versorgungsspannung EXVDD einen vorbestimmten Spannungspegel erreicht oder auf einem vorbestimmten Spannungspegel stabilisiert wird, legt die Externeinschalterfassungsschaltung 118 das Externeinschalterfassungssignal /POREX auf H-Pegel.

Die Peripherieversorgungsspannung VDDP wird von der externen Versorgungsspannung EXVDD erzeugt. Beim Einschalten der externen Versorgungsspannung EXVDD erreicht daher die Peripherieversorgungsspannung VDDP einen vorbestimmten Spannungspegel noch nicht, so dass der Logikpegel des von der peripheren Schaltung 112 ausgegebenen Leistungsunterbrechungssignals PCUT in einem unbestimmten Zustand ist. Wenn der Spannungspegel des Leistungsunterbrechungssignals PCUT in diesem Zustand etwas an-, steigt und das Ausgangssignal durch die Pegelwandlerschaltung 114 auf L-Pegel getrieben wird, erhält ein Ausgangssignal des CMOS-Inverters 116 den H-Pegel. Wenn in diesem Fall das Externeinschalterfassungssignal /POREX auf L-Pegel gehalten wird, wird das Leistungsunterbrechungsfreigabesignal PCUTe von der AND-Schaltung 120 auf L-Pegel gehalten. Daher kann verhindert werden, dass das Leistungsunterbrechungsfreigabesignal PCUTe entsprechend dem Leistungsunterbrechungssignal PCUT aktiviert wird, das beim Einschalten der externen Versorgungsspannung in einem unbestimmten Zustand ist, und dass der Internspannungserzeugungsvorgang der Internversorgungsspannungserzeugeschaltung beendet wird. Somit können beim Einschalten der externen Versorgungsspannung die internen Spannungen einschließlich der Internversorgungsspannung stabil erzeugt werden.

Insbesondere liegt beim Einschalten der externen Versorgungsspannung EXVDD, wie in 14 dargestellt, das Externversorgungseinschaltsignal /POREX auf L-Pegel, bis die externe Versorgungsspannung EXVDD einen vorbestimmten Spannungspegel erreicht oder stabilisiert wird. Während dieser Zeit kann das Leistungsunterbrechungsfreigabesignal PCUTe zuverlässig auf L-Pegel eingestellt werden.

Wie in 14 dargestellt steigt der Spannungspegel der Peripherieversorgungsspannung VDDP nach dem Einschalten der externen Versorgungsspannung EXVDD später an als die externe Versorgungsspannung EXVDD (insbesondere in dem 3,3 V-Betrieb oder wenn das Externversorgungspegelbezeichnungssignal ZCMPE auf L-Pegel liegt). In diesem Fall behält das Peripherieeinschalterfassungssignal /PORP von der Peripherieeinschalterfassungsschaltung 110 den L-Pegel, bis die Peripherieversorgungsspannung VDDP stabilisiert ist.

Während die Peripherieversorgungsspannung VDDP instabil ist, liegt der Logikpegel des Leistungsunterbrechungssignals PCUT von der peripheren Schaltung 112 auf einem unbestimmten Zustand. Wenn der Spannungspegel des Leistungsunterbrechungssignals PCUT ansteigt und ein Ausgangssignal der Pegelwandlerschaltung 114 den L-Pegel erhält, erhält ein Ausgangssignal des CMOS-Inverters 116 den H-Pegel. In diesem Fall liegt jedoch das Externeinschalterfassungssignal /POREX auf L-Pegel, das Leistungsunterbrechungsfreigabesignal PCUTe von der AND-Schaltung 120 behält den L-Pegel, und die Peripherieversorgungsspannung VDDP wird beim Ansteigen der externen Versorgungsspannung EXVDD auf einen vorbestimmten Spannungspegel getrieben. Wenn die Peripherieversorgungsspannung VDDP einen vorbestimmten Spannungspegel erreicht, ist der interne Zustand der peripheren Schaltung 112 stabilisiert, und der Zustand des Leistungsunterbrechungssignals PCUT wird bestimmt und auf den Massespannungspegel getrieben (da das Peripherieeinschalterfassungssignal /PORP auf L-Pegel liegt, wird der interne Zustand der peripheren Schaltung 112 entsprechend dem Peripherieeinschalterfassungssignal /PORP zuverlässig auf den anfänglichen Zustand gesetzt).

Nachdem das Peripherieeinschalterfassungssignal /PORP auf H-Pegel angestiegen ist, steigt das Externeinschalterfassungssignal /POREX auf H-Pegel. Demzufolge kann die AND-Schaltung 120 als Pufferschaltung arbeiten, nachdem das Leistungsunterbrechungssignal PCUT zuverlässig auf L-Pegel gelegt ist, und das Leistungsunterbrechungsfreigabesignal PCUTe kann entsprechend einer von außen zugeführten Tiefherabschaltbetriebsanweisung aktiviert werden.

Das Externeinschalterfassungssignal /POREX kann im Hinblick auf eine Zeitspanne, die dafür erforderlich ist, dass die Peripherieversorgungsspannung VDDP nach dem Einschalten der externen Versorgungsspannung EXVDD einen vorbestimmten Spannungspegel erreicht, für eine geeignete Zeit deaktiviert werden. Insbesondere wird das Externeinschalterfassungssignal /POREX nach dem Ablauf einer vorbestimmten Zeitspanne, nachdem die externe Versorgungsspannung EXVDD stabilisiert ist, auf H-Pegel getrieben. Durch Treiben des Externeinschalterfassungssignals /POREX auf H-Pegel, nachdem das Leistungsfreigabesignal PCUT zurückgesetzt ist, kann eine fehlerhafte Aktivierung des Leistungsunterbrechungsfreigabesignals PCUTe beim Einschalten verhindert werden.

Für den Aufbau der Externeinschalterfassungsschaltung 118 und der Peripherieeinschalterfassungsschaltung 110 kann der Aufbau einer allgemeinen Einschalterfassungsschaltung verwendet werden. Durch Verzögern der Zeit des Ansteigens eines Ausgangssignal auf H-Pegel, z. B. durch Verwendung einer Verzögerungsschaltung, können die Einschalterfassungssignale /PORP und /POREX mit einem gewünschten Zeitablauf auf H-Pegel getrieben werden.

Wie oben beschrieben wird nach der vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung beim Einschalten der externen Versorgung das Leistungsunterbrechungsfreigabesignal durch Verwendung eines Einschalterfassungssignals für eine externe Versorgungsspannung in einem zurückgesetzten Zustand gehalten. Nach dem Einschalten kann eine interne Versorgungsspannung zuverlässig aus der externen Versorgungsspannung erzeugt werden, und die interne Versorgungsspannung kann mit einem schnelleren Zeitablauf zuverlässig auf einen vorbestimmten Spannungspegel getrieben werden.

15 ist eine Darstellung eines Beispiels für den Aufbau einer Betriebsarteinstellsignalerzeugeeinheit nach einer fünften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Wie in 15 dargestellt enthält die Betriebsarteinstellerzeugeeinheit einen Inverter 131 zum Invertieren eines Signals an einem Knoten ND20, der mit einer Bondfläche 130 verbunden ist; einen Inverter 132 zum Invertieren eines Ausgangssignals des Inverters 131, um ein Betriebsarteinstellsignal MOD zu erzeugen; einen n-Kanal-MOS-Transistor 133 zum Verbinden des Knotens ND20 mit dem Masseknoten entsprechend einem Ausgangssignal des Inverters 131; einen Inverter 134, der das Leistungsunterbrechungsfreigabesignal PCUTe empfängt; und einen n-Kanal-MOS-Transistor 135, der entsprechend einem Ausgangssignal des Inverters 134 selektiv leitend gemacht wird, um den Knoten ND20 mit dem Masseknoten zu verbinden.

Die Inverter 131, 132 und 134 empfangen die externe Versorgungsspannung EXVDD als eine Betriebsversorgungsspannung. Der MOS-Transistor 135 hat eine große Kanallänge, sein Kanalwiderstand ist dementsprechend hoch und seine Stromtreiberfähigkeit hinreichend klein.

Das Betriebsarteinstellsignal MOD ist z. B. das Externversorgungspegelbezeichnungssignal ZCMPE oder das Betriebsarteinstellsignal MLV. Das Betriebsarteinstellsignal MOD kann auch ein Wortaufbaubezeichnungssignal zum Einstellen der Anzahl von Bits von Eingabe/Ausgabedaten oder ein Signal zum Einstellen einer internen Betriebsart wie z. B. eines Auffrischzyklus sein. Ein beliebiges Signal kann verwendet werden, vorausgesetzt, dass sein Spannungspegel zum festen Einstellen eines internen Zustands durch Einstellen einer Spannung an der Bondfläche 130 festgelegt wird.

In dem in 15 dargestellten Aufbau der Betriebsarteinstellsignalerzeugeeinheit ist die Bondfläche 130 über einen Bonddraht 137 selektiv mit einem externen Versorgungsanschluss 136 verbunden. Wenn die Bondfläche 130 über den Bonddraht 137 mit dem externen Versorgungsanschluss 136 verbunden wird, erhält die Spannung an dem Knoten ND20 den Pegel der externen Versorgungsspannung EXVDD, und auch das Betriebsarteinstellsignal MOD wird ein Signal mit dem Pegel der externen Versorgungsspannung EXVDD. In diesem Fall liegt ein Ausgangssignal des Inverters 131 auf L-Pegel, und der MOS-Transistor 133 ist nichtleitend.

In einem Normalbetrieb liegt das Leistungsunterbrechungsfreigabesignal PCUTe auf L-Pegel, und der MOS-Transistor 135 wird in einem leitenden Zustand gehalten. In diesem Zustand fließt daher ein sehr kleiner Strom von dem Knoten ND20 über den MOS-Transistor 135 zu dem Masseknoten. Um einen Betrag des von dem Knoten ND20 über den MOS-Transistor 135 zu dem Masseknoten fließenden Stromes hinreichend zu verringern, hat der MOS-Transistor 135 eine hinreichend große Kanallänge, um einen hinreichend großen Kanalwiderstandswert aufzuweisen.

In dem Tiefherabschaltbetrieb wird das Leistungsunterbrechungsfreigabesignal PCUTe auf H-Pegel gelegt, und der MOS-Transistor 135 wird nichtleitend gemacht. Daher ist in dem Tiefherabschaltbetrieb ein Pfad, durch den Strom zwischen dem Knoten ND20 und dem Masseknoten fließt, unterbrochen. Ein Pfad für den Strom, der von dem externen Versorgungsanschluss 136 über den Bonddraht 137, die Bondfläche 130 und den MOS-Transistor 135 zu dem Masseknoten fließt, ist unterbrochen. Somit kann der Stromverbrauch in dem Tiefherabschaltbetrieb verringert werden.

Wenn die Bondfläche 130 offen gelassen wird, ist der MOS-Transistor 135 in einem Normalbetrieb in einem eingeschalteten (leitenden) Zustand, und der Knoten ND20 wird fest auf Massespannungspegel gehalten. In diesem Fall liegt ein Ausgangssignal des Inverters 131 auf H-Pegel, der MOS-Transistor 130 wird leitend, durch den Inverter 131 und den MOS-Transistor 133 wird eine Verriegelungsschaltung gebildet, und der Knoten ND20 wird fest auf Massespannungspegel gehalten.

Wenn das Leistungsunterbrechungsfreigabesignal PCUTe in dem Tiefherabschaltbetrieb aktiviert ist, wird der MOS-Transistor 135 nichtleitend. In diesem Zustand ist der MOS-Transistor 133 entsprechend einem Ausgangssignals des Inverters 131 leitend, der Knoten ND20 wird weiter auf Massespannungspegel gehalten und dementsprechend wird das Betriebsarteinstellsignal MOD auf L-Pegel gehalten.

Durch Versetzen des MOS-Transistors 135, der den Knoten ND20 auf einem vorbestimmten Spannungspegel hält, wenn sich der Knoten 20 in einem offenen Zustand befindet, in einen nichtleitenden Zustand im Tiefherabschaltbetrieb kann der Stromverbrauch in dem Tiefherabschaltbetrieb verringert werden, wenn die Bondfläche 130 mit dem Versorgungsanschluss 136 verbunden ist.

In dem Fall, in dem die Bondfläche 130 auf dem Pegel der externen Versorgungsspannung EXVDD liegt, liegt der Knoten ND20 auch im Tiefherabschaltbetrieb auf dem Pegel der externen Versorgungsspannung EXVDD, und das Betriebsarteinstellsignal MOD behält den H-Pegel. In einem Zustand, in dem die Bondfläche 130 offen ist, wird der Knoten ND20 durch den MOS-Transistor 133 auf Massespannungspegel gehalten, und das Betriebsarteinstellsignal MOD wird auf L-Pegel gehalten. Daher ändert sich in dem Tiefherabschaltbetrieb der Logikpegel des Betriebsarteinstellsignals MOD auch dann nicht, wenn der MOS-Transistor 135, der verhindern soll, dass der Knoten ND20 elektrisch schwebt, in einen nichtleitenden Zustand versetzt wird.

In dem in 15 dargestellten Aufbau wird der Logikpegel des Betriebsarteinstellsignals MOD dementsprechend eingestellt, ob ein Bonddraht 137 mit der Bondfläche 130 verbunden ist oder nicht. Der Logikpegel des Betriebsarteinstellsignals MOD kann aber auch eingestellt werden, je nachdem ob ein schmelzbares Verbindungselement durchgebrannt ist oder nicht. Der Spannungspegel des internen Knotens ND20 wird fest eingestellt, und der MOS-Transistor 135, der verhindert, dass der interne Knoten elektrisch schwebt, wird in dem Tiefherabschaltbetrieb ausgeschaltet. Somit kann der Stromverbrauch in dem Tiefherabschaltbetrieb verringert werden.

In dem Fall, in dem die Bondfläche 130 so verdrahtet ist, dass sie mit dem Masseanschluss verbunden ist, wird der MOS-Transistor zum Verhindern des elektrischen Schwebens zwischen den externen Versorgungsknoten und den Knoten ND20 geschaltet.

Wie oben beschrieben wird nach der fünften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung in einer Programmschaltung zum festen Einstellen des Logikpegels eines Internzustandseinstellsignals der Transistor, der verhindert, dass eine Anschlussfläche elektrisch schwebt, in dem Tiefherabschaltbetrieb nichtleitend gemacht. Somit kann der Stromverbrauch in dem Tiefherabschaltbetrieb verringert werden.

