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Dokumentenidentifikation DE69927836T2 20.07.2006
EP-Veröffentlichungsnummer 0001112647
Titel KANALSCHÄTZUNG IN EINEM CDMA-SYSTEM MIT LEISTUNGSREGELUNGSBITS
Anmelder Ericsson Inc., Plano, Tex., US
Erfinder RAMESH, Rajaram, Cary, US;
WANG, Eric, Yi-Pin, Cary, US
Vertreter HOFFMANN & EITLE, 81925 München
DE-Aktenzeichen 69927836
Vertragsstaaten BE, DE, ES, FI, FR, GB, IT, SE
Sprache des Dokument EN
EP-Anmeldetag 23.06.1999
EP-Aktenzeichen 999306202
WO-Anmeldetag 23.06.1999
PCT-Aktenzeichen PCT/US99/14240
WO-Veröffentlichungsnummer 2000016524
WO-Veröffentlichungsdatum 23.03.2000
EP-Offenlegungsdatum 04.07.2001
EP date of grant 19.10.2005
Veröffentlichungstag im Patentblatt 20.07.2006
IPC-Hauptklasse H04L 25/02(2006.01)A, F, I, 20051017, B, H, EP
IPC-Nebenklasse H04B 7/005(2006.01)A, L, I, 20051017, B, H, EP   

Beschreibung[de]
HINTERGRUND DER ERFINDUNG Technisches Umfeld

Die vorliegende Erfindung ist auf eine Verbesserung der Ausgangsleistung von mobilen Kommunikationseinheiten gerichtet, und genauer auf eine Verbesserung der Qualität von Kanalbewertungen, die genutzt werden, um empfangene Signale in nutzbare Ausgangssignale in mobilen Kommunikationseinheiten umzuwandeln.

Hintergrund der Erfindung

Signale für drahtlose Systeme sind Gegenstand von sich ändernden Bedingungen, welche das von einer mobilen Einheit oder mobilen Stationen ("MS") empfangene Signal, die das System nutzen, verschlechtert. Solche Bedingungen können auch das durch die Basis-Transceiver-Stationen („BTS") von den mobilen Geräten empfangene Signal abschwächen.

Beispielsweise können MS- und BTS-Signale aus mehreren Richtungen von unterschiedlichen Signalquellen empfangen werden (z.B. kann ein spezifische Signal durch eine MS direkt von einer BTS empfangen werden und von mehreren unterschiedlichen am Boden befindlichen Objekten reflektiert werden), wobei diese potenziell nicht synchronisiert sind und deshalb dazu tendieren, sich teilweise auslöschen und die Signalstärke reduzieren. Solche Signalabschwächungen, die generell als Rayleigh-Abschwächung bekannt sind, treten räumlich verteilt über den Bereich des Systems auf, wobei bestimmte Regionen potenziell eine signifikante Abschwächung aufweisen, welche dazu führen kann, dass das mobile Gerät das Signal gänzlich verlieren kann.

Das Ergebnis solcher Faktoren besteht daran, dass das Signal, das vom Sender (z.B. dem Zellenturm) gesendet wurde, verstümmelt ist, wenn es den Empfänger (z.B. ein Mobiltelefon) erreicht. In Mobilfunktelefonaten kann dieses zu unangenehmen Störungen im Ohr oder auch zu einem verlorenen Signal führen.

Um diesen Störungen entgegenzuwirken, wurden Kanalbewertungen genutzt, um die Signalstörung aus bekannten Pilotsymbolen in den Datenströmen zu bestimmen, und Kanalkoeffizienten (Korrekturfaktoren, die genutzt wurden, um Kanalbewertungen abzuleiten) von anderen Symbolen in dem Datenstrom wurden basierend auf den Kanalbewertungen der Pilotsymbole interpoliert. Beispielsweise werden Datenströme in dem IS-136-System mit 162 Symbolen gesendet, wobei jedes Symbol zwei Bits umfasst. In einer vorgeschlagenen Erweiterung des IS-136-Systems sind die Datenbläcke von 162 Symbolen an vorher festgelegten, bekannten Positionen Pi in den Datenströmen vorher festgelegte Pilotsymbole SPi (wobei i = 1 bis n, n ist die Anzahl der genutzten Pilotsymbole). In der vorgeschlagenen Erweiterung des IS-136-Systems besteht jedes Symbol aus drei Bits.

Die aus den Pilotsymbolen bestimmten Kanalkoeffizienten wurden genutzt, um den wahrscheinlichsten Wert für jedes Symbol in einem Datenstrom abzuschätzen. Das heißt, dass die aus den Pilotsymbolen abgeleiteten Kanalkoeffizienten interpoliert werden, um die Kanalkoeffizienten bei den anderen Symbolen (z. B. Datensymbolen) in dem Datenstrom durch einen Interpolartor oder Filter zu bestimmen, wobei der Filter geeignet ist, unter den am wahrscheinlichsten anzutreffenden Bedingungen bei dem Kommunikationsgerät zu arbeiten.

Eine detailliertere Diskussion des Standes der Technik bezüglich einer Kanalbewertung ist weiter unten im Kontext der Beschreibung eines bevorzugten Ausführungsbeispiels angefügt. Während es solche Kanalbewertungen nach dem Stand der Technik ermöglicht haben, das empfangene Signal genauer zu demodulieren, um ein besseres Ausgangssignal bereitzustellen, sind solche Kanalbewertungen noch anfällig für Fehler und Abschwächungen des Ausgangssignals.

US-5,469,471 beschreibt ein Verfahren zur Verbesserung der Verbindungsqualität für ein mobiles Kommunikationssystem durch die Bereitstellung eines hörbaren Verbindungsqualitätssignals für den Nutzer, welches auf die von der Basisstation empfangene Leistung hinweist. Dieses veranlasst den Nutzern die Ausrichtung des mobilen Gerätes anzupassen, um so die Signalqualität zu verbessern.

WO 95/24773 beschreibt ein Datenübertragungsverfahren und -system, bei dem sich Leistungsanpassungsnachrichten oder Phasenreferenzinformationen mit Datensymbolen abwechselnd.

US-5,465,276 beschreibt ein Verfahren zur Ausbildung einer Kanalbewertung für ein in der Zeit variierendes Funksignal, bei welchem ein Kanal-Equalizer einen Entzerrfilter aufweist, bei dem eine Kanalbewertung mit Hilfe einer bekannten Synchronisierungssequenz gebildet wird. Im Falle einer Abschwächung bei sich schnell ändernder Signalstärke, wird die Kanalbewertung langsam angepasst.

EP-0 674 451 A2 beschreibt ein Datenübertragungsverfahren, Sender und Empfänger, bei dem ein Betrag von zusätzlicher Referenzinformationen pro Zeiteinheit in Abhängigkeit von Funkkanalparametern variiert wird, um eine gleichmäßige Bewertung eines Kanals zu ermöglichen.

Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe einer Bereitstellung eines verbesserten Sende- und Signalempfangsverfahrens zu Grunde. Die Aufgabe wird durch einen Sender entsprechend Anspruch 1 und durch ein Verfahren entsprechend Anspruch 10 gelöst.

Nach einem Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein Transceiver bereitgestellt, der zur Kommunikation mittels Signalen mit einem anderen Transceiver angepasst ist. Der eine Transceiver beinhaltet einen Empfänger, der angepasst ist, um ein Signal, welches mehrere Symbole inklusive vorher festgelegter Pilotsymbole aufweist, von einem anderen Transceiver zu empfangen. Außerdem wird ein Transceiver bereitgestellt, der angepasst ist, um Signale, die mehrere Symbole inklusive Leistungssteuerbits enthalten, zu senden, wobei Leistungssteuerbits den anderen Transceiver anweisen, ausgewählte Leistungsniveaus für seine Signale zu dem Empfänger einzurichten. Der Transceiver enthält auch einen Prozessor, der angepasst ist, um Kanalkoeffizienten für empfangene Symbole zu interpolieren, wobei dieses sowohl auf (a) den ausgewählten Leistungsniveaus des anderen Transceiversignals als auch auf (b) der Differenz zwischen den vorher bestimmten Pilotsymbolen und den durch den Empfänger empfangenen Pilotsymbolen basiert. Ein Demodulator demoduliert alle empfangenen Symbole basierend auf den interpolierten Kanalkoeffizienten.

