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Dokumentenidentifikation DE69433808T2 09.06.2005
EP-Veröffentlichungsnummer 0000660520
Titel Vielfach-Spannungsversorgung und Verfahren zur Auswahl einer Spannungsquelle aus einer Vielzahl von Spannungsquellen
Anmelder Siliconix Inc., Santa Clara, Calif., US
Erfinder Williams, Richard K., Cupertino, US
Vertreter derzeit kein Vertreter bestellt
DE-Aktenzeichen 69433808
Vertragsstaaten DE, IT, NL
Sprache des Dokument EN
EP-Anmeldetag 30.11.1994
EP-Aktenzeichen 943091405
EP-Offenlegungsdatum 28.06.1995
EP date of grant 26.05.2004
Veröffentlichungstag der Übersetzung europäischer Ansprüche 14.03.1996
Veröffentlichungstag im Patentblatt 09.06.2005
IPC-Hauptklasse H03K 17/687
IPC-Nebenklasse H02J 7/00   H01L 29/78   

Beschreibung[de]

Die vorliegende Erfindung betrifft einen bidirektionalen, Strom blockierenden MOSFET und im Besonderen den Einsatz einer derartigen Vorrichtung in einer Batterietrennungsschaltung.

Für Benutzer von batteriebetriebenen Vorrichtungen wie etwa Notebook-Computern ist es erforderlich, dass die Vorrichtungen über lange Zeiträume zwischen den Aufladevorgängen der Batterien bzw. Akkus einsetzbar sind. Diese Anforderung hat zu kaskadenartigen Batterieanordnungen geführt, wobei eine primäre Batterie, eine sekundäre Batterie, etc. nacheinander mit der Vorrichtung bzw. mit dem Gerät verbunden sind. Häufig ist auch ein Wechselstrom-Gleichstromwandler vorgesehen, der es dem Benutzer ermöglicht, Akku- bzw. Batterieleistung einzusparen, wenn sich der Benutzer in der Nähe einer Wechselstromquelle befindet. Ein Anschluss für eine externe Reserve- bzw. Sicherungsbatterie kann ebenso vorgesehen sein.

Eine derartige Anordnung ist in der Abbildung aus 1 dargestellt, wobei eine primäre Batterie B1 und eine sekundäre Batterie B2 über entsprechende Schalter S1 bzw. S2 mit einem Verbraucher L verbunden sind, bei dem es sich um einen Gleichspannungswandler bzw. DC/DC-Wandler handeln kann, der zum Beispiel einen Notebook-Computer speist. Die Versorgungsanschlüsse werden über einen Bus vorgesehen, der mit B bezeichnet ist.

Ebenfalls mit dem Bus B verbunden ist ein Wechselstrom-Gleichstromwandler C3, der über einen Schalter S3 Strom vorsieht. Die durch die primäre Batterie B1 vorgesehene Spannung ist mit V1 bezeichnet, während die durch die sekundäre Batterie B2 vorgesehene Spannung mit V2 bezeichnet ist, und wobei die durch den Wechselstrom-Gleichstromwandler C3 vorgesehene Spannung mit V3 bezeichnet ist. Die Spannung an dem Bus B ist mit Vbus bezeichnet. Eine Reservebatterie B4 ist ebenfalls mit dem Bus B verbunden. Die Reservebatterie B4 sieht Strom an einige Überwachungsschaltungen und Speicherfunktionen (nicht abgebildet) vor, wenn die primäre Batterie B1 und die sekundäre Batterie B2 entladen werden. Die Reservebatterie B4 ist nicht geschaltet, um sicherzustellen, dass sie bei Bedarf stets verfügbar ist.

Im Betrieb dieser Anordnung aus mehreren Batterien wird zu einem bestimmten Zeitpunkt normalerweise nur einer der Schalter S1, S2 und S3 geschlossen. Die anderen Schalter sind dabei offen. Wenn zum Beispiel über die primäre Batterie B1 Strom zugeführt wird, so ist der Schalter S1 geschlossen, während die Schalter S2 und S3 offen sind.

Wenn die Stromquellen zu- und weggeschaltet werden, kann die Spannung an den Schaltern S1, S2 und S3 sowohl in Bezug auf das Ausmaß als auch auf die Richtung variieren. Dies ist in den Abbildungen der 2A bis 2C dargestellt. Wie dies in der Abbildung aus 2A dargestellt ist, kann die Ausgabe V2 der Batterie B2 zu einem bestimmten Zeitpunkt zum Beispiel 14 V entsprechen. Wenn die Batterie B2 danach Strom zuführt, so entspricht die Spannung Vbus ebenfalls 14 V. Wenn die Batterie B1 vollständig entladen ist, kann deren Ausgangsspannung V1 18 V entsprechen. In diesem Fall würde die linke Seite des Schalters S1 positiv geladen. Wenn andererseits die gleiche Situation angenommen wird, mit der Ausnahme, dass die Batterie B1 entladen wird, so entspricht V1 6 V. In diesem Fall ist die rechte Seite des Schalters S1 positiv geladen, wie dies in der Abbildung aus 2B dargestellt ist. Die Abbildung aus 2C zeigt eine dritte Alternative, wobei die Batterie B1 entladen ist, während die Batterie B2 vollständig geladen ist, und wobei der Bus B über den Wechselstrom-Gleichstromwandler C1 versorgt wird. In dem Beispiel sind V1 als gleich 6 V, V2 als gleich 17 V und V3 als gleich 12 V dargestellt. In diesem Fall ist die rechte Seite des Schalters S1 positiv geladen, und die linke Seite des Schalters S2 ist ebenfalls positiv geladen.

Zusammengefasst kann es sein, dass jeder der Schalter S1 bis S3 einer Spannung in beiden Richtungen standhalten muss. Das Einzige, was diesbezüglich sicher ist, ist die Tatsache, dass alle diesen Schaltern zugeführte Spannungen oberhalb der Erdspannung liegen.