16 ist eine Darstellung des Aufbaus eines Feldbetriebs-VDC 4a nach einer sechsten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Wie in 16 dargestellt, enthält der Feldbetriebs-VDC 4a: p-Kanal-MOS-Transistoren 140 und 141, die eine Stromspiegelschaltung bilden; n-Kanal-MOS-Transistoren 142 und 143, die eine Differenzstufe bilden, um die Feldversorgungsspannung VDDS mit der Feldreferenzspannung Vrefs zu vergleichen; einen n-Kanal-MOS-Transistor 144 zum Aktivieren des Feldbetriebs-VDC 4a als Reaktion auf die Aktivierung eines dem Steuereingang AIN zugeführtes Feldaktiviersignals ACT; und einen p-Kanal-Stromtreiber-MOS-Transistor 145 zum Zuführen eines Stroms von dem externen Versorgungsknoten über die Feldversorgungsleitung l0s entsprechend einem Ausgangssignal am Knoten ND32.

Das Gate der MOS-Transistoren 140 und 141 ist jeweils mit dem Knoten ND30 verbunden, und der MOS-Transistor 140 dient als Hauptstufe der Stromspiegelschaltung. Die Gates der MOS-Transistoren 142 und 143 empfangen jeweils die Feldversorgungsspannung VDDS bzw. die Feldreferenzspannung Vrefs.

Der Feldbetriebs-VDC 4a enthält weiter einen p-Kanal-MOS-Transistor 146, der leitend gemacht wird, wenn ein Übersteuersignal ZOVR aktiviert wird, und der in leitendem Zustand dem Knoten N30 die Feldversorgungsspannung VDDS zuführt. Das Übersteuersignal ZOVR wird im Betrieb des Leseverstärkers für eine vorbestimmte Zeitspanne (z. B. l0 ns) aktiv gehalten.

17 ist ein Signalverlaufsdiagramm, das einen Betrieb des in 16 dargestellten Feldbetriebs-VDC 4a darstellt. Mit Bezug auf 17 wird nun der Betrieb des in 16 dargestellten Feldbetriebs-VDC 4a beschrieben.

Wenn ein Speicherzellenauswahlvorgang angewiesen ist, wird das Feldaktiviersignal ACT aktiviert. Wenn das Feldaktiviersignal ACT aktiviert ist, wird der Feldbetriebs-VDC 4a aktiviert, um die Feldversorgungsspannung VDDS auf der Feldversorgungsleitung l0s mit der Feldreferenzspannung Vrefs zu vergleichen, und er führt der Feldversorgungsleitung l0s entsprechend dem Vergleichsergebnis einen Strom von dem externen Versorgungsknoten zu.

Wenn die Feldreferenzspannung Vrefs in dem Vergleichsvorgang größer ist als die Feldversorgungsspannung VDDS, erhält der MOS-Transistor 143 einen höheren Leitwert als der MOS-Transistor 142, um den von dem MOS-Transistor 141 zugeführten Strom abzuleiten. Dementsprechend wird der Spannungspegel an dem Knoten ND32 kleiner, der Treiberstrom des Stromtreibertransistors 145 steigt an, und der Spannungspegel der Feldversorgungsspannung VDDS steigt an.

Wenn die Feldversorgungsspannung VDDS dagegen größer ist als die Feldreferenzspannung Vrefs, erhält der MOS-Transistor 142 einen höheren Leitwert als der MOS-Transistor 143 zum Erhöhen des Treiberstroms, und dementsprechend steigt die Stromzufuhr durch den MOS-Transistor 140 an. Der MOS-Transistor 143 kann nicht den gesamten von dem MOS-Transistor 141 zugeführten Strom abführen, und der Spannungspegel an Knoten ND32 steigt an. Der Stromtreibertransistor 145 verringert den Treiberstrom oder beendet die Stromzufuhr.

Nach Ablauf einer vorbestimmten Zeitspanne, nachdem das Feldaktiviersignal ACT aktiviert wurde, wird ein Lesetriggersignal S0N aktiviert, und der Vorgang des Lesens aus der ausgewählten Speicherzelle wird gestartet. Als Reaktion auf die Aktivierung des Lesetriggersignals S0N wird das ÜbersteuersignalZOVR für eine vorbestimmte Zeitspanne aktiviert. Wenn das Übersteuersignal ZOVR aktiviert ist, wird der übersteuernde MOS-Transistor 146 leitend, und der Knoten ND30 wird für eine vorbestimmte Zeitspanne fest auf dem Pegel der Feldversorgungsspannung VDDS gehalten. Durch Halten des Knotens 30 auf dem Pegel der Feldversorgungsspannung VDDS wird in der Vergleichsschaltung des Feldbetriebs-VDC 4a zwangsweise ein Zustand eingestellt, in dem die Feldversorgungsspannung VDDS dementsprechend abfällt. Die Stromzufuhr des MOS-Transistors 141 wird verringert, der Spannungspegel des Knotens ND32 wird verringert, und ein Stromzuführbetrag des Stromtreibertransistors 145 steigt an.

Wenn der Leseverstärker als Reaktion auf die Aktivierung des Lesetriggersignals S0N arbeitet, wird Feldversorgungsspannung VDDS auf der Feldversorgungsleitung l0s verbraucht, was möglicherweise ein Absinken des Spannungspegels bewirkt, und deswegen wird die Stromtreiberfähigkeit des Stromtreibertransistors 145 groß eingestellt. Somit kann ein Abfall der Feldversorgungsspannung VDDS unterdrückt werden, und der Lesevorgang kann stabil durchgeführt werden.

Die Feldversorgungsspannung VDDS beträgt z. B. 1,6 V. Wenn die externe Versorgungsspannung EXVDD 2,5V beträgt, hat eine Gate/Source-Spannung des MOS-Transistors 141 den Wert -0,9 V, und die Stromzuführmenge des MOS-Transistors 141 kann hinreichend verringert werden. Somit kann der Spannungspegel des Knotens ND32 durch den Entladevorgang des MOS-Transistors 143 hinreichend abgesenkt werden.

Wenn die externe Versorgungsspannung EXVDD dagegen 3,3 V beträgt, hat die Gate/Source-Spannung des MOS-Transistors 141 einen Wert von –1,7 V. Der MOS-Transistor 141 liefert einen größeren Strom als in dem Fall, in dem die externe Versorgungsspannung EXVDD 2,5V beträgt, um zu verhindern, dass der Spannungspegel an dem Knoten ND32 zu sehr abfällt. Wenn die externe Versorgungsspannung EXVDD so groß wie 3,3 V, wird daher eine übermäßige Stromzufuhr zu der Feldversorgungsleitung l0s verhindert, so dass vermieden wird, dass der Pegel der Feldversorgungsspannung VDDS übermäßig über einen vorbestimmten Spannungspegel anzeigt.

18 ist eine schematische Darstellung des Aufbaus einer zeilenbezogenen Schaltung einer Halbleiterspeichervorrichtung nach der sechsten Ausführungsform.

Wie in 18 dargestellt, enthält die zeilenbezogene Steuerschaltung: eine Feldaktiviersteuerschaltung 150, die einen von außen zugeführten Befehl CMD empfängt und das Feldaktiviersignal ACT aktiviert, wenn der Befehl CMD die Auswahl einer Zeile anweist; eine Wortleitungstreibersteuerschaltung 152, die als Reaktion auf die Aktivierung des Feldaktiviersignals ACT ein Wortleitungstreiberzeitsteuerungssignal RXT mit einem vorbestimmten Zeitablauf erzeugt; und eine Lesesteuerschaltung 154, die als Reaktion auf ein Ausgangssignal der Wortleitungstreibersteuerschaltung 152 nach Ablauf einer vorbestimmten Zeitspanne das Lesertriggersignal S0N aktiviert. Die Steuerschaltungen 150, 152 und 154 empfangen die Peripherieversorgungsspannung VDDP als eine Betriebsversorgungsspannung.

Wenn die Halbleitervorrichtung ein Synchronspeicher ist, der synchron zu einem Taktsignal arbeitet, nimmt die Feldaktiviersteuerschaltung 150 eine Mehrzahl von externen Steuersignalen z. B. synchron zu der ansteigenden Flanke eines Taktsignals auf und erzeugt entsprechend einer Verknüpfung der Logikpegel der Steuersignale ein internes Betriebssteuersignal. Wenn das Feldaktiviersignal ACT aktiviert wird, aktivieren die Wortleitungstreibersteuerschaltung 152 und die Lesesteuerschaltung 154 jeweils nach Ablauf vorbestimmter Zeitspannen das Wortleitungstreiberzeitsteuerungssignal RXT bzw. das Lesetriggersignal S0N. Wenn das Feldaktiviersignal ACT z. B. durch Anlegen eines Vorladebefehls deaktiviert wird, wird das Wortleitungstreiberzeitsteuerungssignal RXT deaktiviert und anschließend wird das Lesetriggersignal S0N deaktiviert.

Die zeilenbezogene Peripherieschaltung enthält: eine Wortleitungsauswahlschaltung 160 zum Treiben einer adressierten Wortleitung WL in einen ausgewählten Zustand entsprechend dem Wortleitungstreiberzeitsteuerungssignal RXT und einen Leseverstärkeraktivierschaltung 162 zum Erzeugen eines Leseverstärkeraktiviersignals S1N für den Leseverstärker SA entsprechend dem Lesetriggersignal S0N. An die Wortleitungsauswahlschaltung 160 werden die Peripherieversorgungsspannung VDDP und eine hohe Spannung Vpp angelegt, und die ausgewählte Wortleitung WL wird auf den Pegel der hohen Spannung Vpp getrieben.

Der Leseverstärker SA enthält einen aus kreuzgekoppelten p-Kanal-MOS-Transistoren gebildeten p-Leseverstärker und einen aus kreuzgekoppelten n-Kanal-MOS-Transistoren gebildeten n-Leseverstärker. In dem Leseverstärker SA wird entsprechend der Aktivierung des Leseverstärkeraktiviersignals S1N der n-Leseverstärker mit der Masseleitung verbunden, und eine Bitleitung mit einem kleineren Potential wird auf den Massespannungspegel entladen.

Die Leseverstärkeraktivierschaltung 162 erzeugt auch ein p-Leseverstärkeraktiviersignal SPE zum Aktivierendes p-Leseverstärkers entsprechend dem Lesetriggersignal S0N zum Anlegen an den Leseverstärker SA. Der p-Leseverstärker wird entsprechend dem p-Leseverstärkeraktiviersignal SPE mit der Feldversorgungsleitung l0s verbunden und treibt eine Bitleitung aus den Bitleitungen BL und ZBL mit einem höheren Potential auf den Pegel der Feldversorgungsspannung VDDS. Beim Betrieb des Leseverstärkers SA werden daher die Bitleitungen BL und ZBL aufgeladen und entladen. Beim Laden der Bitleitung wird Feldversorgungsspannung VDDS verbraucht.

Der Leseverstärker SA ist entsprechend jeder Speicherzellenspalte (Bitleitungspaar) bereitgestellt. Im Lesebetrieb führen eine große Anzahl von Leseverstärkern SA gleichzeitig Lade- und Entladevorgänge durch. Um den Bitleitungslade- und Entladestrom im Lesebetrieb zu kompensieren, wird wie in 16 dargestellt die Stromtreiberfähigkeit des Feldbetriebs-VDC 4a unter Verwendung des MOS-Transistors 146 zum Übersteuern erhöht, wodurch ein Abfall der Feldversorgungsspannung VDDS vermieden wird.

Für das Feldbetriebs-VDC 4a ist eine Übersteuerungssteuerschaltung 156 bereitgestellt zum Erzeugen eines Übersteuersignals ZOVR mit einem Einzelpuls als Reaktion auf die Aktivierung des Lesetriggersignals S0N. Die Übersteuerungssteuerschaltung 156 empfängt die externe Versorgungsspannung EXVDD als eine Betriebsversorgungsspannung.

Für gewöhnlich ist ein Speicherzellenfeld in eine Mehrzahl von Zeilenblöcke aufgeteilt, und ein Lesevorgang wird in einem Zeilenblock durchgeführt, der eine ausgewählte Speicherzelle enthält. Entsprechend dem Lesetriggersignal S0N werden die für einen ausgewählten Zeilenblock bereitgestellten Leseverstärker entsprechend dem Leseverstärkeraktiviersignal S1N aktiviert.

Im Bereitschaftszustand werden die Bitleitungen BL und ZBL von einer Bitleitungsvorlade/Ausgleichsschaltung BPE auf den Pegel einer vorbestimmten Bitleitungsvorladespannung Vb1 vorgeladen und ausgeglichen.

19 ist ein Beispiel für den Aufbau einer in 18 gezeigten Übersteuerungssteuerschaltung 156. Wie in 19 dargestellt, enthält die Übersteuerungssteuerschaltung 156: eine Pegelwandlerschaltung 156a zum Umwandeln der Amplitude des Lesetriggersignals S0N auf den Pegel der externen Versorgungsspannung EXVDD; eine Invertier/Verzögerungsschaltung 156b, um ein Ausgangssignal der Pegelwandlerschaltung 156a zu invertieren und um eine vorbestimmte Zeitspanne zu verzögern; und eine NAND-Schaltung 156c, die ein Ausgangssignal der Invertier/Verzögerungsschaltung 156b und ein Ausgangssignal der Pegelwandlerschaltung 156a empfängt und das Übersteuersignal ZOVR erzeugt. Der Invertier/Verzögerungsschaltung 156b und der NAND-Schaltung 156c wird die externe Versorgungsspannung EXVDD als eine Betriebsversorgungsspannung zugeführt.

Die Pegelwandlerschaltung 156a führt nur eine Wandlung der Amplitude des Lesetriggersignals S0N durch und konvertiert nicht den Logikpegel. Wenn das Lesetriggersignal S0N aktiviert wird und sein Spannungspegel ansteigt, steigt daher auch ein Ausgangssignal der Pegelwandlerschaltung 156a an. Die Invertier/Verzögerungsschaltung 156 ist aus kaskadierten Invertern mit einer ungeraden Zahl von Stufen aufgebaut und treibt nach Ablauf einer vorbestimmten Zeitspanne ihr Ausgangssignal entsprechend einem Ausgangssignal der Pegelwandlerschaltung 156a auf L-Pegel. Während der Verzögerungszeit der Invertier/Verzögerungsschaltung 156b liegen daher beide Eingänge der NAND-Schaltung 156c auf H-Pegel, und das Übersteuersignal XOVR wird auf L-Pegel getrieben.