In einer bevorzugten Ausführungsform werden Pilotsymbol-Kanalkoeffizienten CPi durch den Prozessor festgelegt, um die folgende Summe für ausgewählte Pilotsymbole zu minimieren:

wobei:
E
der Erwartungswert für das Leistungsniveau an der Pilotposition Pi ist,
WPi
das bekannte Leistungsniveau an der Pilotposition Pi ist,
RPi
das an der Pilotposition Pi empfangene Pilotsymbol ist, und
SPi
das Pilotsymbol ist, von dem bekannt ist, dass es an der Pilotposition Pi gesetzt worden ist.

Bei dieser Ausführungsform beinhaltet der Prozessor einen Interpolationsfilter, welcher Kanalkoeffizienten für andere als die Pilotsymbol-Kanalkoeffizienten interpoliert, wobei diese auf den festgelegten Pilotsymbol-Kanalkoeffizienten CPi beruhen.

In einer zweiten bevorzugten Ausführungsform, ist der Prozessor so angepasst, um einen Interpolationsfilter als Funktionen der ausgewählten Leistungsniveaus zu berechnen, und die Kanalkoeffizienten für ausgewählte Symbole, die anders sind als die Pilotsymbole, werden unter Nutzung des berechneten Interpolationsfilters interpoliert.

In diesem zweiten bevorzugten Ausführungsbeispiel ist der Prozessor angepasst, um die folgende Autokorrelationsfunktion Rc' bei der Berechnung des Interpolationsfilters zu nutzen, wenn der Transceiver Bedingungen ausgesetzt ist, bei denen die Leistungsniveaus genau umgesetzt werden können und die Leistungssteuerbits korrekt durch die anderen Transceiver empfangenen werden:

wobei:
J0
die Besselfunktion erster Art ist;
fD
die Dopplerspreizung des Kanals ist;
TS
die Symboldauer ist, und
Wi
und Wk bekannte Leistungsniveaus an den Positionen i und k in dem empfangenen Signal sind.

Alternativ nutzt der Prozessor die folgende Autokorrelationsfunktion Rc' bei der Berechnung des Interpolationsfilters aus, wenn der Transceiver Bedingungen ausgesetztes, in denen die Leistungssteuerbits immer korrekt empfangen werden und Änderungen der Leistungsniveaus unabhängig und gleichmäßig verteilt sind:

wobei:
J0
die Besselfunktion erster Art ist;
fD
die Dopplerspreizung des Kanals ist;
TS
die Symboldauer ist, und i und k Positionen in dem empfangenen Signal sind;
s1
die inkrementelle Veränderung in der Signalleistung ist, die aus einem Leistungssteuerbit resultiert, das nicht Null ist;
yi
entweder 1 oder –1 ist, wobei an der Position k L inkrementelle Leistungsschritte stattfanden;
E
der Erwartungswert ist;
Wi
das bekannte Leistungsniveau des empfangenen Signals ist; und
A
das durchschnittliche Leistungsniveau des empfangenen Signals ist.

Bei einer anderen Alternative des zweiten bevorzugten Ausführungsbeispiels ist der Prozessor angepasst, um die folgende Autokorrelationsfunktion Rc' bei der Berechnung des Interpolationsfilters zu nutzen, wenn der Transceiver Bedingungen ausgesetzt ist, bei denen die gesendeten Leistungsteuerbits mit einem sehr schlechten Signal-zu-Rausch-Verhältnis (SNR) empfangen werden und aufeinander folgende Veränderungen in den Leistungsniveaus der empfangenen Signale akkurat sind:

wobei:
J0
die Besselfunktion erster Art ist;
fD
die Dopplerspreizung des Kanals ist;
TS
die Symboldauer ist, und
i
und k Positionen in dem empfangenen Signal sind;
s
die inkrementelle Veränderung &Dgr;Wi in der Signalleistung ist, die aus einem Leistungssteuerbit, das nicht Null ist, resultiert;
L
die Nummer des inkrementellen Leistungsschrittes ist; und
A
das durchschnittliche Leistungsniveau des empfangenen Signals ist.

In noch einer weiteren Alternative des zweiten bevorzugten Ausführungsbeispiels ist der Prozessor angepasst, um die folgende Autokorrelationsfunktion Rc' bei der Berechnung des Interpolationsfilters zu nutzen, wenn der Transceiver Bedingungen ausgesetzt ist, bei denen die Leistungssteuerbits unter einem schlechten Signal-zu-Rausch-Verhältnis (SNR) empfangen werden, und inkrementelle Veränderungen in den Leistungsniveau der empfangenen Signale nicht akkurat sind:

wobei:
J0
die Besselfunktion erster Art ist;
fD
die Dopplerspreizung des Kanals ist;
TS
die Symboldauer ist;
i
und k Positionen in dem empfangenen Signal sind;
s
die inkrementelle Änderung in der Signalleistung ist, die von einem Leistungssteuerbit, das nicht Null ist, resultiert;
L
die Anzahl der inkrementellen Leistungsschritte ist;
E
der Erwartungswert; und
A
das durchschnittliche Leistungsniveaus des empfangenen Signals ist.

Nach noch einem anderen Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein Verfahren zur Verbesserung des Signalempfanges eines Kommunikationsgerätes bereitgestellt, welches folgende Schritte enthält: (a) Senden eines Signals mit Datensymbolen von einem ersten Transceiver, wobei ausgewählte Datensymbole Leistungssteuerbits enthalten, die einen zweiten Transceiver anweisen, bei einem Rücksignal mit ausgewählten Leistungsniveaus zu senden; (b) Empfangen des gesendeten Signals durch einen zweiten Transceiver; (c) Senden eines Rücksignals mit Datensymbolen und Pilotsymbolen von dem zweiten Transceiver, wobei die Pilotsymbole vorbestimmte Werte an vorbestimmten Positionen in dem Signal enthalten; (d) Empfangen des Rücksignals durch den ersten Transceiver; (e) Bestimmen der Rücksignaldatensymbole mindestens in Teilen basierend auf den Instruktionen der Leistungssteuerbits bezüglich der Leistungsniveaus des Rücksignals; und (f) Ausgeben empfangener Signale durch die in Schritt (e) korrigierten Datensymbole.

Die erste Ausführungsform der Erfindung kann unter Nutzung dieses Aspekts der vorliegenden Erfindung genutzt werden, wobei Schritt (e) die Bestimmung (e1) von Korrekturfaktoren an vorher bestimmten Positionen der Pilotsymbole in dem Rücksignal enthält, durch sowohl (a) einen Vergleich der durch den ersten Transceiver empfangenen Pilotsymbole mit den vorher bestimmten Werten der Pilotsymbole als auch (b) durch die Anweisungen der Leistungssteuerbits bezüglich des Leistungsniveaus des Rücksignals, die Interpolation (e2) von Korrekturfaktoren für die Datensymbole basierend auf den Korrekturfaktoren für die in Schritt (e1) bestimmten Pilotsymbole, und Korrektur (e3) der Rücksignaldatensymbole, wobei die in Schritt (e2) interpolierte Korrekturfaktoren genutzt werden, umfasst.

In einer bevorzugten Alternative der ersten Ausführungsform der Erfindung werden die Korrekturfaktoren CPi in Schritt (e1) durch Minimieren der folgenden Summe für ausgewählte Pilotsymbole bestimmt:

wobei:
E
der Erwartungswert für das Leistungsniveau an der Pilotposition Pi ist,
WPi
das bekannte Leistungsniveau an der Pilotposition Pi ist,
RPi
das an der Pilotposition Pi empfangene Pilotsymbol ist, und
SPi
das Pilotsymbol ist, von dem bekannt ist, dass es an der Pilotposition Pi gesendet worden ist.