Die Vorrichtung kann auch mit einer internen Batterieladevorrichtung ausgestattet werden, wie dies in der Abbildung aus 3 dargestellt ist. Eine Batterieladevorrichtung C5 st über einen Schalter S4 mit der Batterie B1 und über einen Schalter S5 mit der Batterie B2 verbunden. Die Batterieladevorrichtung C6 kann über die Ausgabe des Wechselstrom-Gleichstromwandlers C3 oder (optional) direkt über die Hauptstromversorgung versorgt werden. Wie dies in der Abbildung aus 4 dargestellt ist, kann die Batterieladevorrichtung C5 eine bis zu 24 V hohe Spannung für ein schnelles Laden der Batterie bzw. des Akkus zuführen. In dem in der Abbildung aus 4 dargestellten Zustand wird die Batterie B2 entladen, und die Ausgabe V1 der Batterie B1 entspricht 12 Volt. Somit muss der Schalter S4 einem Spannungsunterschied von 12 V standhalten. Da es jedoch bekannt ist, dass eine Tiefentladung der wieder aufladbaren Batterie deren Lebensdauer verlängert, kann V1 unter 6 V sinken, wobei der Schalter S4 in diesem Fall einer Spannung von mehr als 18 V standhalten muss, wobei dessen linke Seite positiv geladen wird. Wenn die Batterieladevorrichtung C5 andererseits nicht funktionsfähig ist, kann sie ein kurzgeschlossenes oder verlustbehaftetes Merkmal aufweisen, und wobei die Schalter S4 und S5 in diesem Fall dann Spannungen in die andere Richtung blockieren müssen. Somit müssen die Schalter S4 und S5 auch bidirektional Strom blockierend sein.

Die vorstehenden Ausführungen würden kein Problem darstellen, wenn es sich bei den Schaltern S1 bis S5 um mechanische Schalter handeln würde. Bevorzugt wird für die Fertigung dieser Schalter jedoch der Einsatz von Halbleitertechnologie und im Besonderen der MOSFET-Technologie. Leistungs-MOSFETs werden für gewöhnlich mit einem Source-Körper-Kurzschluss hergestellt, um sicherzustellen, dass der innere bipolare Transistor (dargestellt durch die Source-, Körper- und Drain-Bereiche) jederzeit ausgeschaltet bleibt. Der Stand der Technik lehrt allgemein, dass ein ausreichender Source-Körper-Kurzschluss fundamental ist für einen zuverlässigen parasitären, bipolaren, freien Leistungs-MOSFET-Betrieb. Siehe zum Beispiel "Power Integrated Circuits" von Paolo Antognetti, McGraw-Hill, 1986, Seiten 3.27–3.34.

Der Einsatz eines Source-Körper-Kurzschlusses hat den Effekt der Erzeugung einer Diode an den Drain- und Körper-Anschlüssen des MOSFET, elektrisch parallel zu dem MOSFET. Bei einer P-Kanal-Vorrichtung ist die Kathode der Diode mit dem Drain verbunden; bei einer N-Kanal-Vorrichtung ist die Anode der Diode mit dem Drain verbunden. Somit darf ein MOSFET an dessen Source-Körper- und Drain-Anschlüssen zu keiner Zeit Spannungen ausgesetzt werden, die eine Vorwärtsvorspannung der "antiparallelen" Diode bewirken würden. Die Abbildungen der 5A bis 5D veranschaulichen die Polarität der antiparallelen Diode (in gestrichelten Linien abgebildet) für eine vertikale N-Kanal DMOS-Vorrichtung (5A), eine vertikale P-Kanal DMOS-Vorrichtung (5B), eine laterale N-Kanal-Vorrichtung (5C) und eine laterale N-Kanal DMOS-Vorrichtung (5D).

Somit eignen sich herkömmliche MOSFETs nicht für die Schalter S1 bis S5, da sie bidirektionale Ströme nicht blockieren können. In den Abbildungen der 2A bis 2C sind somit die antiparallelen Dioden an den Schaltern S1 und S2 durch gestrichelte Linien dargestellt, wobei ihre Anoden- und Kathodenanschlüsse so angeordnet sind, wie dies erforderlich ist, um den Stromfluss durch die Schalter zu blockieren. Wenn die Polarität der Spannungen an den Schaltern umgekehrt wird, werden die antiparallelen Dioden vorwärts vorgespannt.

Eine mögliche Lösung für dieses Problem ist die Verbindung von zwei MOSFETs in einer antiparallelgeschalteten Anordnung, wie dies in den Abbildungen der 6A bis 6C schematisch dargestellt ist. Die Abbildung aus 6A veranschaulicht ein Paar von NMOS-Vorrichtungen mit einer gemeinsamen Quelle bzw. Source, wobei die Abbildung aus 6 ein Paar von NMOS-Vorrichtungen mit einem gemeinsamen Drain veranschaulicht, und wobei die Abbildung aus 6C ein Paar von PMOS-Vorrichtung mit einer gemeinsamen Source veranschaulicht. Diese antiparallelgeschalteten Anordnungen verdoppeln allerdings den Einschaltwiderstand der Schalter und beeinträchtigen somit signifikant die Höhe des dem Computer oder einer anderen Vorrichtung zugeführten Stroms.

Wenn in der Anordnung ferner eine Batterieladevorrichtung verwendet wird, können die Anschlüsse bzw. die Verbindungen zwischen der Batterieladevorrichtung und der Batterie umgekehrt werden. Zum Beispiel weisen einige für Batterieladevorrichtungen verwendete Verbindungseinrichtungen bzw. Konnektoren austauschbare Polaritäten auf, und bestimmte Batterieladevorrichtungen weisen einen Schalter auf, der eine Umkehr der Polarität des Ausgangs ermöglicht. In derartigen Situationen kann ein Batterietrennungsschalter anstatt einer positiven Spannung einer negativen Spannung ausgesetzt werden.

Benötigt wird somit ein bidirektionaler Strom sperrender bzw. blockierender Halbleiterschalter, der den Einschaltwiderstand eines normalen MOSFET aufweist und dabei keine antiparallele Diode an dessen Drain- und Körperanschlüssen aufweist. Vorzugsweise sollte der bidirektionale Strom sperrende bzw. blockierende Halbleiterschalter ferner in der Lage sein, einem umgekehrten Zustand der Batterieladevorrichtung standzuhalten.

