HINTERGRUND DER ERFINDUNG
GEBIET DER ERFINDUNG
Diese Erfindung betrifft eine Empfangseinrichtung und ein Signalempfangsverfahren
und ist insbesondere bei einem drahtlosen Kommunikationssystem wie beispielsweise
einem tragbaren Telefonsystem anwendbar.
BESCHREIBUNG DER VERWANDTEN TECHNIK
Bei dieser Art eines drahtlosen Kommunikationssystems ist ein Bereich
zum Anbieten des Kommunikationsdienstes in Zellen mit der gewünschten Größe geteilt,
und in jeder Zelle ist jeweils eine Basisstation als die feste Funkstation vorhanden,
und ein tragbarer Telefonapparat ist als die mobile Funkstation zum drahtlosen Kommunizieren
in der Zelle, in welcher der tragbare Telefonapparat selbst existiert, mit der Basisstation
ausgebildet. Obgleich verschiedene Typen von Kommunikationssystemen vorgeschlagen
worden sind, ist eine der typischen Einrichtungen ein als TDMA-System bezeichnetes
Zeitmultiplexzugriffsystem.
Dieses TDMA-System ist, wie in den 1A
und 1B gezeigt, ein System zum Teilen des
vorbestimmten Frequenzkanals in Rahmen der festen Zeitbreite F0, F1, ... , und es
teilt außerdem den Rahmen jeweils in Zeitschlitze der festen Zeitbreite TS0 bis
TS3, und Benutzer übertragen, wenn der Zeitschlitz TS0 seiner eigenen Station zugeordnet
ist, das Übertragungssignal unter Benutzung eines Frequenzkanals, und dieses System
hat die Realisierung von Mehrfachkommunikationen (das heißt Multiplexkommunikationen)
möglich gemacht, wobei Benutzer eine gemeinsame Frequenz gemeinschaftlich benutzen
und die Frequenz effektiv benutzt werden kann. Danach wird der Zeitschlitz TS0,
welcher der Übertragung zugeordnet ist, als Übertragungsschlitz TX bezeichnet, und
der durch einen einzelnen Übertragungsschlitz TX zu übertragende Datenblock wird
als Schlitz bezeichnet.
An diesem Punkt wird die Übertragungseinrichtung und Empfangseinrichtung
des drahtlosen Kommunikationssystems zur Übertragung und zum Empfang des dieses
TDMA-System benutzenden digitalen Signals anhand der 2A,
2B, 3A
und 3B beschrieben. In diesem Zusammenhang
sind die Übertragungseinrichtung und die Empfangseinrichtung, die in den
2A, 2B,
3A und 3B
gezeigt sind, auf den tragbaren Telefonapparat und die Basisstation des tragbaren
Telefonsystems geladen und werden zur Kommunikation vom tragbaren Telefonapparat
zur Basisstation oder von der Basisstation zum tragbaren Telefonapparat benutzt.
Wie in 2A gezeigt besteht die Übertragungseinrichtung
1 grob aus einer Faltungscodierungsschaltung 2, einem Verschachtelungspuffer
3, einer Schlitzbildungsverarbeitungsschaltung 4, einer DQPSK-Modulationsschaltung
5 (DQPSK = differential quadrature phase shift keying (Differenzphasenquadraturmodulation)),
einer Übertragungsschaltung 6 und einer Antenne 7, und sie gibt
zuerst die zu übertragenden Übertragungsdaten S1 in die Faltungscodierungsschaltung
2 ein.
Die Faltungscodierungsschaltung besteht aus einem Register und einer
Exklusiv-ODER-Schaltung einer festen Anzahl von Stufen und wendet die Faltungscodierung
auf die eingegebenen Übertragungsdaten S1 an, und sie gibt das resultierende Übertragungssymbol
S2 an den Verschachtelungspuffer 3 aus. Der Verschachtelungspuffer
3 speichert das Übertragungssymbol S2 sequenziell geordnet im Speicherbereich,
und wenn das Übertragungssymbol S2 im ganzen Speicherbereich gespeichert ist (das
heißt die gewünschten Volumina des Übertragungssymbols S2 sind gespeichert), permutiert
er die Übertragungssymbole S2 in zufälliger Ordnung (nachfolgend wird die Permutation
als Verschachtelung bezeichnet) und gibt das resultierende Übertragungssymbol S3
an die Schlitzbildungsverarbeitungsschaltung 4 aus. In diesem Zusammenhand
weist der Verschachtelungspuffer 3 die Speicherkapazität für mehrere Schlitze
auf, so dass die Übertragungssymbole über eine große Anzahl von Übertragungsschlitzen
TX ausgebreitet bzw. verteilt werden können.
Die Schlitzbildungsverarbeitungsschaltung 4 teilt jedes Übertragungssymbol
S3 in Schlitze, um das Übertragungssymbol S3 den Übertragungsschlitzen TX zuzuordnen,
und gibt pro Schlitz die geschlitzten bzw. schlitzförmigen Übertragungssymbole S4
sequentiell an die DQPSK-Modulationsschaltung 5 aus. Die DQPSK-Modulationseinheit
5 bildet durch Anwenden der DQPSK-Modulationsverarbeitung auf das pro Schlitz
zuzuführende Übertragungssymbol S4 ein Übertragungssignal S5, dessen Symbolinformation
durch den Phasenwert gezeigt ist, und gibt dieses an die Übertragungsschaltung
6 aus.
Die Übertragungsschaltung 6 setzt nach Anwenden der Filterungsverarbeitung
auf das pro Schlitz zuzuführende Übertragungssignal S5 das Übertragungssignal S5
in das analoge Signal um und bildet durch Anwenden der Frequenzumsetzung auf das
analoge Übertragungssignal das Übertragungssignal mit dem festen Frequenzkanal und
überträgt dieses nach seiner Verstärkung auf die feste Leistung über eine Antenne
7. Infolgedessen wird das in Schlitze geteilte Übertragungssignal S6 von
der Übertragungseinrichtung 1 synchron mit dem Timing der Übertragungsschlitze
TX übertragen. In diesem Zusammenhang ist in 2B
zu Darstellungszwecken eine kurze schematische Skizze der in jeder Schaltung der
oben beschriebenen Übertragungseinrichtung 1 durchzuführenden Signalverarbeitung
gezeigt.
Andererseits besteht, wie in 3A gezeigt,
die Empfangseinrichtung 10 grob aus einer Antenne 11, einer Empfängerschaltung
12, einer DQPSK-Demodulationsschaltung 13, einer Schlitzverbindungsverarbeitungsschaltung
14, einem Entschachtelungspuffer 15 und einer Viterbi-Decodierungsschaltung
16, und sie empfängt das von der Übertragungseinrichtung 1 durch
die Antenne übertragene Übertragungssignal S6 und gibt dieses an die Empfangsschaltung
12 als das empfangene Signal S11 ein. Die Empfängerschaltung
12 gibt nach Verstärkung des empfangenen Eingangssignals S11 durch Anwenden
einer Frequenzumsetzung auf das empfangene Eingangssignal S11 ein Basisbandsignal
aus und gibt nach Anwendung der Filterungsverarbeitung auf das Basisbandsignal S11
das empfangene Signal S12 aus, das durch Umsetzung des Basisbandsignals in das digitale
Signal DQPSK-moduliert ist, und sie gibt dieses an die DQPSK-Demodulationsschaltung
13 aus.
Die DQPSK-Demodulationsschaltung 13 gibt durch Anwenden der
DQPSK-Demodulationsverarbeitung auf das empfangene Signal S12 Symbolinformation
aus und gibt diese an die Schlitzverbindungsverarbeitungsschaltung 14 als
ein empfangenes Symbol S13 aus. In diesem Zusammenhang ist der Wert dieses empfangenen
Symbols S13 kein binäres Signal wie beispielweise „0" oder „1", sondern
er ist ein Mehrpegelsignal, da auf der Übertragungsroute ein Rauschelement hinzugefügt
worden ist. Die Schlitzverbindungsverarbeitungsschaltung 14 ist eine Schaltung
zum Verbinden des empfangenen Symbols 513, das fragmentarisch auf einer
Schlitz-um-Schlitz-Basis zu erhalten ist, um ein kontinuierliches Signal zu werden,
und wenn das empfangene Symbol S13 für die Speicherkapazität des Entschachtelungspuffers
15 der späteren Stufe gespeichert wird, verbindet sie das empfangene Symbol
S13 und gibt das verbundene empfangene Symbol S14 an den Entschachtelungspuffer
15 aus.
Der Entschachtelungspuffer 15 weist eine Speicherkapazität
für Mehrfachschlitze auf, und nach sukzessivem Speichern des dem internen Speicherbereich
zuzuführenden empfangenen Symbols S14 bringt er durch Permutieren des empfangenen
Symbols S14 mit der zu der im Verschachtelungspuffer 3 der Übertragungseinrichtung
durchgeführten Prozedur entgegengesetzten Prozedur das empfangene Symbol S14 in
die frühere Ordnung zurück und gibt das resultierende empfangene Symbol S15 an die
Viterbi-Decodierungsschaltung 16 aus (nachfolgend wird die zur früheren
Ordnung zurückkehrende Prozedur als Entschachtelung bezeichnet). Die Viterbi-Decodierungsschaltung
16 ist aus einer Weichentscheidungs-Viterbi-Decodierungsschaltung gebildet,
und durch Schätzung des wahrscheinlichsten Zustandes, den die Daten unter Berücksichtigung
der Gitter bzw. Trellis des Faltungscodes auf der Basis des empfangenen Symbols
S15 unter allen Änderungszuständen annehmen können (das heißt die Maximumwahrscheinlichkeitsfolgeschätzung),
werden die empfangenen Daten S16, welche die übertragenen Daten anzeigen, wiederhergestellt
und ausgegeben. In diesem Zusammenhang ist 3B ein kurzes
Diagramm, des die in jeder Schaltung der oben erläuterten Empfangseinrichtung
10 durchgeführte Signalverarbeitung zeigt.
Jedoch werden in der Empfangseinrichtung 10 die empfangenen
Daten S16 durch Durchführen der Maximalwahrscheinlichkeitsfolgeschätzung durch die
Viterbi-Decodierungsschaltung 16 wiederhergestellt. Um jedoch die empfangenen
Daten S16 mit höherer Genauigkeit wiederherzustellen, ist es wünschenswert, die
Effizienz der Maximumwahrscheinlichkeitsfolgeschätzung weiter zu verbessern.
Dieser Punkt wird in den folgenden Abschnitten spezieller beschrieben.
Das von der DQPSK-Demodulationsschaltung 13 zuzuführende empfangene Symbol
S13 ist, wie oben beschrieben, ein Mehrfachpegelsignal. Der Wert dieses Mehrfachpegelsignals
zeigt grob die Zuverlässigkeit des empfangenen Symbols. Die Viterbi-Decodierungsschaltung
zum Decodieren eines solchen Mehrfachpegelsignals wird generell als Weichentscheidungs-Viterbi-Decodierungsschaltung
bezeichnet, und generell stellt sie durch Durchführen der Maximumwahrscheinlichkeitsfolgeschätzung
beim Addieren der Zuverlässigkeit jedes Symbols Daten wieder her. Andererseits wird
die Viterbi-Decodierungsschaltung zum Decodieren des den Wert „–1"
oder „+1" aufweisenden Binärwertsignals generell als Hartentscheidungs-Viterbi-Decodierungsschaltung
bezeichnet. Wenn diese Hartentscheidungs-Viterbi-Decodierungsschaltung mit der Weichentscheidungs-Viterbi-Decodierungsschaltung
verglichen wird, wird generell gesagt, dass die Weichentscheidungs-Viterbi-Decodierungsschaltung
die Maximumwahrscheinlichkeitsfolgeschätzung mit höherer Genauigkeit als die Hartentscheidungs-Viterbi-Decodierungsschaltung
ausführen kann. Der Grund ist, dass im Fall der Weichentscheidungs-Viterbi-Decodierungsschaltung,
da ein die Zuverlässigkeit reflektierendes Mehrfachpegelsignal eingegeben worden
ist, die Schätzung, welche die Zuverlässigkeit reflektiert, durchgeführt werden
kann. Um die Genauigkeit der Maximumwahrscheinlichkeitsfolgeschätzung zu erhöhen,
wird demgemäss in Betracht gezogen, dass es besser wäre, wenn die Zuverlässigkeit
des Symbols durch das in die Viterbi-Decodierungsschaltung einzugebende Signal reflektiert
würde.
Jedoch im Fall des TDMA-Systems wird das empfangene Symbol übertragen,
nachdem es jeweils in Schlitze geteilt ist, und es hat die Möglichkeit bzw. Wahrscheinlichkeit,
dass die Qualität der Kommunikation auf einer Schlitz-um-Schlitz-Basis variiert.
Demgemäss wird in diesem Fall in Betracht gezogen, dass die Maximumwahrscheinlichkeitsfolgeschätzung
der Viterbi-Decodierungsschaltung mit höherer Genauigkeit durchgeführt werden kann,
wenn die Zuverlässigkeit, welche die Kommunikationsqualität eines Schlitzes zeigt,
durch den Wert des durch diesen Schlitz übertragenen Symbols reflektiert wird. Insbesondere
wenn über mehreren Schlitze Verschachtelungen durchgeführt werden, ist es möglich,
dass eine irrtümliche Schätzung durchgeführt wird, wenn die Zuverlässigkeit nicht
reflektiert wird, da die Zuverlässigkeiten pro Schlitz extrem variieren.
Ein Empfangsverfahren, aus dem alle Merkmale des Oberbegriffs des
Anspruchs 1 hervorgehen, ist in US-A-5 278 871 beschrieben.
Ein Radiokommunikationssystem, bei dem ein Eingangsinformationssignal
durch eine Vorwärts-Fehlerkorrekturcodierung des Informationssignals gegen Übertragungsfehler
geschützt wird, wobei Gewichtungskoeffizienten auf der Basis der Kanalverstärkungsschätzung
und der Kanalrauschenvarianz erzeugt werden, ist aus US-A-5 546 420 bekannt.
Außerdem ist aus US-A-5 191 576 ein Verfahren zum Rundsenden digitaler
Daten bekannt, bei dem das Signal entsprechend einem Mehrträgerverfahren übertragen
wird.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Es ist Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Empfangsverfahren und
eine Empfangseinrichtung bereitzustellen, die fähig sind, die übertragenen Daten
durch Durchführen der Hochpräzisions-Maximumwahrscheinlichkeitsfolgeschätzung genauer
zu decodieren.
Diese Aufgabe wird durch ein Empfangsverfahren und eine Empfangseinrichtung
gemäß den beigefügten unabhängigen Ansprüchen gelöst. Vorteilhafte Merkmale und
Eigenschaften der vorliegenden Erfindung sind in den korrespondierenden Unteransprüchen
definiert.
Das Wesen, Prinzip und die Nützlichkeit der Erfindung ergeben sich
deutlicher aus der folgenden detaillierten Beschreibung, wenn diese anhand der beigefügten
Zeichnungen, in denen gleiche Teile durch gleiche Bezugszeichen bezeichnet sind,
gelesen wird.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
In den beigefügten Zeichnungen zeigen:
1A und 1B
schematische Darstellungen, die das Prinzip des TDMA-Systems erläutern;
2A und 2B
Blockschaltbilder, die eine Übertragungseinrichtung des herkömmlichen drahtlosen
Kommunikationssystems zeigen;
3A und 3B
Blockschaltbilder, die eine Empfangseinrichtung des herkömmlichen drahtlosen Kommunikationssystems
zeigen;
4 ein Blockschaltbild, das eine Übertragungseinrichtung
des drahtlosen Kommunikationssystems gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden
Erfindung zeigt;
5 ein Blockschaltbild, das eine Empfangseinrichtung
des drahtlosen Kommunikationssystems zeigt;
6 ein Blockschaltbild, das eine Zufallsphaseverschiebungsschaltung
der Übertragungseinrichtung zeigt;
7 ein Blockschaltbild, das eine Zufallsphasen-Inversverschiebungsschaltung
der Empfangseinrichtung zeigt;
8 ein Blockschaltbild, das eine Demodulationsschaltung
der Empfangseinrichtung zeigt;
9 ein Blockschaltbild, das eine Berechnungseinheit
der Demodulationsschaltung zeigt;
10 ein Blockschaltbild, das eine Einstellungsschaltung
der Berechnungseinheit zeigt;
11 ein charakteristisches kurvenförmiges
Diagramm einer den Vergleich zwischen dem Fall, bei dem die Zuverlässigkeit eines
Schlitzes reflektiert wird, und dem Fall, bei dem die Zuverlässigkeit des Schlitzes
nicht reflektiert wird, erläuternden Fehlerrate;
12 ein charakteristisches kurvenförmiges
Diagramm, das den Vergleich zwischen dem berechneten Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis
S/N und dem gemessenen Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis S/N erläutert.
13 ein Blockschaltbild, das eine Demodulationsschaltung
gemäß der zweiten Ausführungsform zeigt;
14 ein Blockschaltbild, das eine Demodulationsschaltung
gemäß der dritten Ausführungsform zeigt;
15 ein Blockschaltbild, das eine Berechnungseinheit
der Demodulationsschaltung gemäß der dritten Ausführungsform zeigt;
16 ein Blockschaltbild, das eine Demodulationsschaltung
gemäß der vierten Ausführungsform zeigt;
17 ein knappes lineares Diagramm, das
die in der komplexen Ebene zum oberen rechten Quadranten transformierte Phase des
empfangenen Symbols erläutert, wenn sie um &pgr;/4 verschoben wird;
18 eine schematische Darstellung, welche
die Phase erläutert, wenn sie von der Interferenzwelle beeinflusst wird;
19 ein Blockschaltbild, das eine Berechnungseinheit
einer Demodulationsseinheit der Demodulationsschaltung gemäß der vierten Ausführungsform
zeigt;
20 ein Blockschaltbild, das eine Demodulationsschaltung
gemäß der fünften Ausführungsform zeigt;
21 ein Blockschaltbild, das eine Demodulationsschaltung
gemäß der sechsten Ausführungsform zeigt;
22 ein Diagramm, das eine Tabelle zur
Gewinnung des Signal-zu-Interferenzrauschen-Leistungsverhältnisses S/(I + N) zeigt;
23 ein Blockschaltbild, das eine Demodulationsschaltung
gemäß der siebten Ausführungsform zeigt;
24 eine schematische Darstellung, die
das empfangene Symbol erläutert, wenn es in der komplexen Ebene auf der I-Achse
verschoben ist;
25 eine schematische Darstellung, die
den Fall erläutert, bei dem die Interferenzwelle empfangen wird;
26 ein charakteristisches kurvenförmiges
Diagramm, das die Beziehung zwischen dem Dispersionswertverhältnis RQ/I
und dem Signal-zu-Interferenzwelle-Verhältnis S/I zeigt;
27 ein Blockschaltbild, das eine Demodulationsschaltung
gemäß der achten Ausführungsform zeigt;
28 ein charakteristisches kurvenförmiges
Diagramm, welches das durch Berechnung gewonnene Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis
S/N darstellt;
29 ein Blockschaltbild, das den Aufbau
einer Berechnungseinheit gemäß der anderen Ausführungsform zeigt;
30 ein Blockschaltbild, das den Aufbau
einer Demodulationsschaltung gemäß der anderen Ausführungsform zeigt;
31 ein Blockschaltbild, das eine Übertragungseinrichtung
des drahtlosen Kommunikationssystems gemäß der anderen Ausführungsform zeigt; und
32 ein Blockschaltbild, das eine Empfangseinrichtung
des drahtlosen Kommunikationssystems gemäß der anderen Ausführungsform zeigt.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER AUSFÜHRUNGSFORM
Bevorzugte Ausführungsformen dieser Erfindung werden anhand der beigefügten
Zeichnungen beschrieben.
