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Dokumentenidentifikation DE112004001850T5 10.08.2006
Titel Mit Einzyklussteuerung geregelte Hochsetz-Topologie ohne Brücke (BLB) zur Leistungsfaktorkorrektur
Anmelder International Rectifier Corp., El Segundo, Calif., US
Erfinder Soldano, Marco, El Seguno, Calif., US
Vertreter Gleiss Große Schrell & Partner Patentanwälte Rechtsanwälte, 70469 Stuttgart
DE-Aktenzeichen 112004001850
Vertragsstaaten AE, AG, AL, AM, AT, AU, AZ, BA, BB, BG, BR, BW, BY, BZ, CA, CH, CN, CO, CR, CU, CZ, DE, DK, DM, DZ, EC, EE, EG, ES, FI, GB, GD, GE, GH, GM, EP, HR, HU, ID, IL, IN, IS, JP, KE, KG, KP, KR, KZ, LC, LK, LR, LS, LT, LU, LV, MA, MD, MG, MK, MN, MW, MX, MZ, NA, NI, NO, NZ, OM, PG, PH, PL, PT, RO, RU, SC, SD, SE, SG, SK, SL, SY, TJ, TM, TN, TR, TT, TZ, UA, UG, US, UZ, VC, VN, YU, ZA, ZM, ZW, BW, GH, GM, KE, LS, MW, MZ, NA, SD, SL, SZ, TZ, UG, ZM, ZW, AM, AZ, BY, KG, KZ, MD, RU, TJ, TM, AT, BE, BG, CH, CY, CZ, DE, DK, EE, ES, FI, FR, GB, GR, HU, IE, IT, LU, MC, NL, PL, PT, RO, SE, SI, SK, TR, BF, BJ, CF, CG, CI, CM, GA, GN, GQ, GW, ML, MR, NE, SN, TD, TG, BF, BJ, CF, CG, CI, CM, GA, GN, GQ, GW, ML, MR, NE, SN, TD, TG
WO-Anmeldetag 30.09.2004
PCT-Aktenzeichen PCT/US2004/032221
WO-Veröffentlichungsnummer 2005033819
WO-Veröffentlichungsdatum 14.04.2005
Date of publication of WO application in German translation 10.08.2006
Veröffentlichungstag im Patentblatt 10.08.2006
IPC-Hauptklasse G05F 1/70(2006.01)A, F, I, 20060504, B, H, DE

Beschreibung[de]
QUERVERWEIS AUF VERWANDTE ANMELDUNG

Diese Offenbarung basiert auf und beansprucht die Priorität der vorläufigen US-Patentanmeldung Seriennr. 60/507,901, eingereicht am 1. Oktober 2003, die durch Nennung als hierin aufgenommen betrachtet wird.

ALLGEMEINER STAND DER TECHNIK 1. Gebiet der Erfindung

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Hochsetz-Topologie ohne Brücke (BLB, engl. „Bridge-Less Boost") zur Leistungsfaktorkorrektur (PFC, engl. „Power Factor Correction"), und spezieller einen derartigen Schaltkreis, der mit Einzyklussteuerung geregelt wird und/oder bidirektionale Schalter aufweist.

2. Beschreibung der verwandten Technik

Die Leistungsfaktorkorrektur wird von internationalen Normen (EN61000-3-2) vorgeschrieben, um die harmonischen Emissionen bei wechselstrombetriebenen Systemen zu verringern.

Die gängigste, in 1 gezeigte Lösung benutzt typischerweise eine aus vier Dioden von geeigneter Nennspannung ausgebildete Eingangsgleichrichterbrücke, an die sich ein Hochsetzsteller anschließt, der von einer Spannungsschleife und einer Stromschleife geregelt wird. Die äußere Spannungsschleife über die Diode DV tendiert dazu, die Ausgangsspannung annähernd konstant zu halten. Die innere Stromschleife über die Diode DL (durch Pfeile angezeigt) formt den Eingangsstrom dergestalt, dass er dem Augenblickswert der Eingangsspannung folgt.

Typischerweise wird von der PFC-PWM-Steuereinheit (Leistungsfaktorkorrektur, Impulsbreitenmodulation, engl. „Power Factor Correction, Pulse Width Modulation") die Eingangsspannung erfasst, um ein Referenzsignal für den Strom zu generieren. Der Strom wird außerdem von dem Steuerschaltkreis erfasst. Die Eingangsspannung und der Strom sind somit zu allen Zeiten zueinander proportional und erzeugen am Eingang des Systems das gewünschte Widerstandsverhalten.

Dieser bekannte Schaltkreis weist mehrere Nachteile auf. Der Strompfad läuft durch drei in Reihe geschaltete Dioden (zwei in der Eingangsbrücke sowie die Ausgangs-Hochsetzdiode DL), wodurch insbesondere bei hohen Strompegeln hohe Leitungsverluste verursacht werden. Die Einschaltstoßstromsteuerung (NTC-Bauelement und Relais) beeinträchtigt ebenfalls die Leistung. Die PFC-PWM-Steuereinheit muss in der Regel die gleichgerichtete Netzeingangsspannung sowie die Ausgangsspannung und den Augenblickswert des Drosselstroms erfassen, um sowohl eine Leistungsfaktorkorrektur als auch eine Lastregelung erzielen zu können. Außerdem weist dieser Schaltkreis eine redundante Gleichrichtung auf, einerseits durch die Eingangsbrücke und andererseits durch die Hochsetzdrossel L.

7 zeigt eine PFC-Topologie nach Stand der Technik, die in der US-Patentschrift Nr. 4,412,277, welche durch Nennung als hierin aufgenommen betrachtet wird, offenbart wird und eine herkömmliche Steuermethode unter Einsatz eines Analogmultiplizierers benutzt. Diese Topologie ist mindestens deswegen nicht erstrebenswert, weil die geregelten Schalter nicht gleichzeitig angesteuert werden können, sondern separate, korrekt gegeneinander phasenverschobene Gateansteuerungen erfordern.

8 zeigt eine weitere Einzelphasen-Doppel-Hochsetz-Topologie nach Stand der Technik. Ein Nachteil dieses Schaltkreises besteht in der Sperrverzögerung des High-Side-Schalters, welche die Implementierung unpraktisch machen würde. Dieses Problem wird durch die vorliegende Lösung ohne Brücke überwunden, wobei eine hyperschnelle Hochsetzdiode benutzt werden kann. Das Verfahren nach Stand der Technik ist eine „passive Leistungsfaktorkorrektur" und erfordert ein Netz in Resonanz oder ein dämpfendes Netz, um Ergebnisse zu erzielen. Die vorliegende Leistungsfaktorkorrektur ohne Brücke ist ein aktives Verfahren und kann entweder hartes Schalten oder weiches Schalten nutzen.

Relevant sind außerdem die US-Patenschrift Nr. 5,335,163, die US-Patentschrift Nr. 4,899,271, die EP 1 198 058 A1 sowie „High Efficient PFC-stage without Input Rectification", Prof. Dr. Manfred Reddig und Dr. Manfred Schlenk, PCIM Conference Proceedings 2003, deren Offenbarungen allesamt durch Nennung als hierin aufgenommen betrachtet werden.

KURZDARSTELLUNG DER ERFINDUNG

Unter einem Gesichtspunkt der Erfindung senkt das Hochsetzen ohne Brücke dadurch, dass die intrinsischen Verluste der Eingangsgleichrichterbrücke eliminiert werden, die Verlustleistung herkömmlicher PFC-Systeme dramatisch. Gleichzeitig wird es möglich, die Größe des Systems und damit auch dessen Gesamtkosten zu reduzieren.

Bei früheren Lösungen, die ähnliche Topologien implementierten, war es erforderlich, die Netzeingangsspannung zu erfassen, damit die Steuereinheit korrekt arbeiten konnte. Unter einem weiteren Gesichtspunkt der Erfindung lässt sich durch Einsatz von Einzyklussteuerung (OCC, engl. „One Cycle Control"), auch bekannt als Einzelzyklussteuerung (SCC, engl. „Single Cycle Control") die Leistungsfaktorkorrekturfunktion ohne zusätzliche komplexe Gleichrichternetze zum Erhalten einer Netzwechselspannungsreferenz ausführen, wodurch die Implementierung des Schaltkreises vereinfacht wird.