Das U.S. Patent US-A-4.857.984 beschreibt einen MOSFET-Schalter mit vier Anschlüssen und adressiert das Problem der unerwünschten parasitären Transistorwirkung. Der beschriebene MOSFET umfasst:

ein Halbleitersubstrat;

einen ersten Bereich mit einem ersten Leitfähigkeitstyp und einen zweiten Bereich des genannten Leitfähigkeitstyps, der in dem genannten Halbleitersubstrat ausgebildet ist, und wobei diese Bereiche entsprechend mit den ersten und zweiten Anschlüssen verbunden sind;

einen Körperbereich mit einem zweiten Leitfähigkeitstyp, der in dem Halbleitersubstrat ausgebildet ist, wobei sich der zweite Leitfähigkeitstyp von dem ersten Leitfähigkeitstyp unterscheidet, wobei der Körperbereich eine Körperspannung aufweist, wobei der Körperbereich einen Kanalbereich umfasst, der zwischen den ersten und zweiten Bereichen angeordnet ist, wobei der Körperbereich nicht mit dem ersten oder dem zweiten Körperbereich kurzgeschlossen wird, wobei eine Verbindung zwischen dem ersten Bereich und dem Körperbereich eine erste Diode bildet, und wobei eine Verbindung zwischen dem zweiten Bereich und dem Körperbereich eine zweite Diode bildet. In dem genannten MOSFET-Schalter wird die Körperspannung auf einer Spannung in einem entsprechenden Verhältnis zu der ersten Spannung und der zweiten Spannung gehalten, um es zu verhindern, dass die genannter erste Diode und die genannte zweite Diode unabhängig davon vorwärts vorgespannt werden, ob die erste Spannung höher oder niedriger ist als die zweite Spannung.

Der gegenständliche Anspruch 1 beschreibt eine Stromversorgung mit mehreren Quellen gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung. Die Source- und Körperbereiche des MOSFET sind nicht kurzgeschlossen, und die den Source- und Drain-Anschlüssen zugeführten Spannungen sind beide entweder höher als (bei einer N-Kanal-Vorrichtung) oder niedriger als (bei einer P-Kanal-Vorrichtung) eine Spannung, bei der der Körperbereiche aufrechterhalten bleibt. Die Source-, Körper- und Drain-Spannungen werden so erzeugt, dass die Source-Körper- und Drain-Körper-Verbindungen der Vorrichtung zu keiner Zeit vorwärts vorgespannt werden.

Die Stromversorgung mit mehreren Quellen gemäß dem gegenständlichen Anspruch 1 verwendet eine bidirektionale Strom sperrende bzw. blockierende Schaltanordnung.

Vorgesehen ist gemäß einem zweiten Aspekt der vorliegenden Erfindung ein Verfahren zur Auswahl einer Stromquelle aus einer Mehrzahl von Stromquellen gemäß dem gegenständlichen Anspruch 4.

Die vorliegende Erfindung wird nachstehend beispielhaft in Bezug auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben. In den Zeichnungen zeigen:

1 eine schematische Zeichnung einer Stromversorgungsanordnung mit mehreren Quellen mit Trennungsschaltern;

die 2A, 2B und 2C mögliche Spannungsunterschiede, die bei den Trennungsschaltern aus 1 auftreten können;

3 eine Prinzipskizze einer Stromversorgungsanordnung mit mehreren Quellen mit einer Batterieladevorrichtung;

4 mögliche Spannungsunterschiede, die an den Trennungsschaltern aus 3 auftreten können;

die 5A bis 5D entsprechend einen N-Kanal-Doppeldiffusions-MOSFET (DMOS), einen vertikalen P-Kanal-DMOS-MOSFET, einen lateralen N-Kanal-MOSFET und einen lateralen N-Kanal-DMOS-MOSFET, wie alle einen Source-Körper-Kurzschluss aufweisen;

die 6A bis 6C bidirektionale Strom sperrende Schalter, die aus antiparallelgeschalteten MOSFETs bestehen;

7 eine Stromversorgungsanordnung mit mehreren Quellen gemäß der vorliegenden Erfindung mit Trennungsschaltern;

8 schematisch den allgemeinen Zustand einer Stromversorgungsanordnung mit mehreren Quellen mit gemäß der vorliegenden Erfindung;

9 eine Stromversorgungsanordnung mit mehreren Quellen mit Trennungsschaltern, bestehend aus Drift-MOSFETs, die höhere Spannungsunterschiede schalten können;

die 10A und 10B schematisch den entsprechenden ausgeschalteten und eingeschalteten Zustand der Schalter aus den Abbildungen der 7 und 8;

die 11A bis 11D das Konzept des reduzierten Einschaltwiderstands, der unter Verwendung eines bidirektionalen Sperr- bzw. Blockierungsschalters erreicht wird;

12A einen Batterietrennungsschalter ohne Schutz gegen eine umgekehrte Batterieladevorrichtung, und wobei die Abbildungen der 12B bis 12G die Schwierigkeiten in Verbindung mit verschiedenen Möglichkeiten des Schutzes eines Batterietrennungsschalters vor einer umgekehrten Batterieladevorrichtung zeigen, wobei die Abbildungen der 12A bis 12G nicht Bestandteil der vorliegenden Erfindung sind;

die 13A und 13B Testergebnisse einer Schutzschaltung.

Die Abbildung aus 7 zeigt eine Stromversorgungsanordnung mit mehreren Quellen gemäß der vorliegenden Erfindung mit bidirektionalen Strom blockierenden Schaltern 70 und 71. Der Schalter 70 ist mit einer Batterie 72 verbunden, die eine Spannung V1 vorsieht, und der Schalter 71 ist mit einem Wechselstrom-Gleichstromwandler 73 oder einer anderen Batterie verbunden, die eine Spannung V2 vorsieht. Die Schalter 70 und 71 sind mit einem Bus 74 verbunden, der eine Ausgangsspannung Vout an einen Verbraucher vorsieht. In der Abbildung aus 7 sind zwar zwei Stromquellen und zwei Schalter veranschaulicht, wobei jedoch ersichtlich ist, dass jede Anzahl von Batterien oder anderen Stromquellen in der Anordnung vorgesehen sein kann.

Bei dem Schalter 70 handelt es sich um einen lateralen MOSFET, der im Querschnitt veranschaulicht ist. Der MOSFET 70 ist vorzugsweise entweder in einem Streifen- oder zellenförmigen Muster in einem Substrat 75 ausgebildet, das in dem vorliegenden Ausführungsbeispiel aus einem P-Typ-Halbleitermaterial ausgebildet ist. N+ Bereiche 76 und 77 sind an der Oberfläche des P-Substrats 75 ausgebildet, getrennt durch einen Kanalbereich 78. Ein Gate 79 ist über den Kanalbereich 78 ausgebildet, getrennt von dem Kanalbereich 78 durch eine Oxidschicht 80. Ein Anschluss 81 verbindet den N+ Bereich 77 mit dem Bus 74. Das Gate 79 wird durch eine Gate-Spannung VG1 gespeist. Hiermit wird festgestellt, dass es sich bei dem Schalter 70 um eine symmetrische Vorrichtung handelt, und die Bereiche 76 und 77 werden nicht als Source- oder Drain-Bereiche bezeichnet, da beide im Verhältnis zueinander positiv oder negativ vorgespannt werden können.

