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Dokumentenidentifikation DE60024232T2 17.08.2006
EP-Veröffentlichungsnummer 0001155425
Titel ELEKTRONISCHES STEUERSYSTEM FÜR EIN ELEKTROMAGNETISCHES STELLMITTEL
Anmelder Bergstrom, Gary, Moreland Hills, Ohio, US
Erfinder Bergstrom, Gary, Moreland Hills, US
Vertreter Dreiss, Fuhlendorf, Steimle & Becker, 70188 Stuttgart
DE-Aktenzeichen 60024232
Vertragsstaaten DE, FR, GB
Sprache des Dokument EN
EP-Anmeldetag 21.01.2000
EP-Aktenzeichen 009044801
WO-Anmeldetag 21.01.2000
PCT-Aktenzeichen PCT/US00/01530
WO-Veröffentlichungsnummer 2000045403
WO-Veröffentlichungsdatum 03.08.2000
EP-Offenlegungsdatum 21.11.2001
EP date of grant 23.11.2005
Veröffentlichungstag im Patentblatt 17.08.2006
IPC-Hauptklasse H01F 7/18(2006.01)A, F, I, 20051017, B, H, EP
IPC-Nebenklasse F02D 41/20(2006.01)A, L, I, 20051017, B, H, EP   F01L 9/04(2006.01)A, L, I, 20051017, B, H, EP   

Beschreibung[de]
HINTERGRUND DER ERFINDUNG Gebiet der Erfindung:

Diese Erfindung bezieht sich auf die Steuerung eines weiten Bereichs von Systemen sich bewegender Elemente, die als elektromagnetische Stellantriebe wie Solenoids, Schaltschütze oder sogar Getriebe bezeichnet werden.

Beschreibung des Standes der Technik

Elektromagnetische Stellantriebe einschließlich Solenoids werden auch als Stellantriebe mit variabler Reluktanz bezeichnet. Diese Vorrichtungen besitzen ein bewegliches Element, das entweder aus einem ferromagnetischen Material, einem Magneten oder aus beidem hergestellt ist, auf das durch ein Magnetfeld eine Kraft ausgeübt wird, die durch einen elektrischen Strom erzeugt wird, der in einer Drahtwicklung fließt. In dem sich nicht bewegenden Teil kann sich auch ein Permanentmagnet befinden, so dass in dem Fall die von dem Magneten erzeugte Kraft durch die Wicklung entweder verstärkt oder reduziert wird. Die Wicklung ist meistens auf ferromagnetischem Material aufgewickelt, um die Effizienz und Kraft noch zu erhöhen.

Allgemeine Beispiele für solche Teile sind rohrförmige Solenoids, die einzelnen Drähte in vielen Druckköpfen, Schlittenrelais, einige Arten von Magnetschwebebahnen und Neuheiten wie Kugeln, die ohne direkten mechanischen Kontakt oberhalb oder unterhalb ihrer Auflage magnetisch treiben. Lautsprecher gehören auch zu jenen Systemen, die mit Hilfe dieses Ansatzes gesteuert werden können. Auch wenn die Bewegung einer Lautsprecherwicklung normalerweise nicht über einen geschlossenen Regelkreis gesteuert wird, so kann man dies doch tun.

Auch wenn viele dieser Systeme derzeit durch Feedbacksysteme gesteuert werden, so war die reibungslose Steuerung von Bewegung und Position des sich bewegenden Elementes in diesen Systemen immer eine komplizierte Kombination der mechanischen und elektrischen Hardware. Die Komplikation ergibt sich aufgrund der Art des Problems, das mit diesen Systemen gesteuert werden soll. Die Kräfte, die die Verriegelung aller dieser Systeme steuern, sind meistens nicht sehr linear. In dem Maße, wie der Luftspalt zwischen den magnetischen Materialien, die in diesen Systemen enthalten sind, abnimmt, nimmt die Kraft, die von einem konstanten Strom in der Wicklung ausgeübt wird, zu. Bei den meisten EIN/AUS-Systemen dieser Art ist das Ergebnis eine unkontrollierte Bewegung, wobei sich das sich bewegende Element sich beschleunigt, bis es in einen Stop hineingerät. Die sich daraus ergebende Auswirkung kann erhebliche Geräusche, Vibrationen und Verschleiß erzeugen.

Viele frühere Ansätze sind mit unterschiedlichem Ausmaß an Erfolg und Komplexität ausprobiert worden. Ein Beispiel veranschaulicht das amerikanische Patent Nr. 5467244 von Jayawant, bei dem ein System konstruiert wird, das nicht nur das Runaway steuert; es ermöglicht auch, dass das System die Position des Gegenstandes steuert. Andere Systeme, wie Stupak, US-Patent Nr. 4659969, haben auch ein gewisses Maß an Steuerung erreicht, wobei Stupak dem System einen Hall-Sensor hinzugefügt hat, um den Magnetfluss zu überwachen, der in dem System enthalten ist. Ein noch früheres System aus dem US-Patent Nr. 4368501 von Gingrich zeigt uns, wie man das Strömungssignal aus einer zweiten Wicklung an der Vorrichtung herleitet. Weitere Systeme besitzen eine versuchte Feedbacksteuerung mit einer Vielzahl von Positionssensoren, die das sich bewegende Element beobachten. In dem US-Patent Nr. 5635784 wird ein weiterer Ansatz für eine solche Steuerung beschrieben.

Die verwendete Abtasttechnik ist bei vielen Systemen von großer Bedeutung. Oft befindet sich die Vorrichtung in einer Umgebung, die für bestimmte Arten von Sensoren von Nachteil ist. Bei den Halleffekt-Sensoren handelt es sich beispielsweise um integrierte Halbleiter-Schaltkreise mit einem begrenzten Temperaturbereich. Die Ergänzung weiterer Wicklungen zur Durchführung der Abtastung kann einen erheblichen Einfluss auf die physikalische Größe haben, ganz zu schweigen von der Komplexität der zusätzlichen Drähte. Jayawant beschreibt ein System, bei dem einfach die beiden Drähte der vorhandenen Wicklung verwendet werden, doch die Wicklung wird mit einem komplizierten, elektronischen Schaltkreis umgeben, um die Signale abzufragen, die für die Steuerung benötigt werden.

Was bei diesen früheren Systemen nicht erkannt worden ist, ist die Tatsache, dass das System, das gesteuert werden soll, "überbestimmt" wurde. Es sind mehr Informationen verfügbar als benötigt werden, um die Bewegung des sich bewegenden Elementes angemessen zu steuern. Es wurde in Systemen versucht, eine Wicklung mit einem bekannten Signal anzutreiben, während gleichzeitig zwei Parameter in dem Antriebssystem gemessen werden. Die Wicklung wird meistens mit einer Spannung angetrieben und der Strom und der Fluss in der Wicklung werden gemessen. Wie oben bereits gesagt, gibt es eine Vielzahl von Techniken bzw. Methoden, um sowohl den Strom als auch den Fluss zu messen.