Unter einem dritten Gesichtspunkt ist es durch Einsatz bidirektionaler Schalter als S1 und S2 außerdem möglich, den Einschaltstoßstrom (den aufgrund des Ladens des Ausgangs-Bulk-Kondensators beim Einschalten auftretenden Überstrom) vollständig zu regeln, indem ein geeignetes Rückstellnetz für die Eingangs-Hochsetzdrossel aufgenommen wird. Dies erlaubt es, die Überstrombegrenzer (wie etwa den NTC und das Relais und die Überbrückungsdiode in 1) zu eliminieren und die Anforderungen an die Stromstoßfestigkeit der Hochsetzdioden abzusenken, wodurch es wiederum möglich wird, kleinere und effizientere Teile einzusetzen.

Unter einem vierten Gesichtspunkt führt das Verlegen der Hochsetzdrossel an den Eingang des Systems eine zusätzliche Filterfunktion aus, wodurch die Kosten für den EMI-Eingangsfilter, der sich normalerweise am Eingang des Systems befindet, gesenkt werden.

Andere Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung gehen aus der folgenden Beschreibung der Erfindung hervor, welche auf die beigefügten Zeichnungen Bezug nimmt.

KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Figur 1 zeigt einen herkömmlichen PFC-Schaltkreis, welcher eine Eingangsgleichrichterbrücke aufweist, an die sich ein Hochsetzsteller anschließt, der von einer Spannungsschleife und einer Stromschleife geregelt wird.

2 zeigt ein vereinfachtes Schaltbild eines Hochsetz-PFC-Schaltkreises ohne Brücke gemäß einer Ausführungsform der Erfindung.

3 zeigt eine Mehrphasen-Implementierung eines Hochsetz-PFC-Schaltkreises ohne Brücke gemäß einer Ausführungsform der Erfindung.

4 zeigt schematisch eine Implementierung eines Hochsetz-PFC-Schaltkreises ohne Brücke gemäß einer Ausführungsform der Erfindung, die bidirektionale Schalter, wie etwa bidirektionale MOSFETs oder GaN-Bauelemente, benutzt.

5 zeigt eine praktische Implementierung eines Hochsetz-PFC-Schaltkreises ohne Brücke gemäß einer Ausführungsform der Erfindung.

6 zeigt eine OCC-Steuerplatine, die mit dem Schaltkreis aus 5 benutzt wird.

7 zeigt eine PFC-Topologie nach Stand der Technik, die für die PFC-Funktion einen Analogmultiplizierer benutzt.

8 zeigt eine weitere Einzelphasen-Doppel-Hochsetz-Topologie nach Stand der Technik.

9 zeigt einen weiteren Hochsetz-PFC-Schaltkreis ohne Brücke mit Einzyklussteuerung gemäß einer Ausführungsform der Erfindung.

10 zeigt einen vereinfachten Hochsetz-PFC-Schaltkreis ohne Brücke gemäß einer Ausführungsform der Erfindung.

11 zeigt einen Ersatzschaltkreis, welcher 10 für einen positiven Netzspannungszyklus entspricht.

12 zeigt die bei 90 V und variierender Ausgangsleistung von einem herkömmlichen PFC-Schaltkreis sowie einem PFC-Schaltkreis ohne Brücke generierten Leitungsverluste.

13 zeigt einen Vergleich zwischen dem Leitungsverlust der MOSFET-Body-Diode und dem Leitungsverlust in einem Synchrongleichrichter.

14 zeigt die Erfassung der Eingangsspannung unter Einsatz eines Spannungsteilers bei einer herkömmlichen Leistungsfaktorkorrektur.

15 zeigt einen 60-Hz-Transformator, der zur Spannungserfassung eingesetzt wird.

16 zeigt einen optischen Koppler, der zur Spannungserfassung eingesetzt wird.

17 zeigt die Erfassung des Drosselstroms unter Einsatz eines Nebenschlusswiderstandes bei einer herkömmlichen Leistungsfaktorkorrektur.

18 zeigt die Stromerfassung unter Einsatz eines Differentialverstärkers.

19 zeigt die Stromerfassung, wobei der Drosselstrom aus dem Schalterstrom und dem Diodenstrom rekonstruiert wird.

20 zeigt eine parasitäre Kapazität, die bei einer herkömmlichen Leistungsfaktorkorrektur zum Gleichtaktrauschen beiträgt.

21 zeigt parasitäre Kapazitäten, die bei einer Leistungsfaktorkorrektur ohne Brücke zum Gleichtaktrauschen beitragen.

In 22 werden Ergebnisse der Simulation des Gleichtaktrauschens gezeigt.

In 23 werden Eingangsspannung und Stromwellenformen bei einer Leistungsfaktorkorrektur ohne Brücke gezeigt.

In 24 wird ein Vergleich zwischen dem Wirkungsgrad eines herkömmlichen PFC-Schaltkreises und dem Wirkungsgrad eines PFC-Schaltkreises ohne Brücke gezeigt.

In 25 wird der Leistungsfaktor eines PFC-Schaltkreises ohne Brücke bei voller Ausgangsleistung und variierender Netzeingangsspannung gezeigt.

In 26 und in 27 wird das EMI-Rauschen bei einem PFC-Schaltkreis ohne Brücke und bei einem herkömmlichen PFC-Schaltkreis verglichen.

28 ist ein Blockschaltbild, das die Anwendung eines zum Einsatz in einem PFC-Schaltkreis vorgeschlagenen IC zeigt.

29 ist ein Blockschaltbild des IC aus 28.

30 ist eine Tabelle, die die Anschlussbelegungen und -definitionen bei dem IC zeigt.

31 ist ein Flussdiagramm, das die Betriebszustände des IC und die Übergänge zwischen diesen zeigt.

32 ist ein Impulsdiagramm des Vcc-UVLO-Modus des IC.

33 ist ein Impulsdiagramm der Modi OLP, Sanftanlauf, Normal, OVP, Bereitschaft und OUP bei dem IC.

BESCHREIBUNG DER AUSFÜHRUNGSFORMEN DER ERFINDUNG I. Der vorgeschlagene Schaltkreis

Bei dem vorgeschlagenen Schaltkreis wurde die Eingangsbrücke vollständig entfernt; ihre Funktion wurde durch zwei Hochsetzdioden und zwei Hochsetzschalter ersetzt. Die beiden Hochsetzschalter werden unter Verwendung der Methode der Einzyklussteuerung (OCC, engl. „One Cycle Control"), die auch unter Einzelzyklussteuerung (SCC, engl. „Single Cycle Control") bekannt ist, mit einer geschlossenen Schleife geregelt.

Die Hochsetzdrossel(n) des Schaltkreises nach Stand der Technik wurde(n) an eine Position vor der Gleichrichterfunktion verlegt, und es kann sich um eine einzelne Drossel handeln, oder sie kann (wie gezeigt) über zwei Drosseln, je eine in jedem der beiden Eingangsdrähte, aufgeteilt sein.

In 2 wird ein vereinfachtes Schaltbild gezeigt. Der Schaltkreis ist aus zwei Hochsetzdrosseln L1, L2 zusammengesetzt, die parallel arbeiten. Es kann ein gemeinsamer Kern vorliegen (nicht gezeigt). Effektiv wird jeweils nur eine Drossel gleichzeitig aktiv sein (die Hochsetzfunktion ausführen). Während des positiven Teils der Eingangssinuskurve (mit durchgezogenen Pfeilen angezeigt) wird das Gate des MOSFET S1 aufgesteuert, und Strom fließt durch die Hochsetzdrossel L1, die dadurch geladen wird. Der Strompfad wird durch die Body-Diode von MOSFET S2 geschlossen (oder indem S2 ebenfalls angeschaltet wird). Wenn S1 daraufhin ausgeschaltet wird, wird die Energie in L1 freigegeben, und ihr Ausgangsstrom entlädt sich über D1 in den Ausgangskondensator C und die Last (und die Schleife wird wieder durch S2 geschlossen).