Wenn der Spannungspegel der externen Versorgungsspannung EXVDD ansteigt, wird die Verzögerungszeit der Invertier/Verzögerungsschaltung 156b kleiner, und auch die Gatterlaufzeit der NAND-Schaltung 156c wird kleiner. Bei einer Erhöhung der externen Versorgungsspannung EXVDD wird daher die Aktivierzeitspanne des Übersteuersignals ZOVR verringert, die Leseübersteuerungszeitspanne kann verringert sein, die Zeitspanne, in der die Stromtreiberfähigkeit in dem Feldbetriebs-VDC 4a groß eingestellt ist, kann verringert sein, es kann verhindert werden, dass die Feldversorgungsspannung VDDS zu sehr übersteuert wird, und daher kann der Stromverbrauch verringert werden.

20 ist ein Beispiel für den Aufbau einer Zwischenspannungsschaltung zum Erzeugen der Zwischenspannungen Vb1 und Vcp nach der sechsten Ausführungsform. Wie in 20 dargestellt, enthält eine Zwischenspannungserzeugeschaltung 170 eine Spannungsteilerschaltung zum Teilen der Feldreferenzspannung Vrefs und eine Ausgangsschaltung zum Erzeugen der Zwischenspannung Vb1 oder Vcp entsprechend einem Ausgangssignal der Spannungsteilerschaltung.

Die Spannungsteilerschaltung enthält: ein Widerstandselement 170a, das zwischen einen Referenzspannungseingangsknoten ND und einen internen Knoten ND41 geschaltet ist; MOS-Transistoren 170b und 170c, die in Reihe zueinander zwischen den Knoten ND41 und einen Knoten ND42 geschaltet sind; und ein Widerstandselement 170d, das zwischen den Knoten ND42 und einen Masseknoten geschaltet ist.

Der MOS-Transistor 170b ist ein n-Kanal-MOS-Transistor, dessen Gate und Drain gemeinsam. mit dem Knoten ND41 verbunden sind, und er arbeitet in einem Diodenbetrieb. Der MOS-Transistor 170c ist ein p-Kanal-MOS-Transistor, dessen Gate und Drain gemeinsam mit dem Knoten ND42 verbunden sind, und er arbeitet in einem Diodenbetrieb.

Jedes der Widerstandselemente 170a und 170d hat einen hinreichend großen Widerstandswert und führt einen sehr kleinen Strom. Daher arbeiten die MOS-Transistoren 170b und 170c in dem Diodenbetrieb, der Spannungspegel an dem Knoten ND41 erhält z. B. den Wert Vrefs/2+Vthn, und der Spannungspegel an dem Knoten ND42 erhält z. B. den Wert Vrefs/2 – Vthp. Dabei bezeichnet Vthn eine Schwellenspannung des MOS-Transistors 170b und Vthp den Absolutwert einer Schwellenspannung des MOS-Transistors 170c.

Die Ausgangsschaltung enthält: einen n-Kanal-MOS-Transistor 170e, der zwischen den externen Versorgungsknoten und einen Ausgangsknoten ND43 geschaltet ist und dessen Gate mit dem Knoten ND41 verbunden ist; und einen p-Kanal-MOS-Transistor 170f, der zwischen den Knoten ND43 und den Masseknoten geschaltet ist und dessen Gate mit dem Knoten ND42 verbunden ist.

Da der Spannungspegel des Knotens ND41 kleiner ist als die externe Versorgungsspannung EXVDD, arbeitet der MOS-Transistor 170e in einem Spannungsfolgerbetrieb, und der Knoten ND43 wird auf einen Spannungspegel geklemmt, der um die Schwellenspannung Vthn kleiner ist als die Spannung an dem Knoten ND41. Der MOS-Transistor 170f arbeitet in dem Spannungsfolgerbetrieb, da seine Drainspannung auf Massespannungspegel liegt und kleiner ist als seine Gatespannung, und Knoten ND43 wird auf einen Spannungspegel geklemmt, der um die Spannung Vthp größer ist als die Spannung an Knoten ND42.

Wenn die Zwischenspannung Vb1 (bzw. Vcp) an Knoten ND43 unter die Spannung Vrefs/2 absinkt, wird der MOS-Transistor 170e leitend und führt dem Knoten ND43 Strom zu. Der MOS-Transistor 170f ist dabei nichtleitend. Wenn die Zwischenspannung Vbl (bzw. Vcp) über die Spannung Vrefs/2 ansteigt, ist der MOS-Transistor 170e ausgeschaltet (nichtleitend), und der MOS-Transistor 170f ist leitend und führt einen Strom von dem Knoten ND43 zu dem Masseknoten ab. Somit wird die Zwischenspannung Vbl (bzw. Vcp) auf einem Spannungspegel von Vrefs/2 gehalten. Die Schwellenspannungen der MOS-Transistoren 170b und 170e haben den selben Wert, und die Schwellenspannungen der MOS-Transistoren 170c und 170f haben den selben Wert.

Durch Verwenden der Referenzspannung Vrefs zum Erzeugen der Zwischenspannung Vb1 (bzw. Vcp) werden die Zwischenspannungen Vb1 und Vcp auch dann ohne Einfluss der Übersteuerung auf dem Spannungspegel von Vrefs/2 gehalten, wenn die Feldversorgungsspannung VDDS übersteuert wird. Im Lesebetrieb kann der Spannungspegel der Referenzbitleitung daher exakt auf dem Spannungspegel der Zwischenspannung Vrefs/2 gehalten werden.

Außer in der Übersteuerungszeitspanne liegt die Feldversorgungsspannung VDDS auf dem Spannungspegel der Referenzspannung Vrefs. In einer Speicherzelle gespeicherte Daten mit H-Pegel erhalten durch einen Rückschreibvorgang des Leseverstärkers den Spannungspegel Vrefs. In dem Bereitschaftszustand kann ein Bitleitungsvorladepegel daher exakt auf dem Zwischenspannungspegel der in einer Speicherzelle gespeicherten Daten gehalten werden. Auch bei Verwendung des Leseübersteuerschemas können die Bitleitungsvorladespannung Vb1 und die Zellplattenspannung Vcp exakt auf dem Zwischenspannungspegel erzeugt werden.

Eine Menge elektrischer Ladungen, die in einem Speicherzellenkondensator gespeichert sind, ändert sich auch abhängig von der Zellplattenspannung (Q = C*(Vcp – V(data))).

Durch Erzeugen der Zellplattenspannung Vcp entsprechend der Feldreferenzspannung Vrefs kann der Absolutwert der gespeicherten elektrischen Ladungsmenge ohne Einfluss durch die Leseübersteuerung in Bezug auf Daten mit H-Pegel und auf Daten mit L-Pegel ausgeglichen werden. Der Absolutwert einer Lesespannung, die auf einer Bitleitung auftritt, wenn eine Speicherzelle ausgewählt ist, kann im Hinblick auf Daten mit H-Pegel und Daten mit L-Pegel ausgeglichen werden. Somit kann der Lesevorgang, stabil durchgeführt werden.

Wie oben beschrieben wird nach der sechsten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung die Feldversorgungsspannung während des Lesevorgangs übersteuert. Zur Zeit des Lesevorgangs kann die Feldversorgungsspannung dem Leseverstärker stabil zugeführt werden, ohne verbraucht zu werden.

Außerdem werden die Bitleitungsvorladespannung und die Zellplattenspannung auf der Grundlage der Feldreferenzspannung erzeugt, die den Spannungspegel der Feldversorgungsspannung bestimmt. Auch wenn die Feldversorgungsspannung zum Erhöhen des Spannungspegels entsprechend dem Leseübersteuerungsschema übersteuert wird, können die Bitleitungsvorladespannung und die Zellplattenspannung beide ihren Spannungspegel stabil halten, die Bitleitung kann exakt vorgeladen werden, auf einer Bitleitung kann jeweils im Hinblick auf H-Pegel und L-Pegel eine Lesespannung mit der selben Größe erzeugt werden, und der Lesevorgang kann exakt durchgeführt werden.

21 ist eine Darstellung des Aufbaus einer Hochspannungserzeugeschaltung nach einer siebten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Wie in 18 dargestellt, wird die hohe Spannung Vpp zu einer ausgewählten Wortleitung übertragen.

Wie in 21 dargestellt, enthält die Hochspannungserzeugeschaltung: ein kapazitives Element 180 zum Zuführen elektrischer Ladungen zu einem Knoten ND50 entsprechend einem Vorladesteuersignal PRE; einen n-Kanal-MOS-Transistor 181 zum Klemmen des Spannungspegels an Knoten ND50 auf den Pegel einer Spannung EXVDD-Vthn, die um die Schwellenspannung Vth kleiner ist als die externe Versorgungsspannung EXVDD; einen n-Kanal-MOS-Transistor 182, der entsprechend dem Spannungspegel an Knoten ND50 selektiv leitend gemacht wird und in leitendem Zustand die externe Versorgungsspannung EXVDD zu einem Knoten ND53 über; trägt; einen n-Kanal-MOS-Transistor 183, der entsprechend dem Spannungspegel an Knoten ND50 selektiv leitend gemacht wird und in leitendem Zustand die externe Versorgungsspannung EXVDD zu dem Knoten ND51 überträgt; und ein kapazitives Element 184 zum Zuführen von elektrischen Ladungen zu dem Knoten ND51 entsprechend einem Ausgangsgattersteuersignal GATES.

Das Vorladesteuersignal PRE ist ein Signal mit einer Amplitude mit dem Pegel der externen Versorgungsspannung EXVDD, und das Ausgangsgattersteuersignal GATES hat eine Amplitude Vg der hohen Spannung Vpp oder einer verdoppelten Feldversorgungsspannung 2*VDDS. Eine Spannung GATE an ND51 wechselt zwischen einer Spannung Vg+EXVDD und der externen Versorgungsspannung EXVDD. Der untere Grenzpegel der Spannung an Knoten ND50 wird durch den MOS-Transistor 181 auf EXVDD-Vthn geklemmt, und jeder der MOS-Transistoren 182 und 183 überträgt im leitenden Zustand die externe Versorgungsspannung EXVDD.

Die Hochspannungserzeugeschaltung enthält weiter: einen p-Kanal-MOS-Transistor 185, der leitend gemacht wird, wenn ein Pumpsteuersignal ZPUMP auf L-Pegel liegt, um die externe Versorgungsspannung EXVDD zu dem Knoten ND52 zu übertragen; einen n-Kanal-MOS-Transistor 186, der leitend gemacht wird, wenn das Pumpsteuersignal ZPUMP auf H-Pegel liegt, um eine Spannung VBTB an dem Knoten ND54 zu dem Knoten ND52 zu übertragen; ein kapazitives Element 187 zum Entladen des Knotens ND54 entsprechend einem Negativanhebungssteuersignal ZVBTB; ein kapazitives Element 188 zum Entladen eines Knotens ND55 entsprechend einem Negativanhebungsvorladesteuersignal ZPREB; einen p-Kanal-MOS-Transistor 189 zum Klemmen der oberen Grenzspannung an dem Knoten ND55 auf den Pegel der Spannung Vthp; und einen p-Kanal-MOS-Transistor 190 zum Vorladen des Knotens ND54 auf den Massespannungspegel entsprechend der Spannung an dem Knoten ND55.

Das Pumpsteuersignal ZPUMP ist ein Signal mit einer Amplitude der externen Versorgungsspannung EXVDD. Das Negativanhebungssteuersignal ist ein Signal mit einer Amplitude der externen Versorgungsspannung EXVDD. Das negative Anhebungsvorladesteuersignal ist ein Signal mit einer Amplitude der externen Versorgungsspannung EXVDD.

Das kapazitive Element 187 ist aus einem p-Kanal-MOS-Transistor gebildet, bei dem ein Backgate (rückseitiges Gate), eine Source und ein Drain miteinander verbunden sind und das Negativanhebungssteuersignal ZVBTB empfangen, und ein Gate ist mit dem Knoten ND54 verbunden. Da der Knoten ND54, wie später beschrieben, wird auf einen negativen Spannungspegel getrieben wird, wird durch das Verbinden des Knotens ND54 mit der Gateelektrode des kapazitiven Elements 187 verhindert, dass elektrische Ladungen in einen Substratbereich des MOS-Transistors fließen, der das kapazitive Element 187 bildet.

Die Hochspannungserzeugeschaltung enthält weiter ein kapazitives Element 191 zum Laden/Entladen des Knotens ND53 entsprechend dem Spannungspegel an dem Knoten ND52 und einen n-Kanal-MOS-Transistor 192, der entsprechend der Spannung GATE an dem Knoten ND51 selektiv leitend gemacht wird und im leitenden Zustand zum Erzeugen der hohen Spannung VPP elektrische Ladungen von dem Knoten ND53 zu dem Ausgangsknoten ausgibt.

Das kapazitive Element 191 wird durch einen p-Kanal-MOS-Transistor gebildet, dessen Gate mit dem Knoten ND52 verbunden ist und dessen Backgate, Source und Drain zusammen mit dem Knoten ND53 verbunden sind. Auch in dem kapazitiven Element 191 wird der Knoten ND52 auf eine negative Spannung getrieben, so dass das Gate des kapazitiven Elements 191 mit dem Knoten ND52 verbunden ist und Backgate, Source und Drain mit dem Knoten ND53. Durch Empfangen einer negativen Spannung an der Gateelektrode wird verhindert, dass elektrische Ladungen in den Substratbereich fließen.

22 ist ein Signalverlaufsdiagramm, das einen Betrieb der in 21 gezeigten Hochspannungserzeugeschaltung darstellt. Mit Bezug auf 22 wird nun der Betrieb der in 21 gezeigten Hochspannungserzeugeschaltung beschrieben.

Vor dem Zeitpunkt t0 liegt das Negativanhebungssteuersignal ZVBTB auf H-Pegel und das Negativanhebungsvorladesteuersignal ZPREB auf Massespannungspegel. In diesem Zustand liegt der Knoten ND55 auf dem Pegel Vthp-EXVDD, der MOS-Transistor 190 ist leitend, und der Knoten ND54 wird auf Massespannungspegel vorgeladen. Wenn das Negativanhebungsvorladesteuersignal ZPREB auf H-Pegel und der Spannungspegel des Knotens ND55 auf die Schwellenspannung Vthp des MOS-Transistors 189 ansteigt, gelangt der MOS-Transistor 190 in einen nichtleitenden Zustand, und der Vorladevorgang des Knotens ND54 wird abgeschlossen.

