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Dokumentenidentifikation DE69732214T2 15.12.2005
EP-Veröffentlichungsnummer 0000844759
Titel Künstlisches Fading zur Abschwächung einer Frequenzverschiebung
Anmelder Lucent Technologies Inc., Murray Hill, N.J., US
Erfinder Golden, Glenn David, Boulder, Colorado 80302, US
Vertreter derzeit kein Vertreter bestellt
DE-Aktenzeichen 69732214
Vertragsstaaten DE, FR, GB
Sprache des Dokument EN
EP-Anmeldetag 18.11.1997
EP-Aktenzeichen 973092489
EP-Offenlegungsdatum 27.05.1998
EP date of grant 12.01.2005
Veröffentlichungstag im Patentblatt 15.12.2005
IPC-Hauptklasse H04L 1/06

Beschreibung[de]
QUERVERWEIS AUF VERWANDTE ANMELDUNGEN

Die vorliegende Anmeldung ist mit den folgenden gleichzeitig anhängigen Anmeldungen verwandt: US-Patentanmeldung Laufnummer 08/716,659 mit dem Titel „Joint Timing, Frequency And Weight Acquisition For An Adaptive Array", registriert am 6.9.1996, US-Patentanmeldung Laufnummer 08/606,777 mit dem Titel „Introducing Processing Delay As A Multiple Of The Time Slot Duration", registriert am 27.2.1996, und US-Patentanmeldung Nummer 08/695,492 mit dem Titel „Output Signal Modification For Soft Decision Decoding", registriert am 12.8.1996.

TECHNISCHES GEBIET

Die vorliegende Erfindung betrifft das Gebiet der drahtlosen Kommunikation und insbesondere digitale drahtlose Kommunikationssysteme.

ALLGEMEINER STAND DER TECHNIK

In drahtlosen Kommunikationssystemen hat sich gezeigt, daß die Verwendung von Antennenarrays in der Basisstation sowohl die Reichweite (durch erhöhten Gewinn) als auch die Kapazität (durch Störungsunterdrückung) vergrößert. Bei adaptiven Antennenarrays werden die von mehreren Antennenelementen empfangenen Signale gewichtet und kombiniert, um die Systemleistung zu verbessern, z. B. durch Maximierung der gewünschten Empfangssignalleistung und/oder Unterdrückung von Störungen. Die Leistungsfähigkeit adaptiver Antennenarrays nimmt mit der Anzahl von Antennen drastisch zu. Mit Bezug auf einen Artikel mit dem Titel „The Impact of Antenna Diversity on the Capacity of Wireless Communication Systems" von J. H. Winters, R. D. Gitlin und J. Salz, IEEE Trans. on Communications, April 1994, wird gezeigt, daß bei Verwendung eines M-Element-Antennenarrays mit optimalem Kombinieren der Empfangssignale N ≤ M–I Störer eliminiert und ein M–N-facher Diversity-Gewinn gegenüber Mehrwegefading erzielt werden kann, was zu vergrößerter Reichweite führt.

Die meisten Basisstationen verwenden heute jedoch nur zwei Empfangsantennen mit suboptimaler Verarbeitung, z. B. Auswahl-Diversity, wobei die Antenne mit der größeren Signalleistung für Empfang und Verarbeitung ausgewählt wird. Es ist wünschenswert, existierende Basisstationen modifizieren zu können, um größere Arrays von Antennen und/oder verbesserte Empfangssignal-Kombinierungstechniken zu ermöglichen. Das Modifizieren existierender Geräte ist jedoch schwierig, zeitaufwendig und kostspielig, insbesondere da zur Zeit am Einsatzort befindliche Geräte von vielfältigen Vertreibern stammen.

Eine Alternative besteht darin, einen Zusatzkreis zu verwenden, wobei es sich um eine Outboard-Signalverarbeitungsbox handelt, die zwischen den aktuellen Basisantennen und dem Eingang der Basisstation angeordnet wird und die der Basisstation zugeführten empfangenen Signale adaptiv gewichtet und kombiniert, wobei wahlweise zusätzliche Antennen verwendet werden. 1 zeigt eine Basisstation, die einen Zusatzkreis verwendet. Ein Schlüssel für die Durchführbarkeit der Verwendung des Zusatzkreis-Ansatzes besteht darin, daß er nur wenig oder überhaupt keine Modifikationen an den Basisstationsgeräten erfordern sollte. Diese Einschränkung impliziert, daß die von dem Zusatzkreis durchgeführte Verarbeitung für die existierenden Geräte transparent sein muß. Im Idealfall sollte das aus dem Zusatzkreis hervortretende Signal der existierenden Basisstation als ein qualitativ hochwertiges empfangenes Signal von einer einzigen Antenne erscheinen.