Die zweite Ausführungsform der Erfindung kann auch mit diesem Aspekt der vorliegenden Erfindung genutzt werden, wobei Schritt (e) die Berechnung (e1') eines Interpolationsfilters mindestens in Teilen basierend auf ausgewählten Leistungsniveaus des Rücksignals, Feststellung (e2') von Korrekturfaktoren für die Pilotsymbole, Interpolation (e3') von Korrekturfaktoren für empfangene Rücksignaldatensymbole, wobei der berechnete Interpolationsfilter und die bestimmten Pilotsymbolkorrekturfaktoren genutzt werden, und die Nutzung (e4') der interpolierten Korrekturfaktoren zur Bestimmung der Rücksignaldatensymbole umfasst.

In einer bevorzugten Alternative dieser zweiten Ausführungsform der Erfindung nutzt die Berechnung in Schritt (e1') eine Autokorrelationsfunktionen, die in Teilen auf den ausgewählten Leistungsniveaus des Rücksignals basiert. In einer bevorzugten Alternative hiervon können die vorher beschriebenen, verschiedenen Autokorrelationsfunktionen basierend auf den Bedingungen, denen der Transceiver ausgesetzt ist, genutzt werden.

Es ist ein Ziel der vorliegenden Erfindung, eine verbesserte Signalinterpolation für ein Kommunikationssystem wie einem Mobiltelefonsystem bereitzustellen.

KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

1 ist eine schematische Darstellung eines Datenstromes in einem durch den verbesserten Transceiver der vorliegenden Erfindung gesendeten Signals.

2 ist eine schematische Darstellung eines Kommunikationssystems, die eine die vorliegende Erfindung umfassende mobile Kommunikationseinheit enthält; und

3 ist eine stark vereinfachte grafische Darstellung des komplexen Datenstromes eines Signals.

BESCHREIBUNG DES BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSBEISPIELS

Das bevorzugte Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist in den Figuren dargestellt.

1 stellt einen Datenstrom 10 dar, wie er typischerweise in einem abwärts gerichteten WCDMA-System genutzt wird („Wideband Code-Division Multiple Access"). Das Signal enthält eine Anzahl von Rahmen (Frames, z. B. zweiundsiebzig Rahmen), wobei jeder Rahmen eine Anzahl von Slots (z. B. sechzehn Slots) enthält, und wobei jedes Slot eine Anzahl von Symbolen enthält. Zum Beispiel enthält Slot i ein Pilotsymbol SPi, ein Leistungssteuerbit SPCi und eine Mehrzahl von Datensymbolen SDi. Es sei darauf hingewiesen, dass jedes dieser Symbole aus mehr als einem Symbol bestehen kann (zum Beispiel kann das Pilotsymbol SPi aus einem oder mehreren Symbolen bestehen, wie es dem Fachmann für verschiedene Typen von Systemen bekannt ist). Weiterhin sei darauf hingewiesen, dass der dargestellte Datenstrom 10 nur exemplarisch ist, und dass die vorliegende Erfindung mit Datenströmen, die eine unterschiedliche Anzahl und Typen von Rahmen, Slots und Symbolen aufweisen, genutzt werden kann, solange Pilotsymbole und Leistungssteuersymbole eingesetzt werden.

Leistungssteuerbits SPCi werden in WCDMA-Empfängern genutzt, die in einem geschlossenen Leistungssteuermodus zur Kontrolle der Leistung des zurückgesendeten Signals betrieben werden. Es sei erneut darauf hingewiesen, dass der Datenstrom 10 nur zu Darstellungszwecken abgebildet ist, und individuelle Slots können mehr oder weniger als ein Leistungssteuersymbol SPCi enthalten und können (und tun es vorzugsweise auch) mehrere Datensymbole SDi enthalten (auf solche Symbole wird hier generell durch SDi Bezug genommen, wobei mit i generell auf Positionen innerhalb des Datenstromes 10 Bezug genommen wird).

Somit ist zum Beispiel entsprechend der vorliegenden Erfindung das Leistungssteuersignal SPCi in dem Datenstrom enthalten, der von einer BTS zu einer MS gesendet wird, um die Leistung der MS-Sendung zu erhöhen, wenn die BTS erkennt, dass das von der MS empfangene Signal von niedriger Leistung ist (z. B. wenn die MS an dem äußeren Rand eines Abdeckungsbereiches der BTS ist), und die BTS würde ein Leistungssteuersignal SPCi in den Datenstrom an die MS einfügen, um ihre Sendeleistung zu reduzieren, wenn die BTS erkennt, dass die empfangene Leistung mehr als ausreichend ist (z. B. wenn die MS in unmittelbarer Nähe zur BTS mit geringen Interferenzen mit seinem Signal ist, oder wenn die MS-Sendeleistung so stark ist, dass sie mit anderen Signalen interferiert).

Eine derartige Leistungssteuerung unterstützt einen minimalen Energieverbrauch (und maximiert so die Lebensdauer der Batterie in einer MS), wobei gleichzeitig ein zuverlässlicher Empfang einer Übertragung durch Minimierung von Co-Kanal-Interferenzen, die von anderen wahrgenommen werden, garantiert wird. In einem typischen Beispiel in einem WCDMA-System vermittelt ein Leistungssteuersymbol SPCi dem Empfänger inkrementell die Leistung des Signals, welches der zugeordnete Sender sendet, um 1 dB zu erhöhen oder zu reduzieren (natürlich können andere inkrementelle dB-Änderungen genutzt werden, wie sie für das System ausgewählt wurden). In vielen Systemen, wie in WCDMA, IS-95 und CDMA 2000 ist das Leistungssteuersymbol SPCi ungleich Null. Es sollte aber verstanden werden, dass es innerhalb des Umfangs der vorliegenden Erfindung ist, diese Erfindung mit Systemen zu nutzen, in denen Leistungssteuerbits Null sein können, das heißt, dass Leistungssteuersymbole SPCi an bekannten Positionen in dem Datenstrom enthalten sind, den anderen Transceivern aber erlaubt ist, eine Übertragung mit ihrem aktuellen Leistungsniveau fortzusetzen.

Die vorliegende Erfindung nutzt in vorteilhafter Weise diese Leistungssteuersignale, die – wie bereits erwähnt – nicht neu sind. Weil Leistungssteuersignale in einigen Systemen nach dem Stand der Technik bereits bekannt sind (z. B. IS-95- und WCDMA-Systeme) ist bei dem oben Erwähnten natürlich keine Änderung bei den gerade gesendeten Signalen erforderlich, wie es sich auch aus der weiter Beschreibung unten ergibt, wobei die vorliegende Erfindung ohne Änderungen an den Systemen genutzt werden kann. Wenn Leistungssteuersignale zu anderen Systemen hinzugefügt werden, kann diese Erfindung natürlich auch sofort mit jenen anderen Systemen genutzt werden.

In der vorliegenden Beschreibung werden die Leistungssteuersymbole als in die Datenströme integriert beschrieben, die von der BTS gesendet werden, und dass Informationen entsprechend der Erfindung auch genutzt werden, um das von der MS durch die BTS empfangene Signal zu interpretieren. Es sollte allerdings auch verstanden werden, dass die vorliegende Erfindung vorteilhafterweise auch genutzt werden kann – und umgekehrt vorzugsweise auch genutzt wird – in dem die MS an die BTS die zu nutzende Leistung des BTS-Signals signalisiert, und die MS diese Information bei der Interpretation des von der BTS durch die MS empfangenen Signals nutzt. Daher sollte verstanden werden, dass entsprechend der vorliegenden Erfindung und mit dieser Konvention (das heißt, die BTS-Interpretation des empfangenen Signals zu unterstützen) Pilotsymbole in dem Datenstrom nicht notwendig sind, der von der BTS gesendet wird (obwohl diese hoch willkommen sind, um bei der konventionellen Interpretation der durch die MS empfangenen Signale behilflich zu sein), und Leistungssteuersymbole nicht in dem Datenstrom erforderlich sind, der von der MS gesendet wird (obwohl sie hoch willkommen sind, um Co-Kanal-Interferenzen als Folge von BTS-Signalen zu minimieren). Um den vollständigen Vorteil der vorliegenden Erfindung bei der Unterstützung der Signalinterpretation von sowohl der MS als auch der BTS zu nutzen, würde das gesendete Datenströme, wie in 1 dargestellt, (sowohl Pilotsymbole SPi als auch Leistungssteuersignale SPCi enthaltend) von sowohl der MS als auch der BTS bedingen.