Wenn das Negativanhebungssteuersignal ZVBTB zum Zeitpunkt t0 auf den Massespannungspegel getrieben wird, sinkt über die kapazitive Kopplung des kapazitiven Elements 187 eine Spannung VBTB an Knoten ND54 auf den negativen Spannungspegel –Vb. Wenn der Spannungspegel an dem Knoten ND54 abfällt, wird der MOS-Transistor 186 auch dann leitend, wenn das Pumpsteuersignal ZPUMP auf Massespannungspegel liegt, so dass die Spannung VBTB an dem Knoten ND54 einen Spannungspegel erreicht, der durch kapazitive Teilung zwischen den Kapazitätswerten Cl und C2 der kapazitiven Elemente 187 und 191 gegeben ist. Die Spannung Vb wird also durch die folgende Gleichung ausgedrückt: Vb = C1 * EXVDD / (C1 + C2) – Lls, wobei Lls einen Koppelverlust bezeichnet. Wenn die Kapazitätswerte C1 und C2 gleich sind und kein Koppelverlust auftritt, erreicht die Spannung VBTB an dem Knoten ND54 den Spannungspegel –EXVDD/2.

Anschließend steigt zum Zeitpunkt t1 das Vorladesteuersignal PRE auf den Pegel der externen Versorgungsspannung EXVDD, und der Spannungspegel an Knoten ND50 steigt über die kapazitive Kopplung des kapazitiven Elements 180 (unter der Annahme, dass kein Koppelverlust auftritt) auf den Spannungspegel 2*EXVDD-Vthn an. Wenn der Spannungspegel an dem Knoten ND50 ansteigt, werden die MOS-Transistoren 182 und 183 leitend, die Spannung an dem Knoten ND53 erhält den Pegel der externen Versorgungsspannung EXVDD, und der Spannungspegel der Spannung GATE des Knotens ND51 wird auf den Pegel der externen Versorgungsspannung EXVDD vorgeladen.

Wenn das Vorladesteuersignal PRE zu einem Zeitpunkt t1b auf den Massespannungspegel gefallen ist, sinkt der Spannungspegel des Knotens ND50. Durch den Klemmbetrieb des MOS-Transistors 181 erhält der Spannungspegel des Knotens ND50 den Wert EXVDD-Vthn, und die MOS-Transistoren 182 und 183 werden nichtleitend.

Zum Zeitpunkt t2 fällt das Negativanhebungsvor1adesteuersignal ZPREB auf den Massespannungspegel, und das Negativanhebungssteuersignal ZVBTB wird zu einem Zeitpunkt t3, der annähernd derselbe ist wie der Zeitpunkt t2, auf die externe Versorgungsspannung EXVDD angehoben. Durch kapazitive Kopplung des kapazitiven Elements 188 wird der MOS-Transistor 190 leitend, und die Spannung VBTB an dem Knoten ND54 wird auf den Massespannungspegel vorgeladen. In diesem Zustand wird das Pumpsteuersignal ZPUMP zum Zeitpunkt t0 auf den Pegel der externen Versorgungsspannung EXVDD getrieben, und der MOS-Transistor 186 ist in leitendem Zustand. Wenn die Spannung VBTB an Knoten ND54 auf den Massespannungspegel ansteigt, steigt die Spannungspegel an dem Knoten ND52 dementsprechend an, und durch die kapazitive Kopplung des kapazitiven Elements 191 steigt der Spannungspegel an Knoten ND53 auf den Spannungspegel EXVDD+Vb.

Wenn das Pumpsteuersignal ZPUMP zum Zeitpunkt t4 von der externen Versorgungsspannung EXVDD auf den Massespannungspegel abfällt, wird der MOS-Transistor 185 leitend, während der MOS-Transistor 186 nichtleitend wird, und der Spannungspegel an Knoten ND52 steigt von dem Massespannungspegel auf den Pegel der externen Versorgungsspannung EXVDD. Durch kapazitive Kopplung des kapazitiven Elementes 191 steigt daher der Spannungspegel an Knoten ND53 weiter um EXVDD an und erhält den Spannungspegel 2*EXVDD+Vb.

Wenn das Ausgangsgattersteuersignal GATEE zum Zeitpunkt t5 auf den Pegel der hohen Spannung Vg ansteigt, steigt die Spannung GATE an dem Knoten N51 von dem Pegel der externen Versorgungsspannung EXVDD durch kapazitive Kopplung über das kapazitive Element 184 auf den Spannungspegel Vg+EXVDD an. Die Spannung Vg ist eine Spannung mit einem Pegel von annähernd 2*VDDS oder der hohen Spannung Vpp, der MOS-Transistor 192 wird leitend, die in dem Knoten ND53 gespeicherten elektrischen Ladungen werden zu dem Ausgangsknoten übertragen, und der Spannungspegel der hohen Spannung Vpp steigt an.

Wenn das Ausgangsgattersteuersignal GATEE zum Zeitpunkt t6 auf den Massespannungspegel abfällt, sinkt der Spannungspegel des Knotens ND51 durch kapazitive Kopplung über das kapazitive Element 184. Zum Zeitpunkt t7 unmittelbar nach dem Zeitpunkt t6 steigt das Vorladesteuersignal PRE wieder auf den Pegel der externen Versorgungsspannung EXVDD an, und die Knoten ND51 und ND53 werden auf den Pegel der externen Versorgungsspannung EXVDD vorgeladen.

Zum Zeitpunkt t2 dagegen wird die Spannung VBTB an dem Knoten ND50 auf den Massespannungspegel vorgeladen, um den folgenden Anhebevorgang vorzubereiten. Durch anschließendes Wiederholen der Vorgänge von Zeitpunkt t0 an steigt der Spannungspegel der hohen Spannung Vpp. Der größte erreichbare Spannungspegel der hohen Spannung Vpp ändert sich entsprechend der externen Versorgungsspannung EXVDD, der Feldversorgungsspannung VDDS und der Schwellenspannung des MOS-Transistors 192. Wenn der höchste Spannungspegel der Spannung GATE größer ist als 2*EXVDD+Vb+Vthn, kann die hohe Spannung Vpp ihren höchsten Spannungspegel von 2*EXVDD+Vb erreichen.

Wie in 21 dargestellt kann der Spannungspegel an dem Knotens ND53 durch Anheben der niedrigsten Spannung des Knotens des kapazitiven Elements 191 zum Übertragen elektrischer Ladungen zu dem Knoten ND53 durch Pumpbetrieb auf einen negativen Spannungspegel um die Anhebespannung Vb erhöht werden. Für C1 = C2 kann der Spannungspegel an dem Knoten ND53 im Idealfall auf den Spannungspegel 2,5*EXVDD erhöht werden. Auch wenn der Betrieb bei dem unteren Grenzspannungspegel der Spezifikation für die externe Versorgungsspannung EXVDD durchgeführt wird, kann der Spannungspegel der hohen Spannung Vpp hinreichend erhöht werden.

23 ist eine schematische Schnittdarstellung des Aufbaus der kapazitiven Elemente 187 und 191. Da die kapazitiven Elemente 187 und 191 den selben Aufbau haben, zeigt 23 den Schnittaufbau des kapazitiven Elements 187.

Wie in 23 dargestellt, ist das kapazitive Element 187 in einer n-Wanne 202 ausgebildet, die an der Oberfläche eines pdotierten Substratbereiches 200 ausgebildet ist. Der p-Substratbereich 200 ist auf den Massespannungspegel vorgespannt.

Das kapazitive Element 187 enthält: p-Dotierungsbereiche 203a und 203b, die getrennt voneinander an der Oberfläche der n-Wanne 202 ausgebildet sind; eine Gateelektrode 203, die auf einem Kanalbildungsbereich zwischen den Dotierungsbereichen 203a und 203b ausgebildet ist, wobei unter ihr eine nicht darge- stellte Gateisolierschicht ausgebildet ist; und einen n-Wannen-Dotierungsbereich 204, der an der Oberfläche der n-Wanne 202 ausgebildet ist. Die Dotierungsbereiche 203a, 203b und 204 sind miteinander verbunden und empfangen gemeinsam das Negativanhebungssteuersignal ZVBTB. Die Gateelektrode 203 ist mit dem in 21 gezeigten Knoten ND50 verbunden und empfängt die Spannung VBTB.

Wie in 23 dargestellt, liegen die Dotierungsbereiche 203a, 203b und 204 auf Massespannungspegel, auch wenn die Spannung VBTB auf eine negative Spannung –Vb abfällt. Der p-Substratbereich 200 ist auf den Massespannungspegel vorgeladen, und ein pn-Übergang zwischen dem p-Substratbereich 200 und der n-Wanne 202 wird nichtleitend gehalten. Dadurch kann verhindert werden, dass elektrische Ladungen von der n-Wanne 202 in den p-Substratbereich 200 abfließen.

Auch in dem Fall, in dem ein interner Knoten in der Hochspannungserzeugeschaltung auf einen negativen Spannungspegel versetzt wird, wird ein MOS-Kondensator mit einem gewöhnlichen Aufbau gebildet, in dem nur die n-Wanne 202 in dem p-Substratbereich 200 zum Bilden eines p-Kanal-MOS-Transistors isoliert wird, und er kann als ein Negativspannungsanhebungskondensator verwendet werden.

Die hohe Spannung Vpp wird für gewöhnlich auf den Spannungspegel 1,5*VDDS eingestellt.

24 ist eine Darstellung eines Beispiels für den Aufbau einer Schaltung zum Erzeugen des Ausgangsgattersteuersignals GATEE. Wie in 24 dargestellt, enthält die Ausgangsgattersteuersignalerzeugeschaltung: einen n-Kanal-MOS-Transistor 211 zum Übertragen der externen Versorgungsspannung EXVDD an einen Knoten ND60 in leitendem Zustand; einen n-Kanal-MOS-Transistor 212 zum Klemmen der unteren Grenzspannung des Gates des MOS-Transistors 211 auf den Pegel EXVDD-Vthn; ein kapazitives Element 210 zum Zuführen elektrischer Ladungen zu dem Gate des MOS-Transistors 211 entsprechend einem Steuersignal GAT0; ein kapazitives Element 213 zum Zuführen von elektrischen Ladungen zu dem Knoten N60 entsprechend einem Steuersignal GAT1; einen p-Kanal-MOS-Transistor 214, der leitend gemacht wird, wenn ein Steuersignal GAT2 auf L-Pegel liegt, und in leitendem Zustand die Spannung des Knotens ND60 an den Ausgangsknoten überträgt, um das Ausgangsgattersteuersignal GATEE zu erzeugen; und einen n-Kanal-MOS-Transistor 215, der leitend gemacht wird, wenn das Steuersignal GAT2 auf H-Pegel liegt, um das Ausgangsgattersteuersignal GATEE auf den Massespannungspegel zu treiben. Die Amplitude jedes der Steuersignale GAT0 bis GAT2 ist der Pegel der externen Versorgungsspannung EXVDD.

25 ist ein Signalverlaufsdiagramm, das einen Betrieb der in 24 dargestellten Ausgangsgattersteuersignalerzeugeschaltung darstellt. Mit Bezug auf 25 wird nun der Betrieb der in 24 dargestellten Gattersignalerzeugeschaltung beschrieben.

Das Steuersignal GAT1 fällt von dem Pegel der externen Versorgungsspannung EXVDD auf den Massespannungspegel. Dabei liegt das Steuersignal GAT0 auf Massespannungspegel, und die Ga- tespannung des MOS-Transistors 211 liegt auf dem Spannungspegel EXVDD-Vthn. Wenn der Spannungspegel des Steuersignals GAT1 sinkt, sinkt auch der Spannungspegel an dem Knoten ND60. Annähernd gleichzeitig mit dem Abfall des Steuersignals GAT1 steigt der Spannungspegel des Steuersignals GAT2 auf den Pegel der externen Versorgungsspannung EXVDD an, der MOS-Transistor 215 wird leitend, und das Ausgangsgattersteuersignal GATEE wird auf den Massespannungspegel getrieben. Der Spannungspegel des Knotens ND60 hat dabei maximal den Wert der externen Versorgungsspannung EXVDD, und der MOS-Transistor 214 wird in einem nichtleitenden Zustand gehalten.

Anschließend steigt das Steuersignal GAT0 auf den Pegel der externen Versorgungsspannung EXVDD, der MOS-Transistor 211 wird leitend, und der Spannungspegel an Knoten ND60 wird auf den Pegel der externen Versorgungsspannung EXVDD vorgeladen.

Wenn das Steuersignal GAT0 auf Massespannungspegel fällt, werden die Source- und Drainspannung des MOS-Transistors 211 größer als die Gatespannung, und der MOS-Transistor 211 wird nichtleitend.

Mit einem vorbestimmten Zeitablauf steigt anschließend das Steuersignal GAT1 auf den Pegel der externen Versorgungsspannung EXVDD und der Spannungspegel an Knoten ND60 auf den Pegel 2*EXVDD. Annähernd gleichzeitig mit dem Ansteigen des Steuersignals GAT1 fällt das Steuersignal GAT2 auf den Massespannungspegel ab, der MOS-Transistor 214 wird leitend, der MOS-Transistor 215 wird nichtleitend, und der Spannungspegel des Ausgangsgattersteuersignals GATEE steigt auf den Spannungspegel an dem Knoten ND60, d. h. auf den Spannungspegel 2*EXVDD.

Durch Wiederholen der oben beschriebenen Vorgänge kann das Ausgangsgattersteuersignal GATEE mit einer Amplitude von 2*EXVDD erzeugt werden. Durch Ausbilden der Steuersignale GAT1 und GAT2 als komplementäre Signale und durch Treiben des Steuersignals GAT1 mit annähernd dem selben Signalverlauf wie das Ausgangsattersteuersignal GATEE. kann das Ausgangsgattersteuersignal GATEE mit der Amplitude von 2*EXVDD aus dem Steuersignal mit der Amplitude der externen Versorgungsspannung EXVDD erzeugt werden.

Es kann auch ein alternativer Aufbau verwendet werden, bei dem eine dem Ausgangsgattersteuersignal GATEE zugeordnete Anhebungsschaltung bereitgestellt wird und die Ausgangsspannung der zugeordneten Anhebungsschaltung verwendet wird, um das Ausgangsgattersteuersignal GRTEEF mit einer Amplitude der externen Versorgungsspannung in seinem Pegel umzuwandeln, um das Ausgangsgattersteuersignal GATE zu erzeugen.