Die Verbindung zwischen dem P-Substrat 75 und dem N+ Bereich 76 ist durch eine Diode D1 dargestellt, und die Verbindung zwischen dem P-Substrat 75 und dem N+ Bereich 77 ist durch eine Diode D2 dargestellt.

Auf herkömmliche Art und Weise wird die Gate-Spannung VG1 niedrig gehalten, wenn der Schalter 70 ausgeschaltet ist, und wobei sie auf eine positive Spannung erhöht wird, wenn der Schalter 70 eingeschaltet wird. Da das P-Substrat 75 geerdet ist, und da die Spannung an den Anschlüssen 81 und 82 nur positiv sein kann, ist es offensichtlich, dass eine der Dioden D1 und D2 immer umgekehrt vorgespannt ist, wenn der Schalter 70 ausgeschaltet ist. Wenn der Schalter 70 ausgeschaltet ist, blockiert bzw. sperrt er somit den Strom, ob die Spannung an dem Anschluss 81 höher oder niedriger ist als die Spannung an dem Anschluss 82.

Weder der N+ Bereich 76 noch der N+ Bereich 77 ist mit dem P-Substrat 75 kurzgeschlossen. Ungeachtet des fehlenden Source-Körper-Kurzschlusses wird der durch die N+ Bereiche 76 und 77 und das P-Substrat 75 dargestellte NPN-Transistor nicht aktiviert, vorausgesetzt, dass die Einschalt-Ausschalt-Übergänge an dem Gate 79 schnell sind im Verhältnis zu der Reaktionszeit (Kapazität) des Verbrauchers. Da die Schaltung wie eine Folgereinrichtung arbeitet, d. h. eine gemeinsame Drain-Konfiguration im Verhältnis zu der positivsten Seite, entwickelt ein eingeschalteter bipolarer Transistor sofort eine umgekehrt vorgespannte Source-Spannung, die den bipolaren Transistors ausgeschaltet lässt. Mit anderen Worten bewirkt die Bildung des Kanals in dem MOSFET beim Einsetzen des leitenden Zustands eine Normalisierung der Spannung auf beiden Seiten des MOSFET ungefähr auf der gleichen Spannung. In der Annahme, dass das negativere Potenzial von einer entladenen Batterie oder einem Verbraucher stammt, und dass das positivere Potenzial von einer Stromquelle oder einer vollständig geladenen Batterie stammt, steigt das negativere Potenzial auf einen Spannungswert nahe dem positiven Wert an, wenn der Schalter aktiviert wird. Am Beginn des leitenden Zustands, selbst wenn der negativere Anschluss null Volt entspricht, sorgt das Einsetzen des leitenden Zustands unmittelbar für einen Anstieg des negativeren Potenzials auf einen Spannungswert oberhalb der Erdspannung, wodurch die Verbindung bzw. der Übergang umgekehrt vorgespannt wird. Das Gate sollte schnell angesteuert werden, um die Dauer des Schaltübergangs so gering wie möglich zu halten. Die Tatsache, dass kein N+ Anschluss (d. h. Source oder Drain) dauerhaft mit der Erde verbunden ist, ist ein Unterscheidungsmerkmal des bidirektionalen blockierenden bzw. sperrenden Schalters. Ein weiteres Unterscheidungsmerkmal ist dessen mögliche Verbindung mit Spannungsquellen mit beschränkter Energie, wie etwa Batterien, wobei die Spannung im Zeitverlauf abfällt. Bei dem bidirektional sperrenden bzw. blockierenden Schalter handelt es sich somit nicht um einen Schalter der "hohen Seite" (der dauerhaft und immer mit einer festen positiven Versorgungsschiene verbunden und vorhanden ist, wenn ein Schaltungsbetrieb gewünscht ist), da sich Batterien und sogar Wechselstromadapter entladen oder ausgesteckt werden können. Ferner handelt es sich auch um keinen Schalter der "niedrigen Seite", da keine Seite dauerhaft mit der Erde verbunden ist. Stattdessen arbeitet der Schalter als umkehrbarer Sourcefolger im leitenden Zustand, wobei die positivere Spannung als Drain und die negativere Spannung als Source fungieren.

Der Schalter 71 ist mit dem Schalter 70 identisch, weist jedoch mit 83 und 84 bezeichnete Anschlüsse auf und wird durch eine Gate-Spannung VG2 gesteuert. Unabhängig von den an die Anschlüsse 81 bis 84 angelegten Spannungen blockieren bzw. sperren die Schalter 70 und 71 Strom immer dann, wenn ihre entsprechenden Gate-Spannungen VG1 und VG2 niedrig sind, vorausgesetzt, dass die Spannungsunterschiede an dem Schalter unterhalb der Durchschlagspannung der internen Dioden bleiben. Die Durchschlagspannungen der internen Dioden liegen normalerweise im Bereich von 8 V bis 12 V bis 14 V. Die Schalter 70 und 71 können somit so gesteuert werden, dass sie selektiv die Batterie 72 und den Wechselstrom-Gleichstromwandler 73 verbinden oder isolieren, ohne die Gefahr, dass eine antiparallele Diode in den Schaltern vorwärts vorgespannt wird. Derartige Schalter können für jeden der in den Abbildungen der 1 und 4 dargestellten Schalter S1 bis S5 verwendet werden.