(1) Die erste Ausführungsform
Zuallererst wird anhand der 4 und
5 der generelle Aufbau eines drahtlosen Kommunikationssystems
beschrieben, bei dem die vorliegende Erfindung angewendet ist. In 4,
in der mit den 2A und 2B
korrespondierende Teile mit den gleichen Bezugszeichen bezeichnet sind, zeigt
20 generell eine Übertragungseinrichtung des drahtlosen Kommunikationssystems,
das beispielsweise ein tragbaren Telefonsystem ist, und diese hat fast den gleichen
Aufbau wie die in den 2A und 2B
gezeigte Übertragungseinrichtung 1, ausgenommen, dass eine Zufallsphasenverschiebungsschaltung
21 hinzugefügt ist. Bei dieser Übertragungseinrichtung 20 wird
das von der Schlitzbildungsverarbeitungsschaltung 4 ausgegebene Übertragungssymbol
S4 in die DQPSK-Modulationsschaltung 5 eingegeben. Die DQPSK-Modulationsschaltung
5 ist eine Schaltung zur Bildung eines Übertragungssignals, dessen Symbolinformation
durch Anwendung der DQPSK-Modulationsverarbeitung auf das Übertragungssymbol S4
durch den Phasenwert angezeigt ist. Im Fall dieser Ausführungsform wird eine &pgr;/4-Verschiebungs-DQPSK-Modulationsverarbeitung
(das heißt die maximale Phasenänderung wird durch Verschieben der Phasenänderung
vom vorhergehendem Symbol für &pgr;/4 auf ±3 &pgr;/4 gesteuert) durchgeführt.
Das durch diese Verarbeitung gebildete Übertragungssignal S5 wird in die Zufallsphasenverschiebungsschaltung
21 eingegeben.
Die Zufallsphasenverschiebungsschaltung 21
wendet auf das Übertragungssignal S5 durch sukzessives Multiplizieren des eingegebenen
Übertragungssignals S5 mit den pro Symbol zufällig erzeugten Phasendaten eine Zufallsphasenverschiebung
an. In diesem Fall weist, wie in 6 gezeigt, die Zufallsphasenverschiebungsschaltung
21 eine Zufallsphasendaten-Erzeugungsschaltung 21A und einen Multiplizierer
21B auf. Die Zufallsphasendaten-Erzeugungsschaltung 21A weist
einen Anfangsphasenwert auf, der durch einen Kommunikationskanal (beim tragbaren
Telefonsystem beispielsweise durch die Basisstation) im Voraus variiert, und erzeugt
auf der Basis einer vorbestimmten Regel aus dem Anfangsphasenwert sequentiell Zufallsphasenwerte
und gibt die den Phasenwert anzeigenden Phasendaten S22 an den Multiplizierer
21B aus. In diesem Zusammenhang sind diese Phasendaten S22 eine komplexe
Zahl, die einen zufälligen Phasenwert mit der Amplitude „1" aufweist. Der
Multiplizierer 21B führt die Zufallsphasenverschiebung durch sukzessives
Multiplizieren der komplexen Zahl des eingegebenen Übertragungssignals S6 mit der
komplexen Zahl der Phasendaten S22 pro Symbol beim Übertragungssignal S5 aus. Infolgedessen
wird Übertragungssignal S20, bei dem die Zufallsphasenverschiebung ausgeführt ist,
zur Übertragungsschaltung 6 ausgesendet.
Die Empfangsseite der Kommunikation ist so ausgebildet, dass sie den
gleichen Anfangsphasenwert wie der oben beschriebene Anfangsphasenwert aufweist
und die zu denen der Übertragungsseite identischen Phasendaten entsprechend der
gleichen Prozedur erzeugt. Wenn das empfangene Signal zum Ausführen einer Wiederherstellungsverarbeitung
durch diese Phasendaten dividiert wird, kann das Signal vor dem Addieren der Zufallsphasenverschiebung
wiederhergestellt werden. Wenn in diesem Zusammenhang die Partei, die nicht die
andere Partei der Kommunikation ist, das Übertragungssignal, dem diese Zufallsphasenverschiebung
hinzugefügt ist, empfängt, kann sie das frühere Signal nicht wiederherstellen, da
sie nicht den gleichen Anfangsphasenwert hat. Demgemäss blieben, wenn die Kommunikation
unter Benutzung eines anderen Anfangsphasenwertes durch jeden Kommunikationskanal
durchgeführt würde, selbst in dem Fall, bei dem jede Kommunikation Interferenzwelle
jeder anderen wird, das heißt Signale einer anderen als der Kommunikationspartei,
das heißt Interferenzwellen werden, Phasen dieser Interferenzwellen in zufälligen
Zuständen, und Interferenzwellen können scheinbar in Halbrauschen umgesetzt werden.
Auch setzt gemäss dieser Ausführungsform die Übertragungsschaltung
6 nach Durchführung der Filterungsverarbeitung am Übertragungssignal S20
das Übertragungssignal S20 in ein analoges Signal um und bildet durch Umsetzen der
Frequenz in das analoge Übertragungssignal ein Übertragungssignal S21, das den festen
Frequenzkanal aufweist, und überträgt nach dessen Verstärkung auf die vorbestimmte
Leistung, dieses über die Antenne 7.
Dann zeigt in 5, in der mit den
3A und 3B korrespondierenden
Teilen die gleichen Bezugszeichen gegeben sind, 30 generell eine Empfangseinrichtung
des drahtlosen Kommunikationssystems gemäß der vorliegenden Erfindung, und diese
hat den fast gleichen Aufbau wie die in den 3A und
3B gezeigten Empfangseinrichtung
10, ausgenommen, dass sie eine Empfängerschaltung 31, eine Zufallsphasen-Inversverschiebungsschaltung
32 und eine Demodulationsschaltung 33 aufweist. Zunächst empfängt
die Antenne 11 das von der Übertragungseinrichtung 20 übertragene
Übertragungssignal S21 und gibt dieses in die Empfängerschaltung 33 als
ein empfangenes Signal S25 ein. Die Empfängerschaltung 31 gibt nach Verstärkung
des auf die vorbestimmte Leistung zu bringenden empfangenen Signals S25 durch Anwendung
der Frequenzumsetzung auf das empfangene Signal S25 ein Basisbandsignal aus und
gibt nach Anwendung der Filterungsverarbeitung auf dieses Basisbandsignal das empfangene
Signal S26 aus, dem durch Digitalisierung des Basisbandsignals die Zufallsphasenverschiebung
hinzugefügt wird, und gibt dieses an die Zufallsphasen-Inversverschiebungsschaltung
32 aus. In diesem Zusammenhang gibt im Fall der Ausgabe des empfangenen
Signals S26 die Analog-zu-Digital-Umsetzungsschaltung dieser Empfängerschaltung
31 dieses nach Verstärkung des empfangenen Signals so, dass die Leistung
in jedem Schlitz konstant wird, aus. Gemäß diesem drahtlosen Kommunikationssystem
gibt es, da Signale auf einer Schlitz-um-Schlitz-Basis übertragen werden, eine Möglichkeit
bzw. Wahrscheinlichkeit, dass auf der Übertragungsroute zu empfangende Schwunde
pro Schlitz variieren, und demgemäss ist es möglich, dass die Signalleistungen pro
Schlitz variieren.
Die Zufallsphasen-Inversverschiebungsschaltung 32 bringt
durch sukzessive Anwendung der Divisionsverarbeitung auf die in Bezug auf das einzugebende
empfangene Signal S26 den gleichen Phasenwert wie die Übertragungsseite aufweisenden
Phasendaten die dem empfangenen Signal S26 gegebene Zufallsphase in die höhere Phase
zurück. In der Praxis weist, wie in 7 gezeigt, die
Zufallsphasen-Inversverschiebungsschaltung 32 eine Zufallsphasendaten-Erzeugungsschaltung
32A und einem Multiplizierer 32B auf. Die Zufallsphasendaten-Erzeugungsschaltung
32A weist aus dem Anfangsphasenwert den gleichen Anfangsphasenwert wie
die Übertragungsseite auf und erzeugt auf der Basis der festen Regel wie auf der
Übertragungsseite den gleichen Phasenwert wie die Übertragungsseite und gibt die
den Phasenwert, der die konjugierte Relation zu diesen Phasenwert aufweist, aufweisenden Phasendaten
S33 an den Multiplizierer 32B aus (der Stern „*" zeigt in der Figur
die konjugierte Relation an). In diesem Zusammenhang sind diese Phasendaten S33
eine komplexe Zahl der Amplitude „1", die den Phasenwert aufweist, der die
konjugierte Relation zu dem auf der Übertragungsseite erzeugten Phasenwert aufweist.
Der Multiplizierer 32B beseitigt durch Multiplizieren der komplexen Zahl
des einzugebenden empfangenen Signals S26 mit der komplexen Zahl der Phasendaten
S33 sukzessive pro Symbol die dem empfangenen Signal S26 hinzugefügte Phasenänderung
und kehrt in den früheren Phasenzustand zurück. Wenn infolgedessen die Phasendaten
S33, welche die konjugierte Relation zu den Phasendaten der Übertragungsseite aufweisen,
benutzt werden, kann die Phaseninversverschiebung unter Benutzung des Multiplizierers
32B anstelle des Dividierers ausgeführt werden.
Das durch die Zufallsphasen-Inversverschiebungsschaltung
32 in der früheren Phase wiederhergestellte empfangene Signal S27 wird
der folgenden Demodulationsschaltung 33 zugeführt. Die Demodulationsschaltung
33 weist eine DQPSK-Demodulationsschaltung 34 und eine Gewichtungsschaltung
35 auf und gibt das empfangene Signal S27 jeweils in die DQPSK-Demodulationsschaltung
34 und die Gewichtungsschaltung 35 ein. Die DQPSK-Demodulationsschaltung
34 gibt durch Anwenden der DQPSK-Demodulationsverarbeitung auf das empfangene
Signal S27 Symbolinformation aus und gibt diese an die Gewichtungsschaltung
35 als empfangenes Symbol S28 aus. Die Gewichtungsschaltung 35
berechnet die Zuverlässigkeit des Schlitzes, durch den das empfangene Signal S27
übertragen worden ist, pro Schlitz auf der Basis des empfangenen Signals S27 und
berechnet den mit dieser Zuverlässigkeit korrespondierenden Gewichtskoeffizienten.
Dann reflektiert die Gewichtungsschaltung 35, indem sie das empfangene
Symbol S28 mit dem Gewichtskoeffizienten multipliziert, die Zuverlässigkeit des
Schlitzes zum Signalpegel des empfangenen Symbols S28 und gibt das resultierende
empfangene Symbol S29 an die Schlitzverbindungsverarbeitungsschaltung
14 aus.
Die Schlitzverbindungsverarbeitungsschaltung 14 ist eine
Schaltung zum Verbinden des empfangenen Symbols S29, damit das fragmentarisch zu
erhaltende empfangene Symbol S29 ein kontinuierliches Signal wird, und verbindet,
wenn das empfangene Symbol S29 für die Speicherkapazität des Entschachtelungspuffers
15 der späteren Stufe gespeichert wird bzw. ist, das empfangene Symbol
S29 und gibt dieses als verbundenes empfangenes Symbol S30 an den Entschachtelungspuffers
15 aus. Der Entschachtelungspuffer 15 weist die Speicherkapazität
für mehrere Schlitze auf und permutiert nach sukzessiver Speicherung des dem internen
Speicherbereich zuzuführenden empfangenen Symbols S30 die Ordnung des empfangenen
Symbols S30 mit der zu der beim Verschaltungspuffer 3 der Übertragungseinrichtung
20 durchgeführten Permutation entgegengesetzten Prozedur und bringt sie
in die frühere Ordnung zurück und gibt das resultierende empfangene Symbol S31 an
die Viterbi-Decodierungsschaltung 16 aus.
Die Viterbi-Decodierungsschaltung 16 weist eine Weichentscheidungs-Viterbi-Decodierungsschaltung
auf, und stellt durch Durchführung der Maximumwahrscheinlichkeitsfolgeschätzung
am eingegebenen empfangenen Symbol S31 die empfangenen Daten S32 wieder her, die
übertragene Daten aufweisen. In diesem Fall wird in der Gewichtungsschaltung
35 der vorhergehenden Stufe die Zuverlässigkeit des Schlitzes, bei dem
das empfangene Symbol S28 berechnet wird und das übertragene empfangene Symbol S28
wird mit dem Gewichtskoeffizienten multipliziert, um die Zuverlässigkeit dieses
Schlitzes anzuzeigen. Demgemäss wird der Signalpegel des der Viterbi-Decodierungsschaltung
16 zuzuführenden empfangenen Symbols S31 der mit der Zuverlässigkeit des
Schlitzes korrespondierende Pegel, und selbst in dem Fall, bei dem die Qualitäten
der Kommunikationen schlitzweise variieren, wird diese Kommunikationsqualität durch
die Zuverlässigkeit zum Signalpegel reflektiert. Wenn infolgedessen ein solches
empfangenes Symbol S31 in die Viterbi-Decodierungsschaltung 16 eingegeben
wird, führt die Viterbi-Decodierungsschaltung 16 bei der Hinzufügung der
Zuverlässigkeit pro Schlitz die Maximumwahrscheinlichkeitsfolgeschätzung aus, und
dadurch kann die Maximumwahrscheinlichkeitsfolgeschätzung mit höherer Präzision
ausgeführt werden, und die empfangenen Daten können mit weiter verbesserter Genauigkeit
wiederhergestellt werden.
An diesem Punkt wird der Aufbau der Demodulationsschaltung
33 anhand der 8 konkreter beschrieben. Wie
in 8 gezeigt wird in der Demodulationsschaltung
33 das aus dem von der Zufallsphasen-Inversverschiebungsschaltung
32 zugeführten komplexen Signal gebildete empfangene Signal S27 in die
einen Multiplizierer 40 und eine Verzögerungsschaltung 41 aufweisende
DQPSK-Decodierungsschaltung eingegeben. Der Multiplizierer 40 empfängt
das um ein einzelnes Symbol verzögerte empfangene Signal S35, das von der Verzögerungsschaltung
41 auszusenden ist, und extrahiert durch Komplexmultiplizieren des eingegebenen
empfangenen Signals S27 mit dem konjugierten Wert des dem empfangenen Signal S35
vorhergehenden einen Symbols das empfangene Symbol S28 aus dem empfangenen Signal
S27. Vorausgesetzt, dass das durch diese Multiplikationsverarbeitung auszugebende
empfangene Symbol S28 die QPSK-modulierte Symbolinformation ist, wird dieses empfangene
Symbol S28 dem folgenden Silopuffer bzw. First-in-first-out-Puffer
42 (im Folgenden als FIFO-Puffer bezeichnet) zugeführt und sukzessive gespeichert.
Der FIFO-Puffer 42 hält das empfangene Symbol S28 bis es für einen einzelnen
Schlitz akkumuliert ist, und wenn es für einen einzelnen Schlitz akkumuliert ist,
gibt der FIFO-Puffer 42 das empfangene Symbol S28 an den folgenden Multiplizierer
43 aus.
Außerdem wird das vom Multiplizierer 40 ausgegebene Symbol
S28 einer Temporärentscheidungsschaltung 44 zugeführt, die eine Gewichtskoeffizienten-Berechnungseinheit
52 aufweist. Die Temporärentscheidungsschaltung 44 entscheidet
temporär den Phasenzustand des empfangenen Symbols S28, bei dem jetzt der Phasenzustand
in vier Phasenzuständen des QPSK ist, und gibt das komplexe Signal S36 mit der Amplitude,
die anzeigt, dass der temporär entschiedene Phasenzustand gleich „1" ist,
an einen Multiplizierer 45 aus. Das von der Verzögerungsschaltung
41 auszusendende, um ein einzelnes Symbol verzögerte empfangene Signal
S35 wird in den Multiplizierer 45 eingegeben, und der Multiplizierer
45, der das komplexe Signal S36 aus der Temporärentscheidungsschaltung
44 mit dem um ein einzelnes Symbol verzögerten empfangenen Signal S35 multipliziert,
bildet ein Signal, das auf der Basis des Temporärentscheidungsresultats DQPSK-moduliert
ist, das heißt das wiedergegebene Signal des empfangenen Signals S27 ist. Nachfolgend
wird dieses Signal in Bezug auf das originale empfangene Signal S27 als empfangenes
Kopiesignal S37 bezeichnet.
Das vom Multiplizierer 45 gebildete empfangene Kopiesignal
S37 wird einem Subtrahierer 46 zugeführt. In den Subtrahierer
46 wird auch das originale empfangene Signal S27 eingegeben, und der Subtrahierer
46 subtrahiert das empfangene Kopiesignal S37 vom originalen empfangenen
Signal S27 und gibt ein Signalelement S38 aus, welches das Subtraktionsresultat
anzeigt, an die erste Quadratgesetzschaltung 47 aus. In diesem Fall wird,
wenn das Entscheidungsresultat der Temporärentscheidungsschaltung 44 korrekt
ist, dieses Signalelement S38 das Signal, bei dem sowohl das im empfangenen Signal
S27 zum Zeitpunkt, bei dem eine vorläufige Entscheidung getroffen wird, enthaltene
Rauschelement als auch das in dem einen Symbol, das dem empfangenen Signal vorhergeht,
enthaltene Rauschelement kombiniert sind.
Die erste Quadratgesetzschaltung 47 erhält durch Quadrieren
der Amplitude des Signalelements S35 pro Symbol die Leistung des Rauschelements
pro Symbol und gibt diese Rauschleistung S39 an einen Addierer 48 aus.
Der erste Addierer 48, der die Rauschleistung S39 jedes von der ersten
Quadratgesetzschaltung 47 ausgegebenen Symbols addiert, erhält die Rauschleistung
S40 für einen Schlitz, bei der Rauschleistungen aller aus einem einzelnen Schlitz
bestehenden Symbole aufaddiert sind, und gibt diese an einen Kalkulator
49 aus.