Jayawant beschreibt eher die Messung der Induktivität als des Flusses, um zwei unabhängige Messungen des Systems zu haben, die seiner Meinung nach nötig waren, um die Position des sich bewegenden Elementes zu berechnen.

DE-A-195 44 207 beschreibt Bewegungssteuerungssysteme für Solenoids. In einem ersten, beschriebenen System wird eine einzige Variable, nämlich der Magnetfluss, mittels einer Sensorwicklung abgetastet. Bei einem zweiten System werden sowohl der Magnetfluss als auch der elektrische Strom in der Wicklung abgetastet.

KURZE ÜBERSICHT ÜBER DIE ERFINDUNG

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf die Steuerung der Position eines elektromagnetischen Stellantriebs oder die Kraftausübung auf einen elektromagnetischen Stellantrieb mit der niedrigstmöglichen Menge an Informationen aus dem System. In einem typischen Beispiel handelt es sich in 1 um ein System, das eine Wicklung mit einer Spannung antreibt (einen Arbeitszyklus oder ein mit Pulsbreitenmodulation angetriebenes System) und einfach nur den Strom misst, der durch die Wicklung fließt. Doch dies ist nicht die einzig mögliche Konfiguration. Es gibt eine Vielzahl von physikalischen Parametern, die entweder bekannt sind oder gemessen werden können: Spannung über der Wicklung, Strom durch die Wicklung, Magnetfluss in der Wicklung und Induktivität der Wicklung. Eine Vielzahl verschiedener Kombinationen daraus können miteinander kombiniert werden, um die Position des sich bewegenden Elementes oder der Magnetkraft, die darauf angewendet wird, zu messen. Herkömmlich wurden der Strom durch oder die Spannung über der Wicklung zusammen mit dem Magnetfluss für die Berechnung der Position verwendet. Was hier nun gezeigt wird, ist, dass es möglich ist, die Position zu berechnen, wenn man den Antrieb der Wicklung (Spannung oder Strom) kennt und dann nur einen der Parameter (Spannung, Strom oder Magnetfluss) misst. Dies minimiert die erforderliche Hardware und bei manchen Systemen kann der Stellantrieb einfach auf die Wicklung selbst reduziert werden. Alternativ können der Magnetfluss und deshalb die Kraft anstelle der Position gesteuert werden.

Zunächst müssen die Hintergrundgleichungen bezüglich des Systems, das gesteuert werden soll, entwickelt werden. Unter Bezugnahme auf 7 sehen wir ein System, das aus folgendem besteht:

einer Wicklung L1

einem sich bewegenden Element M1

einem Halleffekt-Sensor H1

einer Abtastwicklung Ls

einem Stromsensor S1

(Nicht alle diese Elemente sind in allen Systemen vorhanden).

Es folgt eine detaillierte Beschreibung der oben genannten Elemente:

L1 – diese Wicklung besteht aus einer Reihe optionaler Elemente. Auf elektrischer Ebene wird sie in zwei Bestandteile aufgeschlüsselt: eine ideale Induktivität L in Reihe mit dem Gleichstrom-Widerstand der Wicklung RL. Bei der Wicklung kann es sich dann entweder um eine eisenlose Wicklung (Spule) handeln, die um einen Permanentmagneten gewickelt ist, oder die auf ferromagnetischem Material (z.B. Weicheisen) aufgewickelt ist, um ihre Wirkung zu verbessern. Einige Systeme können sogar sowohl ferromagnetisches Material als auch einen Permanentmagneten aufweisen. Die Spule bzw. Wicklung besteht aus n Drahtwindungen.

M1 – das sich bewegende Element kann ebenfalls aus einer Reihe verschiedener Arten von Material bestehen. Sowohl ferromagnetisches Material und/oder ein Permanentmagnet können als aktiv sich bewegender Bestandteil verwendet werden. Es können auch andere Materialien vorhanden sein, die sich zusammen mit dem aktiven Material bewegen, doch sie tragen zu der Bewegung lediglich insofern bei als sie dem sich bewegenden Element Masse hinzufügen. Der relative Abstand zwischen M1 und L1 wird mit x angenommen. Wir wählen die Wicklung L1 als Bezugsrahmen für diese Diskussion als stationäres Element aus. In der Praxis können sich einer der beiden Bestandteile oder beide in Bezug auf den Beobachter bewegen.

H1 – ein optionaler Halleffekt-Sensor, der an einer Stelle montiert wird, an der man den Magnetfluss in dem Zwischenraum messen und eine Spannung proportional zu dem Magnetfluss abgeben kann.

Ls – eine optionale Abtastwicklung mit m Drahtwindungen, so dass sie mit der Wicklung L1 verbunden ist.

Diese Wicklung muss nah genug an L1 aufgewickelt sein, so dass der durch sie hindurchgehende Magnetfluss entweder im wesentlichen gleich dem Magnetfluss ist, der durch L1 hindurchfließt, oder proportional zu diesem ist.

S1 – ein optionaler Stromsensor, der dazu verwendet wird, den Strom zu erfassen, der durch die Wicklung L1 fließt. Dabei würde es sich normalerweise um einen kleinwertigen Widerstand handeln. Ein kleiner Wert wird normalerweise verwendet, um den Spannungsabfall zu reduzieren und daher die Verlustleistung in dem Widerstand. In einem typischen System wird oft ein Verstärker benötigt, um die geringe Spannung, die von diesem kleinwertigen Widerstand erzeugt wird, auf einen Wert zu erhöhen, der für das restliche System zweckmäßig ist.

Nun lassen sich die Gleichungen erstellen, mit denen diese Elemente zueinander in Beziehung gesetzt werden:

Die Spannung VL über dem idealen Induktor L in einem typischen System (wie in 7) lautet

Gleichung 1

Dies besagt einfach, dass die Spannung über der idealen Induktivität einfach die angewendete Spannung minus der Spannungsabfälle über den Widerständen infolge des Stroms ist, der fließt. Wenn ein Antrieb mit Pulsbreiten-Modulation (PBM) verwendet wird, dann handelt es sich bei dieser Spannung um die durchschnittlich angewendete Spannung. Für die Berechnung der durchschnittlich angewendeten Spannung in einem PBM-System kann einige Arbeit erforderlich sein, da die während der EIN- und AUS-Zeiten angewendeten Spannungen wahrscheinlich unterschiedlich sein werden, ebenso wie die Widerstände der Schaltungselemente, die diese EIN- und AUS-Spannungen abgeben.

Gleichung 2
  • Vsense = VL·(m/n)

Die Spannung der Abtastwicklung ist gleich der Spannung VL über der idealen Induktanz L mal das Windungsverhältnis zwischen den beiden Wicklungen. VHall = k1·&PHgr; &PHgr;

Die Ausgangsspannung VHall der Halleffekt-Vorrichtung ist proportional zu dem Fluss &PHgr; in dem Zwischenraum zwischen der Wicklung und dem sich bewegenden Element M1. Die Konstante k1 ist entweder vorher bekannt aufgrund der Geometrie und Spezifikation der Komponenten, oder sie kann gemessen werden, wenn die Vorrichtung gebaut wird.

