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Dokumentenidentifikation DE10106767B4 10.02.2005
Titel Spannungsdetektionsschaltung für ein Halbleiterspeicherbauelement und Verwendung
Anmelder Samsung Electronics Co., Ltd., Suwon, Kyonggi, KR
Erfinder Sim, Jae-Yoon, Suwon, Kyonggi, KR;
Yoo, Jei-Hwan, Suwon, Kyonggi, KR
Vertreter Patentanwälte Ruff, Wilhelm, Beier, Dauster & Partner, 70174 Stuttgart
DE-Anmeldedatum 09.02.2001
DE-Aktenzeichen 10106767
Offenlegungstag 13.12.2001
Veröffentlichungstag der Patenterteilung 10.02.2005
Veröffentlichungstag im Patentblatt 10.02.2005
IPC-Hauptklasse G11C 5/14
IPC-Nebenklasse G11C 11/4074   

Beschreibung[de]

Die Erfindung bezieht sich auf eine Spannungsdetektionsschaltung für ein Halbleiterspeicherbauelement nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1, insbesondere zur Erkennung eines Spannungsanhebungspegels in einem Halbleiterspeicherbauelement, und auf eine Verwendung derselben.

Halbleiterspeicherbauelemente hoher Kapazität, wie dynamische Speicher mit wahlfreiem Zugriff (DRAMs), verwenden eine niedrige Spannungsversorgung, um den Stromverbrauch zu verringern und die Zuverlässigkeit zu erhöhen. In solchen Bauelementen ist es wünschenswert, eine angehobene Spannung (VPP) zu verwenden, um die Übertragungseigenschaften bestimmter Schaltkreise zu verbessern. Beispielsweise wird eine angehobene Spannung VPP als Speisespannung zum Treiben von Wortleitungen mit Spannungen höher als der niedrige Spannungspegel der niedrigen Spannungsversorgung benutzt, um einen genauen und zuverlässigen Betrieb von Wortleitungstreiberschaltkreisen sicherzustellen.

Zur Erzeugung der angehobenen Spannung VPP wird in derartigen Halbleiterspeicherbauelementen ein VPP-Generator verwendet. Dieser beinhaltet eine Pumpschaltung, die von einem Oszillator getrieben wird, und eine VPP-Pegeldetektionsschaltung, die den Betrieb des Oszillators steuert. Die VPP-Pegeldetektionsschaltung detektiert den VPP-Pegel, der normalerweise durch die Benutzung der VPP-Spannung festgelegt ist, und vergleicht ihn mit einem VPP-Sollpegel. Wenn der VPP-Pegel den Sollpegel erreicht, aktiviert die Detektionsschaltung ein Detektionssignal, das bewirkt, dass der Betrieb des Oszillators gestoppt wird. Dies wiederum bewirkt, dass die Pumpschaltung den Pumpbetrieb stoppt. Während die Pumpschaltung deaktiviert ist, fällt der VPP-Spannungspegel ab, da die VPP-Spannung als eine Spannungsquelle benutzt wird. Wenn der VPP-Spannungspegel unter den VPP-Sollpegel abfällt, deaktiviert die Detektionsschaltung das Detektionssignal, was dazu führt, dass die Pumpschaltung den Pumpbetrieb wieder aufnimmt.

Bei Verwendung einer angehobenen Spannung VPP ist es wichtig, einen exakten Sollpegel zu bekommen, da ein gegenüber dem Sollpegel unnötigerweise höherer oder niedrigerer VPP-Pegel in einem erhöhten Leistungsverbrauch, einer erhöhten Bauelementbelastung und einem nicht zufriedenstellenden Transistorleistungsvermögen resultieren kann. Daher wird eine genaue und stabile Detektionsschaltung benötigt.