Außerdem wird das von der Zufallsphasen-Inversverschiebungsschaltung
32 zugeführte empfangene Signal S27 auch der zweiten Quadratgesetzschaltung
50 zugeführt. Die zweite Quadratgesetzschaltung 50 erhält die
Leistung des empfangenen Signals S27 pro Symbol durch Quadrieren der Amplitude des
empfangenen Signals S27 und gibt diese Signalleistung S41 an den zweiten Addierer
51 aus. Der zweite Addierer 51 berechnet einen einzelnen Schlitz
der Signalleistung 42, bei der die Signalleistungen aller aus einem einzelnen
Schlitz bestehenden Symbole durch Addieren der Signalleistung S41 jedes von der
zweiten Quadratgesetzschaltung 50 auszugebenden Symbols aufaddiert sind,
und gibt diese an den Kalkulator 49. In diesem Zusammenhang weist diese
Signalleistung S42 die Signalleistung des empfangenen Signals S27 auf, und diese
ist die Signalleistung, in der die tatsächliche Signalelementleistung und die Rauschelementleistung
kombiniert sind.
Der Kalkulator 49 gibt nach Berechnung des die Zuverlässigkeit
eines Schlitzes anzeigenden Gewichtskoeffizienten S43 auf der Basis der Rauschleistung
S40 und der Signalleistung S42 des empfangenen Signals S27, die eingegeben werden,
diesen an den Multiplizierer 43 aus. Der Multiplizierer 43, der
das vom FIFO-Puffer 42 auszugebende empfangene Symbol S28 mit dem Gewichtskoeffizienten
S43 multipliziert, reflektiert die Zuverlässigkeit des Schlitzes zur Amplitude des
empfangenen Symbols S28. Infolgedessen kann empfangene Symbol S29 gebildet werden,
das die Zuverlässigkeit eines Schlitzes reflektierte.
An diesem Punkt wird der Aufbau der Berechnungseinheit 49
in 9 gezeigt. Die Berechnungseinheit 49 weist
eine Gewichtskoeffizienten-Berechnungstabelle 49A und eine Einstellungsschaltung
49B auf. Die Gewichtskoeffizienten-Berechnungstabelle 49A ist
aus einem Speicher gebildet, in welchem die Gewichtskoeffiziententabelle gespeichert
ist und aus der durch Spezifizieren des vorbestimmten Parameters der mit dem Parameter
korrespondierten Gewichtskoeffizient gelesen werden kann. Dieser Gewichtskoeffizient
ist ein Koeffizient zum Anzeigen der Zuverlässigkeit eines Schlitzes, das heißt
der Kommunikationsqualität, und ein Koeffizient zum Anzeigen des Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnisses
S/N. Die Einstellungsschaltung 49B berechnet einen Parameter SP zum Lesen
des Gewichtskoeffizienten auf der Basis der eingegebenen Rauschleistung S40 und
der Signalleistung S42 und liest durch Spezifizieren des Parameters SP auf der Gewichtskoeffizienten-Berechnungstabelle
49A den mit dem Parameter SP korrespondierenden Gewichtskoeffizienten und
gibt diesen als einen Gewichtskoeffizienten S43 aus.
Hier wird in den folgenden Abschnitten der Aufbau der Einstellungsschaltung
49B erläutert. Die Einstellungsschaltung 49B weist, wie in
10 gezeigt, beispielsweise eine 1/2-Schaltung
49BA, einen Dividierer 49BB und eine Berechnungsschaltung
49BC auf. Zunächst ist, da wie oben beschrieben die Rauschleistung S40
die Summe von zwei Symbolen einer Rauschleistung S39 ist, ist sie zweimal so groß
wie die tatsächliche Rauschleistung. Demgemäss wird die Rauschleistung S40 der 1/2-Schaltung
49BA zugeführt, und durch Halbieren der Rauschleistung S40 wird die tatsächliche
Rauschleistung erhalten. Diese Rauschleistung wird dem Dividierer 49BB
zugeführt, und hier wird die Dividierverarbeitung ausgeführt. Der Dividierer
49BB dividiert die eingegebene Rauschleistung durch die Signalleistung
S42 und gewinnt das Verhältnis Rauschen „N" zu Signalleistung „S".
In diesem Fall ist, da die Signalleistung S42 das Rauschelement enthält, das hier
erhältliche Rauschen-zu-Signal-Verhältnis gleich N/(S + N). In diesem Zusammenhang
kann, wenn die Anzahl der Symbole, die zu dem Zeitpunkt, zu dem die Rauschleistung
S40 berechnet wird, benutzt werden, und die Anzahl der Symbole, die bei der Berechnung
der Signalleistung S42 benutzt werden, verschieden sind, die Rauschleistung S40
durch diese Anzahl von Symbolen normiert werden, und nach einer Normierung der Signalleistung
S40 mit dieser Anzahl von Symbolen kann das Rauschen-zu-Signal-Leistungsverhältnis
N/(S + N) erhalten werden.
In diesem Fall wird in der Gewichtskoeffizienten-Berechnungstabelle
49A eine Tabelle, die das Rauschen-zu-Signal-Leistungsverhältnis N/(S +
N) gegenüber dem Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis (S/N (dieser Wert ist ein
auf der Basis des realen Wertes geschätzter Wert) anzeigt, gespeichert, und die
Berechnungsschaltung 49BC liest, indem das vom Dividierer 40BB
zuzuführende Rauschen-zu-Signal-Leistungsverhältnis (N/(S + N) als der Parameter
SP angenommen wird, das korrespondierende Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis
S/N aus der Gewichtskoeffizienten-Berechnungstabelle 49A aus und gibt dieses
als den Gewichtskoeffizienten S43 aus. In diesem Zusammenhang fällt, wenn die Temporärentscheidungsschaltung
44 eine irrtümliche Temporärentscheidung trifft, der Wert der Rauschleistung
S40 unter die reale Rauschleistung, und infolgedessen kann die Tabelle, in der das
Rauschen-zu-Signal-Leistungsverhältnis S(S + N) und das Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis
S/N für diesen Abschnitt korrigiert sind, in der Gewichtskoeffizienten-Berechnungstabelle
49A gespeichert werden.
Gemäß dem vorangegangenen Aufbau führt in dem Fall dieser Empfangseinrichtung
30 die Demodulationsschaltung 33 die temporäre Entscheidung des
empfangenen Symbols S28 aus und bildet eine Kopie (replica) des empfangenen Signals
37, das ein auf der Basis des temporären Entscheidungsresultats S36 und
des empfangenen Signals S27, dem das eine Symbol vorhergeht, kopiertes empfangenes
Signal S27 ist. Und durch Bilden der Differenz zwischen diesem empfangenen Kopiesignal
S37 und dem originalen empfangenen Signal S27 wird auf der Basis dieser das Rauschelement
S38 pro Symbol und die Rauschleistung S40 für einen einzelnen Schlitz erhalten.
Auch wird zur gleichen Zeit ein einzelner Schlitz der Signalleistung S42 des originalen
empfangenen Signals S27 erhalten. Auf der Basis dieser erhalten Rauschleistung S40
und Signalleistung S42 wird der Gewichtskoeffizient S43, der das Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis
S/N dieses Schlitzes anzeigt, erhalten, und dieser wird mit dem empfangenen Symbol
S28 multipliziert. Indem dies pro Schlitz ausgeführt wird, wird das Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis
S/N des Schlitzes zur Amplitude des empfangenen Symbols S28 reflektiert, und infolgedessen
wird empfangene Symbol S29 gebildet, das die Zuverlässigkeit eines Schlitzes reflektierte.
Wenn ein solches empfangenes Symbol S29, das die Zuverlässigkeit eines Schlitzes
reflektierte, über die Schlitzverbindungsverarbeitungsschaltung 14 und
den Entschachtelungspuffer 15 der späteren Stufe in die Viterbi-Decodierungsschaltung
16 eingegeben wird, kann die Viterbi-Decodierungsschaltung 16
beim Addieren der Zuverlässigkeit jedes Schlitzes die Maximumwahrscheinlichkeitsfolgeschätzung
ausführen, und die empfangenen Daten können mit höherer Genauigkeit decodiert werden.
In diesem Zusammenhang ist in 11 die
Bitfehlerrate des empfangenen Signals in dem Fall, dass die Zuverlässigkeit eines
Schlitzes durch Multiplizieren des empfangenen Symbols S28 mit dem Gewichtskoeffizienten
reflektiert wird, und dem Fall, dass die Zuverlässigkeit nicht reflektiert wird,
gezeigt. Die in der Figur gezeigte Systemlast zeigt den Nutzungs- bzw. Belegungsfaktor
eines Kanals im drahtlosen Kommunikationssystem an, und dieser ist proportional
zur Interferenzwellenleistung. Wie aus der 11 klar
hervorgeht können die empfangenen Daten genauer wiederhergestellt werden, wenn die
Zuverlässigkeit eines Schlitzes zum empfangenen Symbols S28 reflektiert wird.
Außerdem wird im Fall der Empfangseinrichtung 30, da das
Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis S/N eines Schlitzes in der Gewichtskoeffizienten-Berechnungstabelle
49A als ein Gewichtskoeffizient gespeichert ist und auf der Rauschleistung
S40 und Signalleistung S42 basiert, das Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis S/N
aus dieser Tabelle 49A ausgelesen, und indem dieses zum Gewichtskoeffizienten
S43 gemacht wird, kann der die Zuverlässigkeit eines Schlitzes korrekt anzeigende
Gewichtskoeffizient S43 mit dem einfachen Aufbau leicht berechnet
werden. In diesem Zusammenhang wird das Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis S/N
auf der Basis der Rauschleistung S40 und Signalleistung S42 erhalten, und dieses
kann als der Gewichtskoeffizient S43 benutzt werden. Jedoch gibt es, wie in
12 gezeigt, die Tendenz, dass das durch Berechnung
erhaltene Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis S/N nicht mit dem realen Wert übereinstimmt,
wenn das Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis S/N in schlechtem Zustand ist und
Fehler enthalten sind. Jedoch können, wenn der nahe beim realen Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis
S/N liegende geschätzte Wert präpariert und tabellariisiert wird, durch Ergänzen
dieses Abschnitts das korrekte Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis S/N und der
die Zuverlässigkeit korrekt anzeigende Gewichtskoeffizient S43 erhalten werden.
Gemäß dem vorhergehenden Aufbau sowie dem Erhalten der Signalleistung
S42 wird die Rauschleistung S40 aus dem empfangenen Signal S27 erhalten, und der
das Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis S/N anzeigende Gewichtskoeffizient S43
wird auf der Basis der Rauschleistung S40 und der Signalleistung S42 berechnet,
und durch Multiplizieren dieses mit dem empfangenen Symbol S28 kann die Zuverlässigkeit
eines Schlitzes zum empfangenen Symbol S28 reflektiert werden. Infolgedessen kann,
wenn das empfangene Symbol S29, das die Zuverlässigkeit eines Schlitzes reflektierte,
in die Viterbi-Decodierungsschaltung 16 eingegeben wird, die Maximumwahrscheinlichkeitsfolgeschätzung
nach Addieren der Zuverlässigkeit jedes Schlitzes durchgeführt werden, und dadurch
können die empfangenen Daten S32 mit hoher Genauigkeit wiederhergestellt werden.
(2) Die zweite Ausführungsform
In 13, in der mit der 8
korrespondierenden Teilen die gleichen Bezugszeichen gegeben sind, zeigt
60 generell eine Demodulationsschaltung gemäß der zweiten Ausführungsform.
Das empfangene Signal S27 wird in einen Multiplizierer 40 und eine Verzögerungsschaltung
41 eingegeben, welche die DQPSK-Demodulationsschaltung bilden. Der Multiplizierer
40 empfängt das um ein einzelnes Symbol verzögerte empfangene Signal S35,
das von der Verzögerungsschaltung 41 zuzuführen ist, und extrahiert das
empfangene Symbol S38 aus dem empfangenen Signal S27 durch Komplexmultiplizieren
des eingegebenen empfangenen Signals S27 mit dem konjugierten Wert des dem empfangenen
Signal S35 vorhergehenden einen einzelnen Symbols. Vorausgesetzt, dass das durch
diese Multiplikationsverarbeitung zu extrahierende empfangene Symbol S28 die QPSKL-modulierte
Symbolinformation ist, wird dieses empfangene Symbol S28 in den nachfolgenden FIFO-Puffer
42 eingegeben und in diesem FIFO-Puffer 42 sukzessive gespeichert.
Der FIFO-Puffer 42 hält das empfangene Symbol S28 bis es für einen einzelnen
Schlitz gespeichert ist, und wenn es für einen Schlitz gespeichert ist, gibt der
FIFO-Puffer 42 das empfangene Symbol S28 an den nachfolgenden Multiplizierer
43 aus.
Außerdem wird das vom Multiplizierer 40 ausgegebene empfangene
Symbol S28 auch in eine Absolutwertschaltung 61 einer Gewichtskoeffizienten-Berechnungseinheit
59 eingegeben. Diese Absolutwertschaltung 61 setzt die Symbolinformation
in der komplexen Ebene in den oberen rechten Quadranten um, indem er den Absolutwert
des I-Elements und Q-Elements des aus dem QPSK-Signal gebildeten empfangenen Symbols
S28 nimmt, und gibt das umgesetzte empfangene Symbol S50 an einen Subtrahierer
62 und eine zweite Quadratgesetzschaltung 50 aus.
Das von der Effektivwert- bzw. RMS-Pegelschaltung 63 auszusendende
Referenzsymbolsignal S51 wird in den Subtrahierer 62 eingegeben. Dieses
Referenzsymbolsignal S51 ist ein Signal, dessen Phase in der komplexen Ebene bei
&pgr;/4 positioniert ist und dessen Amplitude die mittlere Leistung pro Symbol in
diesem Schlitz wird. Der dieses Referenzsymbolsignal S51 vom empfangenen Symbol
S50 subtrahierende Subtrahierer 62 berechnet die Differenz und gibt ein
die Differenz anzeigendes Signalelement S52 an die erste Quadratgesetzschaltung
47 aus. In diesem Zusammenhang zeigt dieses Signalelement S52 das im empfangenen
Symbol S50 enthaltene Rauschelement an.
Die erste Quadratgesetzschaltung 47 erhält durch Quadrieren
der Amplitude des Signalelements S52 pro Symbol die Rauschelementleistung pro Symbol
und gibt die Rauschleistung S53 an den ersten Addierer 48 aus. Der die
Rauschleistung S53 jedes von der ersten Quadratgesetzschaltung 47 auszusendenden
Symbols addierende erste Addierer 48 erhält die Rauschleistung S54 für
einen einzelnen Schlitz und gibt diese an den Kalkulator 49 ab.
Andererseits erhält die zweite Quadratgesetzschaltung 50
die Signalleistung S55 pro Symbol durch Quadrieren der Amplitude des von der Absolutwertschaltung
61 zugeführten empfangenen Symbols S50 und gibt diese an den zweiten Addierer
51. Der die Signalleistung S55 jedes von der zweiten Quadratgesetzschaltung
50 auszusendenden Symbols addierende zweite Addierer 51 erhält
die Signalleistung für einen einzelnen Schlitz und gibt diese an den Kalkulator
49 aus. In diesem Zusammenhang wird diese Signalleistung S56 die Signalleistung,
in der gerade wie im Fall der ersten Ausführungsform die reale Signalelementleistung
und Rauschelementleistung kombiniert sind.
Der Kalkulator 49 berechnet den das Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis
S/N anzeigenden Gewichtskoeffizienten S43 auf der Basis der eingegebenen Rauschleistung
S54 und Signalleistung S56 und gibt dieses an den Multiplizierer 43 aus.
Der das vom FIFO-Puffer 42 auszusendende empfangene Symbol S28 mit diesem
Gewichtskoeffizienten multiplizierende Multiplizierer 43 reflektiert das
Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis S/N eines Schlitzes mit der Amplitude des
empfangenen Symbols S28. Im Fall dieser Ausführungsform kann durch Reflektieren
des Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnisses S/N eines Schlitzes zum empfangenen
Symbol S28 das empfangen Symbol S29 gebildet werden, das die Zuverlässigkeit eines
Schlitzes reflektierte. In diesem Zusammenhang weist der Kalkulator 49
bei dieser Ausführungsform wie in 9 gezeigt eine Gewichtskoeffizienten-Berechnungstabelle
49A und eine Einstellungsschaltung 49B auf und berechnet auf der
Basis der eingegebenen Rauschleistung S64 und Signalleistung S56 einen tabellarisierten
Parameter SP und spezifiziert den Parameter SP in der Gewichtskoeffizienten-Berechnungstabelle
49A, liest den gewünschten Gewichtskoeffizienten und gibt diesen als den
Gewichtskoeffizienten S43 aus.
Gemäß dem vorhergehenden Aufbau wird in der Demodulationsschaltung
60 gemäß der zweiten Ausführungsform das empfangene Symbol S28 durch die
Absolutwertschaltung 61 in der komplexen Ebene in den oberen rechten Quadranten
transformiert, und durch Berechnen der Differenz zwischen diesem transformierten
empfangenen Symbol S50 und dem Referenzsymbolsignal S41 wird das Rauschsignalelement
S52 berechnet, und auf der Basis dieses wird die Rauschleistung S54 für einen einzelnen
Schlitz berechnet. Außerdem wird mit diesem nacheinander die Signalleistung S56
für einen einzelnen Schlitz auf der Basis des empfangenen Symbols S50 erhalten.
Dann wird auf der Basis dieser Rauschleistung S54 und Signalleistung S56 der das
Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis S/N anzeigende Gewichtskoeffizient S43 dieses
Schlitzes erhalten und mit dem empfangenen Symbol S28 multipliziert. Durch Durchführen
dieser Verarbeitung pro Schlitz wird das Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis
S/N des Schlitzes zur Amplitude des empfangenen Symbols S28 reflektiert, und infolgedessen
wird das empfangene Symbol S29 gebildet, das die Zuverlässigkeit des Schlitzes reflektierte.
Wenn ein solches empfangenes Symbol S29, das die Zuverlässigkeit eines Schlitzes
reflektierte, in die Viterbi-Decodierungsschaltung 16 der nachfolgenden
Stufe eingegeben wird, kann die Maximumwahrscheinlichkeitsfolgeschätzung beim Addieren
der Zuverlässigkeit jedes Schlitzes in der Viterbi-Decodierungsschaltung
16 ausgeführt werden, und die empfangenen Daten S32 können mit hoher Genauigkeit
wiederhergestellt werden.
Gemäß dem vorhergehenden Aufbau kann, da nach Transformieren des empfangenen
Symbols S28 in der komplexen Ebene in den oberen rechten Quadranten die Rauschleistung
S54 beim Subtrahieren des Referenzsymbolsignals S51 vom umgesetzten empfangenen
Symbol S50 erhalten wird, die Signalleistung S56 vom empfangenen Symbol S50 erhalten
wird, auf der Basis dieser Rauschleistung S54 und der Signalleistung S56 der das
Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis S/N des Schlitzes anzeigende Gewichtskoeffizient
S43 berechnet und mit dem empfangenen Symbol S28 multipliziert wird, die Zuverlässigkeit
eines Schlitzes zum empfangenen Symbol S28 reflektiert werden. Infolgedessen kann,
wenn das empfangene Symbol S29, das die Zuverlässigkeit eines Schlitzes reflektierte,
der Viterbi-Decodierungsschaltung 16 zugeführt wird, die Maximumwahrscheinlichkeitsfolgeschätzung
beim Addieren der Zuverlässigkeit jedes Schlitzes durchgeführt werden, und dadurch
können die empfangenen Daten S32 genauer wiederhergestellt werden.