Hiermit wird festgestellt, dass die Schalter 70 und 71 im Querschnitt zwar als herkömmliche laterale N-Kanal-MOSFETs erscheinen, wobei jeder Schalter jedoch eine große Gate-Breite W aufweist, um einen niedrigen Einschaltwiderstand zu erreichen, der für gewöhnlich unter 200 m&OHgr; liegen und bis zu lediglich 60 m&OHgr; betragen kann. Darüber hinaus ist es für die Funktionsweise eines herkömmlichen MOSFET nicht üblich, dass sowohl die Source- als auch die Drain-Anschlüsse Spannungen ausgesetzt werden, die von mehr als einer Stromquelle stammen, wobei es ferner nicht üblich ist, einen herkömmlichen MOSFET als bidirektionalen Sourcefolger zu betreiben, d. h. ohne Spezifikation, welcher Anschluss als der höhere (Drain) Anschluss (in einer NMOS-Vorrichtung) fungiert, der Strom zuführt, und welcher Anschluss als der niedrigere (Source) Anschluss fungiert, der Strom über einen Verbraucher zur Erde senkt. Herkömmliche Sourcefolger, weisen zum Beispiel einen Anschluss auf, der direkt oder indirekt mit einer Stromversorgung oder einem Bus verbunden ist, während der andere Anschluss stets den Ausgang des Folgers darstellt. Mit anderen Worten existiert ein direktionales Verhältnis zwischen der Batteriespannung (oder Busspannung), der Drain-Spannung und der Source-Spannung (in aufsteigender Reihenfolge). Dieses Verhältnis bzw. diese Beziehung gilt nicht für einen Trennungsschalter, da zu jedem bestimmten Zeitpunkt jede der Seiten höher sein kann. In ähnlicher Weise unterscheiden sich Schalter 70 und 71 von einem N-Kanal-Übertragungs-Gate in logischen Anordnungen bzw. Gatteranordnungen (bezeichnet als Durchlasstransistorlogik), da in derartigen Gatteranordnungen nur eine Versorgung vorhanden ist.

Die Abbildung aus 8 veranschaulicht schematisch die allgemeine Situation eines bidirektional blockierenden Schalters S0, der zwischen die Stromquellen P10 und P20 geschaltet ist. Die Stromquellen P10 und P20 erzeugen die Spannungen V10 und V20. Der Schalter blockiert den Strom bei V10 > V20 oder V20 > V10 und leitet Strom von P10 zu P20 oder von P20 zu P10. Die Source P20 kann über einen zweiten Schalter S0' vollständig von der Schaltung getrennt werden.

Die Abbildung aus 9 veranschaulicht eine Drift-Version der Schalter 70 und 71, die höheren Spannungsunterschieden standhalten kann (zum Beispiel 15 V, 18 V oder 24 V). Ein Schalter 90 weist N-Drift-Bereiche 92 und 93 auf, die dazu dienen, die Stärke des elektrischen Felds in dem Oxidbereich zu begrenzen. Drift-Bereiche sind in dem am 17. August 1993 an Williams erteilten U.S. Patent US-A-5.237.193 näher beschrieben.

Da das Gate im Verhältnis zu der Erde ausreichend positiv vorgespannt werden muss, um es der Vorrichtung zu ermöglichen, über den spezifizierten Betriebsbereich zu leiten, muss das Oxid, welches das Gate von dem Kanalbereich trennt, ausreichend dick sein, um der maximalen Gate-Spannung zuverlässig standzuhalten. Da jede Seite des Schalters 90 in einer bestimmten Situation als "Drain" dienen kann, muss auf beiden Seiten des Kanalsbereichs ein Drift-Bereich vorgesehen werden.

Das in der Abbildung aus 9 veranschaulichte Drifted-Ausführungsbeispiel ist nützlich, wenn die Spannung an dem Schalter über etwa 14 V liegt. In derartigen Situationen verhindert der Drift-Bereich, dass das Gate-Oxid hohen elektrischen Feldern ausgesetzt wird.

Zum Einschalten des Schalters kann die Gate-Spannung des Schalters 90 entweder festgelegt werden oder es kann sich um eine Spannung halten, die etwas höher ist als V1. Wenn es sich bei der Gate-Spannung um einen festen Wert im Verhältnis zur Erdspannung handelt (zum Beispiel 30 V), so unterstützt eine Standard-Gate-Oxid-Dicke (2 × 10–8 bis 4 × 10–8 m) nicht die Gate-Substrat-Vorspannung im Augenblick des Einschaltens, und es muss ein dickeres Gate (zum Beispiel dicker als 7 × 10–8 m) verwendet werden. Wenn das Gate-Potenzial auf 10 V oberhalb der negativeren Anschlussspannung begrenzt ist und mit dieser Spannung ansteigt, so ist das dickere Oxid nicht erforderlich.

Die Abbildungen der 10A und 10B veranschaulichen ein Beispiel für die beiden Zustände des Schalters 70 aus 7. In der Abbildung aus 10A ist das Gate des Schalters 70 geerdet und der Schalter 70 ist ausgeschaltet, wobei die Batterie 72 von dem Wechselstrom-Gleichstromwandler 73 isoliert wird. Dies entspricht etwa der Situation, wenn der Wechselstrom-Gleichstromwandler den Verbraucher versorgt. In der Annahme, dass V2 höher ist als V1, blockiert die Diode D2 den Stromfluss durch den Schalter 70.

Die Abbildung aus 10B veranschaulicht die Situation, wenn das Gate des Schalters 70 eine Vorspannung von mindestens einem Volt oberhalb der Erdspannung aufweist. Der Schalter 70 wird danach eingeschaltet, so dass die Batterie 72 einen Verbraucher 95 versorgen kann, der eine Kapazität Cload und einen Widerstand Rload aufweist.

Die Abbildungen der 11A bis 11D veranschaulichen einen weiteren Vorteil der bidirektionalen blockierenden bzw. sperrenden Schalter, nämlich deren signifikant verbesserten Einschaltwiderstand. Die Abbildung aus 11A zeigt eine Fläche A, die den Oberflächenbereich eines lateralen oder vertikalen N-Kanal-MOSFET darstellt. Der der Fläche A zugeordnete Einschaltwiderstand ist mit Rn bezeichnet, der für gewöhnlich für jeden Quadratzentimeter der Fläche A 1 Milliohm beträgt. Eine einzelne P-Kanal-Vorrichtung sieht einen Widerstand vor, der ungefähr 2,5Rn entspricht, und zwar aufgrund der Tatsache, dass die Löcherbeweglichkeit im Verhältnis zu der Elektronenbeweglichkeit gering ist. Bei Spannungen von unterhalb etwa 20 V ist der Widerstand je Flächeneinheit ungefähr gleich, unabhängig davon, ob es sich bei der Vorrichtung um einen vertikalen oder lateralen MOSFET handelt. Obwohl die Anzahl der Zellen je Flächeneinheit in einem lateralen MOSFET fast doppelt so hoch ist wie bei einem vertikalen DMOS (da an Source-Körper-Kurzschlüssen keine Fläche verschwendet werden muss), handelt es sich bei der Hälfte der Zellen in dem lateralen MOSFET um Drain-Zellen, während sich der Drain in dem vertikalen DMOS auf der Unterseite des Substrats befindet.