Eine herkömmliche VPP-Pegeldetektionsschaltung eines Halbleiterspeicherbauelements ist in 1 illustriert. Wie daraus ersichtlich, umfasst diese Detektionsschaltung einen Spannungsgenerator 10 zur Erzeugung einer Vergleichsspannung sowie einen Treiberschaltkreis 20 zur Detektion eines VPP-Sollpegels und zur Erzeugung eines Spannungspegeldetektionssignals DET. Der Spannungsgenerator 10 beinhaltet seriell geschaltete NMOS-Transistoren 11, 12 und 13. Ein Ende des Spannungsgenerators 10 ist an eine Speisespannung VDD angekoppelt, und ein gegenüberliegendes Ende ist an eine Massespannung VSS angekoppelt.

Eine Gate-Elektrode des Transistors 12 ist mit der Versorgungsspannung VDD verbunden, während die Gate-Elektroden der Transistoren 11 und 13 mit der angehobenen Spannung VPP verbunden sind. Der Treiberschaltkreis 20 beinhaltet drei Inverter 21, 22 und 23. Ein Eingang des Inverters 21 ist mit einem Knoten A verbunden. Mit den Bezeichnungen R1, R2 und R3 für die äquivalenten Widerstandswerte des Source-Drain-Pfades der Transistoren 11, 12 bzw. 13 lässt sich die Spannung am Knoten A durch folgende Gleichung ausdrücken: VA = VDD·{(R2+R3)/(R1+R2+R3)}.

Mit Anwachsen des VPP-Pegels, d.h. des Pegels der angehobenen Spannung, verringern sich die Widerstandswerte der Transistoren 11 und 12, da ihre Gate-Elektroden mit der angehobenen Spannung VPP verbunden sind. Hingegen verändert sich der Widerstandswert des Transistors 12 praktisch nicht, da seine Gate-Elektrode mit der Speisespannung VDD verbunden ist, die einen speziellen festgehaltenen Wert aufweist. Mit anwachsendem VPP-Pegel steigt folglich auch der Spannungspegel am Knoten A.

Die logische Schwellenspannung eines p-leitenden MOS(PMOS)- oder eines n-leitenden MOS(NMOS)-Inverters ist durch dessen Breiten/Längen-Verhältnis bestimmt. Ein Inverter beginnt, seinen Ausgangszustand um die logische Schwellenspannung herum zu ändern. Wenn der Spannungspegel am Knoten A höher als der logische Schwellenspannungspegel des Inverters 21 wird, wird folglich das vom Inverter 23 abgegebene Spannungspegeldetektionssignal DET niedrig, so dass das Spannungspegeldetektionssignal DET den Pumpbetrieb stoppt. Wenn der Spannungspegel am Knoten A niedriger als die logische Schwellenspannung wird, gelangt hingegen das Spannungspegeldetektionssignal DET auf hohen Pegel, und der Pumpbetrieb beginnt wieder. Um den Betrieb zur Detektion des VPP-Sollpegels zu implementieren, kann der Spannungspegel des Knotens A am VPP-Sollpegel um die logische Schwellenspannung des Inverters 21 herum eingestellt werden, indem die Abmessungen der Transistoren 11, 12 und 13 sowie des Inverters 21 entsprechend gesteuert werden.

Allerdings weist die herkömmliche, oben beschriebene Detektionsschaltung eine Anzahl von Schwierigkeiten auf. So ist diese Detektionsschaltung unter anderem empfindlich gegenüber Prozess- und Temperaturschwankungen. Die Spannung am Knoten A beim VPP-Sollpegel und die logische Schwellenspannung des Inverters 21 variieren beispielsweise mit Prozess- und Temperaturschwankungen. Außerdem kann es sein, dass diese beiden Spannungen durch Prozess- und Temperaturschwankungen in verschiedene Richtungen voneinanderweg verschoben werden, da der Inverter 21 sowohl PMOS- als auch NMOS-Transistoren beinhaltet, während der Spannungsgenerator 10 nur NMOS-Transistoren enthält. Aufgrund dieser Probleme kann es sein, dass der VPP-Sollpegel nicht exakt detektiert wird.