Wie in 2 dargestellt, enthält BTS 14 einen Transceiver 16 (einen Sender 18 und einen Empfänger 20 enthaltend), welcher Signale 24 inklusive Datenströme 10 an andere Transceiver 30 (von denen jeder einen Sender 32 und einen Empfänger 34 enthält) überträgt. Die anderen Transceiver 30 können beispielsweise in einer mobilen Kommunikationseinheit oder mobilen Stationen (MS) wie einem Mobiltelefon enthalten sein. Ähnlich sendet der MS-Transceiver 30 Signale 38 mit Datenströmen an den BTS-Transceiver 16/-Empfänger 20 zurück. Die Signale 24, 38 werden auf einer ausgewählten Frequenz gesendet, die in einem geeigneten Frequenzband für Signale zwischen dem Sender 18 und den MS-Transceiver 30 liegen. in IS-95-Systemen ist diese Bandbreite typischerweise ungefähr 1,25 MHz, und in WCDMA-Systemen liegt diese Bandbreite typischerweise bei 5 MHz.

Nach dem Stand der Technik werden Pilotsymbole SPi in dem Datenstrom zwischen den Transceivern 16, 30 genutzt, um unterschiedliche Kanalbedingungen entlang des Datenstroms 10, die eine Signalabschwächung bewirken, zu korrigieren. Das heißt, dass bekannte Pilotsymbole SPi an bekannten Positionen innerhalb des Datenstromes 10 bereitgestellt werden. Der empfangende Transceiver 16 oder 30 vergleicht das empfangene Symbol RPi, welches er an diesen bekannten Positionen empfängt, mit bekannten Symbolen SPi und legt einen entsprechenden Faktor oder Kanalkoeffizienten CPi für jede Pilotposition Pi fest, um diese Signalabschwächung zu korrigieren. Wenn zum Beispiel von dem Signal bei Pi bekannt ist, dass es als SPi gesendet wurde, und die Kommunikationseinheit tatsächlich RPi bei Pi empfängt, kann CPi während des Kanalbewertungsprozesses festgelegt werden, sodass: &Sgr;|RPi – CPi·SPi|2(1) minimal ist, wobei die Summe die Differenz zwischen dem empfangenen Symbol und dem korrigierten Symbol, von dem bekannt ist, dass es gesendet wurde, für eine ausgewählte Gruppe von Pilotsymbolen berücksichtigt (die minimierte Summe berücksichtigt deshalb eine Gruppe von Kanalkoeffizienten CPi für i Anzahlen, die die beste Korrektur darzustellen scheint).

Die Kanalkoeffizienten CPi, die an den bestimmten Positionen in den Pilotsymbolen entlang des Datenstromes festgelegt wurden, werden nach dem Stand der Technik genutzt, um entsprechende Kanalkoeffizienten CPi für alle Symbolpositionen entlang des Datenstroms 10 durch eine angemessene Interpolation zu bestimmen. Insbesondere wird eine Interpolation zur Bestimmung angemessener Korrekturfaktoren Ci für alle Datensymbole SDi zwischen den Pilotsymbolen SPi vorzugsweise durch einen angemessenen Interpolator oder Weiner-Filter, der aus dem Stand der Technik bekannt ist, ausgeführt. Dieses ist auch erklärt in „Design for Pilot-Symbol-Assisted Burst-Mode Communication with Fading and Frequency Uncertainty", von Wen-yi Kuo and Michael P. Fitz, International Journal of Wireless Information Networks, Vol. 1, Nr. 4, 1994, Seiten 239-252. Nachdem man ein vollständiges Verständnis der vorliegenden Erfindung erreicht hat, erkennt man hingegen, dass die vorliegende Erfindung vorteilhafterweise mit praktisch irgendeinem Interpolator genutzt werden kann, der für einen Einsatz in einem Mobiltelefonsystem geeignet ist, bei dem die vorliegende Erfindung auch genutzt wird.

Weiterhin ist nach dem Stand der Technik bekannt, dass die interpolierten Ci an jeder Symbolposition entlang des Datenstroms 10 dann genutzt wird, um die Symbole in dem Strom 10 zu demodulieren. Beispielsweise wird beim Symbol Nummer 20 (wenn i = 20) in dem Datenstrom ein Faktor C20, wie oben diskutiert, interpoliert. Das passende Signal kann dann durch die Berechnung, welches Signal S20J sich aus der kleinsten "Metrik" oder Fehlerfaktor m20 an Position 20 entsprechend dem Folgenden ergibt, bestimmt werden: m20 = |R20 – C20·S20|2, wobei:

R20
das bei Position 20 empfangene Symbol ist; und
S20
das hypothetisch mögliche Symbol an Position 20 ist (wobei beispielsweise vier mögliche diskrete Werte für Symbole vorhanden sind (das heißt, vier mögliche Wellenformen, wobei J 1 bis 4 ist), wenn eine QPSK-Modulation vorliegt (Quadrature Phase Shift Keying), und acht mögliche Symbole vorhanden sind (das heißt, J ist 1 bis 8), wenn eine 8-PSK-Modulation vorliegt (8 Phase Shift Keying)).

Entsprechend einer Art der Kanalbewertung nach dem Stand der Technik, wird diejenige diskrete J-Zahl von Symbolen S20J als wahrscheinlichstes Symbol an Position 20 genutzt, die den geringsten m20-Wert ergibt, wobei dieses Symbol zur Demodulation des Datenstroms 10 genutzt wird.

Die vorliegende Erfindung ist ausgerichtet auf eine Verbesserung der Genauigkeit der Kanalkoeffizienten CPi für Pilotsymbole, um somit die Genauigkeit der Kanalkoeffizienten Ci für die durch Interpolation, die Kanalkoeffizienten nutzende, abgeleitete Datensymbole zu erhöhen, um so unmittelbar die Genauigkeit und deshalb die Qualität des demolierten Signals zu verbessern.

Insbesondere ist die vorliegende Erfindung dazu angepasst – wie im weiteren Verlauf genauer beschrieben – um genauere Kanalkoeffizienten Ci für jedes Symbol Si in dem empfangenen Datenstrom 10 dadurch bereitzustellen, dass die Kenntnis, die aus den von dem empfangenen Transceiver gesendeten Leistungssteuersymbole über die Leistung des empfangenen Signals abgeleitet ist, genutzt wird. Weil die BTS fähig ist, die relative gesendete Leistung des Signals festzustellen, welches von der MS empfangen wurde (durch die Fähigkeit der BTS selbst, die Leistungssteuersymbole gesendet hat, die die MS bezüglich der zu nutzenden Leistungsniveaus anweist), wird entsprechend der vorliegenden Erfindung die Feststellung der Kanalkoeffizienten CPi für die Pilotsymbole SPi nicht nur basierend auf der Differenz zwischen den Pilotsymbolen, wie sie empfangen werden, im Vergleich zur vorher bestimmten Pilotsymbolen, von dem bekannt ist, dass sie übertragen wurden, sondern auch auf der Basis der bekannten Leistung des gesendeten Signals ausgeführt.

Dieses Konzept ist in 3 dargestellt, welches eine stark vereinfachte, grafische Darstellung des komplexen Datenstromes 10a des Signals ist. Wenn das BTS-Signal die MS anweist, diesen Datenstrom 10a mit der Leistung in Slot 2 erhöht um &Dgr;W2, die Leistung in Slot 3 erhöht um &Dgr;W3 und die Leistung in Slot 4 erhöht um &Dgr;W4 zu senden, erkennt man von der Darstellung, dass jede Interpolation des aktuellen Signals (dargestellt durch die durchgehende Linie) zwischen den Pilotsymbolen SPi nur eine grobe Annäherung an das Signal wäre. Entsprechend der vorliegenden Erfindung nutzt die BTS die Kenntnis der &Dgr;Wi, um die &Dgr;Wi so anzupassen, dass die Interpolation entlang der gestrichelten Linie ausgeführt wird, welche die Relationen der Pilotsymbole SPi zu den anderen in dem Datenstrom genauer repräsentiert.