Wie bei vielen Durchlaßband-Digitalkommunikationssystemen, die mit HF-Frequenzen arbeiten, ist es häufig vorzuziehen, das interessierende Frequenzband zu einem niedrigeren Frequenzband zu demodulieren oder „abwärts" umzusetzen und die erforderliche digitale Signalverarbeitung an diesem niederfrequenteren Duplikat des Empfangssignals durchzuführen. Die Abwärtsumsetzung erlaubt eine Durchführung der Analog-Digital(A/D-)-Umsetzung und der nachfolgenden Signalverarbeitung mit einer niedrigeren Rate, wodurch die Implementierungskosten und die Komplexität der Hardware für die digitale Signalverarbeitung verringert werden. Als Beispiel wird die Abwärtsumsetzung in das Basisband betrachtet.

Der Prozeß der Abwärtsumsetzung in das Basisband erfordert im Empfänger eine Synthese eines Bezugssignals, das sich bei der nominalen Trägerfrequenz des zu demodulierenden Signals befindet. Dieses Bezugssignal wird von einem Empfangsoszillator (LO) erzeugt. Bei den relativ hohen HF-Frequenzen, die im Funk im Band zellularer und persönlicher Kommunikationssysteme (PC S) verwendet werden, wird es durch praktische Gesichtspunkte schwierig, das LO-Signal mit extremer Präzision zu erzeugen, und es besteht in der Regel ein bestimmter nichttrivialer Frequenzfehler oder „Trägerfrequenz-Offset". Trägerfrequenz-Offset kann zu einer Leistungsverschlechterung führen, insbesondere wenn ein kohärentes Bezugssignal zur Ableitung der adaptiven Gewichte verwendet wird. In bestimmten Umständen kann Frequenz-Offset alleine zu einem signifikanten übermäßigen Mean-Squared-Fehler (MSE) führen. Deshalb ist es notwendig, die durch Trägerfrequenz-Offset verursachte Leistungsverschlechterung zu verringern.

Aus EP-A-0 735 702 ist ein Verfahren und eine Vorrichtung bekannt, wobei eine Mobilfunkbasisstation verwendet wird, die eine Anzahl omnidirektionaler Antennen aufweist. Jedes Antenneneingangssignal wird einem Detektor zugeführt. Die Detektorausgangssignale werden zu einer Bewertungsschaltung geleitet. Die Bewertungsschaltung verwendet einen adaptiven Algorithmus zur Berechnung der zum optimieren des Empfangssignals/Rausch-Verhältnisses erforderlichen Gewichte und betrifft die Gewichtung für jeden Kanal. Die Basisstation empfängt dann die summierten Ausgangssignale der Signale.

Bellini et al.: „Digital frequency estimation in burst mode QPSK transmission", IEEE Transactions on Communications, Band 38, Nr. 7, Juli 1990, Seiten 959–961, XP002057110 beschreibt ein Verfahren, bei dem Burst-Digitalübertragung in verschiedenen Funkkommunikationssystemen verwendet wird, wie zum Beispiel in TDMA-Satellitensystemen (Time-Division Multiple-Access). Wenn über aufeinanderfolgende Rahmen hinweg keine Phasenkohärenz von Burst zu Burst aufrechterhalten werden kann, kann man einen digitalen Schätzer verwenden, der direkt an Datenpaketen der TDMA-Systeme operiert. Der digitale Schätzer entfernt Modulation aus PSK-modulierten Symbolen, mittelt phasengleiche und Quadraturkomponenten und bestimmt die Trägerphase für einen Block der Symbole. In der Regel ist gewöhnlich ein gewisser Frequenz-Offset unvermeidbar und wirkt sich auf den Mean-Squared-Phasenschätzungsfehler und Phasenfehler aus. Das Verfahren untersucht digitale Empfängerstrukturen zum Entfernen des Frequenz-Offset.

KURZE DARSTELLUNG DER ERFINDUNG

Ein Verfahren und eine Vorrichtung gemäß der Erfindung werden in den unabhängigen Ansprüchen definiert. Bevorzugte Formen werden in den abhängigen Ansprüchen definiert.