Im negativen Teil des AC-Eingangszyklus fließt der Strom wie in 2 durch die gestrichelten Pfeile angezeigt. S2 lädt L2. Wenn S2 ausgeschaltet wird, entlädt D2 L2, während die Body-Diode von S1 die Schleife schließt, wobei womöglich S1 ebenfalls eingeschaltet wird. Im Ergebnis muss zu jeder Zeit nur ein Schalter arbeiten. Jedoch ist es möglich, die beiden Schalter gleichzeitig anzusteuern (solange eine Body-Diode vorhanden ist, um den Strom bei Bedarf wie oben beschrieben neu umlaufen zu lassen).

Dieselbe Lösung kann auf mehrphasige Wechselstromeingangssysteme angewendet werden, indem die Anzahl der Phasen erhöht wird. In 3 wird eine mehrphasige Implementierung gezeigt. Die Hochsetzdioden sollten schnell sein, um die Schaltverluste zu reduzieren.

4 zeigt schematisch eine Implementierung, die bidirektionale Schalter, wie etwa bidirektionale MOSFETs oder GaN-Bauelemente, benutzt. Wenn anstelle der MOSFETs S1 und S2 ein bidirektionaler Schalter benutzt wird (ein Schalter, der in beide Richtungen blockieren oder leiten kann), ist es außerdem möglich, den Einschaltstoßstrom des Systems zu regeln und ein kontrolliertes Einschalten (Sanftanlauf) und einen leistungseffizienten Bereitschaftsmodus zu realisieren.

9 zeigt einen weiteren Hochsetz-PFC-Schaltkreis ohne Brücke mit Einzyklussteuerung gemäß einer Ausführungsform der Erfindung. Die Ströme durch die Schalter Q1 und Q2 werden über Messwiderstände Rs1 und Rs2 erfasst, von einem Addierer U3 summiert und einem Strommessverstärker CSA (engl. „current sense amplifier") zugeführt. Die Ausgangsspannung über der LAST wird von einem Spannungsteiler R1, R2 erfasst, einem Fehlerverstärker EA (engl. „error amplifier") zugeführt und mit einer Referenzspannung VREF verglichen. Die Ausgänge von CSA und EA werden jeweils dem Einzyklus-Steuerschaltkreis zugeführt, welcher Q1 und Q2 regelt, um ihre jeweiligen Ströme für die Leistungsfaktorkorrektur zu regeln.

Verglichen mit dem Stand der Technik führt diese OCC-Implementierung der BLB-Topologie mindestens zwei wichtige Vereinfachungen ein:

  • 1) Es ist nicht notwendig, die Eingangsspannung (V1 in 7 zwischen den Punkten 3 und 5) zu erfassen. Im Falle von BLB ist die Eingangsspannung bezüglich Erde vollständig potentialfrei. Die Schaltkreise 29 und 31 sind daher nicht erforderlich.
  • 2) Es ist nicht notwendig, den Drosselstrom (Bezugszahl 23) zu erfassen. Der Strom der Schalter reicht für den Betrieb des Schaltkreises aus. Daher kann ein einfacher, auf Erde bezogener Nebenschluss benutzt werden, um den Strom zu erfassen und die Leistungsfaktorkorrektur zu erzielen. Der Nachteil beim Erfassen des Drosselstroms besteht darin, dass dieser Knoten potentialfrei ist (Bezugszahl 43) und der Strom die Grundfrequenz des Wechselstromnetzes (50 oder 60 Hz) enthält. Dies bedeutet, dass der Stromtransformator dazu ausgelegt werden muss, der niedrigen Frequenz standzuhalten, ohne gesättigt zu werden (große und teure Komponente). Die OCC-Implementierung überwindet diese Einschränkung. Für OCC können ebenso andere geeignete Stromerfassungsschemata eingesetzt werden.

Die Implementierung mit unidirektionalen Schaltern wurde gebaut und getestet, wobei positive Ergebnisse erhalten wurden. 5 zeigt eine praktische Implementierung. 6 zeigt die OCC-Steuerplatine. Komponenten, die denen in den 1 und 2 entsprechen, sind bezeichnet. Der Verbinder J1 auf der OCC-Steuerplatine aus 6 wird mit dem Anschluss J6 in dem Schaltkreis aus 5 verbunden. Der SCC-Chip 42 wird nachstehend genauer behandelt.

II. PFC-Implementierung ohne Brücke unter Einsatz der Einzyklussteuerungsmethode A. Einführung

Bei der Leistungsfaktorkorrektur (PFC, engl. „power factor correction") mit einem Schalter und CCM-Betrieb (nicht lückende Betriebsart, engl. „continuous conduction mode") handelt es sich aufgrund ihrer Einfachheit und ihrer geringeren EMI-Filtergröße um die am weitesten verbreitete Topologie für PFC-Anwendungen. Aufgrund seines hohen Leitungsverlusts und Schaltverlusts weist dieser Schaltkreis bei niedrigen Netzeingangsspannungen einen geringen Wirkungsgrad auf. Mit der Entwicklung des Super-Junction-MOSFET und der SiC-Schottky-Diode wird der Schaltverlust des PFC-Schaltkreises dramatisch verbessert.

Jedoch leidet der Schaltkreis weiterhin unter dem Durchlassspannungsabfall der Gleichrichterbrücke, welcher, insbesondere bei niedrigen Netzeingangsspannungen, einen hohen Leitungsverlust verursacht. Um den Leitungsverlust der Gleichrichterbrücke zu reduzieren, sind verschiedene Topologien entwickelt wurden, einschließlich der Hochsetz-Leistungsfaktorkorrektur ohne Brücke, die keine Bereichsumschaltung erfordert und sowohl Einfachheit als auch hohe Leistung aufzeigt. Ohne Eingangsgleichrichterbrücke generiert die PFC ohne Brücke im Vergleich zur herkömmlichen PFC geringere Leitungsverluste.

Obwohl der Schaltkreis von einfacher Struktur ist, erschwert die Anordnung der Hochsetzdrossel auf der Wechselstromseite die Erfassung der Netzwechselspannung und des Drosselstroms durch den Schaltkreis. Da ferner die wechselstromseitige Drosselstruktur dazu führt, dass der Ausgang auf das Eingangsnetz bezogen potentialfrei ist, leidet der Schaltkreis unter hohem Gleichtaktrauschen.

Verglichen mit der Strommittelwert-Betriebsartsteuerung bietet eine Einzyklus-Betriebsartsteuerung für den PFC-Schaltkreis ohne Brücke viele Vorzüge, beispielsweise, dass kein Multiplizierer, keine Eingangsspannungserfassung und keine Drosselstromerfassung erforderlich sind. Daher bietet die Einzyklussteuerung eine attraktive Lösung.

Unter einem Gesichtspunkt der Erfindung wird die Einzyklussteuerungsmethode in der Leistungsfaktorkorrektur ohne Brücke implementiert. Durch Einsatz von Einzyklussteuerung kann sowohl das Problem der Spannungserfassung als auch das Problem der Stromerfassung des PFC-Schaltkreises ohne Brücke gelöst werden. Die experimentellen Ergebnisse zeigen sowohl eine Verbesserung des Wirkungsgrads als auch eine gute Leistungsfaktorkorrekturfunktion. Und die EMI-Ergebnisse zeigen, dass das Schaltkreisrauschen beherrschbar ist.

B. PFC-Schaltkreis ohne Brücke

In 10 wird der PFC-Schaltkreis ohne Brücke gezeigt. Die Hochsetzdrossel ist aufgeteilt und befindet sich auf der Wechselstromseite, um die Hochsetzstruktur zu konstruieren. Der Ersatzschaltkreis des positiven Netzspannungs-Halbzyklus (positive half line (line voltage) cycle) ist in 11 gezeigt. In diesem Halbzyklus wird von dem MOSFET S1 und der Hochsetzdiode D1 zusammen mit der Hochsetzdrossel L1 ein Gleichspannungs-Hochsetzsteller konstruiert. Unterdessen arbeitet der MOSFET S2 mittels seiner Body-Diode. Der Eingangsstrom wird vom Hochsetzsteller dergestalt geregelt, dass er der Eingangsspannung folgt. Während des negativen Netzspannungs-Halbzyklus arbeitet die Schaltung analog hierzu. Das heißt, dass in jedem Halbzyklus einer der MOSFETs als Schalter und der jeweils andere mindestens als Diode arbeitet. Daher können beide MOSFETs von demselben Signal angesteuert werden.