Veränderungen des detektierten VPP-Pegels aufgrund von Prozess- und Temperaturschwankungen sind während eines Testmodus bei hoher Spannung, wie einem Einbrenntestmodus, verglichen mit einem Normalbetriebsmodus, wie einem normalen Lese- oder Schreibmodus, sogar noch ernstzunehmender. Ein weiteres Problem während Testvorgängen bei hoher Spannung besteht darin, dass es schwierig ist, einen für einen Testmodus bei hoher Spannung geeigneten VPP-Sollpegel zu erhalten, da der Widerstandswert des Spannungsgenerators 10 für den Normalbetriebsmodus ausgelegt ist.

Schließlich ist die aus der Reaktion auf die Schwankung des VPP-Pegels resultierende Spannungsverstärkung am Knoten A so klein (ca. 0,1 bis 0,2), dass die Schwankung der logischen Schwellenspannung aufgrund von Prozess- und Temperaturschwankungen den detektierten VPP-Pegel in kritischer Weise ändern kann. Mit anderen Worten ist die aus der Reaktion auf die VPP-Schwankung resultierende Änderung der Spannung am Knoten A im Vergleich zur Schwankung der logischen Schwellenspannung des Inverters 21 aufgrund von Prozess- und Temperaturschwankungen relativ gesehen so klein, dass bei Verwendung dieser herkömmlichen Konfiguration eventuell kein präziser Detektionsbetrieb realisiert werden kann.

In der Offenlegungsschrift EP 0 594 162 A1 ist in einem Ausführungsbeispiel eine Spannungsdetektionsschaltung der eingangs genannten Art beschrieben, die jedoch nicht zwischen einem Normalbetriebsmodus und einem Testbetriebsmodus unterscheidet und keine daraus oder aus Prozess- und Temperaturschwankungen resultierenden Spannungsschwankungen berücksichtigt. Bei einem anderen, dort beschriebenen Ausführungsbeispiel erfolgt eine Änderung der Detektionscharakteristik in einem Testmodus, jedoch weist die Schaltung keinen gattungsgemäßen Aufbau auf.

In der Patentschrift US 5.898.335 ist eine Schaltung zur Erzeugung einer hohen Spannung für ein Halbleiterbauelement, insbesondere ein Halbleiterspeicherbauelement, offenbart, bei der eine von einer Spannungsanhebeschaltung aus einer Speisespannung erzeugte erhöhte Spannung einer Begrenzungsschaltung zugeführt wird. Eine Spannungsdetektionsschaltung erfasst eine Spannung, die einem Stromfluss über die Begrenzungsschaltung entspricht, und steuert abhängig davon eine Bypassschaltung an, durch die ein zu hoher Stromfluss nach Masse abgeleitet werden kann, um auf diese Weise das Spannungsausgangssignal zu stabilisieren.

Der Erfindung liegt als technisches Problem die Bereitstellung einer Spannungsdetektionsschaltung der eingangs genannten Art, die eine präzise und zuverlässige Detektion eines Spannungspegels weitgehend unbeeinflusst von Prozess- und Temperaturschwankungen und/oder sowohl in einem Normalbetriebsmodus als auch in einem Testbetriebsmodus ermöglicht, und einer vorteilhaften Verwendung derselben zugrunde.

Die Erfindung löst dieses Problem durch die Bereitstellung einer Spannungsdetektionsschaltung mit den Merkmalen des Anspruchs 1 und einer Verwendung derselben mit den Merkmalen des Anspruchs 10.

Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.

Vorteilhafte, nachfolgend näher beschriebene Ausführungsformen der Erfindung sowie das zu deren besserem Verständnis oben erläuterte, herkömmliche Ausführungsbeispiel sind in den Zeichnungen dargestellt, in denen zeigen:

1 ein Schaltbild einer herkömmlichen Spannungsdetektionsschaltung,

2 ein Schaltbild einer erfindungsgemäßen Spannungsdetektionsschaltung,

3 Schaltbilder verschiedener, erfindungsgemäß verwendbarer, diodenverschalteter MOS-Transistoren,

4A ein Diagramm zur Veranschaulichung der Änderungen des VPP-Sollpegels in zwei verschiedenen Betriebsarten aufgrund von Prozess- und Temperaturschwankungen gemäß dem Stand der Technik und

4B ein Diagramm entsprechend 4A, jedoch für das erfindungsgemäße Ausführungsbeispiel.