Dementsprechend liefert eine Form der vorliegenden Erfindung einen genaueren Kanalkoeffizienten CPi als denjenigen, der an den Positionen der Pilotsymbole SPi bestimmt wird, um genauere Kanalkoeffizienten als dazwischen interpolierte von diesen Pilotsymbolkanalkoeffizienten CPi bereitzustellen (Ci für jede Symbolpositionen). Diese genaueren Rahmenkanalkoeffizienten CPi werden von einem geeigneten Interpolationsfilter genutzt, um dadurch genauere Kanalkoeffizienten Ci für alle Datensymbole SDi in dem Datenstrom 10 zu liefern. Wie bereits festgestellt werden Interpolationsfilter beispielsweise beschrieben in "Design for Pilot-Symbbol-Assisted Burst-Mode Communication with Fading and Frequency Uncertainty", von Wen-yi Kuoand Michael P. Fitz, International Journal of Wireless Information Network, Vol. 1, Nr. 4, 1994, Seiten 239-262.

Somit wird in dieser Form der vorliegenden Erfindung das gesendete Leistungsniveau W in der Erzeugung der Kanalkoeffizienten derart berücksichtigt, dass anstelle der obigen Gleichung (1) die Kanalkoeffizienten CPi für alle Pilotsymbole durch die Minimierung der folgenden Summe festgelegt werden: &Sgr;{|RPi – CPi·SDi·(WPi)1/2|2}(2) wobei von dem Pilotsymbol bei Pi bekannt ist, dass es als SPi mit dem Leistungsniveau WPi gesendet wurde, und die Kommunikationseinheit tatsächlich Ri bei Pi empfängt, und E der Erwartungswert für das Leistungsniveau WPi bei Pi ist. Diese minimierte Summe reflektiert deshalb eine Gruppe von Kanalkoeffizienten CPi von i Zahlen, die scheint, die genaueste Korrektur der Gruppe von Pilotsymbolen SPi zu liefern.

Diese Kanalkoeffizienten CPi werden dann als Interpolationsfilter derart genutzt, wie es nach dem Stand der Technik angemessen ist, Kanalkoeffizienten Ci für alle Datensymbole SDi zwischen den Pilotsymbolen SPi zu interpolieren.

In einer anderen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird die Kenntnis des Sendeleistungsniveaus der empfangenen Signale alternativ genutzt, um die Bewertung der Kanäle an den Pilotsymbolen SPi mit dieser verbesserten Bewertung zu verbessern, die zur Berechnung eines Interpolationsfilters, der am besten für solche Leistungsniveauänderungen geeignet ist, genutzt wird. Wie in größerem Detail im Anschluss beschrieben wird, wird insbesondere die Leistungsniveauinformationen bei der Autokorrelationsfunktionen Rc', die zur Berechnung des am besten geeigneten Interpolationsfilters genutzt wird, berücksichtigt (die Nutzung von Autokorrelationsfunktionen bei der Berechnung von Interpolationsfilter ist bekannt und zum Beispiel dargestellt in „Design for Pilot-Symbol-Assisted Burst-Mode Communication with Fading and Frequency Uncertainty", von Wen-yi Kuo and Michael P. Fitz, International Journal of Wireless Information Networks, Vol.1, Nr. 4, 1994, Seiten 239-252). Wie nach dem Stand der Technik bekannt ist, ist die Autokorrelationsfunktionen Rc(i,k) der Erwartungswert von Ci(Ck) komplexen konjugiert (das heißt, Rc' = E[C'i(Ck)*]). Entsprechend der vorliegenden Erfindung wird die Autokorrelationsfunktionen als Rc' beschrieben, da der Kanalkoeffizient C' entsprechend der vorliegenden Erfindung ein Faktor des wahren Kanalkoeffizienten und dem Quadrat des Leistungsniveaus Wi ist.

In der zweiten Ausführungsform der Erfindung werden die Kanalkoeffizienten für die Pilotsymbole SPi entsprechend Gleichung 1 bestimmt (das heißt, ohne Berücksichtigung der Kenntnis über das Leistungsniveau Wi, wie es bei der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung vorkommt), und diese festgestellten Pilotsymbolkanalkoeffizienten CPi werden zur Berechnung des "am besten geeigneten" Interpolationsfilters genutzt (welcher – wie oben erwähnt – in dieser Ausführungsform der Erfindung in Teilen auf den bekannten Leistungsniveaus basiert), um verlässliche Kanalkoeffizienten für die Datensymbole SDi in dem Datenstrom 10 zu interpolieren.

In dieser zweiten Ausführungsform der Erfindung kann die Autokorrelationsfunktion zur Berechnung des besten Interpolationsfilters abhängig von den Bedingungen sein, denen das System ausgesetzt ist.

Genauer kann in Übereinstimmung mit der oben beschriebenen zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, bei dem das Kommunikationssystem (z. B. Umgebungsbedingungen, Ausrüstungsverlässlichkeit, etc.) derart gestaltet ist, dass die Leistungssteuerschritte genau gesetzt werden können und die Leistungssteuerkommandos korrekt empfangen werden (das heißt, Leistungsniveaus Wi und Wk der Symbole an den Positionen i und k sind verlässlich bekannt), die durch die BTS genutzte Autokorrelationsfunktionen Rc, wie folgt dargestellt werden:

wobei:
J0
die Besselfunktion erster Art ist;
fD
die Dopplerspreizung des Kanals ist; und
Ts
die Symboldauer ist.

In einer BTS eines Systems, in welcher die oben beschriebenen Bedingungen normalerweise vorkommen, wird diese Autokorrelationsfunktion Rc vorteilhafterweise zur Berechnung eines Interpolationsfilters genutzt, der am besten zu den in dem System erwarteten Bedingungen passt. Die Leistungsniveaus Wi und Wk sind natürlich von den Leistungssteuersymbolen SPCi bekannt, wie es vorher diskutiert wurde. Mit dem auf diese Weise berechneten Interpolationsfilter, bei dessen Berechnung mehr bekannte Information als nach dem Stand der Technik genutzt wird (insbesondere Leistungsniveauinformationen) wird also dadurch die Genauigkeit der für alle Datensymbole interpolierten Kanalkoeffizienten Ci verbessert.

Alternativ kann in den Kommunikationssystemen, die derart gestaltet sind, dass die Leistungssteuersymbole immer korrekt empfangen werden und angenommen werden kann, dass die Leistungssteuerschritte &Dgr;Wi unabhängig und gleichmäßig verteilt sind (das heißt, dass es keine Abhängigkeit zwischen den Schritten gibt), die zu nutzende Autokorrelationsfunktionen Rc, zur Berechnung der Interpolationsfilter für die BTS dargestellt wird durch:

wobei:
s1
der Leistungssteuerschritt oder die inkrementelle Veränderung &Dgr;Wi der Signalleistung ist, die von einer Leistungssteuerbitanweisung zur Erhöhung oder Reduzierung herrührt (z. B. 1 dB in dem vorher angegebenen Beispiel);
yi
ist entweder 1 oder –1, wobei an der Position k L inkrementelle Leistungsschritte vorkamen;
E
der Erwartungswert für das Leistungsniveau bei Pi ist; und
A
die durchschnittliche Signalleistung ist.

In einer BTS in einem System, in welchem die oben beschriebenen Bedingungen normalerweise vorherherrschen, wird dieser Autokorrelationsfunktion Rc' vorteilhafterweise zur Berechnung eines Interpolationsfilters, der am besten zu den in dem System erwarteten Bedingungen passt, genutzt. Mit dem so unter Berücksichtigung von mehr bekannten Informationen als nach dem Stand der Technik (insbesondere Leistungsniveauinformation) berechneten Interpolationsfilter wird auch die Genauigkeit der Kanalkoeffizienten Ci, die für alle Datensymbole SDi interpolierte sind, verbessert.