26 ist eine Darstellung eines Aufbaus einer Abwandlung der Hochspannungserzeugeschaltung nach der siebten Ausführungsform. Bei dem in 26 dargestellten Aufbau ist eine Hauptelektrode (Gateelektrode) des kapazitiven Elements 187 mit dem Knoten ND53 verbunden, und ein Anhebungssteuersignal ZVBTB wird über einen CMOS-Inverter 220 der anderen Elektrode des kapazitiven Elements 187 zugeführt. Der CMOS-Inverter 220 invertiert ein Steuersignal ZPUMPA, das dieselbe Phase hat wie das Pumpsteuersignal ZPUMP, um ein Negativanhebungssteuersignal ZVBTB zu erzeugen.

Der Sourceknoten des MOS-Transistors 186 zum Treiben der Spannung eines Elektrodenknotens (Hauptelektrode) des kapazitiven Elements 191 ist mit dem Masseknoten verbunden. Der Schaltungsabschnitt zum Treiben der Knoten ND51 und ND53 ist derselbe wie in dem Aufbau der in 21 dargestellten Hochspannungserzeugeschaltung. Entsprechende Teile sind mit demselben Bezugszeichen versehen, und ihre detaillierte Beschreibung wird nicht wiederholt.

In der in 26 dargestellten Hochspannungserzeugeschaltung sind die kapazitiven Elemente 187 und 191 parallel zu dem Knoten ND53 bereitgestellt. Dem Knoten ND53 werden elektrische Ladungen über zwei kapazitive Elemente 187 und 191 zugeführt.

Auch wenn die Amplitude an dem Knoten ND53 2*EXVDD beträgt, wird die Ladungszuführfähigkeit zu dem Ausgangsknoten erhöht, so dass die hohe Spannung Vpp stabil mit hoher Geschwindigkeit erzeugt werden kann.

In dem in 26 dargestellten Aufbau ist das Gate (die Hauptelektrode) des kapazitiven Elements 191 ähnlich wie in dem Fall der in 21 dargestellten Doppelanhebung mit dem Knoten ND52 verbunden. In dem Fall der Einzelanhebung wie in dem in 26 dargestellten Aufbau ändert der Knoten ND52 seinen Spannungspegel zwischen der Massespannung und der externen Versorgungsspannung EXVDD, und er wird nicht auf eine negative Spannung getrieben. Deswegen kann das Gate des kapazitiven Elements 191 mit dem Knoten ND53 verbunden sein, während Source, Drain und Substratbereiche des kapazitiven Elements 191 mit dem Knoten ND52 verbunden sind. Bei dieser Anordnung werden die Gatekapazitäten des kapazitiven Elements 191 und des kapazitiven Elements 187 mit dem Knoten ND53 verbunden. Verglichen mit dem Aufbau, bei dem die Parasitärkapazität des Substratsbereichs und dergleichen des kapazitiven Elements 191 mit dem Knoten ND53 verbunden sind, kann die Parasitärkapazität des Knotens ND53 verringert werden, ein Kopplungskoeffizient zwischen den Knoten ND52 und ND53 kann groß gemacht werden, und die Pumpeffizienz kann verbessert werden.

Wie oben beschrieben wird der interne Knoten nach der siebten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung auf eine negative Spannung verschoben, und dann wird der interne Knoten auf den Pegel der externen Versorgungsspannung getrieben. Demzufolge kann die maximale Spannungsamplitude des internen Knotens auf 2*EXVDD+0,5*EXVDD eingestellt werden, und auch wenn die externe Versorgungsspannung EXVDD auf ihren unteren Grenzwert abfällt, kann die hohe Spannung Vpp auf einem vorbestimmten Pegel stabil erzeugt werden.

27 ist eine schematische Darstellung des Aufbaus einer Hochspannungserzeugeschaltung nach einer achten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Wie in 27 dargestellt, wird zum Einstellen einer Spannungsamplitude des internen Knotens ND53 entweder auf 2*EXVDD oder auf 2,5*EXVDD eine Maskenmetallverbindung verwendet.

Wenn der Spannungspegel des internen Knotens ND53 auf die Amplitude von 2,5*EXVDD eingestellt wird, muss eine Doppelanhebung verwendet werden. In diesem Fall sind die Maskenmetallverbindungen 235a, 235b und 242 angeordnet. Entsprechend dieser Anordnung ist eine Elektrode des kapazitiven Elements 187 mit dem Sourceknoten des MOS-Transistors 186 verbunden, und die andere Elektrode empfängt über die Maskenverbindungsleitung 242 das Voranhebungssignal ZVBTB. Der Drainknoten des MOS-Transistors 190 ist über die Maskenmetallverbindungsleitung 235a mit dem Sourceknoten des MOS-Transistors 186 verbunden. Mit diesem Aufbau wird eine Hochspannungserzeugeschaltung vom Doppelanhebungstyp ähnlich dem in 21 dargestellten Aufbau verwirklicht.

Wenn die Spannungsamplitude des Knotens ND53 dagegen auf 2*EXVDD eingestellt ist, wird ein Einzelanhebungsaufbau bezeichnet. In diesem Fall sind die Maskenmetallverbindungsleitungen 240a, 240b und 237 angeordnet. In diesem Fall wird daher das Pumpsteuersignal ZPUMPA dem kapazitiven Element 187 über den Inverter 220 zugeführt, und die Elektrode des kapazitiven Elements 187 wird nicht mit dem MOS-Transistor 186 verbunden, sondern über die Maskenmetallverbindungsleitung 240a mit dem Knoten ND53.

Der Sourceknoten des MOS-Transistors 186 ist über die Maskenmetallverbindungsleitung 240c mit dem Masseknoten verbunden, und der Drainknoten des MOS-Transistors 190 ist über die Maskenmetallverbindungsleitung 240b mit dem Masseknoten verbunden. Im Einzelanhebungsbetrieb wird das Negativspannungsanhebungsvorladesteuersignal ZPREB fest auf L-Pegel gehalten.

In diesem Fall wird daher der Knoten ND53 von den kapazitiven Elementen 191 und 187 parallel getrieben, und eine Internspannungserzeugeschaltung vom Einzelanhebungstyp ist verwirklicht.

Durch Herstellen desselben Schaltungsaufbaus im Hauptprozess und durch selektives Anordnen der Maskenmetallverbindungsleitungen bei der Scheibenverarbeitung entsprechend dem Spannungspegel der Versorgungsspannung EXVDD können Internhochspannungserzeugeschaltungen vom Doppelanhebungstyp und vom Einzelanhebungstyp selektiv gebildet werden.

In dem in 27 dargestellten Aufbau ist das Gate des kapazitiven Elements 191 mit dem Knoten ND52 verbunden, und der Substratbereich und der Dotierungsbereich (Source/Drain-Bereich) sind mit dem Knoten ND53 verbunden. In dem Fall, in dem das kapazitive Element 191 bei der Einzelanhebungsanordnung in der umgekehrten Richtung angeordnet ist, wird die Verbindung des Gates, des Substrats und des Dotierungsbereichs des kapazitiven Elements 191 durch Verbindungen entsprechend dem Einzelanhebungstyp und dem Doppelanhebungstyp geschaltet.

Eine Spannungserzeugeschaltung 230 ist ein Schaltungsabschnitt, der die Schaltungen zum Erzeugen der Spannung GATE und der Vorladespannung des Knotens ND53 bei den in 21 und 26 dargestellten Aufbauten erzeugt, und er hat einen Abschnitt, der entsprechend dem in 27 gezeigten Vorladesteuersignal PRE und Ausgangsgattersteuersignale GATEE arbeitet.

28 ist eine Darstellung des Aufbaus einer ersten Abwandlung der achten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Wie in 28 dargestellt, ist ein Metallschalter 250 für den Sourceknoten des MOS-Transistors 186 bereitgestellt, ein Metallschalter 251 für den Drainknoten des MOS-Transistors 190, und ein Metallschalter 253 für den Knoten ND53. Ein Metallschalter 252 ist für den Elektrodenknoten des kapazitiven Elements 187 bereitgestellt. Die Verbindungspfade der Metallschalter 250 bis 253 werden durch Metallverbindungsleitungen bei der Scheibenverarbeitung gelegt.

Bei dem Doppelanhebungsaufbau verbindet der Metallschalter 250 eine Verbindungsleitung 245 und die Gateelektrode des kapazitiven Elements 187 gemeinsam mit dem Sourceknoten des MOS-Transistors 186. Der Metallschalter 251 verbindet den Drainknoten des MOS-Transistors 190 mit der Verbindungsleitung 245. Der Metallschalter 253 verbindet den Masseknoten mit einer Verbindungsleitung 247. Der Metallschalter 252 verbindet das Negativspannungsanhebesteuersignal ZVBTB mit dem Source-, Drainund Substratbereich des kapazitiven Elements 187.

Bei dem Einzelanhebungsaufbau verbindet der Metallschalter 250 den Masseknoten mit dem Sourceknoten des MOS-Transistors 186 und die Gateelektrode des kapazitiven Elements 187 mit der Verbindungsleitung 245. Der Metallschalter 251 verbindet die Verbindungsleitung 245 mit einer Verbindungsleitung 247 und den Drainknoten des MOS-Transistors 190 mit dem Masseknoten. Der Metallschalter 253 verbindet die Verbindungsleitung 247 mit dem Knoten ND53. Der Metallschalter 252 verbindet ein Ausgangssignal des Inverters 220 mit den Source-, Drain- und Backgate(Substratbereichs-)Knoten des kapazitiven Elements 187.

Durch Verlegen der Verbindungspfade der Metallschalter 250 bis 253 durch Metallverbindungsleitungen bei dem Scheibenprozess entsprechend dem Spannungspegel der externen Versorgungsspannung EXVDD kann selektiv die Hochspannungserzeugeschaltung mit dem Doppelanhebungsaufbau und die Hochspannungserzeugeschaltung mit dem Einzelanhebungsaufbau verwirklicht werden.

Bei dem in 28 dargestellten Aufbau ist die Verbindung des kapazitiven Elements 191 in dem Einzelanhebungsaufbau und in dem Doppelanhebungsaufbau dieselbe. Wenn das Gate des kapazitiven Elements 191 dagegen in dem Einzelanhebungsaufbau mit dem Knoten ND53 verbunden ist, werden Metallschalter zum Schalten der Verbindungsrichtung am Gate und an den Substrat- und Dotierungsbereichen des kapazitiven Elements 191 bereitgestellt.

Auch in dem in 28 dargestellten Aufbau ist als Spannungserzeugeeinheit 230 ein Schaltungsabschnitt zum Erzeugen der Spannung des Knotens ND53 und der Spannung GATE entsprechend dem Vorladesteuersignal PRE und dem Ausgangsgattersteuersignal GATEE dargestellt.

29 ist eine schematische Darstellung des Aufbaus nach einer zweiten Abwandlung der achten Ausführungsform. In 29 ist der Aufbau der Spannungserzeugeeinheit zum Vorladen des Spannungspegels des Knotens ND53 nicht dargestellt.

Wie in 29 dargestellt, enthält die Hochspannungserzeugeschaltung: einen n-Kanal-MOS-Transistor 260, der zwischen den Sourceknoten ND60 des MOS-Transistors 186 und den Masseknoten geschaltet ist und dessen Gate ein Steuersignal CTL1 empfängt; einen n-Kanal-MOS-Transistor 261, der zwischen die Knoten ND60 und ND61 geschaltet ist und an seinem Gate ein Steuersignal CTL2 empfängt; einen p-Kanal-MOS-Transistor 262, der zwischen die Knoten ND61 und ND62 geschaltet ist und dessen Gate mit dem Masseknoten verbunden ist; einen n-Kanal-MOS-Transistor 263, der zwischen den Knoten ND62 und den Masseknoten geschaltet ist und an seinem Gate ein Steuersignal CTL3 empfängt; einen p-Kanal-MOS-Transistor 264, der zwischen die Knoten ND62 und ND53 geschaltet ist; einen p-Kanal-MOS-Transistor 265 zum Verbinden des Gates des MOS-Transistors 264 mit dem Knoten ND53 entsprechend einem Steuersignal CTL4; und einen n-Kanal-MOS-Transistor 266, der entsprechend einem Steuersignal CTL5 ein Gate des MOS-Transistors 264 mit dem Masseknoten verbindet.

Dem Elektrodenknoten des kapazitiven Elements 187 wird ein Ausgangssignal einer OR-Schaltung 270 zugeführt, die das Negativspannungsanhebesteuersignal ZVBTB und ein Ausgangssignal des Inverters 220 empfängt.

In dem Doppelanhebungsaufbau wird das Steuersignal CTL1 auf den negativen Spannungspegel VBB gelegt, und das Steuersignal CTL2 wird auf den Pegel der externen Versorgungsspannung gelegt. Das Steuersignal CTL3 wird auf den H-Pegel (externer Versorgungsspannungspegel) gelegt. Dadurch ist der MOS-Transistor 260 nichtleitend, der MOS-Transistor 263 ist leitend, und der Knoten ND62 wird fest auf Massespannungspegel gehalten.

Die Steuersignale CTL4 und CTL5 werden auf L-Pegel eingestellt, der MOS-Transistor 265 ist leitend, der MOS-Transistor 266 ist nichtleitend, und das Gate des MOS-Transistors 264 wird mit dem Knoten ND53 verbunden.

In dem Doppelanhebungsaufbau ändert der Knoten ND61 seine Spannung zwischen der negativen Spannung –Vb und dem Massespannungspegel. Wenn der Spannungspegel des Knotens ND61 nicht kleiner ist als der Absolutwert der Schwellenspannung des MOS-Transistors 262, wird der MOS-Transistor 262 leitend. In dem Doppelanhebungsaufbau bleibt der MOS-Transistor 262 in nichtleitendem Zustand. Der MOS-Transistor 261 dagegen ist leitend, und das Steuersignal CTL2 wird auf dem Pegel der externen Versorgungsspannung EXVDD gehalten, so dass die Spannung des Knotens ND61 exakt zu dem Knoten ND60 übertragen wird.

In dem Doppelanhebungsaufbau ändert der Knoten ND53 seinen Spannungspegel zwischen der externen Versorgungsspannung EXVDD und der Spannung 2,5*EXVDD. Da der Knoten ND62 auf Massespannungspegel gehalten wird, bleibt der MOS-Transistor 264 daher in nichtleitendem Zustand.