Gemäß der vorliegenden Erfindung wird eine Vorrichtung zur Verbesserung der Leistungsfähigkeit eines digitalen drahtlosen Empfängers bereitgestellt. Die Vorrichtung umfaßt eine Verarbeitungsschaltung zum Verarbeiten mehrerer empfangener Signale, die ein verarbeitetes Signal bereitstellt, wobei jedes der mehreren empfangenen Signale mit einer entsprechenden zeitveränderlichen komplexen Variation multipliziert wird, um eines von mehreren modifizierten Signalen zu erhalten, wobei die mehreren modifizierten Signale dann jeweils gewichtet und kombiniert werden, um das verarbeitete Signal bereitzustellen; und eine Erzeugungsschaltung zum Erzeugen der entsprechenden zeitveränderlichen komplexen Variation.

KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Ein vollständigeres Verständnis der vorliegenden Erfindung ergibt sich aus einer Betrachtung der folgenden Beschreibung in Verbindung mit den Zeichnungen. Es zeigen:

1 ein Blockschaltbild eines vorbekannten adaptiven Array-Zusatzkreises, der mehrere Antennen verwendet; und

2 ein Blockschaltbild von Zusatzkreis-Prozessorschaltkreisen, die die vorliegende Erfindung realisieren.

AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG VERSCHIEDENER BEISPIELHAFTER AUSFÜHRUNGSFORMEN

Obwohl die vorliegende Erfindung insbesondere für die Verwendung in TDMA-Mobilfunksystemen geeignet ist und mit Bezug auf diese Anwendung beschrieben werden wird, können die hier offengelegten Verfahren und Vorrichtungen auch auf andere digitale drahtlose Kommunikationssysteme angewandt werden. Obwohl sich die vorliegende Erfindung besonders für die Verwendung mit einem Zusatzkreis eignet und mit Bezug auf diese Anwendung beschrieben werden wird, sind die hier offengelegten Verfahren und Vorrichtungen gleichermaßen für eine integrierte Lösung für adaptive Arrays in einer Basisstation geeignet.

Mit Bezug auf 1 ist ein Blockschaltbild eine Art von in einem Basisstations-Zusatzkreis verwendeter Signalverarbeitung. Ein durch eine Mobilantenne 12 von einer Mobilstation 10 gesendetes Signal u(t) wird aus M Antennen 18 jeweils mit Empfangssignalen s1(t) bis sM(t) von einer Basisstation 16 empfangen. Die Empfangssignale werden mit Multiplizierern 20 jeweils mit Gewichten w1(t) bis wM(t) gewichtet, um entsprechende gewichtete Signale x1(t) bis xM(t) zu erzeugen. Die gewichteten Signale x1(t) bis xM(t) werden mit dem Summierer 24 kombiniert, um ein Ausgangssignal y(t) zu erzeugen, das dann in Basisstationsgeräten zugeführt wird. Die Gewichte w1(t) bis wM(t) werden durch die Gewichterzeugungsschaltkreise 22 unter Verwendung der Empfangssignale s1(t) bis sM(t) und des Ausgangssignals y(t) erzeugt. In den Zusatzkreis-Prozessorschaltkreisen 14 werden die Empfangssignale s1(t) bis sM(t) gewichtet und kombiniert, um die Signalqualität am Ausgang zu verbessern.

Mit der korrekten Symbolzeitsteuerung und Trägerfrequenz können die Gewichte erzeugt werden, um die von mehreren Antennen empfangenen Signale zu kombinieren und um Gewinn zu vergrößern und Störungen zu unterdrücken, wodurch ein Betrieb auch mit Rausch- und/oder Störleistung, die größer als die Signalleistung ist, möglich wird. In einem adaptiven Arraysystem, das so ausgelegt ist, daß der Ausgangs-Mean-Squared-Fehler (MSE) minimiert wird, ist ferner, wenn das Fading groß genug ist, die durch mäßige Pegel der Trägerfrequenz verursachte Leistungsverschlechterung relativ klein. Wenn die Fadingrate reduziert wird, werden die Effekte des Trägerfrequenz-Offsets jedoch immer schlechter, insbesondere wenn ein kohärentes Bezugssignal zum Ableiten der adaptiven Gewichte verwendet wird. Ohne Fading kann der Frequenz-Offset alleine zu einem signifikanten übermäßigen MSE führen.