Die Unterschiede zwischen dem PFC-Schaltkreis ohne Brücke und dem herkömmlichen PFC-Schaltkreis werden in Tabelle 1 zusammengefasst. Vergleicht man den Leitungsweg dieser beiden Schaltkreise, so sieht man, dass der Drosselstrom bei dem PFC-Schaltkreis ohne Brücke zu jedem Zeitpunkt nur durch zwei Halbleiterbauelemente verläuft, während er bei dem herkömmlichen PFC-Schaltkreis durch drei Halbleiterbauelemente verläuft. Wie in Tabelle 1 gezeigt, wird bei dem PFC-Schaltkreis ohne Brücke eine MOSFET-Body-Diode eingesetzt, um die zwei langsamen Dioden des herkömmlichen PFC-Schaltkreises zu ersetzen. Da beide Schaltkreise als Gleichstrom-Hochsetzsteller arbeiten, sollte der Schaltverlust derselbe sein. Somit stützt sich die Verbesserung des Wirkungsgrads auf den Leitungsverlustunterschied zwischen den beiden langsamen Dioden und der Body-Diode des MOSFET. Darüber hinaus reduziert der PFC-Schaltkreis ohne Brücke im Vergleich zu dem herkömmlichen PFC-Schaltkreis nicht nur den Leitungsverlust, sondern auch die Gesamtkomponentenzahl.

Um die Verbesserung des Wirkungsgrades durch Einsatz des PFC-Schaltkreises ohne Brücke abzuschätzen, wird basierend auf einer theoretischen Analyse ein Vergleich der Verluste durchgeführt. Als MOSFET wird ein für 22 A, 600 V bemessener Super-Junction-MOSFET gewählt, und als Diodenbrücke wird eine für 25 A, 600 V bemessene GBPC2506W gewählt. Zum Erzeugen des Leitungsverlustmodells dieser Bauelemente wird ein Kurvenanpassungsverfahren benutzt. Die von diesen beiden Bauelementen bei 90 V Eingangsspannung und variierender Ausgangsleistung generierten Leitungsverluste werden basierend auf dem Augenblickswert des Drosselstroms berechnet und in 12 gezeigt. Für den vollen Leistungspegelbereich kann der PFC-Schaltkreis ohne Brücke den Gesamtwirkungsgrad bei beliebigem Leistungspegel um ca. 1 % verbessern. Angesichts des geringen MOSFET-Durchgangswiderstands kann durch Einschalten des MOSFET der Leitungsverlust bei einem Synchrongleichrichter weiter reduziert werden. Der Leitungsverlust des MOSFET wird basierend auf dem von der Body-Diode und dem Durchgangswiderstand des MOSFET verursachten, niedrigeren Spannungsverlust erneut ausgewertet. Die Ergebnisse der Berechnung werden in 13 gezeigt. Die Leistungsverluste dieser beiden Fälle sind einander sehr ähnlich. Zwar weist der Synchrongleichrichter bei niedriger Leistung eine geringfügige Verbesserung auf, doch verschwindet diese bei steigender Temperatur des MOSFET, da bei höherer Temperatur der Durchgangswiderstand höher ist. Angesichts der Komplexität des Synchrongleichrichters sollte dieser nicht implementiert werden.

C. Vorteile des PFC-Schaltkreises ohne Brücke

Wie in 10 gezeigt ist, weist der PFC-Schaltkreis ohne Brücke keine Eingangsdiodenbrücke auf, und die Hochsetzdrossel ist auf der Wechselstromseite angeordnet. Da der Ausgang und der Eingang des Schaltkreises keine direkte Verbindung aufweisen, wirft der Schaltkreis ohne Brücke mehrere zu behandelnde Probleme auf, wie etwa Eingangsspannungserfassung, Stromerfassung und EMI-Rauschen.

Das Problem der Spannungserfassung und das Problem der Stromerfassung hängen mit der Steuerung des PFC-Schaltkreises ohne Brücke zusammen. Für den herkömmlichen PFC-Schaltkreis wurden mehrere Arten von Steuerungsverfahren entwickelt, wie etwa Strommittelwert-Betriebsartsteuerung, Spitzenstrom-Betriebsartsteuerung und Einzyklussteuerung.

Die Strommittelwert-Betriebsartsteuerung ist aufgrund ihrer hohen Leistung und einfachen Verständlichkeit das beliebteste Steuerungsverfahren. Die Steuereinheit multipliziert das Eingangsspannungssignal mit der Ausgangsspannung der Spannungsschleife, um eine Stromreferenz zu generieren, und die Stromschleife regelt den mittleren Drosselstrom dergestalt, dass er der Stromreferenz folgt.

Bei der Einzyklussteuerung benutzt die Steuereinheit die Ausgangsspannung der Spannungsschleife und den Spitzenstrom der Drossel, um den Arbeitszyklus jedes Schaltzyklus zu berechnen. Da der Arbeitszyklus die geforderte Beziehung zwischen Eingangs- und Ausgangsspannung des Hochsetzschaltkreises erfüllt, folgt der Spitzenwert des Drosselstroms automatisch dem Verlauf der Eingangsspannung. Auf diese Weise wird die Leistungsfaktorkorrekturfunktion erzielt.

1. Erfassung der Eingangsspannung

Bei dem herkömmlichen PFC-Schaltkreis gestaltet sich die Eingangsspannungserfassung einfach. Da die Gleichrichterbrücke vorhanden ist, kann die gleichgerichtete Eingangsspannung, wie in 14 gezeigt, durch Einsatz eines Spannungsteilers direkt erfasst werden. Bei dem PFC-Schaltkreis ohne Brücke gibt es keine Gleichrichterbrücke und keinen Ort zum Einsatz eines Spannungsteilers zum Erfassen der Eingangsspannung. Wie in 15 gezeigt, ist ein 60-Hz-Transformator eine einfache Lösung für die Spannungserfassung. Aufgrund des größeren Ausmaßes des Niederfrequenztransformators und der Kostenfrage ist diese Lösung für Stromversorgungen im Kilowattbereich nicht akzeptabel. Bei einem optischen Koppler handelt es sich, wie in 16 gezeigt, ebenfalls um einen guten Kandidaten für die Spannungserfassung, da sich bei einem optischen Koppler leicht Isolierung erzielen lässt. Um eine geringere Verzerrung der Spannungserfassung zu erzielen, muss ein optischer Koppler mit höherer Linearität und einem breiten Arbeitsbereich eingesetzt werden, was im Vergleich zu der herkömmlichen Erfassung mit einem Spannungsteiler unpraktisch und wesentlich komplexer ist.

Bei Strommittelwert-Betriebsartsteuerung wird die Drosselstromreferenz basierend auf der erfassten Eingangsspannung generiert. Die Eingangsspannungserfassung ist erforderlich und verursacht entweder höhere Kosten oder größere Ausmaße des Hochsetzstellers. Bei der Einzyklussteuerung dagegen arbeitet der Drosselspitzenstrom zusammen mit dem Ausgang der Spannungsschleife, so dass eine Erfassung der Eingangsspannung nicht erforderlich ist. Bei dem herkömmlichen PFC-Schaltkreis gestaltet sich die Spannungserfassung einfach, weswegen der Nutzen der Einzyklussteuerung hier weniger offensichtlich ist.

Die Komplexität der Erfassung der Eingangsspannung bei dem PFC-Schaltkreis ohne Brücke lässt die Einzyklussteuerung als attraktiveres Steuerungsverfahren erscheinen.

2. Stromerfassung

Bei dem herkömmlichen PFC-Schaltkreis gestaltet sich die Eingangstromerfassung recht einfach. Der Drosselstrom kann erfasst werden, indem einfach ein Nebenschlusswiderstand (shunt resistor) in den Rückweg des Drosselstroms eingefügt wird, und mit der gemeinsamen Masse der Steuerung, wie in 17 gezeigt. Bei der Stromerfassung besteht keine Anforderung an die Isolierung.