Als weitere Alternative dieser Ausführungsform der Erfindung, bei dem das Kommunikationssystem derart gestaltet ist, dass allgemein erwartet werden kann, dass Leistungssteuersymbole mit einem sehr schlechten Signal-zu-Rausch-Verhältnis (SNR) empfangen werden, aber der Leistungssteuerschritt sehr genau ist, ist die zu benutzende Autokorrelationsfunktion Rc' bei der Berechnung der Interpolationsfilter durch die BTS:

In einer BTS eines Systems, bei welchem die oben beschriebene dritte Bedingung normalerweise vorherrscht, wird die Autokorrelationsfunktion Rc' vorteilhafterweise zur Berechnung eines Interpolationsfilters genutzt, der am besten zu jenen in dem System erwarteten Bedingungen passt. Mit dem so unter Berücksichtigung von mehr bekannten Informationen als nach dem Stand der Technik (insbesondere Leistungsschrittinformation) berechneten Interpolationsfilter wird auch die Genauigkeit der Kanalkoeffizienten Ci, die für alle Datensymbole SDi interpoliert sind, verbessert.

In noch einer weiteren Alternative dieser Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, die dort angewendet werden kann, wo das Kommunikationssystem derart gestaltet ist, dass allgemein erwartet werden kann, dass Leistungssteuersymbole mit sehr schlechtem Signal-zu-Rausch-Verhältnis (SNR) empfangen werden und die Leistungssteuerschritte nicht genau sind, ist die zu benutzen die Autokorrelationsfunktion Rc' zur Berechnung des genutzten Interpolationsfilters durch die BTS:

Wie bei den oben beschriebenen Alternativen dieser Ausführungsform der Erfindung wird in einer BTS eines Systems, in dem die oben beschriebenen Bedingungen normalerweise vorherrschen, diese Autokorrelationsfunktion Rc' vorteilhafterweise genutzt, um einen Interpolationsfilter zu berechnen, der am besten zu den in diesem System erwarteten Bedingungen passt, so dass die Genauigkeit der Kanalkoeffizienten Ci, die für alle Datensymbole SDi interpoliert werden, dadurch auch verbessert wird.

In dem am meisten präferierten Ausführungsbeispiel würde eine BTS so programmiert sein, um in geeigneter Weise jedwede der obigen Autokorrelationsfunktionen Rc' entsprechend den am wahrscheinlichsten in der BTS anzutreffenden Bedingungen zu nutzen. Natürlich wäre es im Rahmen der vorliegenden Erfindung, einen geeigneten Prozessor und/oder Sensoren bereitzustellen, die zu gegebener Zeit feststellen könnten, welche dieser Bedingungen dann vorherrschenden, und dann die Autokorrelationsfunktion Rc' entsprechend denjenigen Bedingungen einsetzen bis eine zur gegenwärtigen veränderte Bedingung festgestellt würde, zu welcher Zeit die BTS dann auf eine andere Autokorrelationsfunktionen Rc' zur Berechnung des Interpolationsfilters umschalten würde, welcher genutzt wird, um die Kanalkoeffizienten Ci für die Datensymbole SDi zu berechnen.

Weiterhin sollte verstanden werden, dass der breite Umfang der vorliegenden Erfindung mit anderen Autokorrelationsfunktionen als denjenigen, die oben beschrieben sind, genutzt werden kann; oder sie könnte angepasst werden, um am besten unter anderen Bedingungen als den oben beschriebenen zu funktionieren, wobei solche Autokorrelationsfunktionen die Leistungsniveauinformationen nutzen, die von den Leistungssteuersignale SPCi verfügbar sind.

Die in 2 dargestellten BTS- und MS-Transceiver 16, 30 können entsprechend der vorliegenden Erfindung betrieben werden. Einfach ausgedrückt enthält der BTS-Transceiver 16 entsprechend dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung einen Prozessor 40, einen Signaldemodulator 42 und einen Speicher 44. Der Speicher 44 enthält einen Signalinterpolator 46.

In der zweiten Ausführungsform der Erfindung (in welcher ein Interpolationsfilter durch die BTS berechnet wird) enthält der Speicher 44 mindestens eine Autokorrelationsfunktion 48 (in der oben beschriebenen Alternative, in der die Bedingungen sensorisch erkannt werden, und eine geeignete Autokorrelationsfunktion basierend auf den erkannten Bedingungen genutzt wird, würde der Speicher mehr als eine Autokorrelationsfunktion enthalten). In der zweiten Ausführungsform der Erfindung, falls Bedingungen zur Auswahl zwischen Autokorrelationsfunktionen nicht sensorisch erkannt werden, sollte die Autokorrelationsfunktion 48 basierend auf den bei dem Transceiver 16 erwarteten Bedingungen gewählt werden. Weiterhin wäre in der zweiten Ausführungsform der Erfindung der Signalinterpolator 46 kein spezifischer Interpolationsfilter sondern ein geeigneter Algorithmus oder dergleichen, von dem der am besten geeignete Interpolationsfilter basierend auf der Autokorrelationsfunktionen 48 berechnet werden kann, wie es oben beschrieben ist.

Der Speicher 44 enthält auch die bekannten Werte der Pilotsymbole SPi, die als Basis zur Bestimmung der Pilotsymbolkanalbewertung genutzt werden. Der Prozessor 40 enthält einen Vergleicher 49 zum Vergleich der bekannten Werte der Pilotsymbole, wie sie empfangen wurden, mit denjenigen, die als Teil der Bestimmung der Pilotsymbolkanalbewertung empfangen wurden.

Der andere Transceiver 30 ist im Wesentlichen dadurch ähnlich, dass er auch einen Prozessor 50, einen Signaldemodulator 52 und einen Speicher 54 enthält. Der Speicher 44 enthält auch einen Signalinterpolator 56, und der Prozessor 50 enthält auch einen Vergleicher 59. (Bei den hier genutzten Konventionen, auf die vorher hingewiesen wurde, sendet die BTS 14 Leistungssteuerbits an die MS, und deshalb sind die Autokorrelationsfunktionen entsprechend der vorliegenden Erfindung nicht erforderlich oder in der in 2 dargestellten MS enthalten. Wie vorangehend beschrieben könnte die MS an Stelle dessen oder auch in der gleichen Art und Weise wie für die BTS 14 hierin beschrieben betrieben werden, in welchem Fall die MS Leistungssteuerbits in seinen Signalen 38 enthalten würde, und sie würde in ihrem Speicher 54 geeignete Autokorrelationsfunktionen – wie hier offenbart – enthalten. Deshalb sollte selbstverständlich sein, dass die MS auch ein oder mehrere Autokorrelationsfunktionen in ihrem Speicher 54 zur Nutzung für die Berechnung der Interpolationsfilter (die zweite Ausführungsform der Erfindung nutztend) aufweisen könnte, und/oder sie könnte die Leistungsniveauinformationen zu Berechnung der Kanalkoeffizienten CPi für die von der BTS empfangenen Pilotsymbole nutzen (die erste Ausführungsform der Erfindung nutzend).

Der Betrieb der Transceiver 16, 30 von 2 ist deshalb wie folgt. Der BTS-Transceiver 16 generiert ein Signal 24, welches durch die Luft zum Empfang durch eine MS gesendet wird. Das Signal 24 enthält Datenströme 10, wie sie in 1 dargestellt sind, mit Leistungssteuerbits, welche durch den BTS-Prozessor 40 bestimmt wurden, welche die empfangene MS anweisen, welche Leistungsniveaus für sein Rücksignal 38 genutzt werden sollen. Der MS-Prozessor 50 interpoliert in geeigneter Weise und demoduliert das Signal 24 und steuert in Anhängigkeit der demodulierten Leistungssteuerbits das Leistungsniveau des Signals 38, das er an die BTS 14 sendet.