Mit einem adaptiven Arraysystem, mit absichtlich eingeführtem kleinem Frequenz-Offset wurde eine Demonstration durchgeführt, und der übermäßige Radial-MSE (der Teil des MSE, der auf dem Frequenz-Offset durchzuführen ist) konnte beobachtet werden. Bei relativ stationärer Streuumgebung, das heißt, mit einer Fadingrate von nahezu Null, war der Radial-MSE relativ groß. Bei etwas erhöhter Fadingrate wurde jedoch beobachtet, daß sich der Radial-MSE beträchtlich verringert. Dieses Ergebnis scheint der Intuition zuwiderzulaufen, da man erwarten würde, daß sich der MSE bei Anwesenheit von Fading aufgrund von adaptivem Gewichts-Fehltracking vergrößern würde. Mit einem mäßigen Frequenz-Offset ist der Nettoeffekt jedoch eine Verminderung des MSE, wenn das Fading vergrößert wird, bis zu einem Punkt, an dem die adaptiven Gewichte beginnen, dem Fading falsch zu folgen.

Dieses der Intuition zuwiderlaufende Verhalten kann durch Betrachtung des folgenden Least-Squares-Problems verstanden werden, minW ||Aw – b||2Gleichung 1, das der Berechnung adaptiver Gewichte zugrunde liegt. Dabei ist AL×M die empfangene Datenmatrix, w die zu bestimmende Menge adaptiver Gewichte, b der Bezugssignalvektor, L die Fenstergröße, über die hinweg der Gewichtsvektor berechnet wird, und das -ij-te Element von A ist der i-te symbolsynchrone Abtastwert aus der j-ten Antenne.

Bei anwesendem Frequenz-Offset läßt sich zeigen, daß das Minimierungsproblem (Gleichung 1) prinzipiell keine Lösung mit kleinem Rest (niedrigem MSE) ergeben kann, wenn der Kanal stationär ist. Der Grund dafür besteht darin, daß unter diesen Umständen der Bezugsvektor b nicht in dem Werteraum von A liegt. Mit Fading erweitert die zeitliche Variation der Kanäle mit Fading über die beobachteten Daten hinweg jedoch den Werteraum von A und es wird möglich, einen adaptiven Gewichtsvektor w zu realisieren, der zu einem kleineren Rest führt. Man muß kein sehr schnelles Fading haben, um einen signifikanten Vorteil gegenüber dem Fall ohne Fading zu erhalten. Bei einem System des Typs IS-136 wurde beobachtet, daß einige wenige Hertz Fading den Effekt von mehreren hundert Hertz Frequenz-Offsets signifikant vermindern.

Durch Einführen einer kleinen Menge an künstlichem Fading im Empfänger können die Effekte des Frequenz-Offset für die Situation des stationären Kanals vermindert werden, ohne die Mistracking-Kosten signifikant zu erhöhen, wenn schnelles Fading vorliegt. Ein künstliches Fading kann im Empfänger eingeführt werden, indem jedes der M empfangenen Signale mit einer entsprechenden zeitveränderlichen komplexen Variation multipliziert wird, die beispielsweise in Echtzeit durch einen digitalen Signalprozessor berechnet wird. Die Kenngrößen der zeitveränderlichen komplexen Variation sind nicht kritisch; insbesondere muß die Variation nicht genau ein tatsächliches Fading imitieren. Die Schlüsselkenngrößen bei der Wahl von Variationsrate und -profil bestehen darin, daß die Fadingrate im Vergleich zu tatsächlichen maximalen Fadingraten relativ niedrig ist und daß die Variationen eine relativ kleine Korrelation zwischen Kanälen aufweisen. Bei bestimmten Implementierungen kann es wünschenswert sein, abhängig von den Dynamikumfangfähigkeiten der nachfolgenden Signalverarbeitung den Betrag der komplexen Variationen auf einen bestimmten geeigneten gewählten Bereich von Beträgen zu begrenzen oder die Beträge festzuhalten und nur die Phasen zu variieren.

2 zeigt ein Blockschaltbild von Hilfszweig-Prozessorschaltkreisen, die die vorliegende Erfindung verwenden. Strukturen, die durch dieselben Bezugszahlen gekennzeichnet sind, arbeiten auf dieselbe Weise wie für 1 beschrieben, außer wie nachfolgend beschrieben. Wenn man dies mit den Hilfszweig-Prozessorschaltkreisen von 1 vergleicht, wird ersichtlich, daß die vorliegende Erfindung zusätzlich die komplexen Multiplizierer 100 und einen Generator für künstliches Fading 110 umfaßt. Der Fading-Generator 110 erzeugt M Signale

v1(t), .., vM(t), die unkorrelierte zeitveränderliche komplexe Variationen sind, deren Amplituden und Phasen einem durch die Umgebung eingeführten Fading ähneln können. Die komplexen Multiplizierer 100 multiplizieren die Empfangssignale s1(t), .., sM(t) mit entsprechenden komplexen Variationen v1(t), .., vM(t), um die modifizierten Signale

q1(t), .., qM(t) zu erzeugen. Die resultierenden mehreren modifizierten Signale werden dann wie im Stand der Technik gewichtet und kombiniert, z. B. um so den Mean-Squared-Fehler in dem Ausgangssignal y(t) zu minimieren.