Um die Informationen über den Magnetfluss mit Hilfe einer Abtastwicklung (Ls) zu erhalten, müssen wir verstehen, was passiert, wenn wir eine Spannung auf eine Wicklung anwenden und wie dies den Magnetfluss beeinflusst. Eine reale Wicklung kann bei niedrigen Frequenzen durch eine ideale Induktanz L und einen idealen Widerstand RL entwickelt werden. Die Spannung über der idealen Induktanz VL ist gegeben durch:

Gleichung 3
wobei n die Anzahl Windungen ist und &PHgr; der Magnetfluss ist. Dies bedeutet einfach, dass die Spannung über einer Wicklung gleich der Anzahl Windungen mal die Veränderung im Magnetfluss in Bezug auf die Zeit ist.

Wenn wir die Veränderung im Magnetfluss integrieren, so erhalten wir den Magnetfluss (plus eine Konstante):

Gleichung 4

Bei sich bewegenden Magnetsystemen müssen wir darauf hinweisen, dass:

Gleichung 5

Der erste Term auf der rechten Seite in Gleichung 5 – die Veränderung im Magnetfluss bei Veränderung des Abstandes x – ist eine Funktion der Geometrie des Systems und kann vorher berechnet oder gemessen werden. Es kann sich um eine starke Funktion von x handeln. Die Veränderung des Magnetflusses in Bezug auf den Abstand eines sphärisch geformten Magneten ist beispielsweise der Kehrwert des Abstandes x in die dritte Potenz erhoben. Wenn dies differenziert wird, so erhält man eine umgekehrte Gleichung der vierten Ordnung. Doch wie bereits gesagt, dies kann vorher ausgearbeitet werden. Die Gleichung muss kontinuierlich während der Operation gelöst werden, doch die Form ist bekannt.

Schließlich kommen wir zu x, dem Maß für den Abstand oder die Distanz. Bei manchen Systemen ist x ungefähr Null, wenn sich der Zwischenraum schließt. Bei anderen Systemen kann es für die mathematischen Berechnungen einfacher sein, wenn x gleich Null ist, wenn das sich bewegende Element M1 an der Wicklung zentriert ist, auch wenn dies physikalisch unmöglich sein sollte, da sowohl das sich bewegende Element als auch die Wicklung beide nicht gleichzeitig an eine Stelle passen.

Wir definieren eine Größe x' als:

Gleichung 6

Für ein Solenoid mit relativ großen, flachen Flächen kann die Größe x' eine sehr gute Annäherung an den tatsächlichen physikalischen Zwischenraum x zwischen dem sich bewegenden Element M1 und einem Kern aus ferromagnetischem Material sein, um den herum die Wicklung aufgewickelt ist, besonders wenn der Zwischenraum im Vergleich zu der Größe der flachen Flächen klein ist. Weitere Kombinationen von Geometrien und Materialien werden weiter unten besprochen, doch im Augenblick schreiben wir, dass x ungefähr gleich x' ist:

Gleichung 7

Wir betrachten auch noch eine kompliziertere Form:

Gleichung 8
  • x = ∫(x') die den schwierigeren Fall berücksichtigt, wenn entweder die Geometrie so ausfällt, dass Gleichung 7 nicht gut passen würde, oder für die Anwendungen, die eine bessere Lösung verlangen als man sie mit der einfachen Gleichung 7 erhalten kann.

Es gibt einen weiteren Punkt, der geklärt werden muss. Der Koeffizient k3 in den Gleichungen 6 & 7 variiert im Verhältnis zu dem Produkt n·A, wobei n die Anzahl Windungen und A der Querschnitt des Zwischenraums des Magnetflusses ist. In der ganzen Diskussion wurde davon ausgegangen, dass der Strom (I), der durch den Transducer fließt, mal die Anzahl Drahtwindungen an dem Transducer, die gleiche ist wie die Amperewindungszahl (die tatsächliche physikalische Antriebskraft oder magnetische Spannung (Durchflutung), die den Magnetfluss antreibt. Dies ist eine Annäherung, da k3 in den Gleichungen 6 & 7 aufgrund von Wirbelströmen in den Kernmaterialien (wenn vorhanden) variieren wird. Der Fehler ist bei den meisten Systemen nicht nur gering, er ist auch nur dann von Bedeutung, wenn sich der Strom rasch verändert. Wenn das Antriebssystem eine große Menge schneller Stromveränderungen erforderlich macht, sehr verlustbehaftete Materialien enthält oder eine extreme Präzision erfordert, dann müsste dieser Effekt in die Gleichungen integriert werden.

KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHUNGEN:

1 zeigt eine Implementierung der Erfindung für eine Version mit Pulsbreiten-Modulation (PBM). Der Durchgangstransistor T1 wird von dem Controller 101 entweder eingeschaltet oder ausgeschaltet. L1 ist die Vorrichtung, die zu steuern ist. Bei dem Stromsensor könnte es sich um einen Stromabtastwiderstand (meist mit geringer Ohmzahl, um den Spannungsabfall so niedrig wie möglich zu halten) handeln, wobei ein Verstärker das Signal auf eine Stufe anhebt, wie es der Controller benötigt. Es können auch genauso gut andere Stromsensoren (z.B. Halleffekt etc.) verwendet werden. D1 ist eine Diode, die während der AUS-Zeit von Schalter T1 leitet, wenn Strom in L1 fließt. Über die Signalleitung 120 kann der Controller bei Bedarf die Netzspannung (+V) überwachen. Der Antriebseingang 10 ist das externe Ziel, dem der Controller zu folgen versucht.

2 zeigt eine lineare Verstärkerversion der Schaltung. Diode D1 aus 1 wird nicht benötigt, da es keinen Zeitpunkt gibt, an dem der Verstärker A1 den Strom und die Spannungen, die durch die Vorrichtung fließen, nicht unter Kontrolle hat.

3 zeigt eine Implementierung, die drei Vorrichtungen zu steuern hat (L1, L2. L3). Diese drei Vorrichtungen besitzen einen gemeinsamen Stromsensor S1. Für einen einfachen Controller 301 könnte jeweils nur eine Vorrichtung eingeschaltet werden. Ein komplizierter Controller könnte versuchen, den Strom einer einzelnen Vorrichtung von dem Gesamtstrom auszusortieren, wenn mehr als eine Vorrichtung gleichzeitig eingeschaltet ist. Diese Topologie muss bei nur 3 Vorrichtungen nicht aufhören. Fast jede beliebige Zahl könnte in dieser Art parallel geschaltet werden. Der Vorteil dieses Systems besteht darin, dass die Anzahl der erforderlichen Stromsensoren reduziert wird.