Bei dem PFC-Schaltkreis ohne Brücke hat der Rückweg der Drossel keine gemeinsame Erde mit dem Ausgang. Daher wird ein Erfassungsverfahren mit Isolierung benutzt. Wie auch bei der Spannungserfassung stellt ein 60-Hz-Stromtransformator eine einfache Lösung dar. Da der Niederfrequenztransformator jedoch eine große Phasenverzögerung auf dem Signal generiert, weist der Steuereingangsstrom eine Phasendifferenz relativ zu der Eingangsspannung auf. Somit wird der Leistungsfaktor durch die Stromerfassung herabgesetzt.

Ein weiteres Verfahren zur Isolierung besteht darin, einen Differentialverstärker zu benutzen, wie in 18 gezeigt. Da der PFC-Schaltkreis bei hoher Schaltfrequenz und hoher Ausgangsspannung schaltet, verursacht die hohe Gleichtaktspannung zusätzliches Rauschen im Stromsignal. Da die Stromerfassungsspannung niedrig ist, um den Leistungsverlust zu minimieren, kann der Leistungsfaktor durch das Stromerfassungsrauschen beeinträchtigt werden. Überdies sind die Kosten für den Differentialverstärker viel höher als für die Lösung mit Nebenschlusswiderstand.

Alternativ dazu kann der Drosselstrom aus dem Schalter- und dem Diodenstrom rekonstruiert werden. Siehe 19. Aufgrund des unterschiedlichen Leitungswegs des Drosselstroms werden für die Stromerfassung drei Stromtransformatoren benötigt.

Bei der Strommittelwert-Betriebsartsteuerung wird für die Stromschleife der mittlere Strom durch die Drossel benötigt. Bei der Einzyklussteuerung dagegen wird dagegen zur Steuerung nur der Spitzenstrom durch die Drossel benötigt. Daher lässt sich die Stromerfassung vereinfachen. Durch Einsatz der Serienstromtransformatoren (series current transformators) mit MOSFETs lässt sich der Spitzenstrom durch die Drossel einfach erfassen. Darüber hinaus kann der Einsatz von Stromtransformatoren den Leistungsverlust, der von einem Nebenschlusswiderstand verursacht wird, weiter reduzieren. Wie bei der Spannungserfassung lässt das einfache Stromerfassungsverfahren bei dem herkömmlichen PFC-Schaltkreis die Einzyklussteuerung weniger attraktiv erscheinen. Bei dem PFC-Schaltkreis ohne Brücke dagegen macht die Komplexität der Stromerfassung die Einzyklussteuerung zum attraktivsten Steuerungsverfahren.

3. EMI-Rauschen

Probleme im Zusammenhang mit EMI-Rauschen beruhen auf der Struktur der Leistungsstufe. Bei dem herkömmlichen PFC-Schaltkreis ist die Erde der Ausgangsspannung über die Gleichrichterbrücke stets mit dem Eingangsnetz verbunden. Daher ist, wie in 20 gezeigt, die parasitäre Kapazität zwischen MOSFET-Drain und Erde die einzige parasitäre Kapazität, die zum Gleichtaktrauschen beiträgt. Bei dem PFC-Gleichrichter ohne Brücke gibt es keine Gleichrichterbrücke. Die Ausgangsspannung ist auf das Eingangs-Wechselstromnetz bezogen potentialfrei. Somit tragen, wie in 21 gezeigt, nicht nur die parasitären Kapazitäten Cd1 und Cd2 zwischen den MOSFET-Drains und Erde, sondern ebenso auch alle parasitären Kapazitäten Cn und Cp zwischen den Ausgangsanschlüssen und Erde zum Gleichtaktrauschen bei. Die Simulationsergebnisse werden in 22 gezeigt. Auf den parasitären Kapazitäten zwischen den MOSFET-Drains und Erde sind die dv/dt von Vcd1 und Vcd2 von entgegengesetzter Polarität. Durch sorgfältige Gestaltung der parasitären Kapazitäten kann eine Rauschunterdrückung erzielt werden. Bei den parasitären Kapazitäten zwischen den Ausgangsanschlüssen und Erde sind die dv/dt von Vp und Vn identisch, so dass sich keine Rauschunterdrückung erzielen lässt. Angesichts dessen, dass diese Kapazitäten nicht nur die parasitären Effekte des Ausgangs der PFC-Stufe, sondern auch den Eingang für die Last umfassen, kann das Gleichtaktrauschen wesentlich schlimmer sein als bei dem herkömmlichen PFC-Schaltkreis.

D. Experimentelle Implementierung

Ausgehend von der vorstehenden Analyse kann der PFC-Schaltkreis ohne Brücke sowohl die Schaltkreistopologie vereinfachen als auch den Wirkungsgrad verbessern. Außerdem ist die Einzyklussteuerung das attraktivste Steuerungsverfahren für den PFC-Schaltkreis ohne Brücke. Es wurde ein PFC-Schaltkreis ohne Brücke mit 500 W und 100 KHz Schaltfrequenz für universellen Netzeingang mit Einzyklussteuerung entworfen und implementiert. In dem Prototyp kamen ein Super-Junction-MOSFET (600 V, 22 A) und eine SiC-Diode (600 V, 4 A) zum Einsatz. Außerdem wurde als Vergleichsmarke unter Verwendung der gleichen Bauelemente ein herkömmlicher PFC-Schaltkreis gebaut.

In 23 werden die Eingangsspannung und die Stromwellenformen gezeigt. Der Eingangsstrom folgt der Eingangsspannung perfekt. Somit wird durch Einsatz der Einzyklussteuerung die Leistungsfaktorkorrekturfunktion erzielt. In 24 wird der Vergleich zwischen dem Wirkungsgrad der beiden Schaltkreise bei einer Netzeingangsspannung von 90 V gezeigt. Über den gesamten Leistungsbereich beträgt die Verbesserung des Wirkungsgrads ungefähr 1 %, was gut mit der theoretischen Analyse übereinstimmt. In 25 wird der Leistungsfaktor bei voller Ausgangsleistung und variierender Netzeingangsspannung gezeigt. Der hohe Leistungsfaktor wird durch Einsatz von Einzyklussteuerung wird über den gesamten Netzeingangsbereich erzielt. Das EMI-Verhalten des PFC-Schaltkreises ohne Brücke und des herkömmlichen PFC-Schaltkreises werden verglichen und die Ergebnisse in 26 und in 27 gezeigt. Die experimentellen Ergebnisse zeigen, dass das Rauschen beim PFC-Schaltkreis ohne Brücke im niederfrequenten Bereich dem Rauschen des herkömmlichen PFC-Schaltkreises entspricht. Im hochfrequenten Bereich ist das Rauschen geringfügig höher, jedoch ist das EMI-Rauschen des PFC-Schaltkreises ohne Brücke beherrschbar.

E. Zusammenfassung

Der PFC-Schaltkreis ohne Brücke erübrigt den Eingangsgleichrichter und kann einen höheren Wirkungsgrad erzielen. Auf Basis der theoretischen Analyse wird von dem Schaltkreis eine Wirkungsgradverbesserung von 1 % erwartet. Der Schaltkreis kommt mit den Problemen der Spannungserfassung und der Stromerfassung zurecht, und die Einzyklussteuerung bietet eine einfache und hochgradig leistungsfähige Lösung. Die experimentellen Ergebnisse zeigen die Einfachheit der Einzyklussteuerung und den hohen Leistungsfaktor und bestätigen ferner, dass der PFC-Schaltkreis ohne Brücke den Wirkungsgrad im Vergleich zu dem herkömmlichen PFC-Schaltkreis um 1 % verbessern kann. Zwar weist der PFC-Schaltkreis ohne Brücke noch EMI-Rauschen auf, doch ist das Rauschen beherrschbar und entspricht dem EMI-Rauschen des herkömmlichen PFC-Schaltkreises.

III. VORGESCHLAGENER EINZYKLUSSTEUERUNGS-IC

Es folgt eine Beschreibung eines vorgeschlagenen OCC-Chips (Einzykluskontrollchips) zur Verwendung in den vorstehend genannten Ausführungsformen der Erfindung.