2 zeigt eine erfindungsgemäße Spannungsdetektionsschaltung, die einen ersten Spannungsgenerator 100, einen zweiten Spannungsgenerator 200, einen Differenzverstärker 300 und eine Bypassschaltung 350 aufweist. Der Begriff Spannungsgenerator umfasst dabei vorliegend beliebige Spannungsbereitstellungseinheiten, insbesondere. sowohl solche vom aktiven Typ, wie Pumpschaltungen, als auch solche vom passiven Typ, wie Spannungsteiler. Ein Ausgang des ersten Spannungsgenerators 100 ist mit dem einen Eingang N1 des Differenzverstärkers 300 verbunden. Ein Ausgang des zweiten Spannungsgenerators 200 und ein Eingang der Bypassschaltung 350 sind mit dem anderen Eingang N2 des Differenzverstärkers 300 verbunden. Ein Ausgang der Bypassschaltung 350 ist mit dem Ausgang N3 des Differenzverstärkers 300 verbunden. Ein Treiberschaltkreis 400 ist ebenfalls an den Ausgang N3 des Differenzverstärkers 300 gekoppelt, und ein VPP-Generator 500 ist an einen Ausgang DET des Treiberschaltkreises 400 gekoppelt.

Der erste Spannungsgenerator 100 weist zwei Widerstände 101, 102 auf, die zwischen eine Speisespannung 1 und eine Massespannung 2 eingeschleift sind und eine Referenzspannung am ersten Eingang des Differenzverstärkers in Abhängigkeit von der Speisespannung 1 bereitstellen. In analoger Weise beinhaltet der zweite Spannungsgenerator 200 zwei Widerstände 201, 202, die zwischen einen Pegel einer angehobenen Spannung VPP und die Massespannung 2 eingeschleift sind, und liefert eine Vergleichsspannung am zweiten Eingang N2 des Differenzverstärkers 300 in Abhängigkeit von Schwankungen im Pegel der angehobenen Spannung VPP. Der erste und der zweite Spannungsgenerator 100, 200 wirken als Spannungsteiler für die Speisespannung 1 bzw. die Spannung VPP.

Der Differenzverstärker 300 weist einen Widerstand 301, zwei NMOS-Transistoren 302 und 303 sowie zwei PMOS-Transistoren 304 und 305 auf. Er ist zwischen eine Speisespannung 3 und die Massespannung 2 eingeschleift. Der Widerstand 301 wirkt als Stromquelle und kann alternativ durch einen MOS-Transistor implementiert sein.

Die Speisespannung 3 kann entweder gleich der Speisespannung 1 oder von dieser verschieden sein, abhängig von Rauschbetrachtungen. In Speicherbauelementen hoher Dichte ist es im allgemeinen wünschenswert, für das Zellenfeld eine separate Speisespannung zu verwenden, um das Maß an Rauschen der Speisespannung für externe Schaltkreise zu vermindern. Beispielsweise sind Zellenfelder häufig empfindlich für Rauschen einer Speisespannung und benötigen daher oft eine stabile Speisespannung, die von derjenigen für periphere Schaltkreise getrennt werden kann, in denen mehr Speisespannungsrauschen auftritt. Bevorzugt ist die Speisespannung für das Zellenfeld mit dem ersten Spannungsgenerator 100 für die Erzeugung einer stabileren Referenzspannung gekoppelt. Die Speisespannung für die peripheren Schaltkreise wird den übrigen erfindungsgemäßen Schaltungskomponenten zugeführt. Wenn Rauschprobleme nicht von Bedeutung sind, kann alternativ die Speisespannung der peripheren Schaltkreise auch für alle anderen Schaltkreise der Erfindung genutzt werden.

Der Differenzverstärker 300 vergleicht die Vergleichsspannung am einen Eingang N2 mit der Referenzspannung am anderen Eingang N1. Die Referenzspannungen am Knoten N1 in einem Normalbetriebsmodus und einem Testmodus sowie die Vergleichsspannung am Knoten N2 ohne die Bypassschaltung können durch folgende Gleichungen ausgedrückt werden: VN1normal = VDD(normal)·R(102)/{R(101)+R(102)}; VN1test = VDD(test)·R(102)/{R(101)+R(102)}; und VN2 = VPP·R(202)/{R(201)+R(202)}.