4 zeigt eine vollständige Brücken-Implementierung, die beide Seiten der Wicklung K1 mit aktiven Stromkreisen (A1 & A2) antreibt. Diese Stromkreise (A1 & A2) könnten entweder linear oder zum Schalten sein. Der Controller 401 muss zusätzliche Signale (402 & 403) erzeugen, um die beiden Verstärker anzutreiben.

5 zeigt eine vollständige Brücken-Implementierung als Schaltvorrichtungen. Sie zeigt auch einen Stromabtastkreis S1, der zwei Ströme beobachten muss und sie mit den entsprechenden Vorzeichen in ein einziges Stromabtastsignal 510 zusammenzählt, das zu dem Controller 510 zurückgesendet wird. Bei den Schaltern T1–T4 handelt es sich um keine speziellen Schalter und es könnten auch bipolare Transistoren, FETs etc. sein. Sie müssen lediglich in der Lage sein, die erforderliche Leistung bei der gewünschten Schaltgeschwindigkeit zu handhaben. Die Signalleitung 520 erlaubt es dem Controller, die Netzspannung +V zu überwachen.

6 zeigt die reduzierte Version der vollständigen Brücke aus 5, die manchmal auch Zwei-Transistor-Vorwärts-Konverter genannt wird.

7 zeigt die gesteuerte Einrichtung mehr im Detail. Das sich bewegende Element M1 ist in einem Abstand x zu der stationären Wicklung L1 gezeigt. Der optionale Hall-Sensor H1 ist ebenso gezeigt wie die optionale Abtastwicklung Ls. Die Abtastwicklung kann auch einen ihr nachgeschalteten Integrator (U1 + R1 + C1) besitzen, der den Magnetfluss (Integral von Vs) berechnet. Diese Integration kann auch in dem Controller durchgeführt werden; es handelt sich hierbei also um eine optionale Komponente.

8 ist ein Flussdiagramm der Schritte, die für einen Controller Typ 1 (Antriebsspannung und Abtaststrom) erforderlich sind. Die Sequenz von Schritten berechnet die nächste Ausgabe (zu der Zeit n) eines einzelnen Zeit-Controllers angesichts der Stromsensorausgabe, der vorhergehenden Ausgabe (Zeit n – 1) und den bekannten Konstanten des Systems.

9 ist ein Flussdiagramm für einen Controller Typ 2 (Antriebsstrom und Abtastspannung).

10 ist ein Flussdiagramm für einen Controller Typ 3 (Antriebsspannung und Abtast-Magnetfluss).

DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSART DER ERFINDUNG

Unter Bezugnahme auf 1 sehen wir eine typische Ausführungsart der Erfindung. Mit Schalter T1 wird der Vorrichtung aus der Netzspannung +V Strom zugeführt. Ein Controller 101 betrachtet den durchschnittlichen Strom 110 über den Stromsensor S1. Durch die Berechnung von VL und dessen Integration, um einen Magnetfluss zu erzielen, sowie Verwendung der Stromabtastdaten stellt der Controller seine Ausgabe 102 ein, um den Schalter T1 zu steuern. Dies könnte durch Pulsbreiten-Modulation (PBM), Klasse D Verstärkung oder irgendeine andere Methode geschehen, mit der ein Wert in eine geschaltete Ausgabe umgewandelt werden kann. Natürlich könnte es sich bei der Polarität der Netzspannung auch um Minus statt Plus handeln und bei dem Schalter könnte es sich um einen beliebigen der vielen verfügbaren Schalter für Spannung, Strom, Energie und Geschwindigkeit handeln. Bei dem Controller könnte es sich um ein digitales System handeln (z.B. ein Mikroprozessor, ein Mikrocomputer, Gate-Array etc.), der für seine Ausgabe einen Digital-Analog-Umsetzer oder eine gesteuerte PBM-Schaltung antreibt und an seinem Eingang (seinen Eingängen) einen Analog-Digital-Umsetzer verwendet, oder es kann sich auch um eine Analogschaltung handeln, die alles mit analogen Multiplizierern, Teilern und Verstärkern durchführt.

Die Diode D1 hat die Aufgabe, dem Strom zu ermöglichen, weiter in dem Induktor L1 zu fließen, nachdem der Schalter abgeschaltet worden ist. Dies kann so etwas Einfaches wie eine Silikondiode sein. Je nach der Anwendung könnte es auch etwas Komplizierteres sein. Bei einigen Anwendungen könnte eine rasche Abnahme des Stroms in L1 erforderlich sein, was mit einer einfachen Diode nicht erreicht werden kann. Um die Energie, die in dem Strom enthalten ist, der durch den Induktor fließt, abzuleiten, muss sie an eine bestimmte Stelle geführt werden. Bei der einfachen Diodenlösung rezirkuliert der Strom durch die Wicklung, wobei es sich bei dem Verlustmechanismus um den Vorwärtsabfall der Diode handelt (in diesem Fall kommt die Leistung von dem Strom) plus der 12R (erneut Leistung) Verlust in dem Widerstand um den Regelkreis herum. Wenn der Benutzer den Schaltpfad stattdessen mit einem größeren Spannungsabfall schließt, wird die Energie in der Wicklung rascher abgeleitet. In der Vergangenheit wurden hier viele Dinge eingesetzt Widerstände, Kondensatoren, Zener oder eine Kombination daraus, die gegebenenfalls ein- und ausgeschaltet wurden. Durch das Abführen dieser Energie wird der Energieverlust und daher die Systemeffizienz zugunsten einer stärkeren Kontrolle bzw. Steuerung aufgegeben. Eine stärkere Kontrolle oder Steuerung bezieht sich hier auf die Fähigkeit, die Abnahme des Stroms mit ähnlichen Funktionen wie die Zunahme des Stroms zu steuern. Wenn eine vollständige Brücke (wie in 5 gezeigt) oder die vereinfachte Version mit nur zwei Transistoren und Dioden zusammen verwendet wird, die Zwei-Transistor-Vorwärts-Konverter (6) genannt werden, dann kann die Energie zur Stromzufuhr zurückgeführt werden und es lassen sich sowohl eine hohe Effizienz als auch eine stärkere Kontrolle bzw. Steuerung erreichen. Diese Entfernung von Energie aus dem Strom, der durch den Transducer fließt, und ihre Rückführung in die Stromversorgung wird Nutzbremsung oder Rückgewinnungsbremsung genannt. Wenn das sich bewegende Element (M1) von dem externen System angetrieben wird, dann kann die Energie aus dieser Bewegung ebenfalls auf die Stromversorgung übertragen werden.