In erneutem Bezug auf die Abbildungen der 11A bis 11D zeigt die Abbildung aus 11B den Widerstand antiparallelgeschalteter N-Kanal-DMOS-Vorrichtungen, die eine Fläche 2A belegen. Der Widerstand ist als 2Rn dargestellt, da die Vorrichtungen in Reihe geschaltet werden müssen. Wie dies in der Abbildung aus 11C für P-Kanal-Vorrichtungen dargestellt ist, entspricht der Widerstand der antiparallelgeschalteten Vorrichtungen 5Rn.

Die Abbildung aus 11D veranschaulicht, dass die MOSFETS anstatt in Reihe parallele geschaltet sind. Ein Paar paralleler N-Kanal-MOSFETs weist einen Widerstand von gleich Rn/2 auf, der nur einem Viertel des Widerstands der antiparallelgeschalteten N-Kanal-Anordnung aus 11B und einem Zehntel des Widerstands der antiparallelgeschalteten P-Kanal-Anordnung aus 11C entspricht. Die parallele Verbindung ermöglicht eine drastische Reduzierung des Einschaltwiderstands im Vergleich zu einer antiparallelgeschalteten MOSFET-Anordnung. Der Widerstand des einzelnen N-Kanal-MOSFET-Trennungsschalters gilt als niedrig, da dessen Gate-Ansteuerung im Verhältnis zu der Spannung an dem negativeren Anschluss erhöht ist, um einen konstanten Kanalwiderstand aufrecht zu erhalten.

Die Abbildung aus 12A veranschaulicht das Problem, das auftreten kann, wenn die in den Abbildungen der 3 und 4 dargestellte Batterieladevorrichtung C5 umgekehrt mit dem bidirektionalen Strom sperrenden Schalter S4 verbunden ist, der einen N-Kanal-MOSFET M ohne Source-Körper-Kurzschluss aufweist. Eine Diode D8 stellt die Verbindung zwischen den Körper- und Source-Bereichen des MOSFET M dar. Es wird angenommen, dass die Batterieladevorrichtung C5 eine bis zu 14 V hohe Ausgabe vorsieht, und wobei für die Batterie B1 eine Ausgabe von zum Beispiel 4 V angenommen wird. Wenn die Batterieladevorrichtung C5 somit umgekehrt wird, entspricht die Spannung an dem Source-Anschluss des MOSFET M –14 V und an dem Schalter S4 tritt eine Spannung von insgesamt 18 V auf. In diesem Zustand sind sowohl der MOSFET M als auch der interne bipolare Transistor eingeschaltet und der Schalter S4 wird zerstört. (Der innere bipolare Transistor in dem MOSFET M ist in der Abbildung aus 12E als der Transistor Q3 dargestellt).

Die Abbildungen der 12B bis 12F veranschaulichen die Probleme in Verbindung mit verschiedenen erfolglosen Techniken zur Lösung dieses Problems. In der Abbildung aus 12B ist eine Schottky-Diode SD1 zwischen die Körper- und Source-Anschlüsse des MOSFET M geschaltet. Ein Widerstand RB begrenzt den Strom durch die Schottky-Diode SD1. Die Schottky-Diode SD1 begrenzt effektiv die Basis-Emitter-Spannung des inneren bipolaren Transistors auf 0,2 V, wodurch verhindert wird, dass sich der biopolare Transistor vollständig einschaltet. Der Widerstand RB begrenzt den Strom durch die Schottky-Diode SD1. Nichtsdestotrotz schaltet sich der MOSFET M aufgrund der hohen Gate-Source-Spannung, d. h. 14 V, vollständig an, und der Schalter S4 kann durch den übermäßigen Strom zerstört werden. In der Abbildung aus 12C ist die Schottky-Diode SD1 zwischen die Erde und die Source des MOSFET M geschaltet. Bei dieser Anordnung werden übermäßige Ströme durch die Schottky-Diode SD1 erzeugt, und wodurch die Schottky-Diode SD1 zerstört werden kann. Wenn der Widerstand RB in Reihe mit der Schottky-Diode SD1 geschaltet ist, kann die Schottky-Diode SD1 ihre Funktion des Abschaltens des MOSFET M nicht erfolgreich ausführen. In der Abbildung aus 12C stellt eine Diode D9 die Verbindung zwischen den Körper- und Drain-Bereichen des MOSFET M dar. Wie vorstehend stellt die Diode D8 die Verbindung zwischen den Körper- und Source-Bereichen des MOSFET M dar.

Bei der in der Abbildung aus 12D dargestellten Anordnung sind ein bipolarer Transistor Q1 und eine Schottky-Diode SD2 zwischen die Gate- und Source-Anschlüsse des MOSFET M geschaltet. Ein zweiter bipolarer Transistor Q2 ist zwischen die Körper- und Source-Anschlüsse des MOSFET M geschaltet. Hierin wird der Anschluss des MOSFET M, der mit der Batterieladevorrichtung verbunden ist, als der Source-Anschluss bezeichnet, und der Anschluss des MOSFET M, der mit der Batterie verbunden ist, wird als der Drain-Anschluss bezeichnet. Da die Basis des Transistors Q2 etwa 4 V beträgt, wird der Transistor Q2 eingeschaltet, und der Transistor Q2 sieht eine Vcc(sat) von etwa 0,2 V zwischen dem Körper und der Source des MOSFET M vor. Dies verhindert es, dass der innere bipolare Transistor in dem MOSFET M vollständig eingeschaltet wird. Die Kombination aus Transistor Q1 und Schottky-Diode SD2 ermöglicht es allerdings, dass das Gate zu der Source-Spannung (VGS) des MOSFET M auf etwa 0,5 V ansteigt, und wobei dies ermöglicht, dass der MOSFET M eingeschaltet wird. Somit hält die in der Abbildung aus 12D dargestellte Anordnung den Schalter S4 nicht in einem ausgeschalteten Zustand, wenn die Batterieladevorrichtung C5 umgekehrt angeschlossen bzw. verbunden ist. Die Transistoren Q1 und Q2 sind gesättigt, da ihre Basis-Kollektor- und Emitter-Basis-Verbindungen in diesem Zustand vorwärts vorgespannt sind.