Die Referenzspannung ändert sich in einem gegebenen Betriebsmodus nicht, da der Wert der Speisespannung VDD festgehalten wird, und zwar auf 3V im Normalbetriebsmodus und 6V im Testmodus. Der Differenzverstärker 300 erzeugt ein verstärktes Differenzsignal am Ausgang N3 abhängig davon, ob die Referenzspannung höher oder niedriger als die Vergleichsspannung ist. Wenn die Vergleichsspannung höher als die Referenzspannung ist, wird eine verstärkte Niedrigpegelspannung erzeugt. Wenn die Vergleichsspannung niedriger als die Referenzspannung ist, wird eine verstärkte Hochpegelspannung erzeugt.

Schwankungen im gewünschten VPP-Sollpegel zwischen Normalbetriebsmodus und Testmodus sind im allgemeinen nicht direkt proportional zu Schwankungen im Speisespannungspegel VDD zwischen diesen beiden Betriebsarten. Während sich beispielsweise der Speisespannungspegel VDD von 3V im Normalbetriebsmodus auf 6V im Testmodus verdoppelt, verdoppelt sich der gewünschte VPP-Sollpegel nicht. Vielmehr liegt der VPP-Sollpegel im Normalbetriebsmodus bei etwa 4V, während im Testmodus ein VPP-Sollpegel von etwa 7V geeignet ist.

Wegen der linearen Charakteristik von Widerständen kann ein einzelner Spannungsteiler keine geeignete Referenzspannung für beide Betriebsarten bereitstellen. Speziell ist, wenn die Widerstände des die Referenzspannung erzeugenden Spannungsteilers für den Normalbetriebsmodus ausgelegt sind, der durch diese Widerstände aufgrund des erhöhten Pegels der Speisespannung VDD des Testmodus erzeugte Referenzspannungspegel verglichen mit einer gewünschten Referenzspannung relativ hoch. Der detektierte VPP-Pegel kann daher im Testmodus verglichen mit dem gewünschten VPP-Sollpegel relativ hoch sein.

Die Bypassschaltung 350 umfasst einen Transistor 352 und einen diodenverschalteten Transistor 351, die in Reihe zwischen den Ausgang N3 des Differenzverstärkers 300 und die Massespannung 2 eingeschleift sind. Die beiden Transistoren 351 und 352 besitzen in diesem Ausführungsbeispiel dieselbe Schwellenspannung Vt, da sie vom selben NMOS-Transistortyp sind. Eine Gate-Elektrode des Transistors 352 ist an den einen Eingang N2 des Differenzverstärkers 300 gekoppelt.

Die Bypassschaltung 350 dient in diesem Beispiel dazu, den detektierten VPP-Pegel im Testmodus mit hohem VDD zu verringern. Sie ist in der Lage, einen geeigneten VPP-Pegel für den Testmodus über einen weiten Bereich von VDD-Pegeln bereitzustellen. Der Unterschied zwischen den VDD-Werten im Normalbetriebsmodus und im Testmodus kann daher als ein weiterer VDD-Testwert benutzt werden. Speziell werden die zwei Transistoren 351 und 352, wenn der Spannungspegel am Knoten N2 in Abhängigkeit von VPP im Testmodus den doppelten Wert der Schwellenspannung Vt des Transistors 351 erreicht, allmählich leitend geschaltet und beginnen einen Strompfad vom Ausgang N3 des Differenzverstärkers 300 zur Massespannung 2 bereitzustellen. Als Ergebnis hiervon senkt die Bypassschaltung den Spannungspegel am Ausgang N3 des Verstärkers 300 ab. Dadurch kann ein Detektionsbetrieb bei einem niedrigeren Referenzspannungspegel stattfinden, und der für den Testmodus geeignete VPP-Sollpegel kann gehalten werden.