Bei dem Controller 101 könnte es sich um ein abgetastetes Datensystem handeln und wenn es synchron mit dem Einschalten des Schalters T1 abgetastet würde, könnte die Schaltung etwas anders konfiguriert werden: die Diode könnte dann direkt über der Wicklung angeschlossen werden. Der Grund dafür ist, dass die Stromabtastung den Strom nur während der Zeit sehen würde, in der T1 eingeschaltet ist und nicht während der Zeit, in der T1 ausgeschaltet ist (der Einschaltzeit der Diode D1). Diese Art der Abtastung erleichtert die Steuerung der Schaltung aus 3. Wenn der Strom abgetastet wird, wenn nur einer der Transistoren eingeschaltet ist, dann ist der Strom für diese Wicklung bekannt. Wenn die Schaltung aus 3 asynchron zu den einzelnen Schaltern abgetastet werden muss, dann wird wahrscheinlich zusätzliche Hardware erforderlich sein, um die Spannung zu speichern, die erzeugt wird, wenn jeder Schalter eingeschaltet ist. Der Controller könnte dann diese Spannungen mit einer anderen Geschwindigkeit abtasten.

2 ist natürlich die einfachste Schaltung. Doch hier hat der Verstärker nur eine geringe Effizienz, es sei denn, es handelt sich um einen Schaltverstärker.

Der Vorteil eines Verstärkers liegt in der stärken Kontrolle bzw. Steuerung der Spannung und des Stroms in der Wicklung. Wie oben bereits gesagt, erlaubt die Diode D1, welche die Durchleitung von Strom während der Ausschaltzeit des Schalters T1 in 1 erlaubt, keine stärkere Kontrolle bzw. Steuerung, da die volle Netzspannung in eine Richtung angewendet wird, aber nur ein Diodenabfall in der umgekehrten Richtung angewendet wird. Der Verstärker in 2 kann so konfiguriert werden, dass er sowohl große positive als auch große negative Spannungsschwingungen erlaubt, die sowohl zu einer raschen Erhöhung als auch einem raschen Abfall des Stroms in der Wicklung führen. Bei einem Controller in einem geschlossenen Regelkreis kann es ebenso wichtig sein, den Strom rasch reduzieren zu können wie ihn rasch erhöhen zu können. Um eine hohe Effizienz zu erhalten und eine stärkere Kontrolle bzw. Steuerung zu erreichen, könnte der Benutzer für A1 in 2 einen Schaltverstärker verwenden.

In 4 wird dieser Ansatz noch etwas weiter geführt, indem die Wicklung L1 mit einem sogenannten Brückenverstärker angetrieben wird. Beide Seiten der Wicklung werden mit den Signalen 402 und 403 von dem Controller 401 aktiv angetrieben. Meistens ist Signal 403 die Ergänzung zu Signal 402 um eine gemeinsame Vorspannung herum. Der zusätzliche Verstärker A2 erlaubt den Betrieb mit einer einzigen Netzspannung, da der Vorspannpunkt nun von Erde entfernt sein kann, solange beide Verstärker um den gleichen Vorspannpunkt herum wirken. A1 und A2 können entweder ein linearer Verstärker oder ein Schaltverstärker sein. Ein Nachteil dieser Schaltung besteht darin, dass der Stromsensor S1 etwas komplexer wird. Entweder müssen ein Sensor- und Signal-Conditioner wie gezeigt in den Signalpfad eingeschoben werden, oder es müssen zwei Stromsensoren – einer in jedem Verstärker – implementiert werden. Wenn zwei Sensoren implementiert werden, dann müssen entweder ihre Ausgänge miteinander kombiniert werden, bevor sie zu dem Controller geschickt werden, oder der Controller muss die Ausgänge in sich selbst kombinieren. In jedem Fall muss das kombinierte Stromabtastsignal gleich dem gesamten Stromfluss in L1 sein.

5 zeigt eine typische geschaltete PBM-Version von 4. Auch wenn es sich hier um eine wesentlich komplexere Schaltung zu handeln scheint als in 1, so besitzt sie doch zahlreiche Vorteile. Da die Spannung – bis zur Grenze der Netzspannung minus Komponentenabfälle – in jede Richtung angewendet werden kann, besitzt der Controller die symmetrische Kontrolle über den Anstieg und Abfall des Stroms durch die Wicklung. Dies verhält sich ebenso in den 2 und 4. Üblicherweise findet man diese vollständigen Brücken-Schaltungen in einer einzigen integrierten Schaltung (IC) oder sogar zwei Schaltungen in einem einzigen IC. Schließlich kann diese Schaltung ein Problem lösen, das in vielen Relais- und Solenoidschaltkreisen auftritt, die heutzutage verwendet werden. Normalerweise kann ein Relais oder Solenoid nur in einer Richtung erregt werden, d.h. der Strom fließt nur in einer Richtung und erzeugt ein Magnetfeld, das den sich bewegenden Teil der Vorrichtung zieht. Nach vielen solcher Zyklen kann sich ein Restmagnetismus (Remanenz) aufbauen, der zu einem Hängenbleiben des sich bewegenden Teils führen kann. Mit anderen Worten, die Teile haben eine gewisse permanente Magnetisierung angenommen, die dazu führt, dass sie zusammenhängen, obwohl sie getrennt sein sollten. Da die Magnetfelder nur an dem sich bewegenden Teil entstehen können, ist es unerheblich, in welche Richtung der Strom fließt, und somit könnte man die Richtung des Stromflusses mit Hilfe der Schaltung in 5 in bestimmten Zeitabständen immer ändern. Durch eine Richtungsänderung des Stroms würde sich auch die Richtung des Magnetfeldes ändern, was somit die Wahrscheinlichkeit sinken lässt, dass ein permanentes Magnetfeld aufgebaut wird.

Es sollte darauf hingewiesen werden, dass für Anwendungen, die lediglich die stärkere Kontrolle bzw. Steuerung (gleiche Kontrolle des Anstiegs und Abfalls) des Stroms erfordern und nicht die Umkehr der Stromrichtung, eine Anzahl von Komponenten aus 5 entfernt werden könnte, ohne dass die Effizienz der Schaltung erheblich beeinträchtigt werden würde. D1, T2, T3 und D4 könnten entfernt werden, wodurch die Schaltung im wesentlichen auf einen Zwei-Transistor-Vorwärts-Konverter reduziert werden würde, der bei geschalteter Stromversorgung häufig verwendet wird (6). Die vollständige Brücke ist effizienter, da der Vorwärts-Konverter über Dioden verfügt, die über einen halben Zyklus leiten, während die vollständige Brücke immer mit Transistoren leitet, die einen niedrigeren Vorwärts-Abfall und deshalb eine höhere Effizienz haben können. Es ist auch zu beachten, dass wir bei der Brücken-Topologie keine Energie verschwenden, wenn die stärkere Kontrolle bzw. Steuerung des Stromanstiegs und Stromabfalls erreicht wird. Weiter oben wurde darauf hingewiesen, dass die Ergänzung von energieableitenden Komponenten im rezirkulierenden Stromverlauf einen rascheren Stromabfall erlauben könnte. In den 5 & 6 wird dieser Strom zur Stromversorgung zurückgeführt und die Effizienz bleibt gleichzeitig sehr hoch. Der normale Betrieb der Brücke (5) besteht darin, dass diagonal einander gegenüberliegende Transistoren gleichzeitig eingeschaltet werden, wobei zwischen den Paaren abgewechselt wird. Außerdem wird zwischen den Transistoren oft eine kleine Totzeit eingeschoben, damit der Strom in der Schaltung von 5 von der Netzspannung nicht direkt zur Erde fließt.