In dem Doppelanhebungsbetrieb wird das Pumpsteuersignal ZPUMPA fest auf H-Pegel gehalten, und ein Ausgangssignal des Inverters 220 wird auf L-Pegel gehalten. Dementsprechend arbeitet die OR-Schaltung 270 als Pufferschaltung und treibt das kapazitive Element 187 entsprechend dem Negativspannungsanhebungssteuersignal ZVBTB.

In dem Einzelanhebungsaufbau dagegen wird das Steuersignal CTL1 auf den Pegel der externen Versorgungsspannung gelegt, und der MOS-Transistor 260 wird in leitenden Zustand versetzt. Das Steuersignal CTL2 wird auf Massespannungspegel gehalten, und der MOS-Transistor 261 wird nichtleitend gemacht. In ähnlicher Weise wird das Steuersignal CTL3 auf den Massespannungspegel gehalten, und der MOS-Transistor 263 wird in ausgeschaltetem bzw. nichtleitendem Zustand gehalten. Im Einzelanhebungsbetrieb ist der Knoten ND60 daher fest auf Massespannungspegel gehalten.

In dem Einzelanhebungsbetrieb wird das Negativspannungsanhebungssignal ZVBTB fest auf L-Pegel gehalten, und die OR-Schaltung 270 treibt das kapazitive Element entsprechend einem Ausgangssignal des Inverters 220. Daher ändert der Knoten ND61 seinen Spannungspegel zwischen der Massespannung und der externen Versorgungsspannung EXVDD, und der MOS-Transistor 262 wird leitend gemacht, um ein Signal mit einer Amplitude der externen Versorgungsspannung EXVDD zu dem Knoten ND62 zu übertragen.

In dem Einzelanhebungsbetrieb wird das Steuersignal CTL4 auf H-Pegel mit der hohen Spannung gelegt, und der MOS-Transistor 265 wird nichtleitend gemacht. Das Steuersignal CTL5 dagegen wird auf den Pegel der externen Versorgungsspannung gelegt, der MOS-Transistor 266 wird leitend gemacht, und das Gate des MOS-Transistors 264 wird fest auf Massespannungspegel gehalten. In diesem Fall wird daher ein Signal an dem Knoten ND62 mit der Amplitude der externen Versorgungsspannung EXVDD über den MOS-Transistor 264 zu dem Knoten ND53 übertragen. Entsprechend einem solchen Aufbau kann der Spannungspegel des Knotens ND53 zwischen der externen Versorgungsspannung EXVDD und dem Spannungspegel 2*EXVDD geändert werden.

Der Vorladungsspannungspegel des Knotens ND53 ist der Pegel der externen Versorgungsspannung EXVDD, und die Vorladespannung des Knotens ND61 kann über die MOS-Transistoren 264 und 262 auf den Pegel der externen Versorgungsspannung EXVDD eingestellt werden. Durch den Ladungspumpbetrieb des kapazitiven Elements 187 kann der Knoten ND61 seinen Spannungspegel zwischen der externen Versorgungsspannung EXVDD und 2*EXVDD ändern.

In der obigen Beschreibung ist die Verbindungsrichtung des kapazitiven Elements 191 nicht besonders beschrieben worden. Wenn die Verbindungsrichtung des kapazitiven Elements 191 zwischen dem Einzelanhebungsbetrieb und dem Doppelanhebungsbetrieb umgeschaltet wird, wird die Verbindungsrichtung in ähnlicher Weise entsprechend einem Steuersignal geschaltet. Da in dem Pumpbetrieb über das kapazitive Element 191 elektrische Ladungen übertragen werden, kann die Verbindungsrichtung des kapazitiven Elements 191 auch zum Verhindern von Ladungsverlust in dem Transistorschaltglied durch eine Metallverbindung geschaltet sein.

Zum Schalten der Verbindungsrichtung kann ein CMOS-Übertragungsgatter als Schaltglied verwendet werden. Beim Verwenden eines Schaltglieds zum Schalten der Verbindung des kapazitiven Elements 191 wird der Knoten ND52 in dem Doppelanhebungsaufbau auf eine negative Spannung getrieben. Daher ist es erforderlich, für das mit dem Knoten ND52 verbundene Schaltglied als Steuersignal ähnlich wie bei dem Steuersignal CTL1 einen auf einen negativen Spannungspegel umgewandelten Steuersignalpegel zu verwenden. Für das Schaltglied zum Herstellen der Verbindung mit Knoten ND53 wird als Steuersignal ähnlich wie das Steuersignal CTL4 ein Signal mit dem Pegel der hohen Spannung VP verwendet. Mit einem solchen Aufbau kann die Verbindung des kapazitiven Elements 191 entsprechend dem Aufbau der Pumpschaltung geschaltet werden.

30 ist eine schematische Darstellung eines Beispiels für den Aufbau eines Abschnitts zum Erzeugen der in 29 gezeigten Steuersignale. Wie in 30 dargestellt, enthält die Steuersignalerzeugeschaltung: eine Negativspannungserzeugeschaltung 300, die aktiviert wird, wenn ein Doppelanhebungsanweisungssignal DBLE aktiviert ist, um eine negative Spannung VBB zu erzeugen; eine Pegelwandlerschaltung, die die externe Versorgungsspannung EXVDD und die negative Spannung VBB als Betriebsversorgungsspannungen empfängt und den Pegel des Doppelanhebungsanweisungssignals DBLE umwandelt, um ein Steuersignal CTL1 zu erzeugen; eine Hochspannungserzeugeschaltung 304, die aktiviert wird, wenn das Doppelanhebungsanweisungssignal DBLE aktiviert wird, um eine hohe Spannung VP zu erzeugen; eine Pegelwandlerschaltung 306, die eine hohe Spannung VP von der Hochspannungserzeugeschaltung 304 und eine Massespannung als Betriebsversorgungsspannungen empfängt und den Pegel des Doppelanhebungsanweisungssignals DBLE umformt, um ein Steuersignal CTL4 zu erzeugen; und einen Inverter 308 zum Invertieren des Doppelanhebungsanweisungssignals DBLE, um ein Steuersignal CTL5 zu erzeugen.

Die Steuersignale CTL2 und CTL3 werden entsprechend dem Doppelanhebungsanweisungssignal DBLE erzeugt.

Der Logikpegel des Doppelanhebungsanweisungssignals DBLE wird durch eine Metallverbindungsleitung, eine feste Spannung einer Bondfläche oder ein Betriebsartbezeichnungssignal festgelegt.

Das Doppelanhebungsanweisungssignal DBLE wird z. B. auf H-Pegel gelegt, wenn der Doppelanhebungsbetrieb eingestellt wird, und auf L-Pegel, wenn der Einzelanhebungsbetrieb eingestellt wird.

Die Negativspannungserzeugeschaltung 300 erzeugt die negative Spannung VBB, wenn der Doppelanhebungsbetrieb bezeichnet ist. Die negative Spannung VBB liegt auf einem Spannungspegel, der gleich groß wie oder kleiner als die negative Spannung –Vb der in 21 gezeigten Spannung VBTB an dem Knoten ND54 ist. Im deaktivierten Zustand gibt die Negativspannungserzeugeschaltung 300 die Massespannung aus.

Die Pegelwandlerschaltung 302 erzeugt das Steuersignal CTL1 entsprechend dem Doppelanhebungsanweisungssignal DBLE. Wenn der Doppelanhebungsaufbau bezeichnet ist, wird das Steuersignal CTL1 auf den negativen Spannungspegel VBB gelegt. Wenn der Einzelanhebungsaufbau bezeichnet ist, wird das Steuersignal CTL1 fest auf den H-Pegel (Pegel der externen Versorgungsspannung EXVDD) gelegt. Die Pegelwandlerschaltung 302 wird unter Verwendung eines bekannten Schaltungsaufbaus gebildet und zum Beispiel durch die in 13 dargestellte Pegelwandlerschaltung 114 verwirklicht, wobei alle Spannungspolaritäten der Versorgungsknoten und Transistorpolaritäten der MOS-Transistoren invertiert sind.

Die Steuersignale CTL2 und CTL3 werden auf L-Pegel (Massespannungspegel) gelegt, wenn der Einzelanhebungsaufbau bezeichnet ist, und auf H-Pegel, wenn der Doppelanhebungsaufbau bezeichnet ist.

Die Hochspannungserzeugeschaltung 304 wird in dem Einzelanhebungsaufbau aktiviert, um die hohe Spannung VP zu erzeugen. Die hohe Spannung VP hat einen Spannungspegel, der gleich groß wie oder größer als 2*EXVDD ist. Im deaktivierten Zustand gibt die Hochspannungserzeugeschaltung 304 eine Spannung mit dem Pegel der externen Versorgungsspannung EXVDD aus.

Die Pegelwandlerschaltung 306 invertiert das Doppelanhebungsbezeichnungssignal DBLE und stellt den H-Pegel ihres Ausgangssignals auf den Pegel der hohen Spannung VP ein. Daher liegt das Steuersignal CTL4 in dem Einzelanhebungsaufbau auf dem Pegel der hohen Spannung VP und in dem Doppelanhebungsaufbau auf dem L-Pegel mit dem Massespannungspegel.

Der Inverter 308 empfängt die externe Versorgungsspannung als eine Betriebsversorgungsspannung und invertiert das Doppelanhebungsbezeichnungssignal DBLE, um das Steuersignal CTL5 zu erzeugen. Daher liegt das Steuersignal CTL5 in dem Doppelanhebungsaufbau auf L-Pegel und in dem Einzelanhebungsaufbau auf H-Pegel.

Die Negativspannungserzeugeschaltung 300 und die Hochspannungserzeugeschaltung 304 sind jeweils durch eine Ladungspumpschaltung aufgebaut, die den Ladungspumpbetrieb einer Kapazität verwenden.

31 ist eine schematische Darstellung eines Beispiels für den Aufbau einer in 30 gezeigten Negativspannungserzeugeschaltung 300. Wie in 31 dargestellt, enthält die Negativspannungserzeugeschaltung 300: eine Ladungspumpschaltung 300a, die aktiviert wird, um unter Verwendung des Ladungspumpbetriebs eines Kondensators die negative Spannung VBB an einem Ausgangsknoten ND70 zu erzeugen; eine Pegelwandlerschaltung 300b zum Umwandeln des Pegels des Doppelanhebungsanweisungssignals DBLE; und einen n-Kanal-MOS-Transistor 300c, der entsprechend einem Ausgangssignal der Pegelwandlerschaltung 300b selektiv leitend gemacht wird, um den Ausgangsknoten ND70 mit dem Masseknoten zu verbinden.

Wenn das Doppelanhebungsanweisungssignal DBLE auf H-Pegel aktiviert wird, führt die Ladungspumpenschaltung 300a den Ladungspumpbetrieb synchron mit einem Taktsignal von einer nicht dargestellten Taktsignalerzeugeschaltung durch, um an dem Knoten ND70 eine negative Spannung zu erzeugen. In diesem Fall, in dem das Doppelanhebungsanweisungssignal DBLE auf H-Pegel liegt, liegt ein Ausgangssignal der Pegelwandlerschaltung 300b auf einem Spannungspegel des Ausgangsknotens ND70, und der MOS-Transistor 300c bleibt in dem nichtleitenden Zustand. Somit wird entsprechend dem Ladungspumpbetrieb die negative Spannung VBB von der Ladungspumpschaltung 300a erzeugt.

Wenn das Doppelanhebungsanweisungssignal DBLE dagegen auf L-Pegel liegt, liegt ein Ausgangssignal der Pegelwandlerschaltung 300b auf dem Pegel der externen Versorgungsspannung EXVDD, der MOS-Transistor 300c wird leitend, und der Ausgangsknoten ND70 wird auf dem Massespannungspegel gehalten. Wenn das Doppelanhebungsanweisungssignal DBLE auf L-Pegel liegt, wird der Ladungspumpbetrieb der Ladungspumpenschaltung 300a über einen nicht dargestellten Pfad beendet. Daher liegt die negative Spannung VBB an dem Ausgangsknoten ND70 auf dem Massespannungspegel.

Für die in 30 gezeigte Pegelwandlerschaltung 302 kann die in 31 dargestellte Pegelwandlerschaltung 300b verwendet werden. In diesem Fall entspricht ein Ausgangssignal der Pegelwandlerschaltung 300b dem Steuersignal CTLl.

32 ist eine Darstellung eines Beispiels für den Aufbau der in 30 gezeigten Hochspannungserzeugeschaltung 304. Wie in 32 dargestellt, enthält die Hochspannungserzeugeschaltung 304: eine Ladungspumpschaltung, die aktiviert wird, um unter Verwendung des Ladungspumpbetriebs eines Kondensators an einem Knoten ND72 die hohe Spannung VP zu erzeugen; eine Pegelwandlerschaltung 304b zum Invertieren des Doppelanhebungsanweisungssignals DBLE und zum Umwandeln seines Pegels in dem Einzelanhebungsaufbau; und einen p-Kanal-MOS-Transistor 304c zum Einstellen des Knotens ND72 auf den Pegel der externen Versorgungsspannung EXVDD entsprechend einem Ausgangssignal der Pegelwandlerschaltung 304.

Wenn das Doppelanhebungsanweisungssignal DBLE zum Bezeichnen des Einzelanhebungsaufbaus auf L-Pegel liegt, führt die Ladungspumpenschaltung 304a den Ladungspumpbetrieb durch, um an dem Ausgangsknoten ND72 die hohe Spannung VP zu erzeugen. In dem Einzelanhebungsaufbau erhält ein Ausgangssignal der Pegelwandlerschaltung 304b den Pegel der Spannung VP an Knoten ND72, und der MOS-Transistor 304c ist nichtleitend. Daher wird der Knoten ND72 auf den Spannungspegel einer von der Ladungspumpschaltung 304a erzeugten hohen Spannung eingestellt. In dem Doppelanhebungsaufbau dagegen liegt das Doppelanhebungsanweisungssignal DBLE auf H-Pegel, ein Ausgangssignal der Pegelwandlerschaltung 304c liegt auf L-Pegel (Massespannungspegel), und der MOS-Transistor 304c wird leitend und überträgt die externe Versorgungsspannung EXVDD zu dem Knoten ND72. In dem Doppelanhebungsaufbau führt die Ladungspumpschaltung 304a keinen Ladungspumpbetrieb durch. Daher liegt die hohe Spannung VP an dem Knoten ND72 in dem Doppelanhebungsaufbau auf dem Pegel der externen Versorgungsspannung EXVDD.