Um zu verhindern, dass im Normalbetriebsmodus Strom über die Bypassschaltung 350 fließt, sollte der Spannungspegel am Knoten N2 des VPP-Sollpegels im Normalbetriebsmodus niedriger als das Doppelte der Schwellenspannung Vt des Transistors 351 sein. Die Werte der Widerstände 201 und 202 sollten folglich unter Beachtung des Spannungspegels am Knoten N2 beim VPP-Sollpegel im Normalbetriebmodus festgelegt werden.

Der Treiberschaltkreis 400 weist zwei in Reihe geschaltete Inverter 401, 402 auf. Der Inverter 401 detektiert das verstärkte Differenzsignal durch Vergleich desselben mit der logischen Schwellenspannung des Inverters 401. Wenn die verstärkte Niedrigpegelspannung am Ausgang N3 des Differenzverstärkers 300 ansteht, detektiert der Inverter 401 den niedrigen Pegel und ändert seinen Ausgangszustand von niedrigem auf hohen Pegel. Wenn die verstärkte Hochpegelspannung am Ausgang N3 des Verstärkers 300 ansteht, detektiert der Inverter 401 den hohen Pegel und ändert seinen Ausgangszustand von hohem auf niedrigen Pegel. Der Inverter 402 dient zur Erzeugung eines Spannungspegeldetektionssignals DET, das einen scharfen Übergang im Signalverlauf und einen vollen Speisespannungs(VDD)-Pegelhub aufweist. Dies wird ermöglicht, weil der Ausgang des Inverters 401 seinen Zustand langsam ändert und sein hoher oder niedriger Zustand nicht den vollen Pegel der Speisespannung VDD repräsentiert, d.h. ein hoher Zustand ist niedriger als der hohe Pegel der Speisespannung VDD und ein niedriger Zustand ist höher als die Massespannung. Falls erforderlich, können zusätzliche Inverter hinzugefügt werden, um das Ausgangssignal des Inverters 401 zu puffern.

Der VPP-Generator 500 arbeitet in Reaktion auf das DET-Signal und weist einen herkömmlichen Oszillator und eine herkömmliche Pumpschaltung auf. Im anfänglichen Chipbetrieb liegt die angehobene Spannung VPP auf niedrigem Pegel, da der Pumpbetrieb des VPP-Generators 500 noch nicht ausreicht, zusätzlich Spannung zu liefern. Der Vergleichsspannungspegel am Knoten N2 ist daher niedriger als der Referenzspannungspegel am Knoten N1, und der Ausgang N3 des Differenzverstärkers 300 sowie das DET-Signal befinden sich folglich beide auf hohem Pegel. Der VPP-Generator 500 setzt den Pumpbetrieb fort und hebt den VPP-Pegel in Reaktion auf das Hochpegel-DET-Signal an. Wenn durch den Pumpbetrieb der Anhebespannungspegel VPP den Sollpegel erreicht hat, wird der Vergleichsspannungspegel am Knoten N2 höher als der Referenzspannungspegel am Knoten N1. Der Ausgang N3 des Differenzverstärkers 300 und das DET-Signal fallen somit auf niedrigen Pegel, und der VPP-Generator 500 stoppt den Pumpbetrieb in Reaktion auf den niedrigen Pegel des DET-Signals. Wenn danach der Anhebespannungspegel VPP niedrig wird, gelangt das DET-Signal wieder auf hohen Pegel, und der VPP-Generator 500 nimmt den Pumpbetrieb wieder auf.

In der obigen Beschreibung wurden die meisten Betriebsvorgänge, die sich auf den Differenz- bzw. Abtastverstärker 300 und den VPP-Generator bzw. die Pumpschaltung 500 beziehen, auf der Basis des Normalbetriebsmodus erläutert. Es bleibt anzumerken, dass der Betrieb im Testmodus demjenigen im Normalbetriebmodus mit der Ausnahme entspricht, dass im Testmodus der Detektionsbetrieb auch dann stattfinden kann, wenn der Vergleichsspannungspegel niedriger als die Referenzspannung ist. Mit anderen Worten kann im Testmodus die verstärkte Niedrigpegelspannung, die den Zustand des DET-Signals ändern kann, durch die Bypassschaltung 350 selbst dann erzeugt werden, wenn der Vergleichsspannungspegel niedriger ist als die Referenzspannung.