Wie dies in den Abbildungen der 12E und 12F dargestellt ist, verstärken sich diese Probleme mit zunehmender Temperatur des Schalters S4, was ein wahrscheinlicher Zustand ist, wenn höherer Strom durch den Schalter S4 fließt. In einem Hochtemperaturzustand nimmt die Verstärkung des bipolaren Transistors in dem MOSFET M zu und die Schwellenspannung des MOSFET M nimmt ab. Der "Antikörpereffekt", eine Reduzierung des Schwellenwertes durch die teilweise vorwärts gerichtete Vorspannung der Source-Körper-Verbindung (Diode D8) erleichtert darüber hinaus ferner das Einschalten des MOSFET M. Die Abbildungen der 12E und 12F zeigen den Schalter S4 mit einem inneren bipolaren Transistor Q3.

Die Abbildung aus 12G veranschaulicht eine Reihe von Kurven, die das Verhältnis zwischen dem Strom ID durch den Schalter S4 als eine Funktion der Drain-Source-Spannung VD3 des MOSFET M zeigen. In der Abbildung aus 12G steht VGS für die Gate-Source-Spannung des MOSFET M, und VB steht für die Source-Körper-Spannung des MOSFET M. Wenn VGS gleich 0,5 V ist und VB 0,2 V entspricht, steigt gemäß der Abbildung aus 12G der Strom ID in der Umgebung einer VD3 von 18 V schnell an. Die Vorrichtung befindet sich mit anderen Worten in einem Bereich, der an massive Ströme angrenzt, und jede Fertigungsschwankung oder Temperaturabweichung kann deren Zerstörung bewirken. Im Idealfall sind "quadratische" I-V-Eigenschaften der Kurve von VGS = 0, VB = 0 wünschenswert.

Die Abbildungen der 13A und 13B veranschaulichen die Reaktion bzw. das Ansprechverhalten der Gate-Spannung VG und der Körper-Spannung VB des MOSFET M auf die Verbindungsherstellung und Verbindungstrennung einer umgekehrten Batterieladevorrichtung. In der Abbildung aus 13A ist der MOSFET M vor der umgekehrten Ladeverbindung ausgeschaltet, wobei dessen Gate 0 V und dessen Körper +4 V entsprechen. Diese Verbindung wird bei t = 0 hergestellt, wobei die Verbindungstrennung bei t = 30 ms vorgesehen wird. Die Schaltübergänge erfolgen schnell und ohne Nachschwingungen. Die Abbildung aus 13B zeigt einen ähnlichen Übergang, wenn der MOSFET M vor dem umgekehrten Ladevorrichtungsübergang eingeschaltet ist. In diesem Fall sind VG und VB auf +4 V vorgespannt und werden bei t = 0 sofort auf –14 V umgeschaltet. In der Abbildung aus 13B ist die Gate-Steuerspannung Vz auf +4 V anstatt +7 V vorgespannt.

Die vorstehend ausgeführten Beispiele dienen Veranschaulichungszwecken und schränken die Erfindung nicht ein. Für den Fachmann auf dem Gebiet sind zahlreiche weitere und alternative Ausführungsbeispiele ersichtlich. All diese Ausführungsbeispiele unterliegen dem in den folgenden Ansprüchen definierten Umfang der vorliegenden Erfindung.


Anspruch[de]
  1. Stromversorgung mit mehreren Quellen, wobei die Stromversorgung folgendes umfasst:

    eine erste Quelle (P10, V1) mit einem ersten Anschluss auf Erdspannung und einem zweiten Anschluss, und verbunden über den zweiten Anschluss und einen ersten MOSFET-Schalter (So, 70) mit einem Bus (B), wobei die erste Stromquelle eine erste, veränderliche Spannung zuführt;

    eine zweite Stromquelle (P20, V2, C3) mit einem ersten Anschluss auf Erdspannung und einem zweiten Anschluss, und verbunden über den zweiten Anschluss und einen zweiten MOSFET-Schalter (S'o, 71) mit dem Bus, wobei die zweite Stromquelle eine zweite, veränderliche Spannung zuführt;

    wobei jeder der ersten und zweiten MOSFET-Schalter folgendes umfasst:

    ein Halbleitersubstrat (75);

    einen ersten Bereich (76) mit einem ersten Leitfähigkeitstyp und einen zweiten Bereich (77) des genannten Leitfähigkeitstyps, der in dem genannten Halbleitersubstrat (75) ausgebildet ist, und wobei diese Bereiche entsprechend mit den ersten (81, 83) und zweiten (82, 84) Anschlüssen verbunden sind, wobei der erste Anschluss des ersten MOSFET-Schalters mit der ersten Stromquelle verbunden ist, wobei der erste Anschluss des zweiten MOSFET-Schalters mit der zweiten Stromquelle verbunden ist, wobei der zweite Anschluss des ersten MOSFET-Schalters mit dem zweiten Anschluss des zweiten MOSFET-Schalters verbunden ist, wobei die zweiten Anschlüsse der ersten und zweiten MOSFET-Schalter mit dem Bus verbunden sind;

    einen Körperbereich mit einem zweiten Leitfähigkeitstyp, der in dem Halbleitersubstrat ausgebildet ist, wobei sich der zweite Leitfähigkeitstyp von dem ersten Leitfähigkeitstyp unterscheidet, wobei der Körperbereich eine Körperspannung aufweist, wobei der Körperbereich einen Kanalbereich (78) umfasst, der zwischen den ersten und zweiten Bereichen (76, 77) angeordnet ist, wobei der Körperbereich nicht mit dem ersten oder dem zweiten Körperbereich (76, 77) kurzgeschlossen wird, wobei eine Verbindung zwischen dem ersten Bereich (76) und dem Körperbereich eine erste Diode (D1) bildet, und wobei eine Verbindung zwischen dem zweiten Bereich (77) und dem Körperbereich eine zweite Diode (D2) bildet; und

    ein den Kanalbereich (78) überlagerndes Gate (79);

    wobei die zweite Stromquelle über ihren zweiten Anschluss mit dem Bus verbunden ist, wenn der Kanalbereich des ersten MOSFET-Schalters nicht leitend ist, und die erste Stromquelle ist über ihren zweiten Anschluss mit dem Bus verbunden, wenn der Kanalbereich des zweiten MOSFET-Schalters nicht leitend ist; und