In dem in 32 dargestellten Aufbau der Hochspannungserzeugeschaltung 304 kann die Pegelwandlerschaltung 304b als Pegelwandlerschaltung 306 verwendet werden, um das Steuersignal CTL4 zu erzeugen. Ein von der Pegelwandlerschaltung 304b an das Gate des MOS-Transistors 304c angelegtes Signal wird als Steuersignal CTL4 verwendet.

Die Zustände der in 29 gezeigten Steuersignale ZVBTB und ZPNPA können entsprechend dem Doppelanhebungsanweisungssignal DBLE eingestellt werden. Ein AND-verknüpftes Signal des Doppelanhebungsanweisungssignals DBLE und des Steuersignals ZVBTBF wird z. B. als Negativspannungsanhebungssteuersignal ZVBTB verwendet. Das Pumpsteuersignal ZPNPA wird z. B. aus einem OR-verknüpften Signal des Doppelanhebungsanweisungssignals DBLE und des Pumpsteuersignals ZPNPA erzeugt.

Wie oben beschrieben, wird entsprechend der achten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung bei einem niedrigen Pegel der externen Versorgungsspannung der Kondensator zum Durchführen des Ladungspumpbetriebs in zwei Stufen angepasst, um eine Ausgangsspannungsamplitude an einem internen Knoten zu erhöhen. Wenn die externe Versorgungsspannung groß ist, werden die Kondensatoren zum gleichzeitigen Betrieb angepasst, um elektrische Ladungen anzusammeln. Entsprechend dem Pegel der externen Versorgungsspannung kann eine hohe Spannung mit einem erforderlichen Spannungspegel effizient erzeugt werden.

33 ist eine schematische Darstellung des Aufbaus eines Steuerabschnitts in der Hochspannungserzeugeschaltung nach einer neunten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Wie in 33 dargestellt, enthält eine Hochspannungserzeugeschaltung: eine Spannungsteilerschaltung 400 zum Teilen einer hohen Spannung Vpp, um eine geteilte Spannung VPDIV zu erzeugen; eine Vergleichsschaltung 402 zum Vergleichen der geteilten Spannung VPDIV mit der Referenzspannung Vrefd; eine Abweichungskompensationsschaltung 404 zum Erzeugen eines Pegelerfassungssignals DETN entsprechend einem Ausgangssignal der Vergleichsschaltung 402 und der geteilten Spannung VPDIV; einen Ringoszillator 406, der als Reaktion auf das Pegelerfassungssignal DETN selektiv aktiviert wird, um in vorbestimmten Zyklen einen Oszillierbetrieb durchzuführen; und eine Steuersignalerzeugeschaltung 408 zum Erzeugen der Pumpsteuersignale PRE, GATEE, ZPNP und dergleichen unter Verwendung des Pumptaktsignals PCLK als eines grundlegenden Zeitsteuersignals.

Das Pumpsteuersignal PRE und andere Signale von der Steuersignalerzeugeschaltung 408 werden der in der vorausgegangenen siebten und achten Ausführungsform gezeigten Hochspannungserzeugeschaltung zugeführt.

Die Spannungsteilerschaltung 400 enthält Widerstandselement 400a und 400b, die in Reihe zueinander zwischen einen Hochspannungseingangsknoten und einen Masseknoten geschaltet sind. Das Spannungsteilerverhältnis der Teilerschaltung 400 wird auf 0,43 eingestellt, und die geteilte Spannung VPDIV wird auf einen Spannungspegel eingestellt, der kleiner ist als die Hälfte der hohen Spannung VPP.

Die Vergleichsschaltung 402 enthält: n-Kanal-MOS-Transistoren NQ1 und NQ2, die eine Differenzstufe zum Vergleichen der geteilten Spannung VPDIV mit der Referenzspannung Vrefd bilden; p-Kanal-MOS-Transistoren PQ1 und PQ2, die eine Stromspiegelstufe zum Zuführen von Strom zu den MOS-Transistoren NQl und NQ2 bilden; und einen MOS-Transistor NQ3 zum Liefern eines Betriebsstroms für die Vergleichsschaltung 402.

Der MOS-Transistor PQ1 bildet eine Hauptstufe der Stromspiegelstufe, und ein Spiegelstrom des durch den MOS-Transistors PQ1 fließenden Stroms fließt durch den MOS-Transistor PQ2.

Dem Gate des Stromquellentransistors NQ3 in der Vergleichsschaltung 402 wird ein Aktiviersignal EN zugeführt. Das Aktiviersignal EN kann ein Feldaktiviersignal oder ein invertiertes Signal des Leistungsunterbrechungsfreigabesignals sein.

Im Betrieb der Vergleichsschaltung 402 erreicht ein Ausgangssignal der Vergleichsschaltung 402 einen hohen Pegel, wenn die geteilte Spannung VPDIV größer ist als die Referenzspannung Vrefd. Wenn die geteilt e. Spannung VPDIV dagegen kleiner ist als die Referenzspannung Vrefd, erhält das Ausgangssignal der Vergleichsschaltung 402 einen niedrigen Pegel.

Die Abweichungskompensationsschaltung 404 enthält einen p-Kanal-MOS-Transistor PQ3, der an seinem Gate ein Ausgangssignal der Vergleichsschaltung 402 empfängt und das Pegelerfassungssignal DETN auf H-Pegel treibt, wenn ein Ausgangssignal der Vergleichsschaltung 402 auf dem hohen Pegel liegt, und einen n-Kanal-MOS-Transistor NQ4, der an seinem Gate die geteilte Spanung VPDIV empfängt und einen Treiberstrom des MOS-Transistors PQ3 kompensiert. Der MOS-Transistor NQ4 ist mit dem Stromquellentransistor NQ3 verbunden. Somit führt die Abweichungskompensationsschaltung 404 auch einen Vorgang des Erzeugens des Pegelerfassungssignals DETN durch, wenn das Aktiviersignal EN aktiviert wird.

Wenn der Spannungspegel der externen Versorgungsspannung EXVDD sinkt, wird die Differenz zwischen der externen Versorgungsspannung EXVDD und der geteilten Spannung VPDIV klein, wenn die geteilte Spannung VPDIV auf dem Spannungspegel von Vp/2 liegt, die MOS-Transistoren NQ1 und NQ2 in der Differenzstufe arbeiten in einem linearen Bereich, und die Empfindlichkeit der Vergleichsschaltung 402 kann verringert sein. Das Teilungsverhältnis der geteilten Spannung VPDIV wird z. B. auf 43/100 verringert, um den Spannungspegel der geteilten Spannung VPDIV zu verringern; der Spannungspegel der Referenzspannung Vrefd wird ebenfalls verringert, und die MOS-Transistoren NQ1 und NQ2 arbeiten in einem Sättigungsbereich.

Die Abweichungskompensationsschaltung 404 ist bereitgestellt, um eine Verschlechterung der Empfindlichkeit der Pegelerfassung auch dann zu verhindern, wenn die geteilte Spannung VPDIV in der Differenzstufe im Vergleich zu dem Spannungspegel der externen Versorgungsspannung EXVDD relativ groß wird. Wenn die geteilte Spannung VPDIV größer ist als die Referenzspannung Vrefd, wird ein Ausgangssignal der Vergleichsschaltung 402 auf einen hohen Pegel gelegt, die Leitfähigkeit des MOS-Transistors PQ3 wird verringert, während die Leitfähigkeit des MOS-Transistors NQ4 ansteigt, und ein Ausgangssignal der Abweichungskompensationsschaltung 404 wird auf den L-Pegel getrieben.

Wenn die geteilte Spannung VPDIV dagegen kleiner ist als die Referenzspannung Vrefd, sinkt ein Ausgangssignal der Vergleichsschaltung 402 ab, die Leitfähigkeit des MOS-Transistors PQ3 steigt an, und die Leitfähigkeit des MOS-Transistors NQ4 fällt ab. In diesem Zustand wird daher das Ausgangssignal DETN der Abweichungskompensationsschaltung 404 auf den H-Pegel getrieben.

Es wird insbesondere bewirkt, dass die Gatespannungen der MOS-Transistoren PQ3 und NQ4 sich entsprechend einem Eingangssignal und einem Ausgangssignal der Vergleichsschaltung 402 in die selbe Richtung ändern, und es wird bewirkt, dass der MOS-Transistor NQ4 in dem Sättigungsbereich arbeitet. Die Leitwerte der MOS-Transistoren NQ4 und PQ3 werden komplementär geändert, um das Ausgangssignal entsprechend einem Ausgangssignal der Vergleichsschaltung 402 mit hoher Geschwindigkeit zu ändern.

Auch in dem Fall, in dem die Empfindlichkeit der Vergleichsschaltung 402 gering ist, kann die Abweichungskompensationsschaltung 404 daher das Ausgangssignal DETN entsprechend dem Ausgangssignal der Vergleichsschaltung 402 mit hoher Geschwindigkeit treiben. Auch in dem Fall, in dem der Spannungspegel der geteilten Spannung VPDIV hoch ist, kann der Spannungspegelerfassungsbetrieb exakt durchgeführt werden.

Der Ringoszillator 406 enthält Inverter mit einer geradzahligen Anzahl von Stufen und eine Gatterschaltung zum Empfangen eines Ausgangssignals des Inverters der Endstufe und des Pegelerfassungssignals DETN. Dieses Ausgangssignal der Gatterschaltung wird dem Inverter in der ersten Stufe der Inverterkette zugeführt.

Wenn das Pegelerfassungssignal DETN auf H-Pegel liegt und die geteilte Spannung VPDIV kleiner ist als die Referenzspannung Vrefd, wird der Oszillierbetrieb durchgeführt. Wenn die geteilte Spannung VPDIV größer ist als die Referenzspannung Vrefd, fällt das Pegelerfassungssignal DETN auf den L-Pegel ab, und der Ringoszillator 406 beendet den Oszillierbetrieb. Im Hinblick auf den Spannungspegel der hohen Spannung Vpp kann die hohe Spannung Vpp somit auf dem Spannungspegel 100*Vrefd/43 gehalten werden.

34 ist eine schematische Darstellung des Aufbaus einer Hochspannungserzeugungssteuerschaltung nach einer Abwandlung der neunten Ausführungsform. In dem in 34 dargestellten Aufbau sind in der Spannungsteilerschaltung 400 Widerstandselemente 400ba und 400bb in Reihe zueinander zwischen einen Ausgangsknoten ND75 für eine geteilte Spannung und den Masseknoten geschaltet. Parallel zu dem Widerstandselement 400ba ist ein n-Kanal-MOS-Transistor 400c geschaltet, dessen Gate ein Signal ZDBLE empfängt, das komplementär zu dem Doppelanhebungsanweisungssignal ist. Der Steuersignalerzeugeschaltung 408 wird das Doppelanhebungsanweisesignal DBLE zugeführt. Ansonsten ist der Aufbau der in 34 dargestellten Hochspannungserzeugungssteuerschaltung derselbe wie in 33 dargestellt, entsprechende Teile sind mit den selben Bezugszeichen versehen, und ihre detaillierte Beschreibung wird nicht wiederholt.

Wenn die externe Versorgungsspannung EXVDD so klein ist wie z. B. 1,8 V oder 2,5 V, wird der Doppelanhebungsaufbau bezeichnet. Durch Durchführen des Doppelanhebungsbetriebs wird die hohe Spannung Vpp erzeugt. In diesem Fall wird das komplementäre Doppelanhebungsanweisungssignal ZDBLE auf L-Pegel gelegt, und der MOS-Transistor 400c wird leitend. In diesem Fall wird die geteilte Spannung VPDIV daher durch Teilen der hohen Spannung Vpp mit dem Teilungsverhältnis 0,43 erzeugt.

Wenn die externe Versorgungsspannung dagegen so hoch ist wie z. B. 3,3 V, wird die hohe Spannung Vpp mit dem Einzelanhebungsaufbau erzeugt. In diesem Fall wird das komplementäre Doppelanhebungsanweisungssignal ZDBLE auf den H-Pegel gelegt, der MOS-Transistor 400c wird leitend, und das Widerstandselement 400b wird kurzgeschlossen. Die geteilte Spannung VPDIV am Ausgangsknoten ND75 wird von der hohen Spannung Vpp mit einem Spannungsteilerverhältnis von 1/2 erzeugt, wobei die Widerstandswerte der Widerstandselemente 400a und 400bb auf den selben Wert gesetzt sind. In dem Einzelanhebungsaufbau schaltet die Steuersignalerzeugeschaltung 408 entsprechend dem Doppelanhebungsanweisungssignal DBLE einen Steuersignalerzeugebetrieb (siehe achte Ausführungsform).

Durch Verwenden des in 34 dargestellten Aufbaus können mit einer einzelnen Hochspannungserzeugungssteuerschaltung Steuerbetriebsarten entsprechend einer Mehrzahl von externen Versorgungsspannungen verwirklicht werden. Während ein optimaler Pegelerfassungsbetrieb je nach dem verwendeten Hochspannungserzeugeverfahren durchgeführt wird, kann der Hochspannungserzeugevorgang kontrolliert werden.

In 34 kann anstelle des MOS-Transistors 400c eine Maskenmetallverbindungsleitung oder ein Verbindungselement (Sicherungselement) verwendet werden.

35 ist eine Darstellung eines Beispiels für den Aufbau des Abschnitts zum Erzeugen der Referenzspannung Vrefd.

Wie in 35 dargestellt, enthält eine Referenzspannungserzeugeschaltung: eine Konstantstromquelle 420a, die mit einem externen Versorgungsknoten verbunden ist und einen Konstantstrom I0 zuführt; einen p-Kanal-MOS-Transistor 420b, der als Reaktion auf ein dem Steuereingang DIS zugeführtes Signal selektiv leitend gemacht wird und der in leitendem Zustand einen Strom von der Konstantstromquelle 420a einem Knoten ND78 zuführt; Widerstandselemente 420c und 420d, die in Reihe zueinander zwischen die Knoten ND78 und ND79 geschaltet sind; einen p-Kanal-MOS-Transistor 420e, der zwischen den Knoten ND79 und den Masseknoten geschaltet ist und dessen Gate mit dem Masseknoten verbunden ist; einen n-Kanal-Transistor 420f, der parallel zu dem Widerstandselement 420c geschaltet ist und an seinem Gate das Doppelanhebungsanweisungssignal DBLE empfängt; und einen n-Kanal-MOS-Transistor 420g, der entsprechend einem dem Steuereingang DIS zugeführten Signal selektiv leitend gemacht wird und der in leitendem Zustand den Ausgangsknoten ND78 mit dem Masseknoten verbindet.