A. Merkmale:
  • • PFC mit „Einzyklussteuerung" (OCC)
  • • Nicht lückende Betriebsart (CCM, engl. „continuous conduction mode") der PFC
  • • Keine Erfassung der Netzspannung erforderlich
  • • Programmierbare Schaltfrequenz (50 KHz bis 200 KHz) • Programmierbarer Überspannungsschutz
  • • Spannungsabfallschutz
  • • Zyklusweise Spitzenstrombegrenzung • Sanftanlauf
  • • Vom Benutzer auslösbarer Mikroleistungs-„Schlafmodus"
  • • Offener-Schleifen-Schutz (Open-Loop-Protection)
  • • Maximales Arbeitszykluslimit von 98
  • • Vom Benutzer programmierbarer Festfrequenzbetrieb
  • • Min. Auszeit von 150 bis 350 nS über Frequenzbereich
  • • VCC-Unterspannungssperre
  • • Abschalten bei Unterspannung am Ausgang
  • • 18-V-Gateansteuerung, geeignet für 1,5-A-Spitze
  • • Mikroleistungs-Einschaltstrom (< 200 &mgr;A)
  • • Sperr-Immunität (Latch-immunity) und ESD-Schutz
B. Beschreibung

Der vorgeschlagene Leistungsfaktorkorrektur-(PFC)-Steuer-IC ist für den CCM-Betrieb (nicht lückender Betrieb, engl. „continuous conduction mode") über einen weiten Bereich der Netzeingangsspannung ausgelegt. Der IC basiert auf der „Einzyklussteuerungs"-Methode (OCC, engl. „One Cycle Control"), die eine kostengünstige Lösung für die Leistungsfaktorkorrektur bereitstellt. Das Steuerungsverfahren ermöglicht hinsichtlich Komponentenanzahl, Leiterplattenfläche und Entwurfszeit wesentliche Einsparungen und liefert eine bessere Systemleistung als herkömmliche Lösungen. Der IC ist vollständig geschützt und eliminiert die oftmals rauschempfindlichen Anforderungen an die Netzspannungserfassung bei bestehenden Lösungen.

Zu seinen Merkmalen zählen: programmierbare Schaltfrequenz; programmierbarer, dedizierter Überspannungsschutz; Sanftanlauf; zyklusweise Spitzenstrombegrenzung; Spannungsabfallschutz; Open-Loop-Schutz; Unterspannungssperre (UVLO); Mikroleistungs-Einschaltstrom. Außerdem kann der IC zur Erfüllung von Anforderungen bezüglich niedriger Bereitschaftszustandsleistung (Energy Star, Green Power, Blauer Umweltengel etc.) in einen Schlafmodus gesteuert werden, in welchem der gesamte Stromverbruch unterhalb von 200 &mgr;A liegt, indem der OVP-Anschlussstift auf unter 1 V gezogen wird.

28 ist ein Blockschaltbild, das einen Anwendungsfall des vorgeschlagenen IC zeigt. Bei diesem Beispiel wird er als gleichrichterartiger PFC-Schaltkreis des in 1 gezeigten Typs eingesetzt.

29 ist ein Blockschaltbild des IC.

30 ist eine Tabelle, die die Anschlussbelegungen und -definitionen zeigt.

Bei dem Gehäuse handelt es sich vorteilhafterweise um ein 8-poliges SOIC-Gehäuse.

C. Anschlussstiftbelegung Anschlussstift COM (Erde)

Dies ist der Massepotentialstift des integrierten Steuerschaltkreises. Alle internen Bauelemente werden auf diesen Punkt bezogen.

Anschlussstift VFB (Ausgangsspannungs-Rückführung, engl. „output voltage feedback")

Die Ausgangsspannung des Hochsetzstellers (boost converter) wird über einen Widerstandsteiler erfasst und diesem Anschlussstift zugeführt, bei dem es sich um den invertierenden Eingang des Ausgangsspannungs-Fehler-verstärkers handelt. Die Impedanz der Teilerkette muss klein genug sein, um keinen wesentlichen Fehler aufgrund der Eingangsruheströme (input bias converter) des Verstärkers einzuführen, sogar klein genug, um die Verlustleistung zu minimieren. Ein typischer Wert für die Impedanz des externen Teilers ist 1 M&OHgr;. Der Fehlerverstärker ist ein Verstärker vom Steilheitsverstärkertyp (transconductance type), der eine hohe Ausgangsimpedanz ergibt, wodurch die Rauschfestigkeit des Fehlerverstärkerausgangs gesteigert und außerdem die Wechselwirkung der Eingangsteilerkette mit Kompensationsrückkopplungskapazitäten eliminiert sowie das Laden der Teilerkette aufgrund eines Verstärkerausgangs mit niedriger Impedanz reduziert wird.

Anschlussstift COMP (Spannungsverstärkerausgang, engl. „Voltage Amplifier Output")

Externe Schaltungen zwischen diesem Anschlussstift und Erde kompensieren die Systemspannungsschleife. Diese Kompensation wird vom Systemdesigner entworfen und durch die Spezifikationen des Systems bestimmt. Dies ist der Ausgang des Spannungsfehlerverstärkers, und das Kompensationsnetz gibt die Sanftanlaufzeit vor. Dieser Anschlussstift kann auch genutzt werden, um ein Abschaltmerkmal des Konverters durch Ziehen des Anschlussstifts auf Erde über externe Schaltungen bereitzustellen.

Anschlussstift GATE

Dies ist der Gateansteuerungsausgang des IC. Diese Ansteuerungsspannung wird intern auf ein Maximum von 18 V begrenzt und stellt einen Ansteuerungsstrom von ± 1,5 A Spitze mit übereinstimmenden Anstiegs- und Abfallszeiten bereit.

Anschlussstift FREQ

Dies ist der vom Benutzer programmierbare Frequenz-Anschlussstift. Ein externer Widerstand zwischen diesem Anschlussstift und dem COM-Anschlussstift programmiert die Frequenz. Der Betriebsbereich der Schaltfrequenz für das Bauelement beträgt 50 KHz bis 200 KHz.

Anschlussstift ISNS (Stromerfassungseingang, engl. Current Sense Input)

Dieser Anschlussstift stellt den invertierenden Stromerfassungseingang und die Spitzenstrombegrenzung dar. Die Spannung an diesem Anschlussstift ist der über dem Strommesswiderstand des Systems erfasste negative Spannungsabfall und stellt den mittleren Drosselstrom (inductor current) dar, welcher vom Strommessverstärker verstärkt wird. Sobald diese Spannung die Referenzspannung erreicht, wird der Ansteuerungsimpuls beendet, so dass ein „zyklusweiser" Schutz geschaffen wird. Die Ansteuerungsimpulse werden beim nächsten Taktzyklus zurückgesetzt, sofern die Spannung am Eingang des Komparators bis auf unter die Schwelle abgebaut wurde. Dieser Schutzschaltkreis umfasst einen Vorderflanken-Austastschaltkreis (leading edge blanking circuit), der dem Komparator nachgeschaltet ist, um die Rauschfestigkeit des Schutzprozesses zu verbessern. Der Ausgang des Strommessverstärkers wird außerdem dem invertierenden Eingang des Summationsverstärkers zugeführt, welcher den Ausgang des Ausgangsspannungs-Fehlerverstärkers mit dieser Spannung summiert, und dessen Ausgang dann eine durch folgende Gleichung dargestellte Spannung liefert: Vm – k·IS·RS, wobei:

Vm
= Ausgangsspannung des Fehlerverstärkers
IS
= mittlerer Drosselstrom
RS
= Strommesswiderstand des Systems

Anschlussstift VCC

Dies ist der Versorgungsspannungs-Anschlussstift des IC. Dieser Anschlussstift ist der erfasste Knoten für den Unterspannungs-Sperrschaltkreis. Durch Ziehen dieses Anschlussstifts unter die minimale Abschalt-Schwellenspannung kann der IC ohne Beschädigungen abgeschaltet werden. Der Anschlussstift ist nicht intern spannungsbegrenzt (clamped).

Anschlussstift OVP

Dieser Anschlussstift ist der Eingang für den Überspannungsschutzkomparator, dessen Schwelle intern auf 106 % von VREF programmiert ist, was einer Schwelle von 106 % der normalen Ausgangsspannung entspricht. Ein Widerstandsteiler führt diesen Anschlussstift von der Ausgangsspannung an COM und unterbindet die Gateansteuerung, sobald die Schwelle überschritten wird. Der normale Betrieb wird wieder aufgenommen, sobald der Spannungspegel auf diesem Anschlussstift unter die Schwelle für den Anschlussstift abfällt (mit Hysterese). Der Anschlussstift wird außerdem benutzt, um den „Schlaf"-Modus des IC zu aktivieren, indem der Spannungspegel auf unter 0,5 V (typ.) gezogen wird.