Die Spannung, die in 5 über der Last des induktiven Stellantriebs L1 erscheint, pendelt normalerweise durch eine vollständige Polaritätsumkehr von ungefähr der Netzspannung +V in einer Richtung zu ungefähr der gleichen Spannung in der entgegengesetzten Richtung. Wenn die durchschnittlich angewendete Spannung auf Null geht, liegt die Wechselstrom-Spannungskomponente fast bei Maximum. Diese hohe Wechselstromspannung kann aufgrund der Wicklungskapazität und aufgrund der Wirbelströme im Kern Verluste verursachen. Um die Wechselstrom-Schaltverluste zu reduzieren, kann die vollständige Wellenbrücke aus 5 für den Stromfluss in einer bestimmten Richtung, z.B. von links nach rechts, in vier Zuständen betrieben werden. Die Durchleitung sowohl durch T1 als auch T4 treibt den Strom nach vorn. Die Durchleitung sowohl durch T2 als auch T3 verlangsamt den Stromfluss von links nach rechts rasch, während die magnetische Energie in Stromversorgungsenergie (Nutzbremsung, Rückgewinnungsbremsung) zurückverwandelt wird. Die Durchleitung sowohl durch T1 als auch durch T3 liefert einen "Coasting"-Modus, wobei die Bremsung in erster Linie aus dem Widerstand der Wicklung herrührt. Dieser Pfad könnte auch mit T1 und D3 durchgeführt werden, doch die Verwendung von T3 bietet eine höhere Effizienz, wenn der Abfall über T3 geringer ist als der von D3. Bei der Durchleitung durch T2 und T4 handelt es sich um einen abwechselnden "Coasting"-Modus. (Auch hier könnte ein Transistor T4 mit einer Diode D2 verwendet werden.) Beide "Coasting"-Modi müssen in die Stromabtastschaltung integriert werden, die verwendet wird, so dass der Controller 501 ein exaktes Signal 510 empfängt, das den tatsächlichen Stromfluss in L1 wiedergibt.

Ein Beispiel für eine einfache Änderung, um eine korrekte Stromabtastung zu ermöglichen, könnte darin bestehen, die Anode von D2 an Erde anstatt an die Stromabtastschaltung anzuschließen. Der Antrieb der Brücke unter Verwendung aller vier Transistoren würde die Durchleitung durch D2 verhindern (der Strom würde eher durch T2 fließen, wenn er eingeschaltet ist, als durch D2). Diese würde zu korrekten Ergebnissen führen, wenn es nicht zum "Coasting" kommt. Durch Verwendung des zweiten "Coasting"-Modus oben (T2 & T4) und indem er sich nicht T2 zuwendet, würde der Strom durch D2 zur Erde führen. Dadurch könnte die Stromabtastschaltung mit nur minimalen Effizienzverlusten vereinfacht werden.

In allen diesen Schaltungen könnte es sein, dass der Controller die Netzspannung +V überwachen muss. In den Signalpfaden 120, 320, 520 und 620 wird dies berücksichtigt. Diese Spannung wird bei der Berechnung der Spannung, die über der Last L1 angewendet wird, in den Gleichungen verwendet. Es kann sein, dass dies bei manchen Systemen nicht erforderlich ist, da es sein kann, dass +V sehr stabil ist. Doch bei anderen Systemen wiederum könnte +V größeren Schwankungen unterliegen, so dass diese Schwankung bei den Berechnungen berücksichtigt werden muss. Die Abtastung dieses Signals hängt davon ab, wie schnell sich +V verändern kann. Bei vielen Systemen wird dies ein (im Vergleich zu der Geschwindigkeit der antreibenden L1) sich langsam veränderndes Signal sein, das somit wesentlich langsamer abgetastet werden könnte als die anderen gemessenen Eingaben.

Die obige Diskussion hat sich auf eine Art von Antrieb und Abtastung konzentriert:

  • 1) Antrieb der Spannung und Abtastung des Stroms. Es gibt drei weitere Möglichkeiten
  • 2) Antrieb von Strom und Abtastung von Spannung,
  • 3) Antrieb von Spannung und Abtastung von Magnetfluss,
  • 4) Antrieb von Strom und Abtastung von Magnetfluss, wobei die Magnetflussabtastung auf viele verschiedene Arten geschehen kann, wie
  • a) mit Hilfe einer Abtastwicklung Ls, oder
  • b) mit Hilfe einer Halleffekt-Vorrichtung. Alle besitzen das gemeinsame Merkmal dieser Erfindung, dass die in dem Antriebssignal enthaltenen Informationen von dem Controller nicht erneut gemessen werden müssen. Der Controller kennt das Antriebssignal bereits und er kann deshalb einfacher ausgeführt werden als in früheren Systemen.

In der nachfolgenden Tabelle von Systemarten werden die Möglichkeiten zusammengefasst:

Jedes der obigen vier Systeme hat in bestimmten Situationen Vorteile, die nun erarbeitet werden sollen.

Typ 1) Antrieb der Spannung und Abtastung des Stroms

Dies ist wahrscheinlich die offensichtlichste Art der vier Arten. Viele vorhandene Controller treiben die Systeme mit der Spannung an und überwachen den Stromfluss. Eine bekannte Anwendung dieses Systems ist der Solenoid mit variabler Reluktanz, bei dem das sich bewegende Element M1 ein ferromagnetisches Material ist und die Wicklung L1 um weiteres ferromagnetisches Material herum gewickelt ist. Der Zwischenraum kann sich meistens ganz schließen, doch manchmal wird ein Puffer in diesen Zwischenraum eingeschoben, um die harte Landung, die auftritt, abzuschwächen. Wenn der Benutzer den Strom nach dem Schließen nicht reduziert, ist die Effizienz dieses Systems meistens gering. Ein übermäßiges Halten des Stroms (der als Wärme abgeleitet wird) beeinträchtigt nicht nur die Effizienz, doch auch die harte Landung mit den daraus resultierenden Geräuschen und Vibrationen können auch einen erheblichen Energieverlust darstellen.

Diese neue Erfindung löst dieses Problem. Der Magnetfluss und/oder die Position können gesteuert werden. Durch die Steuerung der Energie, die einem System zugeführt wird, um eine sanfte Landung zu ermöglichen (eine Landung mit geringem Aufprall beim Schließen) und Begrenzen der verwendeten Energie während der Solenoid geschlossen ist, auf genau die Menge, die erforderlich ist, um entweder eine Position zu halten oder einen bekannten Magnetfluss anzuziehen, wird ein ruhiges, effizientes System mit geringen Vibrationen und resultierendem Verschleiß erzeugt.