(3) Die dritte Ausführungsform
In 14, in der mit der 8
korrespondierenden Teilen die gleichen Bezugszeichen gegeben sind, zeigt
70 generell eine Demodulationsschaltung gemäß der dritten Ausführungsform,
und das empfangene Signal S27 wird in einen Multiplizierer 40 und eine
Verzögerungsschaltung 41 eingegeben, die wie im Fall der ersten Ausführungsform
die DQPSK-Demodulationsschaltung aufweist. Der Multiplizierer 40 empfängt
das empfangene Signal S27, das um ein von der Verzögerungsschaltung 41
zu übertragendes einzelnes Symbol verzögert wird, und extrahiert durch Komplexmultiplizieren
des konjugierten Wertes des dem einen einzelnen Symbol vorhergehenden empfangenen
Signals S35 mit dem eingegebenen empfangenen Signal S27 das empfangene Symbol S28
aus dem empfangenen Signal S27. Vorausgesetzt, dass das durch die Multiplikationsverarbeitung
extrahierte empfangene Symbol S28 die QPSK-modulierte Symbolinformation ist, wird
dieses empfangene Symbol S28 in den nachfolgenden FIFO-Puffer 42 eingegeben
und sukzessive gespeichert. Der FIFO-Puffer 42 hält das empfangene Symbol
S28 bis es für einen einzelnen Schlitz gespeichert ist, und wenn ein Schlitz eines
Symbols gespeichert ist, gibt der FIFO-Puffer 42 das empfangene Symbol
S28 an den folgenden Multiplizierer 43 aus.
Außerdem wird das durch diesen Multiplizierer 40 ausgegebene
empfangene Symbol S28 auch in die Gewichtskoeffizienten-Berechnungseinheit
69 eingegeben. In der Gewichtskoeffizienten-Berechnungseinheit
69 wird das I-Element im empfangenen Symbol S28 der ersten Absolutwertschaltung
71 und der ersten Quadratgesetzschaltung 72 zugeführt, während
das Q-Element des empfangenen Symbols S28 der zweiten Absolutwertschaltung
75 und der zweiten Quadratgesetzschaltung 78
zugeführt wird. Die erste Absolutwertschaltung 71 erhält durch Erhalten
des Absolutwerts des I-Elements die Amplitude des I-Elements pro Symbol und gibt
das diese I-Elementamplitude anzeigende Signalelement an die Addiererschaltung
73 aus. Die erste Addiererschaltung 73 summiert Amplituden des
I-Elements für einen einzelnen Schlitz durch Addieren eines einzelnen Schlitzes
eines Signalelements S60, das die Amplitude des I-Elements anzeigt, auf und gibt
das die Summe der Amplituden dieses I-Elements anzeigende Signalelement S61 an die
Berechnungseinheit 79 aus.
Andererseits berechnet die erste Quadratgesetzschaltung
72 die Leistung des I-Elements pro Symbol durch Quadrieren des I-Elements
pro Symbol und gibt die I-Elementleistung pro Symbol anzeigende Signalelement S62
an die zweite Addiererschaltung 74 aus. Die zweite Addiererschaltung
74 summiert durch Addieren eines einzelnen Schlitzes des I-Elementleistungen
pro Symbol anzeigenden Signalelements S62 Leistungen des I-Elements für einen einzelnen
Schlitz auf und gibt das die Summe dieser I-Elementleistungen anzeigende Signalelement
63 an die Berechnungseinheit 79 aus.
Ähnlich erhält die zweite Absolutwertschaltung 75, im die
das Q-Element eingegeben wird, Amplituden des Q-Elements pro Symbol durch Erhalten
des Absolutwertes des Q-Element und gibt das die Amplitude des Q-Elements anzeigende
Signalelement S64 an die dritte Addiererschaltung 77 aus. Die dritte Addiererschaltung
77 summiert durch Addieren eines einzelnen Schlitzes des die Amplitude
dieses Q-Elements anzeigenden Signalelements S64 Amplituden des Q-Elements für einen
einzelnen Schlitz auf und gibt das die Summe von Amplituden dieses Q-Elements anzeigende
Signalelement S65 an die Berechnungseinheit 79 aus.
Die zweite Quadratgesetzschaltung 76 berechnet durch Quadrieren
des Q-Elements pro Symbol Leistungen des Q-Elements pro Symbol und gibt das die
Q-Elementleistung pro Symbol anzeigende Signalelement S66 an die vierte Addiererschaltung
78 aus. Die vierte Addiererschaltung 78 addiert durch Addieren
eines einzelnen Schlitzes dieses die Leistung des Q-Elements pro Symbol anzeigenden
Signalelements S66 Leistungen des Q-Elements für einen einzelnen Schlitz auf und
gibt das die Leistung dieses Q-Elements anzeigende Signalelement S67 an die Berechnungseinheit
79 aus.
Hier wird zur Vereinfachung des Aufbaus die Summe von Amplituden und
Leistungen des I- und Q-Elements durch die erste bis vierte Addiererschaltung erhalten.
Jedoch kann durch Dividieren dieser durch die Anzahl von Symbolen der Mittelwert
der Amplitude und Leistung erhalten werden.
Die Berechnungseinheit 79 berechnet den das Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis
S/N des Schlitzes anzeigenden Gewichtskoeffizienten S43 auf der Basis der Summe
von Amplituden des einzugebenden I-Elements (S61) und der Summe von Leistungen des
I-Elements (S63) und der Summe von Amplituden des Q-Elements (S65) und der Summe
von Leistungen des Q-Elements (S67) und gibt diesen an den Multiplizierer
43 aus. Der Multiplizierer 43 bewirkt durch Multiplizieren des
aus dem FIFO-Puffer 42 empfangenen Symbols S28 mit diesem Gewichtskoeffizienten
S43, dass das Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis S/N des Schlitzes zur Amplitude
des empfangenen Symbols S28 reflektiert wird. Demgemäss wird im Fall dieser Ausführungsform
das empfangene Symbol S29 gebildet, das die Zuverlässigkeit des Schlitzes reflektierte.
An diesem Punkt ist der Aufbau der Berechnungseinheit 79
in 15 gezeigt. In der wie in 15
gezeigten Berechnungseinheit 79 wird ebenso wie das Quadrat der Amplitude
des I-Elements durch Eingabe des die Amplitude des I-Elements anzeigenden Signalelements
S61 in die dritte Quadratgesetzschaltung 60 erhalten wird das Quadrat der
Amplitude des durch Eingabe des die Amplitude des Q-Elements anzeigenden Signalelements
S65 in die vierte Quadratgesetzschaltung 83 erhalten. Diese quadrierten
Werte von Amplituden der erhaltenen I- und Q-Elemente werden jeweils in die Addiererschaltung
81 eingegeben und aufaddiert, und das den quadrierten Wert der Amplitude
anzeigende resultierende Signalelement S68 wird in die Berechnungsschaltung
85 eingegeben.
Andererseits werden, nachdem das die Leistung des I-Elements anzeigende
Signalelement S63 und das die Leistung des Q-Elements anzeigende Signalelement S67
in die Addiererschaltung 82 eingegeben und aufaddiert sind, diese in eine
N-fach-Schaltung 64 eingegeben und symboleanzahlfach erhöht. Die Berechnungsschaltung
85 erhält die zufällig geordneten Werte des I- und Q-Elements durch Subtrahieren
des quadrierten Wertes der Amplitude (S68) von der in der Symboleanzahlfach erhöhten
Leistung (S69) und spezifiziert diese auf der Gewichtskoeffizienten-Berechnungstabelle
86 als einen Tabellarisierungsparameter SP. In der Gewichtsberechnungstabelle
86 ist eine Tabelle, in der in zufällig geordnete Werte des I- und Q-Elements
und ein korrespondierender Gewichtskoeffizient (das heißt der das Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis
S/N eines Schlitzes anzeigende Koeffizient und der den Wert auf der Basis einer
Messung aufweisende Koeffizient) gespeichert sind, und sie liest den mit dem spezifizierten
der zufällig geordneten Werte korrespondierenden Gewichtskoeffizienten aus und gibt
ihn aus. Die Berechnungsschaltung 85 gibt den auf diese Weise aus der Gewichtskoeffizienten-Berechnungstabelle
86 ausgelesenen Gewichtskoeffizienten an den Multiplizierer
43 als den Gewichtskoeffizient S43 aus. Infolgedessen wird im Multiplizierer
43 das Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis S/N eines Schlitzes zum empfangenen
Symbol S28 reflektiert.
Gemäß dem vorhergehenden Aufbau trennt die Demodulationsschaltung
70 in der dritten Ausführungsform das vom Multiplizierer 40 ausgegebene
empfangene Symbol S28 in das I-Element und Q-Element und ebenso wie sie die Amplitude
(S61) und Leistung (S63) des I-Elements für einen einzelnen Schlitz vom I-Element
des empfangenen Symbols S23 berechnet, berechnet sie die Amplitude (S65) und die
Leistung (S67) des Q-Elements für einen einzelnen Schlitz vom Q-Element des empfangenen
Symbols S28. Und dann berechnet sie auf der Basis der berechneten Amplitude und
Leistung des I-Elements für einen einzelnen Schlitz und der Amplitude und der Leistung
des Q-Elements die zufällig geordneten Werte des I- und Q-Elements und erhält auf
der Basis der zufällig geordneten Werte des I- und Q-Elements den das Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis
S/N eines Schlitzes anzeigenden Gewichtskoeffizienten S43 und multipliziert diesen
mit dem empfangenen Symbol S26. Durch Durchführen dieser Verarbeitung pro jedem
Schlitz wird das Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis S/N des Schlitzes zur Amplitude
des empfangenen Symbols S28 reflektiert, und infolgedessen wird das empfangene Symbol
S29 gebildet, das die Zuverlässigkeit des Schlitzes reflektierte. Und wenn ein solches
empfangenes Symbol S29, das die Zuverlässigkeit des Schlitzes reflektierte, in die
Viterbi-Decodierungsschaltung 16 der nachfolgenden Stufe eingegeben wird,
kann die Viterbi-Decodierungsschaltung 16 die Maximumwahrscheinlichkeitsfolgeschätzung
beim Addieren der Zuverlässigkeit eines Schlitzes ausführen, und dadurch können
die empfangenen Daten S32 mit hoher Genauigkeit wiederhergestellt werden.
Gemäß dem vorhergehenden Aufbau werden die Amplitude S61 und die Leistung
S63 des I-Elements und die Amplitude S65 und die Leistung S67 des Q-Elements aus
dem I-Element und Q-Element des empfangenen Symbols S28 erhalten, und auf der Basis
dieser werden zufällig geordneten Werte des I- und Q-Elements erhalten, und auf
der Basis dieser zufällig geordneten Werte wird der das Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis
S/N eines Schlitzes anzeigende Gewichtskoeffizient S43 berechnet und mit dem empfangenen
Symbol S28 multipliziert, wobei die Zuverlässigkeit des Schlitzes zum empfangenen
Symbol S28 reflektiert werden kann. Infolgedessen kann, wenn das empfangene Symbol
S29, das die Zuverlässigkeit des Schlitzes reflektierte, in die Viterbi-Decodierungsschaltung
16 eingegeben wird, die Maximalwahrscheinlichkeitsfolgeschätzung beim Addieren
der Zuverlässigkeit jedes Schlitzes ausgeführt werden, und können die empfangenen
Daten S32 mit hoher Genauigkeit wiederhergestellt werden.
(4) Die vierte Ausführungsform
In der 16, in der mit der 8
korrespondierende Teile mit den gleichen Bezugszeichen bezeichnet sind, zeigt
90 generell eine Demodulationsschaltung gemäß der vierten Ausführungsform.
Im Fall dieser Ausführungsform wird der Gewichtskoeffizient entsprechend den Effekten
einer Interferenzwelle, den der Schlitz empfing, bestimmt. Zunächst wird bei dieser
Demodulationsschaltung 90 das empfangene Signal S27 in den Multiplizierer
40 und die Verzögerungsschaltung 41, welche die DQPSK-Demodulationsschaltung
aufweist, eingegeben. Der Multiplizierer 40 empfängt das von der Verzögerungsschaltung
41 übertragene und um ein einzelnes Symbol verzögerte empfangene Signal
S35 und extrahiert durch Komplexmultiplizieren des konjugierten Wertes des dem empfangenen
Signal S35 vorhergehenden einen einzelnen Symbols und des eingegebenen empfangenen
Signals S27 das empfangene Symbol S28 aus dem empfangenen Signal S27. Vorausgesetzt,
dass das durch diese Multiplikationsverarbeitung auszugebende empfangene Symbol
S28 die QPSK-modulierte Symbolinformation ist, wird dieses empfangene Symbol S28
in den folgenden FIFO-Puffer 42 eingegeben und sukzessive gespeichert.
Der FIFO-Puffer 42 hält dieses bis das empfangene Symbol S28 für einen
einzelnen Schlitz gespeichert ist, und wenn ein einzelner Schlitz des empfangenen
Symbols S28 gespeichert ist, gibt er dieses an den nachfolgenden. Multiplizierer
43 aus.
Außerdem wird das vom Multiplizierer 40 extrahierte empfangene
Symbol S28 in eine Absolutwertschaltung 91 einer Gewichtsberechnungseinheit
89 eingegeben. Diese Absolutwertschaltung 91 setzt die Symbolinformation
in der komplexen Ebene in den oberen rechten Quadranten um, indem sie den Absolutwert
des I-Elements und Q-Elements des aus dem QPSK-gebildeten empfangenen Symbols S28
nimmt, und gibt das umgesetzte empfangene Symbol S70 an einen Multiplizierer
92 aus. In diesen Multiplizierer werden die von der &pgr;/4-Verschiebungsschaltung
88 auszugebenden Phasendaten S71 eingegeben. Diese Phasendaten S71 sind
komplexe Phasendaten, deren die +&pgr;/4-Phase aufweisende Amplitude gleich „1"
ist. Der Multiplizierer 92 komplexmultipliziert diese Phasendaten S71 mit
dem empfangenen Symbol S70 und bildet das empfangene Symbol S72, bei dem die Phase
des empfangenen Symbols S70 um +&pgr;/4 verschoben ist.
An diesem Punkt bewegt sich, wenn das empfangene Symbol S70 wie in
17 gezeigt nicht durch die Interferenzwelle beeinflusst
wird, jedes Symbol des empfangenen Symbols S72 zu der Position, bei der die Phase
in der komplexen Ebene gleich &pgr;/2 ist und auf der Q-Achse existiert. Wenn demgemäss
das empfangene Symbol S70 von der Interferenzwelle nicht beeinflusst wird, wird
das I-Element jedes Symbols gleich „0", und das Q-Element wird ein konstanter
Wert. Wenn andererseits das empfangene Symbol S70 von der Interferenzwelle beeinflusst
wird, existiert jedes Symbol des empfangenen Symbols S72 nicht notwendigerweise
bei der Position, bei der wie in 18 gezeigt die Phase
gleich &pgr;/2 ist, sondern existiert zufällig streuend in dem um &pgr;/2 zentrierten
Bereich von &pgr;/4. Der Grund ist, dass, wenn die von der von der kommunizierenden
Partei verschiedenen Übertragungseinrichtung übertragene elektrische Welle wie beispielsweise
die Interferenzwelle empfangen wird, obgleich die Phasenverschiebungsverarbeitung
von der Zufallsphasen-Inversverschiebungsschaltung 32 ausgeführt wird,
nicht zum früheren Zustand zurückkehrt, sondern wie sie ist in dem zufälligen Zustand
bleibt. Wenn demgemäss der bei diesem empfangenen Symbol S72 gezeigte Streuungszustand
des Phasenwerts, das heißt die Dispersion detektiert wird, wird klar, ob das empfangene
Symbol von der Interferenzwelle beeinflusst ist oder nicht.
Demgemäss wird das vom Multiplizierer 92 erhaltene empfangene
Symbol S72 in das I-Element und Q-Element getrennt, um die Dispersion zu detektieren,
und das I-Element wird der zweiten Absolutwertschaltung 93 und der ersten
Quadratgesetzschaltung 94 zugeführt, während das Q-Element der dritten
Absolutwertschaltung 95 und der zweiten Quadratgesetzschaltung
96 zugeführt wird. Die zweite Absolutwertschaltung 93 erhält durch
Erhalten des Absolutwerts des I-Elements die Amplitude des I-Elements pro Symbol
und gibt das die Amplitude dieses I-Elements anzeigende Signalelement S73 an die
erste Addiererschaltung 97 aus. Die erste Addiererschaltung 97
summiert die Amplitude des I-Elements für einen Schlitz durch Addieren eines einzelnen
Schlitzes des die Amplitude dieses I-Elements anzeigenden Signalelements S73 auf
und gibt das die Summe der Amplituden dieses I-Elements anzeigende Signalelement
S74 an die Berechnungseinheit 98 aus.
Die erste Quadratgesetzschaltung 94 berechnet die Leistung
des I-Elements pro Symbol durch Quadrieren des pro Symbol einzugebenden I-Elements
und gibt das die Leistung des I-Elements pro Symbol anzeigende Signalelement S75
an die zweite Addiererschaltung 99 aus. Die zweite Addiererschaltung
99 summiert die Leistungen des I-Elements für einen einzelnen Schlitz durch
Addieren eines einzelnen Schlitzes dieses die Leistung des I-Elements pro Symbol
anzeigenden Signalelements S75 auf und gibt das die Summe der Leistungen dieses
I-Elements anzeigende Signalelement S76 an die Berechnungseinheit 98 aus.
Ähnlich erhält die dritte Absolutwertschaltung 95, in die
das Q-Element eingegeben wird, die Amplitude des Q-Elements pro Symbol durch Erhalten
des Absolutwerts des Q-Elements und gibt das die Amplitude dieses Q-Elements anzeigende
Signalelement S77 an die dritte Addiererschaltung 100 aus. Die dritte Addiererschaltung
100 summiert die Amplitude des Q-Elements für einen einzelnen Schlitz durch
Addieren eines einzelnen Schlitzes des die Amplitude dieses Q-Elements zeigenden
Signalelements S77 auf und gibt das die Summe der Amplituden dieses Q-Elements anzeigende
Signalelement S78 an die Berechnungseinheit 98 aus.
Die zweite Quadratgesetzschaltung 96 berechnet die Leistung
des Q-Elements pro Symbol durch Quadrieren des Q-Elements pro Symbol und gibt das
die Leistung des Q-Elements pro Symbol anzeigende Signalelement S79 an die vierte
Addiererschaltung 101 aus. Die vierte Addiererschaltung 101 summiert
durch Addieren eines einzelnen Schlitzes des die Leistung des Q-Elements pro Symbol
anzeigenden Signalelements S79 die Leistung des Q-Elements für einen einzelnen Schlitz
auf und gibt das die Summe der Leistung des Q-Elements anzeigende Signalelement
S80 an die Berechnungseinheit 98 aus.