3 zeigt verschiedene diodenverschaltete MOS-Transistoren, die in der Erfindung als die Widerstände verwendet werden können. Jeder Widerstand der vorliegenden Erfindung kann einen oder mehrere diodenverschaltete MOS-Transistoren enthalten. Wenn ein PMOS-Transistor verwendet wird, ist die Gate-Elektrode des PMOS-Transistors mit einer Drain-Elektrode 5 verbunden, die auf einem relativ niedrigeren Potential liegt. Wenn ein NMOS-Transistor verwendet wird, ist die Gate-Elektrode des NMOS-Transistors mit einer Drain-Elektrode 4 verbunden, die auf einem relativ höheren Potential liegt.

In den 4A und 4B sind Schaubilder wiedergegeben, in denen die Schwankung des VPP-Sollpegels in beiden Betriebsarten aufgrund von Prozess- und Temperaturschwankungen bezüglich der Erfindung einerseits (siehe 4B) und dem Stand der Technik andererseits (siehe 4A) dargestellt ist. Die vertikalen Doppelpfeile repräsentieren Schwankungen des VPP-Sollpegels aufgrund von Prozess- und Temperaturschwankungen. Wie aus den Schaubildern ersichtlich, ist die vorliegende Erfindung in der Lage, einen präzisen VPP-Sollpegel zu detektieren und einen viel stabileren VPP-Sollpegel bereitzustellen als der Stand der Technik. Speziell liefert die vorliegende Erfindung selbst bei Vorhandensein von Prozess- und Temperaturschwankungen eine stabile Differenzspannung für den Differenzverstärker 300, da sich die Referenz- und die Vergleichsspannung in dieselbe Richtung verschieben. Die Spannungen verschieben sich deshalb in dieselbe Richtung, weil die Spannungsgeneratoren 100, 200 nur einen einzigen Typ von Widerständen enthalten. Diese Widerstände können entweder diodenverschaltete PMOS-Transistoren oder durch eine andere der in 3 gezeigten weiteren Transistoranordnungen repräsentiert sein.

Weiter ist anzumerken, dass die Spannungsverstärkung am Ausgangsknoten N3 des Differenzverstärkers 300 in Reaktion auf den VPP-Pegel so viel höher als diejenige am Knoten A beim Stand der Technik ist, dass die Schwankung der logischen Schwellenspannung des Inverters 401 kompensiert werden kann. Außerdem können die für beide Betriebsarten geeigneten VPP-Sollpegel von der im Testmodus aktivierten Bypassschaltung 350 bereitgestellt werden. Zudem können weitere VDD-Werte für Testzwecke benutzt werden. Dementsprechend stellt die erfindungsgemäße Spannungsdetektionsschaltung, wie oben beschrieben, einen präzisen und stabilen Detektionsbetrieb unabhängig von der Betriebsart und der Existenz von Prozess- und Temperaturschwankungen zur Verfügung.


Anspruch[de]
  1. Spannungsdetektionsschaltung für ein Halbleiterspeicherbauelement, mit

    – einer ersten Spannungsbereitstellungseinheit (100), die an eine erste Speisespannung (1) angeschlossen ist, zur Bereitstellung einer Referenzspannung oder eines Referenzsignals,

    – einer zweiten Spannungsbereitstellungseinheit (200), die an eine zweite Speisespannung (VPP) angeschlossen ist, zur Bereitstellung einer Vergleichsspannung oder eines Vergleichssignals,

    – einem Differenzverstärker (300) zur Erzeugung einer verstärkten Spannung oder eines verstärkten Signals in Abhängigkeit von der Spannungsdifferenz zwischen der Referenzspannung bzw. dem Referenzsignal und der Vergleichsspannung bzw. dem Vergleichssignal und

    – einem Treiberschaltkreis (400), der die verstärkte Spannung bzw. das verstärkte Signal empfängt, zur Bereitstellung eines Spannungspegeldetektionssignals (DET), gekennzeichnet durch