Um den Magnetfluss oder die Position zu erreichen, muss der Benutzer die folgenden Schritte einhalten (8):

  • a) Messen von I (von VIsense und Ohmschem Gesetz, wenn der Sensor ein einfacher Widerstand ist) I = VIsense/R
  • b) Berechnen von VL aus der Gleichung 1

    (Es wird darauf hingewiesen, dass der Wert für Vapplied bei Antriebssystemen mit linearem Verstärker bekannt ist, da es sich einfach um die Controller-Ausgabe 202 mal der Verstärkung in dem linearen Verstärker A1 handelt (2). Bei einem PBM-System muss der Benutzer auch die Stromversorgungsspannung und den Arbeitszyklus kennen, der von dem Controller verwendet wird. Wenn die Stromversorgung nicht konstant oder unbekannt ist, kann es sein, dass sie von dem Controller gemessen werden muss, auch wenn diese Messung vielleicht selten durchgeführt wird.
  • c) Integrieren von VL, um den Magnetfluss zu erhalten (Gleichung 4)
  • d) Berechnen von x' aus dem Strom und dem Magnetfluss (Gleichung 6)
  • e) Berechnen von x aus x' (Gleichung 7, oder gegebenenfalls Gleichung 8)
  • f) Berechnen einer Fehlerfunktion (err), die die Differenz ist zwischen dem Antriebseingang 10 und der berechneten neuen Position x (oder dem Magnetfluss &PHgr;, wenn es sich bei dem Magnetfluss um den Controller-Parameter handelt).

Aus den Angaben über Magnetfluss und Position kann der Controller dann eine entsprechende Ausgabe erzeugen und so den Feedbackkreis schließen und das System dazu veranlassen, die Steuerungseingabe zu verfolgen.

Die Konstruktion des Controllers kann mit einer beliebigen der vorhandenen Standardmethoden für die Konstruktion eines Controllers im geschlossenen Regelkreis durchgeführt werden. PID (Proportional/Integral/Differential), Fuzzylogik, Feedforward, Tischantrieb oder kompliziertere Systeme können verwendet werden, um den gewünschten Antrieb zu erzeugen, mit dem Magnetfluss &PHgr; und den Position x Signalen als Eingaben. Es wird empfohlen, dass beide Begriffe in einem Positions-Controller verwendet werden, da es schwierig werden könnte, den Regelkreis zu schließen, wenn man nur das Position X Signal verwendet. Bei einem Kraft-Controller oder Magnetfluss-Controller, der ein konstantes oder variierendes Kraftsignal anwenden möchte, könnte das Position X Signal unter Umständen ignoriert werden.

Drei Beispiele für ein System vom Typ 1 sind:

1. Ein Solenoid mit variabler Reluktanz wie ein Relais oder ein Schaltschütz.

Diese Art von Solenoid muss oft ohne die harte Landung, die meisten auftritt, schließen können. Es gibt zahlreiche Patente in Bezug auf die Konstruktion solcher Vorrichtungen mit neuen Methoden der Linearisierung der Kraft gegenüber der Verschiebungskurve, die alle das Ziel haben, den Aufprall beim Schließen zu reduzieren oder zu eliminieren. Bei früheren Methoden der elektronischen Steuerung war ein zusätzlicher Sensor für den Solenoid erforderlich. Mit der soeben beschriebenen Technik kann ein normaler Solenoid mit zwei Drähten oder ein Relais mit einer Schaltung nachgerüstet werden, die ein Schließen unter vollständiger Steuerung ermöglicht. Es sind lediglich die Antriebsschaltung und der Stromsensor erforderlich, zwei Elemente, die vielleicht sogar schon vorhanden sind.

2. Ein Fahrzeug-Ansaug- oder Auslassventil

Verbrennungsmotoren besitzen Ansaug- und Auslassventile, die jetzt mit einem Nockenmechanismus gesteuert werden, der das Öffnen und Schließen der Ventile mit der Drehung der übrigen Teile des Motors synchronisiert. Viele Jahre lang hat man in der Industrie versucht, dieses mechanische System durch einen doppelendigen, elektromechanischen Solenoid zu ersetzen. Die Leistungsverbesserungen können enorm sein. Doch derzeit sind keine Fahrzeuge mit solchen Ventilen auf dem Markt erhältlich. Um sich gegen den Druck, der in einem Motor auftreten kann, zu öffnen, müssen die Federn, die sich in diesen Ventilen befinden, eine große Menge an Kraft erzeugen. Folglich muss der doppeltwirkende Solenoid in der Lage sein, mit der gleichen (oder eigentlich sogar etwas größeren) Kraft zu ziehen. Ohne die Möglichkeit, die Landegeschwindigkeit dieser Solenoids zu steuern, sind die Konstruktionsversuche solcher Ventile gescheitert. Geräusche und Vibrationen sind extrem hoch. Der hohe Energieverbrauch aufgrund großer Unzulänglichkeiten erfordert zusätzliche Generatoren. Mit dem obigen System des Typs 1 werden diese Probleme gelöst. Auch wenn dieses System in etwa wie ein Pendel wirkt (wenn ein Solenoid sich löst, schwingt das sich bewegende Element auf die andere Seite), kann aus Gründen der Einfachheit jede Seite wie ein einfacher Solenoid mit variabler Reluktanz angesehen werden. Das Schließen erfolgt nach der oben beschriebenen Methode. Die Landegeschwindigkeit des Solenoids kann so gewählt werden, dass der Lärm so gering wie möglich ausfällt, der Strom kann an einem der Enden während des Schließens optimiert werden und im Motor ist außer den beiden Wicklungen selbst keine zusätzliche Hardware erforderlich. Da jeweils immer nur eine Wicklung erregt wird, könnte die Schaltung aus 3 nützlich sein. Angesichts der Schwierigkeit und den Leistungsanforderungen dieser Anwendung und der Notwendigkeit einer sehr hohen Effizienz, wird die Schaltung aus 5 (oder möglicherweise 6) wahrscheinlich zusammen mit dem oben beschriebenen "Coasting"-Modus verwendet. Es ist auch möglich, die 3 und 5 zu kombinieren, um die Anzahl der Komponenten etwas zu reduzieren. Die Anordnung der Komponenten ist an dieser Stelle hier nicht wichtig. Es könnte jede der Figuren (1, 2, 3, 4, 5, 6) verwendet werden. Wichtig ist die Anwendung der obigen Methode für die Berechnung des Magnetflusses und der Position aus relativ einfachen Schaltungen und die Anwendung dieser Parameter auf das gesteuerte Schließen des Solenoids.

3. Ein Lautsprecher

Ein Lautsprecher scheint sich zumindest anfangs sehr von dem obigen Beispiel zu unterscheiden. Doch er fällt unter die gleiche Kategorie, wobei das einfachste System darin besteht, dass die Spannung angetrieben und der Strom durch die sich bewegende Wicklung gemessen wird. Bei dieser Art von System ist es die Wicklung und nicht ein Stück Eisen oder ein Magnet, die sich bewegt, und deren Position berechnet wird. Die Gleichungen haben genauso Gültigkeit.