Entsprechend der oben beschriebenen ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung nutzt der BTS-Prozessor 40 die Kenntnis des Leistungsniveaus des Signals 38 in der BTS angesichts der von der BTS gesendeten Anweisungen, zur Bestimmung verbesserter Kanalkoeffizienten CPi für die Pilotsymbole SDi entsprechend der obigen Gleichung (2). Diese verbesserten Pilotsymbolkanalkoeffizienten CPi werden dann durch den Interpolator 46 genutzt, um verbesserte Kanalkoeffizienten Ci für alle Datensymbole zu bestimmen. Das verbesserte, interpolierte Signal wird dann durch den Demodulator 42 demoduliert, um hoch zuverlässige und genaue Signalausgangswerte bereitzustellen (z. B. eine Sprachübertragung über einen Lautsprecher).

Entsprechend der zweiten oben beschrieben Ausführungsform der vorliegenden Erfindung nutzt der BTS-Prozessor 40 den Algorithmus in dem Interpolator 46, um einen Interpolationsfilter basierend auf der Autokorrelationsfunktion 48 in seinem Speicher 44 zu berechnen (wobei die Autokorrelationsfunktion entweder basierend auf angenommenen Bedingungen ausgewählt werden kann, oder basierend auf erkannten Bedingungen von der BTS ausgewählt werden kann), wobei die Kenntnis des Leistungsniveaus des Signals 38 durch die BTS hinsichtlich der durch die BTS gesendeten Anweisungen berücksichtigt wird. Der am besten geeignete Interpolationsfilter wird dann durch den Prozessor 40 genutzt, um verbesserte Kanalkoeffizienten Ci für alle Datensymbole zu bestimmen. Das verbesserte, interpolierte Signal wird dann durch den Demodulator 42 demoduliert, um einen hoch verlässlichen und genaueren Signalausgangswert bereitzustellen (z. B. für eine Sprachübertragung über einen Lautsprecher).

Man erkennt, dass die vorliegende Erfindung insbesonders vorteilhaft mit Transceiver 16, 30 – wie RAKE-Empfänger – ist, die im Allgemeinen in CDMA-Systemen angetroffen werden, aufweisen. Kanalkoeffizienten Ci müssen für jeden RAKE-Finger in einem solchen System bewertet werden, was genau Kanalkoeffizienten Ci in solchen Systemen besonders wichtig macht. Es sollte aber auch erkannt werden, dass die vorliegende Erfindung vorteilhafterweise auch mit anderen Arten von Empfängern genutzt werden kann.

Noch andere Aspekte, Ziele und Vorteile der vorliegenden Erfindung können durch das Studium der Spezifikation, der Zeichnungen und der anliegenden Ansprüche abgeleitet werden. Es ist selbstverständlich, dass die vorliegende Erfindung in alternativen Ausführungsformen genutzt werden kann, bei denen weniger als all die Ziele und Vorteile der vorliegenden Erfindung und bevorzugten Ausführungsbeispiele – wie oben beschrieben – erreicht werden.


Anspruch[de]
  1. Transceiver (30) angepasst zur Kommunikation über Signale mit einem anderen Transceiver (16), mit

    einem Empfänger (34), der zum Empfangen eines Signals (24), das mehrere Symbole inklusive vorbestimmter Pilotsymbole aufweist, vom anderen Transceiver (16) angepasst ist;

    einem Sender (32), der zum Senden von Signalen, die mehrere Symbole inklusive Leistungssteuerbits aufweisen, angepasst ist, wobei die Leistungssteuerbits zum Anweisen des anderen Transceivers (16) zur Einstellung ausgewählter Leistungsniveaus für seine Signale an den Empfänger (34) angepasst sind;

    einem Prozessor (50), der angepasst ist zur Interpolation von Kanalkoeffizienten für empfangene Symbole sowohl basierend auf

    a) den ausgewählten Leistungsniveaus des anderen Transceiver-Signals als auch

    b) der Differenz zwischen den vorbestimmten Pilotsymbolen und den Pilotsymbolen, wie sie durch den Empfänger empfangen werden; und

    einem Demodulator (52), der zur Demodulation aller empfangenen, auf den interpolierten Kanalkoeffizienten basierenden Symbolen, angepasst ist.
  2. Transceiver (30) nach Anspruch 1, bei dem der Prozessor (50) zur Bestimmung von Pilotsymbolkanalkoeffizienten CPi angepasst ist, um so die folgenden Summe für ausgewählte Symbole zu minimieren:
    wobei:

    E der Erwartungswert für das Leistungsniveau an der Pilotposition Pi ist,

    WPi das bekannte Leistungsniveau an der Pilotposition Pi ist,

    RPi das an der Pilotposition Pi empfangene Pilotsymbol ist, und

    SPi das Pilotsymbol ist, von dem bekannt ist, dass es an der Pilotposition Pi gesetzt worden ist und

    der einen Interpolationsfilter einschließt, der zur Interpolation von Kanalkoeffizienten für andere als die Pilotsymbolkanalkoeffizienten basierend auf den festgestellten Pilotkanalsymbolkoeffizienten CPi angepasst ist.
  3. Transceiver (30) nach Anspruch 1, bei dem der Prozessor (50) zur Berechnung eines Interpolationsfilters als Funktion der ausgewählten Leistungsniveaus angepasst ist, wobei der berechnete Interpolationsfilter zur Interpolation von Kanalkoeffizienten für empfangene Symbole, die andere als die Pilotsymbole sind, angepasst ist.
  4. Transceiver nach Anspruch 3, bei dem der Transceiver (30) Bedingungen ausgesetzt ist, in denen die Leistungsniveaus genau gesetzt werden können, und die Leistungssteuerbits richtig von dem anderen Transceiver (16) empfangen werden, und der Prozessor (50) zur Nutzung der folgenden Autokorrelationsfunktion Rc' bei der Berechnung des Interpolationsfilters angepasst ist:
    wobei:

    J0 die Besselfunktion der ersten Art ist;

    fD die Dopplerspreizung des Kanals ist;

    TS die Symboldauer ist, und

    Wi und Wk bekannte Leistungsniveaus an den Positionen i und k in dem Empfängersignal sind.
  5. Transceiver nach Anspruch 3, bei dem der Transceiver (30) Bedingungen ausgesetzt ist, in denen die Leistungsniveaubits immer richtig empfangen werden, und Änderungen in dem Leistungsniveau unabhängig und gleich verteilt sind, und der Prozessor (50) zur Nutzung der folgenden Autokorrelationsfunktion Rc' zur Berechnung des Interpolationsfilters angepasst ist:
    wobei:

    J0 die Besselfunktion der ersten Art ist;

    fD die Dopplerspreizung des Kanals ist;

    TS die Symboldauer ist, und

    i und k Positionen in dem empfangenen Signal sind;

    s1 die inkrementelle Veränderung in der Signalleistung ist, die aus einem Leistungssteuerbit resultiert, das nicht Null ist;

    yi entweder 1 oder –1 ist, wobei an der Position k L inkrementelle Leistungsschritte stattfanden;

    E die Erwartung ist;

    Wi das bekannte Leistungsniveau des empfangenen Signals ist und

    A das durchschnittliche Leistungsniveau des empfangenen Signals ist.
  6. Transceiver (30) nach Anspruch 3, bei dem der Transceiver (30) Bedingungen ausgesetzt ist, bei denen die gesendeten Leistungssteuerbits durch den anderen Transceiver (16) mit einem sehr schlechten Signal-zu-Rausch-Abstand (SNR) empfangen werden, und die inkrementellen Veränderungen der Leistungsniveaus des empfangenen Signals genau sind, und der Prozessor (50) zur Nutzung der folgenden Autokorrelationsfunktion Rc' zur Berechnung des Interpolationsfilters angepasst ist:
    wobei:

    J0 die Besselfunktion der ersten Art ist;

    fD die Dopplerspreizung des Kanals ist;

    TS die Symboldauer ist, und

    i und k Positionen in dem empfangenen Signal sind;

    s die inkrementelle Veränderung &Dgr;Wi in der Signalleistung ist, die aus einem Leistungssteuerbit, das nicht Null ist, resultiert.
  7. Transceiver (30) nach Anspruch 3, bei dem der Transceiver (30) Bedingungen ausgesetzt ist, bei denen die Leistungssteuerbits mit einem schlechten Signal-zu-Rausch-Abstand (SNR) empfangen werden, und die inkrementellen Änderungen in den Leistungsniveaus der empfangenen Signale nicht genau sind, und der Prozessor (50) zur Nutzung der folgenden Autokorrelationsfunktion Rc' zur Berechnung des Interpolationsfilters angepasst ist:
    wobei:

    J0 die Besselfunktion der ersten Art ist;

    fD die Dopplerspreizung des Kanals ist;

    TS die Symboldauer ist;

    i und k Positionen in dem empfangenen Signal sind;

    s die inkrementelle Veränderung in der Signalleistung ist, das von einem Leistungssteuerbit, das nicht Null ist, resultiert;

    L die Anzahl der inkrementellen Leistungsschritte ist;

    E die Erwartung ist; und

    A das durchschnittliche Leistungsniveau des empfangenen Signals ist.
  8. Transceiver nach Anspruch 1, bei dem ein Transceiver (30) in einer Basisstation und der andere Transceiver (16) in einer mobilen Station eines Mobilfunksystems ist.
  9. Transceiver nach Anspruch 1, bei dem der Transceiver (30) in einer mobilen Station eines Mobilfunksystems und der andere Transceiver (16) in einer Basisstation ist.
  10. Ein Verfahren zu Verbesserung des Signalempfanges einer Kommunikationseinheit mit den Schritten:

    a) Senden eines Signals (24) von einem ersten Transceiver (16) mit Datensymbolen, von denen Ausgesuchte Leistungssteuerbits sind, die einen zweiten Transceiver (30) anweisen, ein Rücksignal bei bestimmten Leistungsniveaus zu senden;

    b) Empfangen des gesendeten Signals (24) am zweiten Transceiver (30);

    c) Senden eines Rücksignals (38) bei dem angewiesenen Leistungsniveau vom zweiten Transceiver (30) mit Datensymbolen und Pilotsymbolen, wobei die Pilotsymbole vorbestimmte Werte an vorbestimmten Stellen in dem Signal aufweisen;

    d) Empfangen des Rücksignals (38) am ersten Transceiver (16);

    e) Bestimmen von Kanalkoeffizienten an vorbestimmten Stellen in den Pilotsymbolen in dem Rücksignal basierend sowohl auf a) einem Vergleich der durch den ersten Transceiver (16) empfangenen Pilotsymbole mit vorbestimmten Werten der Pilotsymbole als auch b) durch Anweisungen der Leistungsniveaubits bezüglich der Leistungsniveaus des Rücksignals (38); und

    f) Bestimmen der Rücksignaldatensymbole basierend auf den bestimmten Kanalkoeffizienten.
  11. Verfahren nach Anspruch 10, wobei das Bestimmen der Kanalkoeffizienten folgendes umfasst:

    Interpolieren von Kanalkoeffizienten für Datensymbole, die auf den Kanalkoeffizienten für die in Schritt e) bestimmten Pilotsymbolen basieren, und wobei das Bestimmen der Rücksignaldatensymbole

    ein Korrigieren der empfangenen Rücksignaldatensymbole unter Nutzung der interpolierten Kanalkoeffizienten beinhaltet.
  12. Verfahren nach Anspruch 10, wobei die Kanalkoeffizienten CPi im Schritt e) durch Minimierung der folgenden Summe für ausgewählte Pilotsymbole bestimmt werden:
    wobei:

    E der Erwartungswert für das Leistungsniveau an der Pilotposition Pi ist,

    WPi das bekannte Leistungsniveau an der Pilotposition Pi ist,

    RPi das an der Pilotposition Pi empfangene Pilotsymbol ist, und

    SPi das Pilotsymbol, von dem bekannt ist, dass es an der Pilotposition Pi gesendet wurde.
  13. Verfahren nach Anspruch 10, weiterhin mit

    Berechnen eines Interpolationsfilter mindestens in Teilen basierend auf einem ausgewählten Leistungsniveau des Rücksignals; und

    Interpolieren der Kanalkoeffizienten für ausgewählte Rücksignaldatensymbole unter Nutzung des berechneten Interpolationsfilters und der festgestellten Pilotsymbolkanalkoeffizienten, wobei die Bestimmung der empfangenen Signaldatensymbole folgendes umfasst:

    Nutzen der interpolierten Kanalkoeffizienten zur Bestimmung der Rücksignaldatensymbole.
  14. Verfahren nach Anspruch 13, wobei die Berechnung eines Interpolationsfilters eine Autokorrelationsfunktion nutzt, welche in Teilen auf ausgewählten Leistungsniveaus des Rücksignals beruht.
  15. Verfahren nach Anspruch 14,

    wobei der Transceiver Bedingungen ausgesetzt ist, bei denen die Leistungsniveaus genau gesetzt werden können, und die Leistungssteuerbits korrekt durch den anderen Transceiver empfangen werden, und die Autokorrelationsfunktion Rc' wie folgt ist:
    wobei:

    J0 die Besselfunktion der ersten Art ist;

    fD die Dopplerspreizung des Kanals ist;

    TS die Symboldauer ist, und

    Wl und Wk die bekannten Leistungsniveaus an den Positionen i und k in dem empfangenen Signal sind.
  16. Verfahren nach Anspruch 14,

    wobei der Transceiver Bedingungen ausgesetzt ist, bei denen die Leistungssteuerbits immer richtig empfangen werden, und Änderungen in Leistungsniveaus unabhängig und gleich verteilt sind, und die Autokorrelationsfunktion Rc' wie folgt lautet:
    wobei:

    J0 die Besselfunktion der ersten Art ist;

    fD die Dopplerspreizung des Kanals ist;

    TS die Symboldauer ist;

    i und k Positionen in dem empfangenen Signal sind;

    s1 die inkrementelle Veränderung in der Signalleistung ist, die von einem Leistungssteuerbit, das nicht Null ist, resultiert;

    yi entweder 1 oder –1 ist, wobei an der Position k L inkrementelle Leistungsschritte stattfanden;

    E die Erwartung ist;

    Wi das bekannte Leistungsniveau an der Position i in dem empfangenen Signal ist; und

    A das durchschnittliche Leistungsniveaus des empfangenen Signals ist.
  17. Verfahren nach Anspruch 14,

    wobei der Transceiver Bedingungen ausgesetzt ist, bei denen die gesendeten Leistungssteuerbits von dem anderen Transceiver mit einem sehr schlechten Signal-zu-Rausch-Verhältnis (SNR) empfangen werden, und die inkrementellen Änderungen in den Leistungsniveaus des empfangenen Signals genau ist und die Autokorrelationsfunktion Rc' wie folgt lautet:
    wobei:

    J0 die Besselfunktion der ersten Art ist;

    fD die Dopplerspreizung des Kanals ist;

    TS die Symboldauer ist;

    i und k Positionen in dem empfangenen Signal sind;

    s die inkrementelle Veränderung &Dgr;Wi in der Signalleistung ist, die von einem Leistungssteuerbit, das nicht Null ist, resultiert;

    L die Anzahl der inkrementellen Leistungsschritte ist; und

    A das durchschnittliche Leistungsniveau des empfangenen Signals ist.
  18. Verfahren nach Anspruch 14,

    wobei der Transceiver Bedingungen ausgesetzt ist, bei denen die Leistungssteuerbits mit einem schlechten Signal-zu-Rausch-Verhältnis (SNR) empfangen werden, und die inkrementellen Änderungen in den Leistungsniveaus der empfangenen Signale nicht genau sind, und die Autokorrelationsfunktion Rc' wie folgt ist:
    wobei:

    J0 die Besselfunktion der ersten Art ist;

    fD die Dopplerspreizung des Kanals ist;

    TS die Symboldauer ist;

    i und k Positionen in dem empfangenen Signal sind;

    s die inkrementelle Änderung in der Signalleistung ist, die von einem Leistungssteuerbit, das nicht Null ist, resultiert;

    L die Anzahl der inkrementellen Leistungsschritte ist;

    E die Erwartung ist; und

    A das durchschnittliche Leistungsniveaus des empfangenen Signals ist.
Es folgt ein Blatt Zeichnungen






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