    – eine an das verstärkte Ausgangssignal des Differenzverstärkers gekoppelte Bypassschaltung (350) zur Bereitstellung eines Strompfads für das verstärkte Signal in Abhängigkeit von der Vergleichsspannung bzw. dem Vergleichssignal.
  2. Spannungsdetektionsschaltung nach Anspruch 1, weiter dadurch gekennzeichnet, dass sie darauf ausgelegt ist, das Spannungspegeldetektionssignal (DET) zu deaktivieren, wenn die zweite Speisespannung (VPP) einen vorgegebenen Pegel erreicht.
  3. Spannungsdetektionsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 2, weiter dadurch gekennzeichnet, dass die zweite Speisespannung (VPP) eine relativ zur ersten Speisespannung (1) angehobene Spannung ist.
  4. Spannungsdetektionsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, weiter dadurch gekennzeichnet, dass der Differenzverstärker (300) an eine dritte Speisespannung (3) angeschlossen ist und die erste und dritte Speisespannung (1, 3) Speisespannungen für periphere Schaltkreise bilden, während die zweite Speisespannung (VPP) eine demgegenüber angehobene Spannung ist.
  5. Spannungsdetektionsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, weiter dadurch gekennzeichnet, dass der Differenzverstärker (300) an eine dritte Speisespannung (3) angeschlossen ist und diese eine Speisespannung für einen peripheren Schaltkreis bildet, während die erste Speisespannung (1) eine Speisespannung für ein Speicherzellenfeld bildet und die zweite Speisespannung (VPP) eine demgegenüber angehobene Spannung ist.
  6. Spanungsdetektionsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, weiter dadurch gekennzeichnet, dass die Bypassschaltung (350) mit der Bereitstellung des Strompfads beginnt, wenn der Spannungspegel des Vergleichssignals einen vorgegebenen Pegel erreicht.
  7. Spannungsdetektionsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, weiter dadurch gekennzeichnet, dass

    – die erste Spannungsbereitstellungseinheit einen ersten Widerstand (101) und einen zweiten Widerstand (102) beinhaltet, die zwischen der ersten Speisespannung (1) und einer Massespannung (2) in Reihe geschaltet sind,

    – die zweite Spannungsbereitstellungseinheit einen dritten Widerstand (201) und einen vierten Widerstand (202) beinhaltet, die zwischen der zweiten Speisespannung (VPP) und der Massespannung (2) in Reihe geschaltet sind, und

    – die Bypassschaltung einen Transistor (352) und einen diodenverschalteten Transistor (351) beinhaltet, die zwischen dem verstärkten Ausgangssignal des Differenzverstärkers (300) und der Massespannung (2) in Reihe geschaltet und so konfiguriert sind, dass sie zur Bereitstellung des Strompfads in Abhängigkeit vom Vergleichssignal leitend geschaltet werden, wenn der Spannungspegel des Vergleichssignals einen vorgegebenen Pegel erreicht.
  8. Spannungsdetektionsschaltung nach Anspruch 7, weiter dadurch gekennzeichnet, dass der erste, zweite, dritte und vierte Widerstand diodenverschaltete MOS-Transistoren desselben Transistortyps beinhalten.
  9. Spannungsdetektionsschaltung nach Anspruch 8, weiter dadurch gekennzeichnet, dass der Transistor und der diodenverschaltete Transistor der Bypassschaltung (350) von NMOS-Transistoren gebildet sind und der vorgegebene Pegel doppelt so groß wie der Schwellenspannungswert einer der beiden NMOS-Transistoren ist.
  10. Verwendung einer Spannungsdetektionsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 9 zur Ansteuerung einer dritten Spannungsbereitstellungseinheit (500) durch das Spannungspegeldetektionssignal (DET) zur Bereitstellung der zweiten Speisespannung (VPP).
  11. Verwendung nach Anspruch 10, weiter dadurch gekennzeichnet, dass die dritte Spannungsbereitstellungseinheit (500) die Erzeugung der zweiten Speisespannung (VPP) unterbricht, wenn das Spannungspegeldetektionssignal (DET) deaktiviert wird.
Es folgen 4 Blatt Zeichnungen






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