Die komplexen Variationen v1(t), .., vM(t) können zum Beispiel durch einen digitalen Signalprozessor, durch Tabellennachschlag oder zahlreiche andere Techniken, die für Fachleute offensichtlich sind, erzeugt werden. Es wurde gezeigt, daß das genaue Zeitverhalten dieser Variationen für die Wirksamkeit der Erfindung nicht kritisch ist. Es wurde gezeigt, daß ein Rayleigh-Fading-Profil effektiv ist. Es können einfache Variationsprofile verwendet werden, beispielsweise können die komplexen Variationen bezüglich Betrag konstant bleiben und nur bezüglich Phase variieren, oder die komplexen Variationen können bezüglich Phasen konstant bleiben und nur bezüglich Betrag variieren.

Die Variationsrate der komplexen Variationen muß schnell genug sein, damit eine bestimmte nichttriviale Variation über das L-Symbol-Zeitfenster besteht, über das hinweg die Gewichte w1(t), .., wM(t) berechnet werden, aber nicht so schnell, daß sich die Variationsrate der maximalen Fadingrate nähert, mit der das System betrieben werden kann. In der Praxis muß möglicherweise experimentiert werden, um eine geeignete Variationsrate und ein geeignetes Variationsprofil zu bestimmen.

Für Fachleute werden im Hinblick auf die obige Beschreibung zahlreiche Modifikationen und alternative Ausführungsformen der Erfindung offensichtlich sein, wie zum Beispiel ein Kombinieren der Verarbeitung zur Erzeugung von künstlichem Fading mit der Gewichtserzeugungsverarbeitung. Folglich soll die vorliegende Beschreibung nur als Veranschaulichung angesehen werden und dient dazu, Fachleuten die beste Art der Ausführung der Erfindung zu lehren.


Anspruch[de]
  1. Vorrichtung zur Verbesserung der Leistungsfähigkeit eines digitalen drahtlosen Empfängers mit einer Verarbeitungsschaltung (14) zum Verarbeiten mehrerer empfangener Signale und zum Bereitstellen eines verarbeiteten Signals und einer Erzeugungsschaltung (110),

    dadurch gekennzeichnet, daß

    jedes der mehreren empfangenen Signale mit einer entsprechenden zeitveränderlichen komplexen Variation multipliziert wird, um eines von mehreren modifizierten Signalen zu erhalten, wobei die mehreren modifizierten Signale dann gewichtet und kombiniert werden, um das verarbeitete Signal bereitzustellen, und

    die Erzeugungsschaltung (110) zum Erzeugen der entsprechenden zeitveränderlichen komplexen Variation konfiguriert ist.
  2. Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei die entsprechende zeitveränderliche komplexe Variation festen Betrag und veränderliche Phase aufweist.
  3. Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei die entsprechende zeitveränderliche komplexe Variation veränderlichen Betrag und feste Phase aufweist.
  4. Verfahren zur Verbesserung der Leistungsfähigkeit eines digitalen drahtlosen Empfängers, bei dem mehrere empfangene Signale verarbeitet werden,

    gekennzeichnet durch

    Multiplizieren jedes der empfangenen Signale mit einer entsprechenden zeitveränderlichen komplexen Variation, wodurch eines von mehreren modifizierten Signalen entsteht; und

    Gewichten und Kombinieren jedes der mehreren modifizierten Signale, um ein verarbeitetes Signal bereitzustellen.
  5. Verfahren nach Anspruch 4, wobei die entsprechende zeitveränderliche komplexe Variation festen Betrag und veränderliche Phase aufweist oder veränderlichen Betrag und feste Phase aufweist.
  6. Verfahren nach Anspruch 4, wobei die entsprechende zeitveränderliche komplexe Variation ein Rayleigh-Fading-Profil aufweist.
  7. Verfahren nach Anspruch 4, wobei die entsprechende zeitveränderliche komplexe Variation durch ein Tabellennachschlagen erzeugt wird.
  8. Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei die entsprechende zeitveränderliche komplexe Variation ein Rayleigh-Fading-Profil aufweist.
  9. Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei die mehreren empfangenen Signale TDMA-Mobilfunksignale umfassen.
  10. Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei die entsprechende zeitveränderliche komplexe Variation durch ein Tabellennachschlagen erzeugt wird.
Es folgen 2 Blatt Zeichnungen






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