    wobei die Körperspannung des ersten MOSFET-Schalters und des zweiten MOSFET-Schalters auf Erdspannung gehalten wird, und in einem derartigen Verhältnis zu der ersten Spannung und der zweiten Spannung, so dass Vorspannung der ersten Diode (D1) und der zweiten Diode (D2) des ersten und des zweiten MOSFET-Schalters in die Vorwärtsrichtung verhindert wird, unabhängig davon, ob die erste Spannung höher oder niedriger ist als die zweite Spannung.
  2. Stromversorgung nach Anspruch 1, wobei jeder der ersten und zweiten MOSFET-Schalter ferner einen ersten Driftbereich (92) zwischen dem ersten Bereich (76) und dem Kanalbereich (78) und einen zweiten Driftbereich (93) zwischen dem zweiten Bereich (77) und dem Kanalbereich (78) umfasst, wobei die ersten und zweiten Driftbereiche den gleichen Leitfähigkeitstyp aufweisen wie die ersten und zweiten Bereiche und leichter dotiert sind als diese.
  3. Stromversorgung nach einem der vorstehenden Ansprüche, wobei der Bus mit einem Verbraucher (95) verbunden ist.
  4. Verfahren zur Auswahl einer Stromquelle aus einer Mehrzahl von Stromquellen, wobei das Verfahren folgendes umfasst:

    Vorsehen einer ersten Stromquelle (P10, V1), wobei die erste Stromquelle einen ersten Anschluss auf Erdspannung sowie einen zweiten Anschluss aufweist, und wobei sie eine veränderliche erste Spannung vorsieht;

    Vorsehen einer zweiten Stromquelle (P20, V2, C3), wobei die zweite Stromquelle einen ersten Anschluss auf Erdspannung und einen zweiten Anschluss aufweist, und wobei sie eine zweite veränderliche Spannung vorsieht;

    Verbinden der zweiten Anschlüsse der ersten und zweiten Stromquellen über einen entsprechenden ersten und zweiten MOSFET-Schalter mit einem Bus (B);

    wobei jeder der ersten und zweiten MOSFET-Schalter folgendes umfasst:

    ein Halbleitersubstrat (75);

    einen ersten Bereich (76) mit einem ersten Leitfähigkeitstyp und einen zweiten Bereich (77) des genannten Leitfähigkeitstyps, der in dem genannten Halbleitersubstrat (75) ausgebildet und entsprechend mit den ersten (81, 83) und zweiten (82, 84) Anschlüssen verbunden ist, wobei der erste Anschluss des ersten MOSFET-Schalters mit der ersten Stromquelle verbunden ist, wobei der erste Anschluss des zweiten MOSFET-Schalters mit der zweiten Stromquelle verbunden ist, wobei der zweite Anschluss des ersten MOSFET-Schalters mit dem zweiten Anschluss des zweiten MOSFET-Schalters verbunden ist, wobei die zweiten Anschlüsse der ersten und zweiten MOSFET-Schalter mit dem Bus verbunden sind;

    einen Körperbereich mit einem zweiten Leitfähigkeitstyp, der in dem Halbleitersubstrat ausgebildet ist, wobei sich der zweite Leitfähigkeitstyp von dem ersten Leitfähigkeitstyp unterscheidet, wobei der Körperbereich eine Körperspannung aufweist, wobei der Körperbereich einen Kanalbereich (78) umfasst, der zwischen den ersten und zweiten Bereichen (76, 77) angeordnet ist, wobei der Körperbereich nicht mit dem ersten oder dem zweiten Bereich (76, 77) kurzgeschlossen wird, wobei eine Verbindung zwischen dem ersten Bereich (76) und dem Körperbereich eine erste Diode (D1) bildet, und wobei eine Verbindung zwischen dem zweiten Bereich (77) und dem Körperbereich eine zweite Diode (D2) bildet); und

    ein den Kanalbereich (78) überlagerndes Gate (79);

    Verbinden der zweiten Stromquelle über ihren zweiten Anschluss mit dem Bus, wenn der Kanalbereich des ersten MOSFET-Schalters nicht leitend ist, und Verbinden der ersten Stromquelle über ihren zweiten Anschluss mit dem Bus, wenn der Kanalbereich des zweiten MOSFET-Schalters nicht leitend ist; und

    Halten der Körperspannung der ersten und zweiten MOSFET-Schalter auf Erdspannung und in einem derartigen Verhältnis zu der ersten Spannung und der zweiten Spannung, so dass eine Vorspannung der ersten Diode (D1) und der zweiten Diode (D2) in die Vorwärtsrichtung verhindert wird, unabhängig davon, ob die erste Spannung höher oder niedriger ist als die zweite Spannung.
  5. Verfahren nach Anspruch 4, wobei der erste MOSFET-Schalter dadurch nicht leitend gestaltet wird, dass das Gate (79) des ersten MOSFET-Schalters mit der Erde verbunden wird.
  6. Verfahren nach Anspruch 4, wobei als erste Spannungsquelle eine Batterie (B1) verwendet wird.
  7. Verfahren nach Anspruch 4 oder 6, wobei ein Wechselstrom-Gleichstromwandler als zweite Spannungsquelle verwendet wird.
  8. Verfahren nach einem der Ansprüche 4 bis 7, wobei der Bus mit einem Verbraucher (95) verbunden ist.
  9. Verfahren nach Anspruch 8, wobei eine Übergangszeit von einem Zustand, in dem der Kanalbereich (78) der ersten und zweiten MOSFET-Schalter leitfähig ist, und einem Zustand, in dem der Kanalbereich (78) der ersten und zweiten MOSFET-Schalter nicht leitfähig ist, im Verhältnis zu einer kapazitiven Reaktionszeit des Verbrauchers (95) schnell ist.
  10. Verfahren nach Anspruch 4, wobei das Verfahren ferner einen Schritt des Vorsehens einer Batterieladeschaltung (C5) umfasst.
  11. Verfahren nach einem der Ansprüche 4 bis 10, wobei in jedem der ersten und zweiten MOSFET-Schalter ein erster Driftbereich (92) zwischen dem ersten Bereich (76) und dem Kanalbereich (78) und ein zweiter Driftbereich (93) zwischen dem zweiten Bereich (77) und dem Kanalbereich (78) verwendet werden, wobei die ersten und zweiten Driftbereiche den gleichen Leitfähigkeitstyp aufweisen wie die ersten und zweiten Bereiche und leichter dotiert sind als diese.
Es folgen 19 Blatt Zeichnungen






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