Die Berechnungseinheit 98 erhält ebenso wie sie den Dispersionswert
des I-Elements auf der Basis der Summe der einzugebenden Amplituden des I-Elements
(S74) und der Summe der Leistungen des I-Elements (S76) erhält den Dispersionswert
des Q-Elements auf der Basis der einzugebenden Summe der Amplituden des Q-Elements
(S78) und der Summe der Leistung des Q-Elements (S80) und berechnet den Gewichtskoeffizienten
S81, der den Grad, in welchem der Schlitz durch die Interferenzwelle beeinflusste
wird (das heißt das Signal-zu-Interferenzwelle-Leistungsverhältnis S/I), anzeigt,
auf der Basis der Dispersionswerte des I-Elements und Q-Elements und gibt diesen
an den Multiplizierer 43 aus. In diesem Zusammenhang bedeutet, wenn der
Dispersionswert groß ist, dies, dass der Effekt der Interferenzwelle signifikant
ist, und es wird der kleine Wert als der Gewichtskoeffizient S81 ausgewählt. Der
Multiplizierer 43 bewirkt durch Multiplizieren des vom FIFO-Puffer
42 auszugebenden Symbols S28 mit diesem Gewichtskoeffizienten S81, dass
das Signal-zu-Interferenzwelle-Leistungsverhältnis S/I des Schlitzes zur Amplitude
des empfangenen Symbols S28 reflektiert wird. Infolgedessen kann im Fall dieser
Ausführungsform die Zuverlässigkeit des Schlitzes auf der Basis des Effekts der
Interferenzwelle zur Amplitude des empfangenen Symbols S28 reflektiert werden.
Hier ist der Aufbau der Berechnungseinheit 98 in der
19 gezeigt. Wie in dieser 19
gezeigt wird bei dieser Berechnungseinheit 98 das Quadrat der Amplitude
des I-Elements durch Eingeben des die Amplitude des I-Elements anzeigenden Signalelements
S74 in die dritte Quadratgesetzschaltung 102 erhalten, und durch Eingeben
des die Leistung des I-Elements anzeigenden Signalelements S76 in die N-fach-Schaltung
103 wird die Leistung des I-Elements um das Symboleanzahlfache erhöht.
Die resultierende quadrierte Amplitude des I-Elements und die um die symboleanzahlfach
erhöhte Leistung des I-Elements wird jeweils dem Subtrahierer 104 zugeführt,
und die quadrierte Amplitude des I-Elements wird vom Symboleanzahlfachen der Leistung
des I-Elements subtrahiert, und der Dispersionswert des I-Elements wird berechnet.
Das den Dispersionswert des I-Elements anzeigende Signalelement S83 wird zur nachfolgenden
Berechnungsschaltung 105 übertragen.
Außerdem wird in die Berechnungseinheit 98 ebenso wie in
sie das die Amplitude des Q-Elements anzeigende Signalelement S78 eingegeben und
das Quadrat der Amplitude des Q-Elements erhalten wird, das die Leistung des Q-Elements
anzeigende Signalelement S80 in die N-fach-Schaltung 107 eingegeben und
die Leistung des Q-Elements um das Symboleanzahlfache erhöht. Die resultierende
quadrierte Amplitude des Q-Elements und die symboleanzahlfache Leistung des Q-Elements
wird jeweils dem Subtrahierer 108 zugeführt, und der Dispersionswert des
Q-Elements kann durch Subtrahieren der resultierenden quadrierten Amplitude von
der symboleanzahlfachen Leistung des Q-Elements berechnet werden. Dieses den Dispersionswert
des Q-Elements anzeigende Signalelement S84 wird zur folgenden Berechnungsschaltung
105 übertragen.
Die Berechnungsschaltung 105 spezifiziert Dispersionswerte
des eingegebenen I-Elements und Q-Elements in der Gewichtskoeffizienten-Berechnungstabelle
109 als einen Parameter zur Tabellarisierung. Eine die Beziehung zwischen
dem Dispersionswert des I-Elements und dem Dispersionswert des Q-Elements und korrespondierenden
Gewichtskoeffizienten (das heißt der das Signal-zu-Interferenzwelle-Leistungsverhältnis
S/I des Schlitzes anzeigende Koeffizient und der Koeffizient des auf der Messung
basierenden Wertes) ist in der Gewichtskoeffizienten-Berechnungstabelle
109 gespeichert, und die Berechnungseinheit 105 liest den mit
dem spezifizierten Dispersionswert des I-Elements und dem Dispersionswert des Q-Elements
korrespondierenden Gewichtskoeffizienten aus und gibt den so gelesenen Gewichtskoeffizienten
aus der Gewichtskoeffizienten-Berechnungstabelle 109 an den Multiplizierer
43 als den Gewichtskoeffizienten S81 aus. Bei dieser Anordnung wird beim
Multiplizierer 43 das Signal-zu-Interferenzwell-Leistungsverhältnis S/I
des Schlitzes zur Amplitude des empfangenen Symbols S28 reflektiert, und die Zuverlässigkeit
des Schlitzes kann reflektiert werden.
Gemäß dem vorhergehenden Aufbau wird in der Decodierungsschaltung
90 gemäß der vierten Ausführungsform das empfangene Symbol S28 durch die
Absolutwertschaltung 91 in der komplexen Ebene in den oberen rechten Quadranten
transformiert, und die Phase des transformierten empfangenen Symbols S70 wird vom
Multiplizierer 92 um &pgr;/4 verschoben. Dann werden, nachdem dieses phasentransformierte
empfangene Symbol S72 in das I-Element und Q-Element separiert ist, die Summe der
Amplituden des I-Elements für einen einzelnen Schlitz (S74) und die Summe der Leistungen
des I-Elements für einen einzelnen Schlitz (S76) und die Summe der Amplituden des
Q-Elements für einen einzelnen Schlitz (S78) und die Summe der Leistungen des Q-Elements
für einen einzelnen Schlitz (S80) erhalten. Und dann werden auf der Basis dieser
Berechnungsresultate (S74, S76, S78 und S80) der Dispersionswert des I-Elements
und der Dispersionswert des Q-Elements erhalten, und auf der Basis dieser wird der
das Signal-zu-Interferenzwelle-Leistungsverhältnisses S/I des Schlitzes anzeigende
Gewichtskoeffizient S81 erhalten, und dieser wird mit dem empfangenen Symbol S28
multipliziert. Durch Durchführung dieser Verarbeitung pro Schlitz wird das Signal-zu-Interferenzwelle-Leistungsverhältnis
S/I zur Amplitude des empfangenen Symbols S28 reflektiert und wird das empfangene
Symbol S29 gebildet, das die Zuverlässigkeit des Schlitzes reflektierte. Wenn ein
solches empfangenes Symbol S29, das die Zuverlässigkeit des Schlitzes reflektierte,
in die Viterbi-Decodierungsschaltung 16 der nachfolgenden Schrittes eingegeben
wird, kann die Maximumwahrscheinlichkeitsfolgeschätzung beim Addieren der Zuverlässigkeit
des Schlitzes in der Viterbi-Decodierungsschaltung 16 durchgeführt werden,
und können die empfangenen Daten S32 mit höherer Genauigkeit wiederhergestellt werden.
Gemäß dem vorhergehenden Aufbau werden, da nach Durchführung der &pgr;/4-Phasenverschiebung
des empfangenen Symbols S70, das in der komplexen Ebene in den oberen rechten Quadranten
transformiert wird, die Dispersionswerte des I-Elements und Q-Elements von diesem
in der Phase umgesetzten empfangenen Symbol S72 erhalten werden und auf der Basis
der Dispersionswerte des I-Elements und Q-Elements der das Signal-zu-Interferenzwelle-Leistungverhältnis
S/I des Schlitzes anzeigende Gewichtskoeffizient S81 berechnet und mit dem empfangenen
Symbol S28 multipliziert wird, kann auf der Basis der Interferenzwelle die Zuverlässigkeit
des Schlitzes zum empfangenen Symbol S28 reflektiert werden. Wenn infolgedessen
das empfangene Symbol S29, das die Zuverlässigkeit des Schlitzes auf der Basis der
Interferenzwelle reflektierte, der Viterbi-Decodierungsschaltung 16 zugeführt
wird, kann die Maximumwahrscheinlichkeitsfolgeschätzung beim Addieren der Zuverlässigkeit
jedes Schlitzes selbst unter den Umständen durchgeführt werden, bei denen Interferenzwellen
existieren, und dadurch können die empfangenen Daten S32 mit höherer
Genauigkeit wiederhergestellt werden.
(5) Die fünfte Ausführungsform
In 20, in der mit der 16
korrespondierenden Teilen die gleichen Bezugszeichen gegeben sind, zeigt
110 generell eine Demodulationsschaltung gemäß der fünften Ausführungsform.
Im Fall dieser Ausführungsform wird das durch die Phasentransformationsverarbeitung
des Multiplizierers 92 gebildete empfangene Symbol S72 nicht in das I-Element
und Q-Element separiert, sondern das empfangene Symbol S72 wird durch die Polarkoordinatentransformation
in ein Amplitudenelement r und Phasenelement &thgr; umgeändert, und der Gewichtskoeffizient
wird auf der Basis dieser berechnet.
Zunächst wird in der Gewichtskoeffizienten-Berechnungseinheit
121 das vom Multiplizierer 92 erhaltene und in der Phase um &pgr;/4
verschobene empfangene Symbol S72 in die Polarkoordinaten-Transformationsschaltung
111 gegeben. Die Polarkoordinaten-Transformationsschaltung 111,
welche die Polarkoordinatentransformation auf das empfangene Symbol S72 anwendet,
extrahiert das Amplitudenelement r des empfangenen Symbols S72 und das Phasenelement
&thgr; in der komplexen Ebene pro Symbol und gibt das Amplitudenelement r an die
zweiten Absolutwertschaltung 112 und die erste Quadratgesetzschaltung
113 aus und gibt das Phasenelement &thgr; an die dritte Absolutwertschaltung
116 und die zweite Quadratgesetzschaltung 115 aus.
Die zweite Absolutwertschaltung 112 erhält den Absolutwert
des Amplitudenelements r und gibt diesen an die erste Addiererschaltung
116 aus. Die erste Addiererschaltung 116 erhält die Summe des
Amplitudenelements r für einen einzelnen Schlitz durch Addieren eines einzelnen
Schlitzes des Absolutwerts des Amplitudenelements r und gibt das die Summe des Amplitudenelements
r für einen einzelnen Schlitz anzeigende Signalelement S90 an die Berechnungseinheit
117 aus. Die erste Quadratgesetzschaltung 113 berechnet das Leistungselement
durch Quadrieren des Amplitudenelements r pro Symbol und gibt dieses an die zweite
Addiererschaltung 118 aus. Die zweite Addiererschaltung 118 erhält
die Summe der Leistung für einen einzelnen Schlitz durch Addieren eines einzelnen
Schlitzes des Leistungselements und gibt das die Summe der Leistung für einen einzelnen
Schlitz anzeigende Signalelement S91 an die Berechnungseinheit 117 aus.
Andererseits erhält die dritte Absolutwertschaltung 114 den
Absolutwert des Phasenelements &thgr; und gibt diesen an die dritte Addiererschaltung
119 aus. Die dritte Addiererschaltung 119 erhält die Summe des
Phasenelements &thgr; für einen einzelnen Schlitz durch Addieren eines einzelnen
Schlitzes des Phasenelements &thgr; und gibt das die Summe des Phasenelements &thgr;
für einen einzelnen Schlitz anzeigende Signalelement S92 an die Berechnungseinheit
117 aus. Die zweite Quadratgesetzschaltung 115 quadriert das Phasenelement
&thgr; pro Symbol und gibt die quadrierte Resultierende an die vierte Addiererschaltung
120 aus. Die vierte Addiererschaltung 120 addiert die quadrierte
Resultierende des Phasenelements &thgr; für einen einzelnen Schlitz und gibt das
die Summe dieser quadrierten Resultierenden für einen einzelnen Schlitz anzeigende
Signalelement S93 an die Berechnungseinheit 117 aus.
Die Berechnungseinheit 117 erhält ebenso wie sie den Dispersionswert
der Amplitudenelemente r auf der Basis der Summe der Amplitudenelemente r (S90)
und der Summe der quadrierten Amplitudenelemente r (S91) erhält, den Dispersionswert
des Phasenelements &thgr; auf der Basis der Summe der Phasenelemente &thgr; (S92)
und der Summe der quadrierten Phasenelemente &thgr; (S93) und tabellarisiert den
Gewichtskoeffizienten auf der Basis des Dispersionswertes dieses Amplitudenelements
r und des Dispersionswerts des Phasenelements &thgr; und gibt diesen an den Multiplizierer
43 als den Gewichtskoeffizienten S94. In diesem Zusammenhang weist auch
im Fall dieser Ausführungsform die Berechnungseinheit 117 eine Gewichtskoeffizienten-Berechnungstabelle
auf, die aus einer die Relation zwischen dem Dispersionswert des Amplitudenelements
r und dem Dispersionswert des Phasenelements &thgr; und dem korrespondierenden Gewichtskoeffizienten
(das heißt dem Koeffizienten zum Anzeigen des Signal-zu-Interferenzwelle-Leistungsverhältnisses
S/I eines Schlitzes) anzeigenden Tabelle besteht, und berechnet den gewünschten
Gewichtskoeffizienten S94 durch Tabellarisierung der Gewichtskoeffizienten-Berechnungstabelle
auf der Basis des Dispersionswertes des Amplitudenelements r und des Dispersionswerts
des Phasenelements &thgr;.
Gemäß dem vorhergehenden Aufbau werden in der Demodulationsschaltung
110 das Amplitudenelement r und das Phasenelement &thgr; durch die Polarkoordinatentransformation
des empfangenen Symbols S72 extrahiert und die Dispersionswerte des Amplitudenelements
r und Phasenelements &thgr; erhalten. Auf der Basis der Dispersionswerte dieses
Amplitudenelements r und des Phasenelements wird der das Signal-zu-Interferenzwelle-Leistungsverhältnis
S/I eines Schlitzes anzeigende Gewichtskoeffizient S94 berechnet, und dieser wird
mit dem empfangenen Symbol S28 multipliziert. Durch Durchführung dieser Verarbeitung
pro Schlitz wird das Signal-zu-Interferenzwelle-Leistungsverhältnis S/I zur Amplitude
des empfangenen Symbols S28 reflektiert und das empfangene Symbol S29 gebildet,
das die Zuverlässigkeit eines Schlitz reflektierte. Wenn ein solches empfangenes
Symbol S29, das die Zuverlässigkeit eines Schlitzes reflektierte, in die Viterbi-Decodierungsschaltung
16 der späteren Stufe eingegeben wird, kann die Viterbi-Decodierungsschaltung
16 die Maximumwahrscheinlichkeitsfolgeschätzung beim Addieren der Zuverlässigkeit
jedes Schlitzes ausführen, und die empfangenen Daten S32 können mit höherer Genauigkeit
decodiert werden.
In diesem Zusammenhang können im Fall dieser Ausführungsform, da die
Dispersionswerte nach dem Durchführen der Polarkoordinatentransformation am empfangenen
Symbol S72 und Extrahieren des Amplitudenelements r und des Phasenelements &thgr;
erhalten werden, die Dispersionswerte genauer als im Fall der vierten Ausführungsform
detektiert werden. Demgemäss kann gemäß dieser Ausführungsform der Grad des Einflusses
der Interferenzwelle präziser detektiert werden, und die Zuverlässigkeit kann bezüglich
des empfangenen Symbols S28 präziser reflektiert werden.
Gemäß dem vorhergehenden Aufbau kann, da das empfangene Symbol S72
polarkoordinatentransformiert wird und das Amplitudenelement r und das Phasenelement
&thgr; extrahiert werden und ebenso wie der Dispersionswert des Phasenelements &thgr;
erhalten wird der Dispersionswert des Amplitudenelements r erhalten wird und auf
der Basis dieser beim Berechnen des das Signal-zu-Interferenzwelle-Leistungsverhältnis
S/I des Schlitzes anzeigenden Gewichtskoeffizienten S94 dieser mit dem empfangenen
Symbol S28 multipliziert wird, auf der Basis der Interferenzwelle die Zuverlässigkeit
des Schlitzes zum empfangenen Symbol S28 reflektiert werden. Dadurch kann, wenn
das empfangenes Symbol S29, das die Zuverlässigkeit eines Schlitzes auf der Basis
der Interferenzwelle reflektierte, der Viterbi-Decodierungsschaltung 16
zugeführt wird, selbst unter den Umständen, in denen Interferenzwellen vorhanden
sind, die Maximumwahrscheinlichkeitsfolgeschätzung beim Addieren der Zuverlässigkeit
jedes Schlitzes durchgeführt werden, und können die empfangenen Daten S32 mit weiter
verbesserter Genauigkeit wiederhergestellt werden.
(6) Die sechse Ausführungsform
In 21, in der mit den 8
und 16 korrespondierende Teile mit den gleichen
Bezugszeichen bezeichnet sind, zeigt 130 generell eine Demodulationsschaltung
gemäß der sechsten Ausführungsform. Im Fall dieser Ausführungsform wird der Gewichtskoeffizient
durch Benutzung je einer der Gewichtskoeffizienten-Berechnungseinheiten
52, 59 oder 60, die in der ersten, zweiten oder dritten
Ausführungsform gezeigt sind, kombiniert mit der Gewichtskoeffizienten-Berechnungseinheit
89, die bei der vierten Ausführungsform gezeigt ist, berechnet. Eine solche
Demodulationsschaltung 130 wird unter den Umständen, bei denen sowohl Rauschen
als auch eine Interferenzwelle existiert, und den Umständen, in denen eine starke
einzelne Interferenzwelle plötzlich auftritt, wenngleich normalerweise die Interferenzwelle
Rauschen wird, geeignet angewendet.
Zunächst wird bei dieser Demodulationsschaltung 130 das empfangene
Signal S27 dem Multiplizierer 40 und der Verzögerungsschaltung
41, welche die DQPSK-Demodulationsschaltung aufweist, zugeführt. Der Multiplizierer
40 empfängt das empfangene Signal S35, das von der Verzögerungsschaltung
41 übertragen und um ein einzelnes Symbol verzögert wird, und extrahiert
durch Komplexmultiplizieren der konjugierten Werte des dem empfangenen Signal S35
vorhergehenden einen einzelnen Symbols und des eingegebenen empfangenen Signals
S27 das empfangene Symbol S28 aus dem empfangenen Signal S27. Jedoch ist das durch
diese Multiplikationsverarbeitung auszugebende empfangene Symbol S28 die QPSK-modulierte
Symbolinformation. Dieses empfangene Symbol S28 wird dem nachfolgenden FIFO-Puffer
42 zugeführt und sukzessive gespeichert. Der FIFO-Speicher hält das empfangene
Symbol S28 bis es für einen einzelnen Schlitz gespeichert ist, und wenn ein einzelner
Schlitz eines empfangenen Symbols S28 gespeichert ist, gibt er das empfangene Symbol
S28 an den folgenden Multiplizierer 43 aus.