D. Betriebszustände

31 ist ein Flussdiagramm, das die Betriebszustände und die Übergänge zwischen diesen zeigt. Im Einzelnen:

UVLO-Modus

(Unterspannungssperre, engl. „undervoltage lock out"). Während die Netzwechselspannung von 0 Volt ausgehend ansteigt, bleibt der IC im UVLO-Zustand, bis die Spannung am VCC-Anschlussstift die VCC-Einschalt-Schwellenspannung VCC ON überschreitet. Während sich der IC im UVLO-Zustand befindet, ist der Gateansteuerungsschaltkreis inaktiv, und der IC zieht einen Ruhestrom (quiescent current) von ICC STNDBY. Der UVLO-Modus ist von jedem anderen Betriebszustand aus erreichbar, sobald die Bedingung für die IC-Versorgungsspannung VCC < VCC UVLO erfüllt ist. 32 zeigt ein Impulsdiagramm des Vcc-UVLO-Modus.

Bereitschaftsmodus

Der IC befindet sich in diesem Zustand, wenn die Versorgungsspannung VCC ON überschritten hat und die Spannung am VFB-Anschlussstift weniger als 20 % von VREF beträgt. In diesem Zustand läuft der Oszillator, und alle internen Schaltungen sind vorgespannt (biased), aber das Gate ist inaktiv, und der IC zieht ICC STNDBY. Dieser Zustand ist von allen anderen Betriebszuständen außer OVP erreichbar. Dieser IC nimmt diesen Zustand immer dann ein, wenn die Spannung am VFB-Anschlussstift im normalen Modus oder während eines Spitzenstrombegrenzungs-Fehlerzustands auf 50 % von VREF oder im Sanftanlaufmodus auf 20 % von VREF abgefallen ist. Dieser Betriebszustand wird auch im Falle eines Übertemperatur-Störungszustands eingenommen.

Sanftanlaufmodus

Dieser Zustand wird aktiviert, sobald die VCC-Spannung VCC ON überschritten hat und die Spannung am VFB-Anschlussstift 20 % von VREF überschritten hat. Die Sanftanlaufzeit, welche als die für einen linearen Anstieg des Arbeitszyklus von 0 auf sein Maximum benötigte Zeit definiert ist, hängt von den Werten ab, die zwischen den Anschlussstiften COMP und COM für die Kompensation der Spannungsschleife ausgewählt wurden. Während des Sanftanlaufzyklus wird der Ausgang des Spannungsfehlerverstärkers (Anschlussstift COMP) durch das Kompensationsnetz geladen. Dies erzwingt einen linearen Anstieg der Spannung an diesem Knoten, was wiederum einen von 0 ausgehenden linearen Anstieg im Gateansteuerungs-Arbeitszyklus erzwingt. Dieser kontrollierte Arbeitszyklusanstieg reduziert die Beanspruchung der Systemkomponenten während der Einschaltbedingungen, da die Amplitude des Eingangsstroms linear ansteigt.

Normaler Modus

Der IC wird als im normalen Modus befindlich betrachtet, sobald der Sanftanlauf-Übergang abgeschlossen ist. Zu diesem Zeitpunkt schaltet die Gateansteuerung, und der IC zieht aus der Versorgungsspannungsquelle einen Strom, der maximal ICC AG beträgt. Im Falle eines Abschaltens aufgrund einer Störung, die die Schutzschaltungen aktiviert, oder falls die Versorgungsspannung unter die UVLO-Abschaltschwelle von VCC UVLO abfällt, löst das Bauelement eine weitere Sanftanlaufsequenz aus.

Störungsschutzmodus/Fehlerschutzmodus (fault)

Der Störungsmodus wird aktiviert, wenn ein beliebiger der Schutzschaltkreise aktiviert wird. Die IC-Schutzschaltkreise umfassen: Versorgungsspannungs-Unterspannungssperre (UVLO, engl. „Under Voltage Lockout"), Ausgangs-Überspannungsschutz (OVP, engl. „Over Voltage Protection"), Open-Loop-Schutz (OLP, engl. „Open Loop Protection"), Ausgangs-Unterspannungsschutz (OUV, engl. „Output Undervoltage Protection") und Spitzenstrombegrenzungs-Schutz (IPK LIMIT).

Siehe 33 für ein Impulsdiagramm (Zeitdiagramm) der Modi OLP, Sanftanlauf, Normal, OVP, Bereitschaft und OUP.

Schlafmodus

Der Schlafmodus wird ausgelöst, indem der OVP-Anschlussstift unter 0,7 V (typ.) gezogen wird. In diesem Modus wird der IC im Wesentlichen abgeschaltet und zieht einen sehr niedrigen Ruheversorgungsstrom.

E. Allgemeine Beschreibung

Der Steuer-IC ist für Hochsetzsteller zur Leistungsfaktorkorrektur bei fester Frequenz im nicht lückenden Betrieb (CCM-Betrieb = Continuous Conduction Mode) vorgesehen. Der IC arbeitet mit im Wesentlichen zwei Schleifen, einer inneren Stromschleife und einer äußeren Spannungsschleife. Die innere Stromschleife ist schnell und zuverlässig und erfordert keine Erfassung der Eingangsspannung, um eine Stromreferenz zu erzeugen. Die innere Stromschleife hält auf Basis der Abhängigkeit des Arbeitszyklus des Impulsbreitenmodulators von der Netzeingangsspannung das sinusförmige Profil des mittleren Eingangsstroms aufrecht, um den analogen Netzeingangsstrom zu ermitteln. Somit nutzt die Stromschleife das eingebettete Eingangsspannungssignal, um den mittleren Eingangsstrom der Eingangsspannung folgend zu steuern. Dies ist so, solange der nicht lückende Betrieb (CCM-Betrieb) beibehalten wird. Da die Drossel eine endliche Induktivität aufweist, können bis zu einem gewissen Grade Verzerrungen der Stromwellenform auftreten, wenn der Netzzyklus auf den Nulldurchgang zu wandert und wenn der Hochsetzsteller bei sehr geringen Lasten arbeitet. Die resultierenden Oberschwingungsströme (harmonic currents) unter diesen Betriebsbedingungen liegen innerhalb der Grenzewerte der Klasse D aus EN61000-3-2 und sind daher unproblematisch. Die äußere Spannungsschleife regelt die Ausgangsspannung des Hochsetzstellers, und der Ausgangsspannungs-Fehlerverstärker stellt an seinem Ausgang eine Spannung her, die unmittelbar die Steilheit der Integratorrampe und daher die Amplitude des mittleren Eingangsstroms steuert. Die Kombination aus den beiden Steuerelementen regelt die Amplitude und den Verlauf des Eingangsstroms dergestalt, dass er proportional zu und in Phase mit der Eingangsspannung ist. Der IC setzt Schutzschaltungen ein, die für einen robusten Betrieb im vorgesehenen Anwendungsfall sorgen und auf Systemebene Schutz vor Überstrom-, Überspannungs-, Unterspannungs- und Spannungsabfalls-Bedingungen (brownout conditions) bieten.

IC-Versorgung

Der UVLO-Schaltkreis überwacht den VCC-Anschlussstift und hält das Gateansteuerungssignal solange inaktiv, bis die Spannung am VCC-Anschlussstift die UVLO-Einschaltschwelle VCC ON erreicht. Sobald die VCC-Spannung diese Schwelle überschreitet, und vorausgesetzt, dass die Spannung am VFB-Anschlussstift größer als 20 % von VREF ist, beginnt die Gateansteuerung zu schalten, wobei sie von der Sanftanlauffunktion geregelt wird, welche die Impulsbreite allmählich bis zu ihrem von dem Ausgangsspannungs-Fehlerverstärker angeforderten Maximalwert ansteigen lässt. Falls die Spannung am VCC-Anschlussstift unter die UVLO-Abschaltschwelle VCC UVLO fallen sollte, schaltet sich der IC ab, die Gateansteuerung wird beendet, und die Anschaltschwelle muss wieder überschritten werden, um den Prozess neu zu starten und in den Sanftanlaufmodus überzugehen.