Dem Steuereingang DIS wird ein invertiertes Signal des in 34 gezeigten Aktiviersignals EN zugeführt.

Wenn der Spannungspegel der externen Versorgungsspannung EXVDD klein ist und das Doppelanhebungsanweisungssignal DBLE auf H-Pegel liegt, ist der MOS-Transistor 420f leitend, und das Wierstandselement 420c wird kurzgeschlossen. Der Spannungspegel der Referenzspannung Vrefd an dem Knoten ND78 ist daher gegeben durch die Summe aus einem Produkt des Widerstandswerts des Widerstandselements 420d mit dem Konstantstrom I0 und einem Absolutwert Vthp der Schwellenspannung des MOS-Transistors 420e.

Wenn die externe Versorgungsspannung EXVDD dagegen groß ist und die Hochspannungserzeugeschaltung in den Einzelanhebungsaufbau geschaltet ist, liegt das Doppelanhebungsanweisungssignal DBLE auf L-Pegel, und der MOS-Transistor 420f ist nichtleitend. In diesem Fall ist die Referenzspannung Vrefd gegeben durch die Summe aus einem Produkt eines kombinierten Widerstandswerts der Widerstandselemente 420c und 420d mit dem Konstantstrom I0 und dem Absolutwert der Schwellenspannung des MOS-Transistors 420e.

In dem Fall, in dem die externe Versorgungsspannung EXVDD groß eingestellt ist, wird der Spannungspegel der Referenzspannung Vrefd so hoch wie Vpp/2 eingestellt. Wenn die externe Versorgungsspannung EXVDD dagegen klein eingestellt ist, wird die Referenzspannung Vrefd z. B. so klein wie 0,43Vpp eingestellt.

In dem in 35 dargestellten Aufbau der Referenzspannungserzeugeschaltung kann der MOS-Transistor 420e weggelassen werden.

Wie oben beschrieben wird nach der neunten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung die der Vergleichsschaltung zugeführte Vorspannung in dem Fall, in dem die externe Versorgungsspannung klein eingestellt ist und eine interne hohe Spannung nach dem Doppelanhebungsverfahren erzeugt wird, beim Erfassen des Pegels der hohen Spannung klein eingestellt. Demzufolge kann der Vergleichsvorgang in einem sogenannten "Trefferbereich" der Vergleichsschaltung durchgeführt werden, und der Pegelerfassungsbetrieb kann exakt durchgeführt werden.

Ein Strom zum Treiben der Schaltung, die letztlich das Pegelerfassungssignal ausgibt, wird entsprechend der geteilten Spannung der hohen Spannung eingestellt. Eine Beeinträchtigung der Empfindlichkeit der Vergleichsschaltung wird kompensiert, und das Pegelerfassungssignal kann exakt erzeugt werden.

Auch bei dem in 35 dargestellten Aufbau der Referenzspannungserzeugeschaltung kann anstelle des MOS-Transistors 420f ein schmelzbares Verbindungselement verwendet werden, oder das Widerstandselement 420c kann selektiv durch eine Maskenmetallverbindung kurzgeschlossen werden.

Wie oben beschrieben wird die Art der Erzeugung der internen Spannung nach der vorliegenden Erfindung entsprechend dem Spannungspegel der externen Versorgungsspannung eingestellt, und eine Halbleitervorrichtung, die an eine Mehrzahl von externen Versorgungsspannungen angepasst werden kann, kann mit einem einzigen Chip verwirklicht werden.


Anspruch[de]
  1. Halbleitervorrichtung mit

    einer Referenzspannungserzeugeschaltung (2; 2p, 2s, 2i) zum Erzeugen einer Referenzspannung (Vref; Vrefp, Vrefs, Vrefi),

    einer Vergleichsschaltung (23, 50, 60) zum Vergleichen der Referenzspannung mit einer internen Spannung und zum Ausgeben eines Signals entsprechend einem Ergebnis des Vergleichs im aktivierten Zustand,

    einer Treiberschaltung (24, 51, 61) zum Zuführen eines Stroms von einem Versorgungsknoten (EXVDD) zu einer internen Spannungsleitung (10; 10p, 10s, 10i) und zum Erzeugen der internen Spannung entsprechend einem Ausgangssignal der Vergleichsschaltung,

    einer Vergleichssteuerschaltung (25–29) zum Beenden eines Vergleichsbetriebs der Vergleichsschaltung, zum Festlegen eines Ausgangssignals der Vergleichsschaltung auf einen vorbestimmten Spannungspegel und zum Einstellen der Treiberschaltung in einen leitenden Normalzustand entsprechend einem Externspannungspegeleinstellsignal (ZCMPE), und

    einem Hilfstransistor (31) zum Verbinden der internen Spannungsleitung mit dem Versorgungsknoten.
  2. Halbleitervorrichtung nach Anspruch 1 mit einer Referenzspannungssteuerschaltung (6) zum Beenden eines Referenzspannungserzeugebetriebs der Referenzspannungserzeugeschaltung (2; 2p, 2s, 2i) entsprechend dem Externspannungspegeleinstellsignal (ZCMPE) .
  3. Halbleitervorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, bei der die Vergleichsschaltung (23) enthält:

    eine Differenzstufe (23c, 23d) zum Vergleichen der Referenzspannung (Vrefp) mit einer Spannung (VDDP), die der internen Spannung entspricht, und

    eine Stromspiegelstufe (23c, 23d) zum Zuführen von Strom zu der Differenzstufe; die Treiberschaltung (24) enthält:

    einen Treibertransistor (24) zum Zuführen des Stroms von dem Versorgungsknoten (EXVDD) zu der internen Spannungsleitung (10p) in leitendem Zustand;

    die Vergleichssteuerschaltung (25-29) enthält:

    einen ersten Transistor (27) zum Verbinden eines ersten internen Ausgangsknotens der Vergleichsschaltung mit einer ersten Spannungsquelle entsprechend dem Externspannungspegeleinstellsignal (ZCMPE) und

    einen zweiten Transistor (28) zum Verbinden eines zweiten internen Ausgangsknotens der Vergleichsschaltung mit einer zweiten Spannungsquelle, die von der ersten Spannungsquelle verschieden ist, entsprechend dem Externspannungspegeleinstellsignal;

    wobei der zweite interne Ausgangsknoten mit einem Gate des Treibertransistors verbunden ist und

    Differenzspannungen entsprechend einem Vergleichsergebnis der Differenzstufe an dem ersten und zweiten internen Ausgangsknoten erzeugt werden, wenn die Vergleichsschaltung aktiviert ist.
  4. Halbleitervorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, bei der die Vergleichsschaltung (23) enthält:

    einen Vergleicher (23a–23d) zum Vergleichen der internen Spannung (VDDP) mit der Referenzspannung (Vrefp) und zum Erzeugen eines Signals entsprechend einem Ergebnis des Vergleichs im aktivierten Zustand, und

    einen Stromquellentransistor (23e) zum selektiven Führen eines Betriebsstroms zu dem Vergleicher entsprechend dem Externspannungspegeleinstellsignal (ZCMPE) und einem Betriebsartanweisungssignal (ACT).
  5. Halbleitervorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, bei der die Vergleichsschaltung (23) enthält:

    einen Vergleicher (23a–23d) zum Vergleichen der internen Spannung mit der Referenzspannung und zum Erzeugen eines Signals, das ein Ergebnis des Vergleichs anzeigt, im aktivierten Zustand, und

    einen Stromquellentransistor (23e) zum Beenden des Erzeugens eines Betriebsstroms des Vergleichers entsprechend dem Externspannungspegeleinstellsignal (ZCMPE).
  6. Halbleitervorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 5 mit

    einer Mehrzahl von Speicherzellen (MC) und

    einer peripheren Schaltung (150, 152, 154, 160), die die interne Spannung (VDDP) als eine Betriebsversorgungsspannung empfängt und entsprechend einem Adresssignal eine Speicherzelle aus der Mehrzahl von Speicherzellen auswählt.
  7. Halbleitervorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 6 mit

    einer Internspannungserzeugeschaltung (5), die entsprechend dem Externspannungspegeleinstellsignal (ZCMPE) selektiv aktiviert wird und im aktivierten Zustand eine zweite interne Spannung (VDDI) auf einer internen Versorgungsleitung (10i) auf der Grundlage eines Vergleichs zwischen einer zweiten Referenzspannung (Vrefi) und der zweiten internen Spannung erzeugt, und

    einer Verbindungssteuerschaltung (12) zum elektrischen Verbinden der internen Versorgungsleitung (10i) und der internen Spannungsleitung (10p) entsprechend einem Spannungsbetriebseinstellsignal (MLV).
  8. Halbleitervorrichtung nach Anspruch 7 mit einer Eingangsschaltung (78), die die zweite interne Spannung (VDDI) auf der internen Versorgungsleitung (10i) als eine Betriebsversorgungsspannung empfängt und im. Betrieb aus einem externen Signal ein internes Signal erzeugt.
  9. Halbleitervorrichtung mit

    einer ersten Eingangsschaltung (72, 74), die eine erste Versorgungsspannung (VDDP) als Betriebsversorgungsspannung empfängt und entsprechend einem Betriebsarteinstellsignal (MLV) selektiv freigegeben wird, zum Erzeugen eines ersten internen Signals aus einem externen Signal im freigegebenen Zustand,

    einer zweiten Eingangsschaltung (78), die eine zweite Versorgungsspannung (VDDI) als Betriebsversorgungsspannung empfängt und entsprechend dem Betriebsarteinstellsignal selektiv freigegeben wird, zum Erzeugen eines zweiten internen Signals aus dem externen Signal im freigegebenen Zustand,

    einer Pegelwandlerschaltung (80, 82) zum Pegelwandeln des zweiten internen Signals von der zweiten Eingangsschaltung zu einem Signal mit einer Amplitude mit dem Pegel der ersten Versorgungsspannung, zum Erzeugen eines dritten internen Signals, und

    einer Eingangsgatterschaltung (84), die die erste Versorgungsspannung als Betriebsversorgungsspannung empfängt, zum Erzeugen eines vierten internen Signals, das an eine interne Schaltung übertragen werden soll, entsprechend dem ersten und dem dritten Signal;

    wobei die Eingangsgatterschaltung als Pufferschaltung arbeitet entsprechend dem Ausgangssignal der ersten oder zweiten Eingangsschaltung, je nachdem, welche deaktiviert ist, zum Puffern eines entweder von der Pegelwandlerschaltung oder der ersten Eingangsschaltung empfangenen Signals im aktivierten Zustand.
  10. Halbleitervorrichtung nach Anspruch 9 mit einer Schaltung (12) zum elektrischen Kurzschließen von Knoten, die die erste und zweite Versorgungsspannung zuführen, entsprechend dem Betriebsarteinstellsignal (MLV).
  11. Halbleitervorrichtung nach Anspruch 9 oder 10 mit einer Internspannungserzeugeschaltung, die entsprechend dem Betriebsarteinstellsignal (MLV) selektiv gesperrt wird, zum Beenden eines Betriebs des Erzeugens der zweiten Versorgungsspannung (VDDI) in gesperrtem Zustand.
  12. Halbleitervorrichtung mit

    einem ersten kapazitiven Element (180), das zwischen einen ersten Steuersignaleingangsknoten zum Empfangen eines ersten Steuersignals (PRE) und einen ersten internen Knoten (ND50) geschaltet ist,

    einem zweiten und einem dritten Transistor (182, 183) zum jeweiligen Vorladen eines zweiten (ND51) und dritten (ND53) internen Knotens auf den Pegel einer externen Versorgungsspannung (EXVDD) entsprechend einem Spannungspegel an dem ersten internen Knoten,

    einem zweiten kapazitiven Element (184), das zwischen einen zweiten Steuersignaleingangsknoten zum Empfangen eines zweiten Steuersignals (GATEE) und den zweiten internen Knoten geschaltet ist,

    einem Ausgangstransistor (192), der entsprechend einem Spannungspegel des zweiten internen Knotens selektiv leitend gemacht wird und der in leitendem Zustand elektrische Ladungen zwischen dem dritten Knoten und einem Ausgangsknoten überträgt,

    einer Treiberschaltung (185, 186), die Spannungen von einem externen Versorgungsknoten (EXVDD) und einem ersten internen Spannungsknoten (ND54) als Betriebsversorgungsspannungen empfängt und einen vierten internen Knoten (ND52) entsprechend einem dritten Steuersignal (ZPUMP) treibt,

    einem dritten kapazitiven Element (191), das zwischen den vierten und den dritten internen Knoten geschaltet ist,

    einem vierten kapazitiven Element (187) und

    Verbindungen (237, 235a, 235b, 240a, 240b, 245, 247), die das vierte kapazitive Element fest entweder zwischen einen vierten Steuereingangsknoten, der ein fünftes Steuersignal (ZVBTB) empfängt, und den ersten internen Spannungsknoten oder zwischen den vierten Steuersignaleingangsknoten und den dritten internen Knoten schalten.
  13. Halbleitervorrichtung nach Anspruch 12, bei der die Verbindungen das vierte kapazitive Element (187) zwischen den vierten Steuersignaleingangsknoten, der das fünfte Steuersignal (ZVBTB) empfängt, und den dritten internen Knoten (ND53) schalten.
  14. Halbleitervorrichtung nach Anspruch 13, bei der der erste interne Spannungsknoten (ND54) fest auf einem zweiten Versorgungsspannungspegel (VSS) gehalten wird.
  15. Halbleitervorrichtung nach einem der Ansprüche 12 bis 14 mit

    einem fünften kapazitiven Element (188), das zwischen einen sechsten Steuersignaleingangsknoten zum Empfangen eines sechten Steuersignals (ZPREB) und einen fünften internen Knoten (ND55) geschaltet ist, und

    einem vierten Transistor (190), der entsprechend einem Spannungspegel an dem fünften internen Knoten selektiv leitend gemacht wird und der im Betrieb den ersten internen Spannungsknoten auf einen vorbestimmten Spannungspegel auflädt;

    wobei das vierte kapazitive Element zwischen den vierten Steuersignaleingangsknoten (ZVBTB) und den ersten internen Spannungsknoten geschaltet ist.
  16. Halbleitervorrichtung nach einem der Ansprüche 12 bis 15, bei der das zweite Steuersignal (GATEE) eine Amplitude hat, die größer ist als die externe Versorgungsspannung (EXVDD).
Es folgen 22 Blatt Zeichnungen






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