Außerdem wird das vom Multiplizierer 40 ausgegebene empfangene
Symbol S28 der ersten Gewichtskoeffizienten-Berechnungseinheit 52 und auch
der zweiten Gewichtskoeffizienten-Berechnungseinheit 89 zugeführt. Wenn
hier die Gewichtskoeffizienten-Berechnungseinheit 52 gemäß der ersten Ausführungsform
als die erste Gewichtskoeffizienten-Berechnungseinheit benutzt ist, so kann die
Gewichtskoeffizienten-Berechnungseinheit 59 oder 69 gemäß der
zweiten oder der dritten Ausführungsform benutzt werden. Auch ist die zweite Gewichtskoeffizienten-Berechnungseinheit
die Gewichtskoeffizienten-Berechnungseinheit 89 gemäß der vierten Ausführungsform.
Die erste Gewichtskoeffizienten-Berechnungseinheit 52 bildet
wie bei der ersten Ausführungsform eine Kopie des empfangenen Signals S37 durch
temporäres Bestätigen des empfangenen Symbols S28 und erhält die Rauschleistung
S40 entsprechend der Differenz zwischen dem empfangenen Kopiesignal S37 und dem
empfangenen originalen Signal S27. Dann berechnet die erste Gewichtskoeffizienten-Berechnungseinheit
52, die auf der Basis der Rauschleistung S40 und Signalleistung S42 des
empfangenen Signals S27 tabellarisiert, den das Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis
S/N eines Schlitzes anzeigenden Gewichtskoeffizienten S43 und gibt diesen an die
dritte Gewichtskoeffizienten-Berechnungseinheit 131 aus.
Andererseits verschiebt die zweite Gewichtskoeffizienten-Berechnungseinheit
89 wie im Fall der vierten Ausführungsform nach Transformieren des empfangenen
Symbols S28 in der komplexen Ebene in den oberen rechten Quadranten die Phase &pgr;/4
und bildet das empfangene Symbol S72, dessen Phasenzustand in der komplexen Ebene
um die Q-Achse zentriert ist. Die zweite Gewichtskoeffizienten-Berechnungseinheit
89 extrahiert aus diesem empfangenen Symbol S72 das I-Element und Q-Element
und berechnet den Dispersionswert des I-Elements und den Dispersionswert des Q-Elements,
und sie berechnet auf der Basis dieser, und indem sie ihn tabellarisiert, den das
Signal-zu-Interferenzwelle-Leistungsverhältnis S/I des Schlitzes anzeigenden Gewichtskoeffizienten
S81 und gibt diesen an die dritte Gewichtskoeffizienten-Berechnungseinheit
131 aus.
Die dritte Gewichtskoeffizienten-Berechnungseinheit 131 berechnet
auf der Basis des Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnisses S/N eines Schlitzes,
das der Gewichtskoeffizient S43 anzeigt, und des Signal-zu-Interferenzwelle-Leistungverhältnisses
S/I, das der Gewichtskoeffizient S81 anzeigt, den Gewichtskoeffizienten, der das
Signal-zu-Interferenzrauschen-Leistungverhältnis S/(I + N) und bei dem beide Elemente
kombiniert sind, anzeigt, und gibt diesen an den Multiplizierer 43 als
einen neuen Gewichtskoeffizienten S100 aus. Infolgedessen bewirkt der Multiplizierer
43 durch Multiplizieren des zwei Elemente enthaltenden Gewichtskoeffizienten
S100 mit dem empfangenen Symbol S28, dass das Signal-zu-Interferenzrauschen-Leistungsverhältnis
S/(I + N) zur Amplitude des empfangenen Symbols S28 reflektiert wird, und bildet
durch Berücksichtigung beider Elemente das empfangene Symbol S29, das die Zuverlässigkeit
eines Schlitzes reflektierte.
In der dritten Gewichtskoeffizienten-Berechnungseinheit
131 wird im Fall der Berechnung des das Signal-zu-Interferenzrauschen-Leistungverhältnis
S/(I + N) anzeigenden Gewichtskoeffizienten S100 auf der Basis zweier Gewichtskoeffizientenwerte
S43 und S81 eine Tabellarisierung durchgeführt, und demgemäss wird der Gewichtskoeffizient
S100 erhalten. Insbesondere wenn der Wert des Gewichtskoeffizienten S43 gleich L
und der Wert des Gewichtskoeffizienten S81 gleich M ist und eine Tabelle, die auf
der Basis dieser Werte L und M tabellarisieren kann, im Voraus wie beispielsweise
in 22 gezeigt präpariert wird, wird durch Eingabe der
Werte L und M in diese Tabelle der korrespondierende Gewichtskoeffizient S100 berechnet.
Wenn beispielsweise der Wert L des Gewichtskoeffizienten S43 gleich „1" ist
und der Wert M des Gewichtskoeffizienten S81 gleich „5" ist, wird der den
Wert EA aufweisende Gewichtskoeffizient berechnet. Die in 22
gezeigten Werte AA bis HH sind geschätzte Werte des Signal-zu-Interferenzauschen-Leistungsverhältnisses
S/(I + N), die durch jeweilige Messungen im Voraus erhalten werden.
Gemäß dem vorhergehenden Aufbau wird, da auf der Basis des das Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis
S/N eines Schlitzes anzeigenden Gewichtskoeffizienten S43, der von der ersten Gewichtskoeffizienten-Berechnungseinheit
52 berechnet wird, und des das Signal-zu-Interferenzwelle-Leistungsverhältnis
S/I eines Schlitzes anzeigenden Gewichtskoeffizienten S81, der von der zweiten Gewichtskoeffizienten-Berechnungseinheit
89 berechnet wird, der Gewichtskoeffizient S100 zum Anzeigen des Signal-zu-Interferenzrauschen-Leistungsverhältnisses
S/(I + N), bei dem beide Elemente kombiniert sind, berechnet und mit dem empfangenen
Symbol S28 multipliziert wird, die Zuverlässigkeit des Schlitzes korrekt berechnet
und unter den Umständen, in denen sowohl Rauschen als auch eine Interferenzwelle
existiert, zum empfangenen Symbol S28 reflektiert. Infolgedessen können die empfangenen
Daten selbst in der Viterbi-Decodierungsschaltung 16 mit höherer Genauigkeit
wiederhergestellt werden.
(7) Die siebte Ausführungsform
In 23, bei der mit der 8
korrespondierenden Teilen die gleichen Bezugszeichen gegeben sind, zeigt
140 eine Demodulationsschaltung gemäß der siebten Ausführungsform. Auch
im Fall dieser Ausführungsform wird der Gewichtskoeffizient unter Berücksichtigung
des Rauschelements und Interferenzelements, die gerade wie im Fall der sechsten
Ausführungsform im empfangenen Signal S27 enthalten sind, berechnet.
Zunächst wird bei dieser Demodulationsschaltung 140 das empfangene
Signal S27 dem Multiplizierer 40 und der Verzögerungsschaltung
41, welche die DQPSK-Demodulationsschaltung aufweist, zugeführt. Der Multiplizierer
40 empfängt das von der Verzögerungsschaltung 41 übertragene,
um ein einzelnes Symbol verzögerte empfangene Signal S35 und extrahiert durch Komplexmultiplizieren
des konjugierten Wertes des dem empfangenen Signal S35 vorhergehenden einen einzelnen
Symbols mit dem eingegebenen empfangenen Signal S27 das empfangene Symbol S28 aus
dem empfangenen Signal S27. Vorausgesetzt, dass das durch diese Multiplikationsverarbeitung
auszugebende empfangene Symbol S28 die QPSK-modulierte Symbolinformation ist, wird
dieses empfangene Symbol S28 dem folgenden FIFO-Puffer 42 zugeführt und
sukzessive gespeichert. Der FIFO-Puffer 42 hält das empfangene Symbol S28
bis er es für einen einzelnen Schlitz speichert, und wenn der Schlitz des empfangenen
Symbols S28 gespeichert ist, gibt er das empfangene Symbol S28 an den folgenden
Multiplizierer 43 aus.
Außerdem wird das vom Multiplizierer 40 ausgegebene empfangene
Symbol S28 der Temporärentscheidungsschaltung 44 zugeführt, welche die Gewichtskoeffizienten-Berechnungseinheit
141 aufweist. Diese Temporärentscheidungsschaltung 44 ist eine
Schaltung zur temporären Bestimmung, in welchem Phasenzustand von vier Phasenzuständen
des QPSK sich das empfangene Symbol S28 befindet, und gibt ein komplexes Signal
S36, dessen Amplitude den temporär bestimmten Phasenzustand von „1" zeigt,
an den Multiplizierer 45 und den Multiplizierer 142 aus.
Das um ein einzelnes Symbol verzögerte und von der Verzögerungsschaltung
41 zu sendende empfangene Signal S35 wird dem Multiplizierer
45 zugeführt, und dieser Multiplizierer 45, der das komplexe Signal
aus der Temporärentscheidungsschaltung 44 auf der Basis des temporären
Entscheidungsresultats mit dem um ein einzelnes Symbol verzögerten empfangenen Signal
S35 multipliziert, bildet das DQPSK-modulierte Signal, das heißt das wiedergegebene
empfangene Signal S27, das ein empfangenes Kopiesignal S37 ist, und gibt dieses
an den Subtrahierer 46 aus.
Auch das originale empfangene Signal S27 wird dem Subtrahierer
46 zugeführt, und der Subtrahierer 46 subtrahiert das empfangene
Kopiesignal S37 vom originalen empfangenen Signal S27 und gibt das Signalelement
S38, welches das Subtraktionresultat anzeigt, an die erste Quadratgesetzschaltung
47 aus. In diesem Fall wird, wenn das Entscheidungsresultat der Temporärentscheidungsschaltung
44 korrekt ist, dieses Signalelement S38 das Signal, in welchem das im
empfangenen Signal S27 enthaltene Rauschelement, wenn die temporäre Entscheidung
getroffen wird, und das Rauschelement, das in dem einzelnen Symbol, das dem empfangenen
Signal S27 vorhergeht, enthalten ist, kombiniert sind.
Die erste Quadratgesetzschaltung 47 erhält die Leistung des
Rauschelements pro Symbol durch Quadrieren der Amplitude des Signalelements S38
pro Symbol und gibt die Rauschleistung S39 an die erste Addiererschaltung
48 aus. Die erste Addiererschaltung 48 erhält die Rauschleistung
S40 für einen einzelnen Schlitz durch Addieren der Rauschleistung S39 und gibt diese
an die 1/2-Schaltung 143 aus. Wie oben beschrieben halbiert die 1/2-Schaltung
143, da diese Rauschleistung S40 aus der Summe der Rauschleistung S39 für
zwei Symbole gebildet ist, diese Rauschleistung S40 und gibt die resultierende Rauschleistung
S110 an den Subtrahierer 144 und den Dividierer 145 aus.
Das empfangene Signal S27 wird auch der zweiten Quadratgesetzschaltung
50 zugeführt. Diese zweite Quadratgesetzschaltung 50 erhält die
Leistung des empfangenen Signals S27 pro Symbol durch Quadrieren der Amplitude dieses
empfangenen Signals S27 und gibt die Signalleistung S41 an die zweite Addiererschaltung
51 aus. Die zweite Addiererschaltung 51 erhält die Signalleistung
S42 für einen einzelnen Schlitz durch Addieren dieser Signalleistung S41 und gibt
diese an den Subtrahierer 144 aus. In diesem Zusammenhang zeigt diese Signalleistung
S42 die Signalleistung des empfangenen Signals S27 an und ist die Signalleistung,
in der die tatsächliche Leistung eines Signalelements und die Leistung eines Rauschelements
kombiniert sind.
Der Subtrahierer 144 erhält eine reine Signalleistung S111,
aus dem die Rauschleistung durch Subtrahieren der Rauschleistung S110 von der Signalleistung
42 eliminiert ist, und gibt diese an den Dividierer 145 aus. Dann
berechnet der Dividierer 145 das Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis
S/N des Schlitzes durch Dividieren dieser Signalleistung S111 durch die Rauschleistung
S110 und gibt dieses an den Auswahlschalter 147 und den Komparator
148 aus, das später als der Gewichtskoeffizient S112 beschrieben wird.
Im Auswahlschalter 147 wird dieser Gewichtskoeffizient S112
dem ersten Eingangsanschluss zugeführt, während der Gewichtskoeffizient S130, der
den Wert „0" aufweist, dem zweiten Eingangsanschluss zugeführt wird. Dieser
Auswahlschalter 147 wählt generell den Gewichtskoeffizienten S112 aus und
gibt ihn an den Multiplizierer 43 aus, jedoch wenn das Steuersignal S128
vom Komparator 148 ausgesendet wird, wählt er den Gewichtskoeffizienten
S130 aus und gibt ihn anstelle des Gewichtskoeffizienten S112 aus. Der Multiplizierer
43 multipliziert den vom Auswahlschalter 147 auszusendenden Gewichtskoeffizienten
S112 oder S130 mit dem vom FIFO-Puffer 42 auszugebenden empfangenen Symbol
S28. Infolgedessen kann das empfangene Symbol S29 gebildet werden, das die Zuverlässigkeit
eines Schlitzes reflektierte.
In diesem Zusammenhang wird die von der zweiten Addiererschaltung
51 gebildete Signalleistung S42 auch der 1/N-Schaltung 146 zugeführt.
Diese 1/N-Schaltung 146 berechnet die Signalleistung S113 pro einem einzelnen
Symbol durch Dividieren der Signalleistung S42 durch die Anzahl von Symbolen eines
einzelnen Schlitzes und gibt diese an eine Reziprokberechnungsschaltung
149 aus. Die Reziprokberechnungsschaltung 149 berechnet den reziproken
Wert S114 dieser Signalleistung S113 und gibt diesen an den Multiplizierer
150 aus. Dieser Multiplizierer 150 normiert durch Multiplizieren
jedes Symbols des empfangenen Symbols S29 mit dem reziproken Wert S114 die Leistung
jedes Symbols des empfangenen Symbols S29. Infolgedessen kann selbst in dem Fall,
dass die Leistung jedes Schlitzes selbst in der Empfangsschaltung 31 nicht
vollständig gemacht werden kann, die Leistung jedes Schlitzes durch die Normierung
gleich gemacht werden und die Streuung der Leistung pro Schlitz kann eliminiert
werden. In diesem Zusammenhang ist der Grund des Ausgleichens
der Leistung jedes Schlitzes der, dass, wenn die Leistung Schlitz um Schlitz streut,
es nicht klar ist, ob der niedrige Signalpegel durch die schlechte Zuverlässigkeit
eines Schlitzes oder durch die niedrige elektrische Leistung verursacht wird, und
die empfangenen Daten 32 in der Viterbi-Decodierungsschaltung
16 der späteren Stufe nicht wiederhergestellt werden können.
Andererseits wird in den Multiplizierer 142, in den das komplexe
Signal S36 eingegeben wird, auch das empfangene Symbol S28 eingegeben. Dieser Multiplizierer
142 bildet durch Komplexmultiplizieren des konjugierten Wertes des die
Phase des empfangenen Symbols S28 anzeigenden komplexen Signals S36 mit dem empfangenen
Symbol S28 das empfangene Symbol S115, bei dem die Phase des empfangenen Symbols
S28 verschoben ist. Wenn das empfangene Symbol S28 nicht durch die Interferenzwelle
beeinflusst wird, existiert, wie in 24 gezeigt, jedes
Symbol dieses empfangenen Signals 115 bei der Position, bei der die Phase
in der komplexen Ebene null ist, wobei das Q-Element „0" wird und das I-Element
der feste Wert z.B. auf der I-Achse wird. Andererseits existiert, wenn das empfangene
Symbol S28 wie in der 25 gezeigt von der Interferenzwelle
beeinflusst wird, jedes Symbol des empfangenen Symbols S115 nicht notwendigerweise
auf der I-Achse, sondern existiert zufällig streuend in dem um die I-Achse zentrierten
&pgr;/4-Bereich. Demgemäss kann, wenn der Grad einer Streuung von durch das empfangene
Symbol S115 angezeigten Phasenwerten, das heißt eine Dispersion detektiert wird,
das Signal-zu-Interferenzwelle-Leistungsverhältnis S/I gefunden werden. Demgemäss
wird dieses empfangene Symbol S115, nachdem es in das I-Element und Q-Element separiert
ist, der folgenden Schaltung zur Berechnung des Signal-zu-Interferenzwelle-Leistungsverhältnisses
S/I zugeführt.
Zuallererst wird das I-Element des empfangene Symbols S115 der dritten
Quadratgesetzschaltung 151 und der dritten Addiererschaltung
152 zugeführt. Die dritte Quadratgesetzschaltung 151 erhält die
Leistung des I-Elements jedes Symbols durch Quadrieren der Amplitude des I-Elements
pro Symbol und gibt das die Leistung des I-Elements jedes Symbols anzeigende Signalelement
S116 an die vierte Addiererschaltung 153 aus. Die vierte Addiererschaltung
153 berechnet die Leistung des I-Elements für einen einzelnen Schlitz durch
Addieren eines einzelnen Schlitzes des Signalelements S116 und gibt das die Leistung
des I-Elements für einen einzelnen Schlitz anzeigende Signalelement S117 an den
Subtrahierer 154 aus.
Andererseits erhält die dritte Addiererschaltung 152 den
addierten Wert der Amplitude des I-Elements durch Addieren der Amplitude des I-Elements
für einen einzelnen Schlitz und gibt ein diesen addierten Wert anzeigendes Signalelement
S118 an die vierte Quadratgesetzschaltung 155 aus. Die vierte Quadratgesetzschaltung
155, die dieses Signalelement S118 quadriert, erhält den quadrierten Wert
der Amplitude des I-Elements und gibt ein diesen quadrierten Wert anzeigendes Signalelement
S119 an die 1/N-Schaltung 156 aus. Die 1/N-Schaltung 156 dividiert
dieses Signalelement S119 durch die Anzahl von Symbolen eines einzelnen Schlitzes
und gibt ein das dividierte Resultat anzeigendes Signalelement S120 an den Subtrahierer
154 aus. Dann kann im Subtrahierer 154 durch Subtrahieren des
Signalelements S120 vom Signalelement S117 der Dispersionswert des I-Elements erhalten
werden. Das den Dispersionswert anzeigende Signalelement S121 dieses I-Elements
wird von der nachfolgenden Fünffachschaltung 157 fünffach erhöht und einem
Komparator 148 zugeführt.
Andererseits wird das Q-Element des empfangenen Symbols S115 in die
fünfte Quadratgesetzschaltung 158 und die fünfte Addiererschaltung
159 eingegeben. Die fünfte Quadratgesetzschaltung 158 erhält durch
Quadrieren der Amplitude des Q-Elements pro Symbol die Leistung des Q-Elements jedes
Symbols und gibt ein die Leistung des Q-Elements jedes Symbols anzeigendes Signalelement
S122 an die fünfte Addiererschaltung 160 aus. Die fünfte Addiererschaltung
160 berechnet einen einzelnen Schlitz der Leistung des Q-Elements durch
Addieren eines einzelnen Schlitzes dieses Signalelements S122 und gibt ein die Leistung
des Q-Elements für einen einzelnen Schlitz anzeigendes Signalelement S123 an einen
Subtrahierer 161 aus.