Sanftanlauf

Der Sanftanlaufprozess regelt die Anstiegsrate des Ausgangsspannungs-Fehlerverstärkers, um eine lineare Steuerung des ansteigenden Arbeitszyklus als Funktion der Zeit zu erhalten. Die Sanftanlaufzeit wird im Wesentlichen von den gewählten Kompensationskomponenten des Spannungsfehlerverstärkers geregelt und ist daher auf Basis der gewünschten Schleifengrenzfrequenz (loop crossover frequency) bis zu einem gewissen Grade vom Benutzer programmierbar.

Frequenzauswahl

Der Oszillator ist dergestalt ausgelegt, dass die Schaltfrequenz des IC durch einen externen Widerstand am FREQ-Anschlussstift programmierbar ist. Das Design umfasst Minimal-/Maximal-Einschränkungen dergestalt, dass die minimale und maximale Betriebsfrequenz basierend auf dem gewählten Widerstandswert in den Bereich von 50 bis 200 KHz fallen.

Gateansteuerung

Bei dem Gateansteuerungsausgang kann es sich um einen Totem-Pole-Treiber mit hinreichender Treiberstärke handeln, um einen für die Anwendung typischen Leistungsschalter (d.h., IRFB22N60C3 oder einen äquivalenten Schalter) effizient anzusteuern.

Zwar wurde die vorliegende Erfindung in Bezug zu speziellen Ausführungsformen davon beschrieben, doch dem Fachmann sind viele andere Variationen und Modifikationen und andere Verwendungszwecke ersichtlich. Die vorliegende Erfindung ist daher nicht auf die spezifische Offenbarung hierin beschränkt.

ZUSAMMENFASSUNG

Die Hochsetz-Topologie ohne Brücke eliminiert den intrinsischen Verlust der Eingangsgleichrichterbrücke und reduziert dadurch die Verlustleistung, die Kosten und die Größe herkömmlicher Leistungsfaktorkorrektursysteme (PFC-Systeme, engl. „Power Factor Correction"). Das Erfassen der Netzeingangsspannung durch die Steuereinheit ist nicht erforderlich. Durch Einsatz von Einzyklussteuerung (OCC, engl. „One Cycle Control"), auch bekannt als Einzelzyklussteuerung (SCC, engl. „Single Cycle Control") lässt sich die Leistungsfaktorkorrekturfunktion ohne komplexe Gleichrichternetze zum Erhalten einer Netzwechselspannungsreferenz ausführen. Der Einsatz bidirektionaler Schalter macht es möglich, den Einschaltstoßstrom (den aufgrund des Ladens des Ausgangs-Bulk-Kondensators beim Einschalten auftretenden Überstrom) zu regeln, so dass Überstrombegrenzer eliminiert und die Anforderungen an die Stromstoßfestigkeit der Dioden reduziert werden können. Durch Verlegen der Hochsetzdrossel an den Eingang des Systems wird eine zusätzliche Filterfunktion aufgenommen, wodurch die Kosten der EMI-Eingangsfilterung reduziert werden.


Anspruch[de]
  1. PFC-Hochsetzsteller ohne Brücke, umfassend:

    eine Hochsetzdrossel (boost converter), die ein erstes Ende aufweist, das mit einem ersten AC-Eingangsanschluss verbunden ist, und ein zweites Ende, das mit einem ersten Übergang verbunden ist, der zwischen der Anode einer ersten Diode und einem ersten Anschluss eines ersten Schalters festgelegt ist;

    einen zweiten Anschluss des ersten Schalters, der mit einer gemeinsamen Leitung verbunden ist;

    eine Parallelschaltung von einer Kapazität und einer Last, die zwischen die Kathode der ersten Diode und die gemeinsamen Leitung geschaltet ist;

    eine Reihenschaltung einer zweiten Diode und eines zweiten Schalters, die zwischen die Kathode der ersten Diode und die gemeinsame Leitung geschaltet ist;

    einen zweiten AC-Eingangsanschluss, der mit einem zweiten Übergang verbunden ist, der zwischen der Anode der zweiten Diode und dem zweiten Schalter festgelegt ist; und

    einen Steuerschaltkreis, der für die Steuerung der ersten und zweiten Schalter verbunden ist, um die Leistungsfaktorkorrektur in Bezug auf die Leistung, die an die Last angelegt wird, bereitzustellen.
  2. PFC-Hochsetzsteller ohne Brücke nach Anspruch 1, wobei der erste und der zweite Schalter bidirektionale Schalter sind.
  3. PFC-Hochsetzsteller ohne Brücke nach Anspruch 2, wobei die bidirektionalen Schalter bidirektionale MOSFETs sind.
  4. PFC-Hochsetzsteller ohne Brücke nach Anspruch 2, wobei die bidirektionalen Schalter GaN-Bauelemente sind.
  5. PFC-Hochsetzsteller ohne Brücke nach Anspruch 1, ferner umfassend eine weitere Hochsetzdrossel, die zwischen den zweiten AC-Eingangsanschluss und den zweiten Übergang geschaltet ist.
  6. PFC-Hochsetzsteller ohne Brücke nach Anspruch 5, ferner umfassend eine Reihenschaltung einer dritten Diode und eines dritten Schalters, die parallel zu der ersten und zweiten Diode und dem ersten und zweiten Schalter geschaltet ist, und eine dritte Hochsetzdrossel, die zwischen einen dritten AC-Eingangsanschluss und einen dritten Übergang geschaltet ist, der zwischen dem dritten Schalter und der Anode der dritten Diode festgelegt ist.
  7. PFC-Hochsetzsteller ohne Brücke nach Anspruch 1, wobei der erste und der zweite Schalter MOSFETs sind, von welchen jeder eine entsprechende Body-Diode hat, deren Kathode mit dem entsprechenden Übergangspunkt der ersten und zweiten Übergangspunkte verbunden ist.
  8. PFC-Hochsetzsteller ohne Brücke nach Anspruch 7, wobei jeder MOSFET ein Paar Hauptanschlüsse hat, die jeweils mit der gemeinsamen Leitung und dem entsprechenden Übergang der ersten und zweiten Übergänge verbunden sind; und einen Gate-Anschluss, der mit dem Steuerschaltkreis verbunden ist.
  9. PFC-Hochsetzsteller ohne Brücke nach Anspruch 7, wobei der Steuerschaltkreis eine Einzyklussteuerung implementiert, wobei der erste und der zweite Schalter in Reaktion auf den Strom in dem ersten und dem zweiten Schalter und der ersten und der zweiten Diode gesteuert werden.
  10. PFC-Hochsetzsteller ohne Brücke nach Anspruch 7, wobei der Steuerschaltkreis die Einzyklussteuerung implementiert, wobei der erste und der zweite Schalter in Reaktion auf den Strom in dem ersten und zweiten Schalter und auf eine Ausgangsspannung über der Last gesteuert werden.
  11. PFC-Hochsetzsteller ohne Brücke nach Anspruch 7, wobei der Steuerschaltkreis die Einzyklussteuerung implementiert, wobei der erste und der zweite Schalte in Reaktion auf eine Ausgangsspannung über der Last und auf den Spitzenstrom in den Hochsetzdrosseln gesteuert werden.
  12. PFC-Hochsetzsteller ohne Brücke nach Anspruch 1, wobei der Steuerschaltkreis die Einzyklussteuerung implementiert, wobei der erste und der zweite Schalter in Reaktion auf den Strom in dem ersten und dem zweiten Schalter und der ersten und der zweiten Diode gesteuert werden.
  13. PFC-Hochsetzsteller ohne Brücke nach Anspruch 1, wobei der Steuerschaltkreis die Einzyklussteuerung implementiert, wobei der erste und der zweite Schalter in Reaktion auf den Strom in den ersten und zweiten Schaltern und auf eine Ausgangsspannung über der Last gesteuert werden.
  14. PFC-Hochsetzsteller ohne Brücke nach Anspruch 1, wobei der Steuerschaltkreis die Einzyklussteuerung implementiert, wobei der erste und der zweite Schalter in Reaktion auf eine Ausgangsspannung über der Last und auf den Spitzenstrom in den Hochsetzdrosseln gesteuert werden.
Es folgen 27 Blatt Zeichnungen






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