Die fünfte Addiererschaltung 159 erhält den addierten Wert
der Amplitude des Q-Elements durch Addieren eines einzelnen Schlitzes der Amplitude
des Q-Elements jedes Symbols und gibt ein diesen addierten Wert anzeigendes Signalelement
S124 an die sechste Quadratgesetzschaltung 162 aus. Die sechste Quadratgesetzschaltung
162 erhält den quadrierten Wert der Amplitude des Q-Elements durch Quadrieren
dieses Signalelements S124 und gibt ein diesen quadrierten Wert anzeigendes Signalelement
S125 an die 1/N-Schaltung 163 aus. Die 1/N-Schaltung 163 dividiert
dieses Signalelement S125 durch die Anzahl der Symbole eines einzelnen Schlitzes
und gibt ein sein Resultat anzeigendes Signalelement S126 an einen Subtrahierer
161 aus. Infolgedessen wird im Subtrahierer 161 der Dispersionswert
des Q-Elements durch Subtrahieren des Signalelements S126 vom Signalelement S123
erhalten. Das den Dispersionswert dieses Q-Elements anzeigende Signalelement S127
wird zum Komparator 148 übertragen.
Der Komparator 148 stellt auf der Basis des Signalelements
S121 und des Signalelements S127 fest, ob der Dispersionswert des Q-Elements mehr als
das 5fache des Dispersionswerts des I-Elements ist oder nicht. Wenn der Dispersionswert
des Q-Elements größer wird und das I-Element überschreitet, stellt er fest, dass
das Signal-zu-Interferenzwelle-Leistungsverhältnis S/I niedriger als 10 [dB] ist
und gibt an einen Auswahlschalter 147 ein Steuersignal S128 aus. Wenn infolgedessen
das empfangene Signal S27 durch starke Interferenzwellen beeinflusst wird, erniedrigt
er die Zuverlässigkeit des empfangenen Symbols S28 durch Ausgeben des den Wert „0"
aufweisenden Gewichtskoeffizienten S130, und die Tatsache, dass das empfangene Signal
S27 durch starke Interferenzwellen beeinflusst ist, kann zum empfangenen Symbol
S28 reflektiert werden.
In diesem Zusammenhang basiert der Grund, die Tatsache, ob der Dispersionswert
des Q-Elements das Fünffache des Dispersionswerts des I-Elements überschreitet oder
nicht, als ein Kriterium für die Entscheidung zu machen, ob das empfangene Signal
durch starke Interferenzwellen beeinflusst wird oder nicht, auf einer tatsächlichen
Messung. Insbesondere wird der Dispersionswert des Q-Elements durch den Dispersionswert
des I-Elements dividiert, und wenn man den resultierenden Wert das Dispersionswertverhältnis
RQ/I sein lässt, und wenn die Relation zwischen diesem Dispersionswertverhältnis
RQ/I und dem Signal-zu-Interferenzwelle-Leistungsverhältnis S/I durch
ein Experiment berechnet wird, existiert die in 26
gezeigte Relation. Aus dieser 26 wird klar, dass, wenn
das Dispersionswertverhältnis RQ/I den Wert „5" überschreitet,
das Signal-zu-Interferenzwelle-Leistungsverhältnis S/I niedriger als –10 [dB]
wird, und es ist zu erkennen, dass es durch starke Interferenzwellen beeinflusst
ist.
Der das Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis S/N anzeigende Gewichtskoeffizient
S122 wird diesem Komparator 148 zugeführt, und in dem Fall, dass festgestellt
wird, dass das Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis S/N durch den Gewichtskoeffizienten
S112 10 [dB] überschreitet, gibt der Komparator 148 das Steuersignal S128
nicht aus, selbst wenn der Dispersionswert des Q-Elements größer wird. Infolgedessen
kann verhindert werden, dass der Gewichtskoeffizient S130 mit dem Wert „0"
irrtümlich ausgewählt wird, selbst wenn das Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis
S/N über 10 [dB] ist, und die Qualität der Kommunikation ist zufriedenstellend und
es kann auch die Erniedrigung der Zuverlässigkeit des empfangenen Symbols S28 verhindert
werden.
Gemäß dem vorhergehenden Aufbau wird im Fall der Demodulationsschaltung
140 gemäß dieser siebten Ausführungsform das empfangene Symbol S28 versuchsweise
entschieden, und auf der Basis des temporären Entscheidungsresultats S36 und des
ein einzelnes Symbol vorhergehenden empfangenen Signals S27 wird ein empfangenes
Kopiesignal S37, das ein kopiertes empfangenes Signal S27 ist, gebildet. Durch Bilden
der Differenz zwischen diesem empfangenen Kopiesignal S37 und dem originalen empfangenen
Signal S27 wird das Rauschelement S38 pro Symbol erhalten, und auf der Basis dieses
wird die Rauschleistung S110 für einen einzelnen Schlitz erhalten. Außerdem wird
die Signalleistung S42 des empfangenen Signals S27 für einen einzelnen Schlitz erhalten,
und durch Subtrahieren der Rauschleistung S110 von dieser Signalleistung S42 wird
die reine Signalleistung S111 erhalten. Dann wird durch Dividieren dieser Signalleistung
S111 durch die Rauschleistung S110 das Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis S/N
des Schlitzes erhalten und über den Auswahlschalter 147 als der Gewichtskoeffizient
S112 an den Multiplizierer 43 ausgegeben, und der Gewichtskoeffizient S112
wird mit dem empfangenen Symbol S28 multipliziert. Infolgedessen kann das Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis
S/N des Schlitzes bezüglich des empfangenen Symbols S28 reflektiert werden.
Überdies wird zusammen mit diesem durch Multiplizieren des empfangenen
Symbols S28 mit dem konjugierten Wert des temporären Entscheidungsresultats S36
des empfangenen Symbols S28 das empfangene Symbol S115, dessen Symbolphase in die
Nähe der X-Achse verschoben ist, gebildet, und aus dem empfangenen Symbol S115 werden
der Dispersionswert S121 des I-Elements eines Schlitzes und der Dispersionswert
S127 des Q-Elements erhalten. Dann stellt der Komparator 148 fest, ob der
Dispersionswert des Q-Elements das Fünffache des Dispersionswerts des I-Elements
überschreitet oder nicht, und wenn als Resultat der Dispersionswert des Q-Elements
das I-Element überschreitet, stellt er fest, dass der Schlitz von einer starken
Interferenzwelle beeinflusst ist, und gibt das Steuersignal S128 aus und verschiebt
den Gewichtskoeffizienten S112 zu dem den Wert „0" aufweisenden Gewichtskoeffizienten
S130. Infolgedessen wird im Fall, dass der Schlitz durch eine starke Interferenzwelle
beeinflusst ist, die Zuverlässigkeit des empfangenen Symbols S28 durch Multiplizieren
des empfangenen Symbols S28 mit dem Gewichtskoeffizienten S130 mit dem Wert „0"
erniedrigt, und die Tatsache, dass er durch eine starke Interferenzwelle beeinflusst
ist, wird zum empfangenen Symbol S28 reflektiert.
Demgemäss wird im Fall dieser Demodulationsschaltung 140,
die das im empfangenen Signal S27 enthaltene Rauschelement und Interferenzwellenelement
berücksichtigt, die Zuverlässigkeit auf der Basis des Rauschelements und Interferenzelements
zum empfangenen Symbol S28 reflektiert. Wenn infolgedessen das empfangene Symbol
S29, das eine solche Zuverlässigkeit reflektierte, in die Viterbi-Decodierungsschaltung
16 der späteren Stufe eingegeben wird, kann die Viterbi-Decodierungsschaltung
16 die Maximumwahrscheinlichkeitsfolgeschätzung beim
Addieren der Zuverlässigkeit durchführen, und können die empfangenen Daten S32,
wenn sie plötzlich von einer starken Interferenzwelle beeinflusst werden, ohne irrtümliche
Wiederherstellung der Interferenzwelle genau wiederhergestellt werden.
Gemäß dem vorhergehenden Aufbau wird, da das Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis
S/N des Schlitzes aus dem empfangenen Symbol S28 erhalten wird, und indem dieses
zum empfangenen Symbol S28 reflektiert wird, in dem Fall, dass der Effekt der Interferenz
auf der Basis der Dispersionswerte des vom empfangenen Symbol S28 erhaltenen I-
und Q-Elements gefunden wird, der Effekt der Interferenz zum empfangenen Symbol
S28 reflektiert, und es kann die sowohl das Rauschelement als auch Interferenzwellenelement
berücksichtigende Zuverlässigkeit zum empfangenen Symbol S28 reflektiert werden.
(8) Die achte Ausführungsform
In 27, in der mit der 23
korrespondierende Teile mit den gleichen Bezugszeichen bezeichnet sind, zeigt
170 generell eine Demodulationsschaltung gemäß der achten Ausführungsform.
Im Fall dieser Ausführungsform ist der Teil zum Erhalten des Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnisses
S/N in Bezug auf bei der siebten Ausführungsform gezeigte Demodulationsschaltung
140 anders, und auch das Gewichtskoeffizienten-Berechnungsverfahren ist
anders.
Bei dieser Demodulationsschaltung 170 wird das Signalelement
S38, welches das vom Subtrahierer 46 berechnete Rauschelement zeigt, in
die erste Quadratgesetzschaltung 47 eingegeben. Die erste Quadratgesetzschaltung
47 erhält die Leistung des Rauschelements pro Symbol durch Quadrieren der
Amplitude des Signalelements S38 pro Symbol und gibt die Rauschleistung S39 an die
erste Addiererschaltung 48 aus. Der erste Addierer 48 erhält einen
einzelnen Schlitz der Rauschleistung S40 durch Addieren der Rauschleistung S39 und
gibt diesen an die 1/N-Schaltung 178. Die 1/N-Schaltung 178 erhält
die Rauschleistung S149 pro Symbol durch Dividieren der Rauschleistung S40 durch
die Anzahl N von Symbolen und gibt diese an die 1/2-Schaltung 143 und den
Subtrahierer 144 aus. Da wie oben beschrieben die Rauschleistung S40 die
Summe aus zwei Symbolen der Rauschleistung S39 ist, halbiert die 1/2-Schaltung
143 diese Rauschleistung S149 und gibt die resultierende Rauschleistung
S110 an einen Dividierer 145 aus.
Andererseits wird das empfangene Signal S27 einer Absolutwertschaltung
172 zugeführt. Diese Absolutwertschaltung 172 erhält die Amplitude
des empfangenen Signals S27 durch Erhalten des Absolutwerts des empfangenen Signals
S27 und gibt das diese Amplitude anzeigende Signalelement S140 an eine Addiererschaltung
173 aus. Die siebte Addiererschaltung 173 berechnet die Summe
der Amplitude für einen einzelnen Schlitz durch Addieren dieses Signalelements S140
für einen einzelnen Schlitz und gibt das die Summe dieser Amplitude anzeigende Signalelement
S140 an die 1/N-Schaltung 174 aus. Die 1/N-Schaltung 174 berechnet
die mittlere Amplitude durch Dividieren dieses Signalelements S141 durch die Anzahl
von Symbolen eines einzelnen Schlitzes und gibt das diese mittlere Amplitude anzeigende
Signalelement S142 an die siebte Quadratgesetzschaltung 175 aus. Die siebte
Quadratgesetzschaltung 175 berechnet die mittlere Leistung S143 pro Symbol
des empfangenen Signals S27 durch Quadrieren dieses Signalelements S142 und gibt
dieses an einen Subtrahierer 144 aus.
Der Subtrahierer 144 berechnet die reine Signalleistung S144,
bei der das Rauschelement durch Subtrahieren der Rauschleistung 149 von
der mittleren Leistung S143 des empfangenen Signals S27 eliminiert ist, und gibt
diese an einen Dividierer 145 aus. Bei dieser Anordnung erhält der Dividierer
145 das Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis S/N eines Schlitzes durch
Dividieren der Signalleistung S144 durch die Rauschleistung S110 und gibt das Signalelement
S145, welches das Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis S/N zeigt, an die Gewichtskoeffizienten-Berechnungstabelle
176 aus.
In der Gewichtskoeffizienten-Berechnungstabelle 176 ist eine
Tabelle eines Signalelements S145 und ein korrespondierendes Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis
S/N auf der Basis einer Messung gespeichert, und zu dem Zeitpunkt, bei dem das Signalelement
S145 vom Dividierer 145 zugeführt wird, wird das korrespondierende Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis
S/N ausgelesen und dieses als der Gewichtskoeffizient S146 ausgegeben. Dieser Gewichtskoeffizient
S146 wird wie im Fall der siebten Ausführungsform über einen Auswahlschalter
147 dem Multiplizierer 43 zugeführt und mit dem empfangenen Symbol
S28 multipliziert. Demgemäss kann auch im Fall dieser Ausführungsform die auf dem
Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis S/N eines Schlitzes basierende Zuverlässigkeit
zum empfangenen Symbol S28 reflektiert werden. In diesem Zusammenhang kann der Wert
des Signalelements S145 dem Auswahlschalter 147 als der Gewichtskoeffizient
S146 zugeführt werden, der nicht die Tabellarisierung, welche die Gewichtskoeffizienten-Berechnungstabelle
176 benutzt, durchführt.
Gemäss dem vorhergehenden Aufbau wird im Fall dieser achten Ausführungsform
die reine Signalleistung nicht wie bei der siebten Ausführungsform durch Subtrahieren
der halbierten Rauschleistung S40 von der Leistung S42 des empfangenen Signals S27
erhalten. Jedoch wird die reine Signalleistung S144 durch Subtrahieren
der Rauschleistung S149 pro Symbol von der Leistung S143 pro Symbol des empfangenen
Signals S27 erhalten. Demgemäss wird im Fall dieser Ausführungsform, wenn die Rauschleistung
S149 größer wird, die Signalleistung S144 kleiner als im Fall der siebten Ausführungsform,
und als ein Resultat wird das vom Dividierer 145 zu erhaltende Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis
S/N kleiner. An diesem Punkt nimmt das vom Dividierer 145 zu erhaltende
Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis S/N nicht gleichmäßig zu, sondern es hat
die Tendenz, dass es kleiner wird je größer die Rauschleistung S149 wird. Deshalb
zeigt, wie in 28 dargestellt, das durch die normale
Berechnung erhaltene Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis S/N offensichtlich nicht
die Differenz unter der Bedingung, bei der das Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis
S/N wie durch eine durchgezogene Linie gezeigt zufriedenstellend ist, sondern wird
gemäß dieser Ausführungsform die Differenz offensichtlich so, wie es durch eine
gestrichelte Linie gezeigt ist. Infolgedessen können die Berechnungswerte, die beim
Tabellarisieren die Parameter werden, differenziert werden, und das tabellarisierte
Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis S/N, das heißt der Gewichtskoeffizient S146
kann differenziert werden, und als ein Resultat kann die Zuverlässigkeit mit weiter
verbesserter Genauigkeit zum empfangenen Symbol S28 reflektiert werden.
Gemäß dem vorhergehenden Aufbau kann, da die Signalleistung S144 unter
Eliminierung des Rauschelements durch Subtrahieren der Rauschleistung S149 von der
mittleren Leistung S143 des empfangenen Signals S27 berechnet wird und auf der Basis
dieser Signalleistung S144 und der Rauschleistung S149 das Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis
S/N zur Tabellarisierung zu erhalten ist, die Tabellarisierung zur Berechnung des
Gewichtskoeffizienten S146 leicht durchgeführt werden.
(9) Andere Ausführungsformen
Die oben beschriebene erste Ausführungsform hat den Fall der Bereitstellung
der Gewichtskoeffizienten-Berechnungstabelle 49A, die aus einer Tabelle
eines Rauschen-zu-Signal-Leistungsverhältnisses N/(S + N) und dem korrespondierenden
Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis S/N in der Berechnungseinheit 49
besteht, und Tabellarisieren des korrespondierenden Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnisses
S/N auf der Basis des von der Rauschleistung S40 und der Signalleistung S42 erhaltenen
Rauschen-zu-Signal-Leistungsverhältnisses N/(S + N) und Benutzen dieses als der
Gewichtskoeffizient S43 behandelt. Jedoch ist die vorliegende Erfindung nicht nur
darauf beschränkt, sondern der Gewichtskoeffizient kann in der Berechnungseinheit
auch entsprechend dem anderen Verfahren erhalten werden. Beispielsweise sei der
Wert der Rauschleistung S40 gleich A, der Wert der Signalleistung S42 gleich B und
es werde der durch die folgende GLEICHUNG
C = 2-k·A/B(1)
zu berechnende Wert C als das Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis S/N benutzt,
und eine die Beziehung zwischen dem Wert A/B und dem Wert C anzeigende Tabelle sei
in der Gewichtskoeffizienten-Berechnungstabelle 49A gespeichert. Dann wird
der Wert A/B auf der Basis der Rauschleistung S40 und der Signalleistung S42 berechnet,
und auf der Basis des Werts von A/B wird der korrespondierende Wert von C von der
Gewichtskoeffizienten-Berechnungstabelle 49A tabellarisiert. Infolgedessen
wird das Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis S/N erhalten, und dieses kann als
der Gewichtskoeffizient S43 ausgegeben werden. In diesem Zusammenhang ist der Wert
der hier zu benutzenden Konstante k der Wert von „5" bis „10", und
beispielsweise „6" ist der optimale Wert.
Außerdem ist die vorliegende Erfindung nicht nur auf das Obige beschränkt.
Wenn der Wert der Rauschleistung S40 gleich A ist und der Wert der Signalleistung
S42 gleich B ist und eine die Relation zwischen dem Wert von B/A und dem korrespondierenden
Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis S/N anzeigende Tabelle in der Gewichtskoeffizienten-Berechnungstabelle
49A gespeichert ist, dann wird der Wert von B/A auf der Basis der Rauschleistung
S40 und der Signalleistung S42 berechnet, und auf der Basis dieses Wertes von B/A
wird das korrespondierende Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis S/N aus der Gewichtskoeffizienten-Berechnungstabelle
49A erhalten, und dieses kann als der Gewichtskoeffizient S43 übertragen
werden.
Außerdem ist die vorliegende Erfindung nicht nur darauf beschränkt.
Wenn der Wert der Rauschleistung S40 gleich A ist und der Wert der Signalleistung
S42 gleich B ist und eine den Wert von A/B und das korrespondierende Rauschen-zu-Signal-Leistungsverhältnis
N/(S + N) anzeigende Tabelle tabellarisiert ist und diese in der Gewichtskoeffizienten-Berechnungstabelle
49A gespeichert ist, dann wird der Wert von A/B auf der Basis der Rauschleistung
S40 und der Signalleistung S42 berechnet, und auf der Basis des Wertes von A/B wird
der Wert des korrespondierenden Rauschen-zu-Signal-Leistungsverhältnisses N/(S +
N) aus der Gewichtskoeffizienten-Berechnungstabelle 49A erhalten. Dann
wird durch Multiplizieren des Wertes dieses Rauschen-zu-Signal-Leistungsverhältnisses
S/(S + N) mit dem Wert B der Wert des Rauschelements N erhalten, und durch Subtrahieren
des Wertes dieses Rauschelements N vom Wert B wird das Signalelement S erhalten,
und der Wert des Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnisses S/N wird aus diesem Rauschelement
N und Signalelement S erhalten, und dieser kann als der Gewichtskoeffizient S43
übertragen werden.
Überdies ist die vorliegende Erfindung nicht nur darauf beschränkt.
Wenn der Wert der Rauschleistung S40 gleich A ist, der Wert der Signalleistung S42
gleich B ist und der Wert A/B und das korrespondierende Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis
S/N in einer Tabelle tabellarisiert sind und diese in der Gewichtskoeffizienten-Tabelle
49 gespeichert ist, kann durch Tabellarisieren auf der Basis des Wertes
von A/B der Wert des Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnisses S/N erhalten und
als der Gewichtskoeffizient S43 ausgegeben werden. Außerdem ist die vorliegende
Erfindung nicht nur darauf beschränkt, sondern es wird auch der Wert des Signalelements
S durch den Wert B – A erhalten, und durch Tabellarisieren des Wertes D, welcher
der Wert dieses Signalelements S dividiert durch den Wert von A ist, und des Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnisses
S/N in einer Tabelle und Speichern derselben in der Gewichtskoeffizienten-Berechnungstabelle
49A und durch Tabellarisieren auf der Basis des Wertes von D kann das Signal-zu-Rauschleistungs-Verhältnis
S/N erhalten und dieses als der Gewichtskoeffizient S43 ausgesendet werden.
Außerdem ist die vorliegende Erfindung nicht nur darauf beschränkt,
sondern es kann auch, wie in 29 gezeigt, eine Berechnungseinheit
180 durch einen Subtrahierer 181 und einen Dividierer
182 gebildet sein, und der Wert des Signalelements S kann durch den vom
Subtrahierer 181 erhaltenen Wert B – A erhalten werden, und der Wert
D bei dem das Signalelement S durch den Wert von A dividiert ist, kann wie er ist
als das Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis S/N benutzt werden, und dieses kann
als der Gewichtskoeffizient S43 ausgesendet werden. In diesem Zusammenhang weist
in dem Fall, dass der Wert D wie er ist als der Gewichtskoeffizient S43 benutzt
wird, dieses System den Vorteil einer Vereinfachung des Aufbaus der Berechnungseinheit
49 auf, obgleich im Vergleich zur Tabellarisierung unter Benutzung der
Tabelle die Genauigkeit als der Gewichtskoeffizient in einem gewissen Grad schlechter
wird.
Außerdem hat die oben beschriebene vierte Ausführungsform den Fall
der Benutzung des Signal-zu-Interferenzwelle-Leistungsverhältnisses S/I als der
Gewichtskoeffizient S81 behandelt. Bei dieser vierten Ausführungsform ist die Gewichtskoeffizienten-Berechnungstabelle
109, welche die Beziehung zwischen den Dispersionswerten des I-Elements
und Q-Elements und des Signal-zu-Interferenzwelle-Leistungsverhältnisses S/I zeigt,
präpariert, und durch Tabellarisieren dieser Gewichtskoeffizienten-Berechnungstabelle
109 auf der Basis der Dispersionswerte des I-Elements und Q-Elements wird
das Signal-zu-Interferenzwelle-Leistungsverhältnis S/I ausgelesen und dieses als
der Gewichtskoeffizient S81 benutzt. Jedoch ist die vorliegende Erfindung nicht
nur auf das obige beschränkt, sondern der Gewichtskoeffizient kann auch durch die
vorbestimmte Berechnung berechnet werden.
Wenn beispielsweise der Dispersionswert des I-Elements gleich A ist
und der Dispersionswert des Q-Elements gleich B ist und das durch Quadrieren der
Amplitude des empfangenen Signals S27 erhaltene und für einen einzelnen Schlitz
addierte empfangene Signal S27 gleich C ist, wird der Wert D aus der folgenden GLEICHUNG
D = k1 × A/C2 + k2 × A/B(2)
erhalten.
Unter Benutzung des Wertes D wird der Wert „a" durch die folgende
Gleichung
a = k3 × 2–D(3)
erhalten.
Dieser Wert „a" kann als der Gewichtskoeffizient ausgesendet
werden. Vorausgesetzt, dass k1, k2, k3 jeweils Konstanten sind und der hier zu benutzende
Wert von k1 annähernd „2" bis „5" ist und insbesondere beispielsweise
„3" der optimale Wert für k1 ist, liegt der Wert von k2 bei „0,1"
bis „0", wobei der optimale Wert „0,5" ist, und ist der Wert von k3
annähernd „1" bis „8", wobei der optimale Wert „3" ist.
Außerdem wird der Wert b durch die folgende GLEICHUNG
b = k3 × 2–D/C(4)
erhalten, und dieser Wert b kann als der Gewichtskoeffizient übertragen werden.
Überdies kann in dem Fall, dass die Leistung pro Schlitz von der Empfängerschaltung
31 verstärkt wird, um konstant zu werden, der Wert D wie folgt definiert
werden:
D = k1 × A + k2 × A/B(5)
und der Wert D kann durch die folgende Gleichung
D = k2 × A/B(6)
erhalten werden, oder er kann durch die obige GLEICHUNG erhalten werden.
Wenn außerdem der Dispersionswert des I-Elements gleich A ist, der
Dispersionswert des Q-Elements gleich B ist und die mittlere Amplitude des
Q-Elements erhalten wird und dieser Wert gleich E und die Anzahl von Symbolen in
einem einzelnen Schlitz gleich N gemacht wird, wird der Wert F unter Benutzung der
folgenden Gleichung
F = k4 × (A – k5 × B)/(E × N)(7)
berechnet, und unter Benutzung dieses Wertes F wird der Wert d als
d = k6 × 2–F(8)
erhalten.
Dieser Wert d kann als der Gewichtskoeffizient übertragen werden.
Vorausgesetzt, dass der in der GLEICHUNG (7) erhaltene Wert F niedriger als „0"
ist, wird die GLEICHUNG (8) mit F = 0 berechnet. Außerdem sind k4, k5, k6 Konstanten,
und der Wert von k4 ist annähernd „3" bis „10" wobei insbesondere
der optimale Wert um „6" herum ist, ist der Wert von k5 annähernd „1"
bis „3", wobei der optimale Wert bei „2" ist, und ist der Wert von
k6 ein optionaler Wert.
Wenn außerdem die Leistung pro Schlitz von der Empfängerschaltung
31 verstärkt wird, um konstant zu sein, kann der Wert F durch die folgende
GLEICHUNG
F = k4 × (A – k5 × B)(9)
ausgedrückt werden, und der Wert F kann durch die oben gezeigte GLEICHUNG erhalten
werden.
Überdies hat die oben beschriebene vierte Ausführungsform den Fall
einer Verschiebung der Position jedes Symbols in der komplexen Ebene auf der oder
um die Q-Achse herum durch eine &pgr;/4-Verschiebung der Phase des in der komplexen
Ebene in den oberen rechten Quadranten transformierten empfangenen Symbols S70 behandelt.
Jedoch ist die vorliegende Erfindung nicht nur darauf beschränkt, sondern es kann
auch die Position jedes Symbols in der komplexen Ebene durch eine –&pgr;/4-Verschiebung
der Phase des in den oberen rechten Quadranten transformierten empfangenen Symbols
S70 auf die I-Achse verschoben werden. Jedoch sollten in diesem Fall das I-Element
und Q-Element in Bezug auf die vierte Ausführungsform umgekehrt behandelt werden.
Außerdem hat die oben beschriebene sechse Ausführungsform den Fall
einer Berechnung des Gewichtskoeffizienten S100, bei dem der durch die erste Gewichtskoeffizienten-Berechnungseinheit
52 berechnete Gewichtskoeffizient S43 und der durch die zweite Gewichtskoeffizienten-Berechnungseinheit
89 berechnete Gewichtskoeffizient S81 kombiniert sind, indem sie in einer
Tabelle tabellarisiert werden, behandelt. Jedoch ist die vorliegende Erfindung nicht
nur darauf beschränkt, sondern es kann auch der Wert des Gewichtskoeffizienten S43
mit dem Wert des Gewichtskoeffizienten S81 multipliziert und der Gewichtskoeffizient,
bei dem diese Berechnungsresultate kombiniert sind, als der Gewichtskoeffizient
S100 benutzt werden.
Außerdem haben die oben beschriebene siebte und achte Ausführungsform
den Fall einer Halbierung der Rauschleistung S40 oder S149 durch Bereitstellung
einer 1/2-Schaltung 142 behandelt. Jedoch ist die vorliegende Erfindung
nicht nur darauf beschränkt, sondern das Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis
S/N kann durch Eliminieren der 1/2-Schaltung 143 und Benutzen der Rauschleistung
S40 oder S149 wie sie ist erhalten werden.
Überdies hat die oben beschriebene siebte Ausführungsform den Fall
eines Erhaltens der aus nur einem Signalelement gebildeten Signalleistung S111 durch
Subtrahieren der Rauschleistung S110 von der das Rauschelement und Signalelement
enthaltenden Signalleistung S42 und Erhalten des Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnisses
S/N unter Benutzung dieser Signalleistung S111 behandelt. Jedoch ist die vorliegende
Erfindung nicht nur darauf beschränkt, sondern das Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis
S/N kann entsprechend dem wie in 30 gezeigten Aufbau
erhalten werden.
Insbesondere zeigt in 30, bei der mit
der 23 korrespondierenden Teilen die gleichen Bezugszeichen
gegeben sind, 190 generell eine Demodulationsschaltung, und im Fall dieser
Demodulationsschaltung 190 wird ein durch die erste Addiererschaltung
48 berechneter einzelner Schlitz der Rauschleistung S40 einer 1/N-Schaltung
191 zugeführt. Die 1/N-Schaltung 191 erhält durch Dividieren der
Rauschleistung S40 durch die Anzahl N von Symbolen die Rauschleistung S190 pro Symbol
und gibt diese an eine 1/2-Schaltung 192 aus. Die 1/2-Schaltung
192 halbiert diese Rauschleistung S190 und gibt die resultierende Rauschleistung
S191 an eine Inversberechnungsschaltung 192 aus. Die Inversberechnungsschaltung
193 erhält einen inversen Wert dieser Rauschleistung S191 und gibt diesen
an einen Subtrahierer 194 aus. Wie es aus der oben gegebenen Erläuterung
klar ist, zeigt der inverse Wert S192 den inversen Wert des Rauschelements N, das
heißt 1/N.
Andererseits wird ein durch die zweite Addiererschaltung
51 berechneter einzelner Schlitz der Signalleistung S41 der 1/N-Schaltung
195 zugeführt. Die 1/N-Schaltung 195 erhält die Signalleistung
S193 pro Symbol durch Dividieren der Signalleistung S42 durch die Anzahl N von Symbolen
und gibt diese an eine Inversberechnungsschaltung 196 aus. Die Inversberechnungsschaltung
196 erhält einen inversen Wert S194 dieser Signalleistung S193 und gibt
diesen an den Subtrahierer 194 aus. In diesem Zusammenhang
zeigt dieser inverse Wert S194 1/(S – N) an, da die Signalleistung S42 aus
dem reinen Signalelement S und Rauschelement N gebildet ist.
Der Subtrahierer 194 erhält die Differenz zwischen dem inversen
Wert S194 und dem inversen Wert S192 und gibt das Resultat S195 an den Auswahlschalter
147 als das Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis S/N aus. Infolgedessen
wird im Multiplizierer 43 durch Multiplizieren des empfangenen Symbols
S28 mit diesem Berechnungsresultat S195 als ein Gewichtskoeffizient die Zuverlässigkeit
eines Schlitzes zum empfangenen Symbol S28 reflektiert. Bei dieser Anordnung kann,
wenn die Differenz zwischen dem inversen Wert S194 der Signalleistung S193 und dem
inversen Wert S192 der Rauschleistung S190 zum Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis
gemacht wird, die Zuverlässigkeit eines Schlitzes zum empfangenen Symbol S28 reflektiert
werden, und es können ähnliche Effekte wie die bei der siebten Ausführungsform erhalten
werden. In diesem Zusammenhang kann gemäß dem in 30
gezeigten Aufbau das Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis S/N durch Eliminieren
der 1/N-Schaltungen 191 und 195 und Benutzung der Rauschleistung
S40 und Signalleistung S42 erhalten werden. Außerdem wird gemäß dem in
30 gezeigten Aufbau das erhaltene Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis
S/N nicht wie im Fall der siebten Ausführungsform dem Komparator 148 zugeführt.
Jedoch wie im Fall der siebten Ausführungsform kann das Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis
dem Komparator 148 zugeführt werden, und die Schaltoperation des Auswahlschalters
147 durch den Komparator 148 kann entsprechend dem Wert des Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnisses
S/N verhindert werden.
Außerdem hat die oben beschriebene Ausführungsform den Fall einer
Anwendung der vorliegenden Erfindung bei einem drahtlosen Kommunikationssystem,
das durch das TDMA-kommuniziert, behandelt. Jedoch ist die vorliegende Erfindung
nicht darauf beschränkt, sondern es können wenn sie beispielsweise auf das in den
31 und 32 gezeigte
drahtlose Kommunikationssystem angewendet wird, die gleichen Effekte wie die im
oben beschriebenen Fall erhalten werden.
Das in den 31 und 32
gezeigte drahtlose Kommunikationssystem wird wie folgt beschrieben. Zunächst zeigt
in 31, in der mit der 4
korrespondierenden Teilen die gleichen Bezugszeichen gegeben sind, 200
generell eine Übertragungseinrichtung des drahtlosen Kommunikationssystems. Bei
dieser Übertragungseinrichtung 200 wird ein von der DQPSK-Modulationsschaltung
5 erzeugtes Übertragungssignal S5 einer Hochgeschwindigkeits-IFFT
201 (IFFT = inverse Fourier iransform circuit (inverse Fouriertransformationsschaltung))
zugeführt. Die Hochgeschwindigkeit-IFFT 201 häuft Symbolinformation des
Übertragungssignals S5 über Phasendifferenzen mehrerer Träger, deren Frequenzen
im festen Abstand voneinander sind, an und gibt das aus diesen mehreren Trägern
gebildete Übertragungssignal S200 in eine Zufallphasenverschiebungsschaltung
21 ein. Die Zufallphasenverschiebungsschaltung 21 ordnet durch
Addieren des durch vorgeschriebene Regeln auf der Basis des Anfangsphasenwertes
erzeugten Zufallphasenwertes zu den das Übertragungssignal S200 bildenden Phasen
der mehreren Träger die Phasenwerte der mehreren Träger zufällig an und führt das
resultierende Übertragungssignal S201 der Senderschaltung 6 zu. Die Senderschaltung
6 setzt nach Anwendung der festen Verarbeitung an diesem Übertragungssignal
S201 und Anwendung der Frequenztransformationsverarbeitung am Übertragungssignal
S201 in ein Übertragungssignal S202 um, das den vorgeschriebenen Frequenzkanal aufweist,
und überträgt dieses über eine Antenne. Im Fall dieses drahtlosen Kommunikationssystems
ordnet die Senderschaltung 6 den Frequenzkanal des Übertragungssignals
S202 pro festem Timing zufällig an, das heißt es wird ein Frequenzspringen durchgeführt.
Andererseits zeigt in 32, bei der mit
der 5 korrespondierenden Teilen die gleichen Bezugszeichen
gegeben sind, 210 generell eine Empfängereinrichtung dieses drahtlosen
Kommunikationssystems. Im Fall dieser Empfängereinrichtung 210 wird ein
von einer Antenne 11 empfangenes Signal S205 einer Empfängerschaltung
31 zugeführt. Die Empfängerschaltung 31, welche auf das empfangene
Signal S205 des festen Frequenzkanals die Frequenztransformationsverarbeitung anwendet,
extrahiert ein Basisbandsignal S206 und gibt dieses an eine Hochgeschwindigkeits-FFT
211 (FFT = Fourier transform circuit (Fouriertransformationsschaltung))
aus. Die Hochgeschwindigkeit-FFT 211 gibt Symbolinformation aus, die aus
einer Phaseninformation gebildet ist, bei der durch die Fouriertransformation mehrere
Träger angehäuft sind, und gibt diese an eine inverse Zufallsphasenverschiebungsschaltung
32 als ein empfangenes Symbol S207 aus. Die inverse Zufallsphasenverschiebungsschaltung
32 stellt den Phasenzustand des empfangenen Signals S207 unter Benutzung
des gleichen Phasenwerts wie auf der Übertragungsseite auf dem früheren Zustand
wieder her und gibt das resultierende empfangene Signal S27 an eine Demodulationsschaltung
33 aus. Im Folgenden ist die Erläuterung fortgelassen, da sie die gleiche
wie bei der oben beschriebenen Empfangseinrichtung 30 ist. Wenn demgemäss
die vorliegende Erfindung auf das drahtlose Kommunikationssystem angewendet wird,
das die zu übertragende Information über die Phasendifferenz mehrerer Träger anhäuft
und außerdem die Frequenzkanäle, auf die mehrere Träger geladen
sind, zufällig anordnet, können die gleichen Effekte wie die im oben beschriebenen
Fall erhalten werden.
Außerdem hat die oben beschriebene Ausführungsform den Fall einer
Anwendung der vorliegenden Erfindung bei einem drahtlosen Kommunikationssystem des
TDMA-Schemas behandelt. Jedoch ist die vorliegende Erfindung nicht darauf beschränkt,
sondern auch weitgehend auf ein drahtloses Kommunikationssystem anwendbar, vorausgesetzt,
dass in einem solchen System das Übertragungssignal übertragen wird, nachdem es
in Schlitz-dividiert ist. In diesem Fall kann es als eine Empfangseinrichtung genügen,
wenn die Einrichtung mit einem Empfangsmittel zum Empfang eines Übertragungssignals
und Ausgeben eines empfangenen Signals, ein Gewichtungsmittel zum Berechnen des
Gewichtskoeffizienten, der die Zuverlässigkeit eines Schlitzes, mit dem das empfangene
Signal auf der Basis des vom Empfangsmittel übertragenen empfangenen Signals übertragen
wird, anzeigt, und zum Multiplizieren des empfangenen Signals mit dem Gewichtskoeffizienten
und Ausgeben dieses Signals und einem Decodierungsmittel zur Decodierung des vom
Gewichtungsmittel übertragenen empfangenen Signals und zur Wiederherstellung der
übertragenen Daten ausgerüstet ist.
Gemäß der wie oben beschriebenen vorliegenden Erfindung kann, da der
die Zuverlässigkeit eines Schlitzes anzeigende Gewichtskoeffizient berechnet und
das mit dem Gewichtskoeffizienten multiplizierte empfangene Signal decodiert wird,
die Maximumwahrscheinlichkeitsfolgeschätzung beim Addieren der Zuverlässigkeit eines
Schlitzes in der Decodierungseinrichtung bzw. im Decodierungsmittel durchgeführt
werden, und infolgedessen können selbst in dem Fall, dass die Qualitäten von Kommunikationen
pro Schlitz variieren, die bei mit hoher Präzision durchgeführter Maximumwahrscheinlichkeitsfolgeschätzung
übertragenen Daten mit hoher Genauigkeit wiederhergestellt werden.