Typ 2) Antriebsstrom und Abtastspannung

Dieses System ist einem System vom Typ 1 sehr ähnlich, da der Controller für die Berechnung des Magnetflusses und der Position über die gleichen Informationen verfügt. Doch es gibt Unterschiede, auf die es nützlich ist, hinzuweisen.

Diese Art passt besser zu Systemen, bei denen zu Teil M1 ein sich bewegender Magnet gehört. Der sich bewegende Magnet erzeugt eine induzierte Spannung und somit Strom in der Antriebswicklung, doch die Messung dieser Induktion ist wahrscheinlich leichter durch eine Abtastspannung als durch die Stromabtasttechnik durchzuführen, die bei den Systemen von Typ 1 verwendet wird. Die Lösung erfolgt wie in den Systemen des Typ 1, doch beim Integrieren des Magnetflusses (Schritt c in dem System Typ 1) muss Gleichung 5 in Bezug auf den Term d&PHgr;/dt durch Gleichung 4 ersetzt werden. Die Berechnung von x aus x' (Schritt e in dem System Typ 1) erfordert wahrscheinlich eher die komplexere Berechnung aus Gleichung 8 als die aus Gleichung 7. Siehe das Flussdiagramm in 9.

Typ 3) Antriebsspannung und Abtast-Magnetfluss Typ 4) Antriebsstrom und Abtast-Magnetfluss

Diese beiden Arten sind eng miteinander verbunden. Eine Reihe von Controllern hat in der Vergangenheit Feedback-Regelkreise um Magnetflüsse herum geschlossen, während die Wicklung mit einer Spannung oder Strom angetrieben wurde. Was nicht erkannt worden ist, war die Tatsache, dass einfach mit diesen Informationen eine vollständige Positionskontrolle und nicht nur einfach die Magnetfluss-Kontrolle erreicht werden könnte. Natürlich würden die oben genannten Konstruktionen ausreichen, wenn lediglich die Magnetfluss-Kontrolle (oder die Magnetkraft-Kontrolle) erforderlich ist. Wenn die Kontrolle bzw. Steuerung oder Messung der Position erforderlich ist, dann muss die Analyse dieser Beschreibung durchgeführt werden. Der gewöhnliche Einsatz dieser Konstruktionsart wäre es, wenn es sich bei dem sich bewegenden Element M1 um einen Magneten oder um eine Kombination aus einem Magneten und einem ferromagnetischen Material handelt. Die Antriebswicklung L1 kann um ein ferromagnetisches Material oder um einen anderen Magneten herum gewickelt sein. Diese Art von System erfordert keine große Veränderung in der Reluktanz der Wicklung, da sich das sich bewegende Element bewegt, doch das sich bewegende Element erzeugt eine erhebliche Veränderung in dem Magnetfluss. Siehe Gleichung 5.

Die Magnetfluss-Abtastung erfolgt hier auf eine von zwei Arten. Entweder wird ein Hall-Sensor H1 verwendet, um den Magnetfluss direkt abzutasten, oder es existiert eine Abtastwicklung Ls, die die Veränderung des Magnetflusses mit der Zeit misst (Gleichung 3 in Kombination mit Gleichung 2). Die Abtastwicklungs-Ausgabe muss entweder in die Hardware oder in den Controller integriert werden. Siehe 7 für eine Hardware-Implementierung. Die Integration könnte auch in Software in einem digitalen Controller erfolgen.

Die Anwendung dieser Methode ist sehr verbreitet beim Schweben von Objekten wie beispielsweise bei einem Magnetlager, einer Magnetschwebebahn oder einfach bei einer Levitationskugel. Bei großen Systemen wie einem Zug könnte eine Halleffekt-Vorrichtung der bevorzugte Sensor für die Messung des Magnetflusses in dem Zwischenraum zwischen dem Zug und dem Gleis sein. Bei kleineren Systemen wie dem Lager oder der Kugel könnte der Ansatz mit der Abtastwicklung zum Einsatz kommen. Dies hängt von der Größe des Magnetflusses in dem Zwischenraum und der physikalischen Möglichkeit des Einschiebens einer Halleffekt-Vorrichtung an einer geeigneten Stelle ab. Halleffekt-Sensoren sind bei weitem nicht so empfindlich gegenüber niedrigen Magnetflussfeldern wie Abtastwicklungen, doch sie sind kostengünstig und einfach. Eine hängende Kugel ist ein einachsiges Steuerungsproblem, doch wenn es zuvor auch mit anderen Methoden gelöst worden ist, so bietet dieser Konstruktionsansatz doch eine sehr einfache und elegante Lösung. Bei der Magnetschwebebahn handelt es sich um ein Mehrachsen-Steuerungsproblem (drei sich drehende Achsen, zwei sich in Bewegung befindende Achsen, die den Weg entlang dem Gleis ignorieren), das von den hier präsentierten Vereinfachungen profitiert. Der einfache Antrieb einer Achse mit Strom oder Spannung (ein Standard-Controller ist völlig ausreichend) und die Messung des Magnetflusses mit einer Halleffekt-Vorrichtung genügt, um diese Achse zu stabilisieren.

Typ 4 ist das einfachste System von allen vier Systemen, da wir sofort zu Gleichung 6 und dann zu 7 oder 8 übergehen können, um die Position zu berechnen. Für dieses einfache System wird kein Flussdiagramm angegeben, da es aus dem hierin Beschriebenen offensichtlich wird.

Typ 3 ist die schwierigste Methode der Betätigungssteuerung. Hier muss der Benutzer

  • a) den Magnetfluss messen,
  • b) die Änderung im Magnetfluss in Bezug auf die Zeit bestimmen (Wenn ein Halleffekt-Sensor verwendet wird, muss seine Ausgangsleistung abgeleitet werden. Wenn eine Abtastwicklung und ein Integrator verwendet werden, kann die Ausgangsleistung der Abtastwicklung direkt als diese Ableitung verwendet werden. Wenn eine Hochfrequenzschaltung vorhanden ist, muss zuerst das Hochfrequenzsignal entfernt werden. Wenn es sich bei dem Controller um einen digitalen Controller handelt, könnte es am einfachsten sein, einfach den Magnetfluss zu messen und die Ableitung zu berechnen.)
  • c) die Gleichung 3 für VL lösen und
  • d) die Gleichung 1 für I lösen.

Wir haben nun den Magnetfluss und den Strom und können wie zuvor vorgehen. Schließlich findet die Diskussion über den Controller in Typ 1 auch hier Anwendung. Siehe das Flussdiagramm in 10.

Die Ableitung für den Magnetfluss &PHgr; bei den meisten der obigen Fälle erfordert eine Integration, um den Wert zu berechnen. Diese Berechnung unterliegt einem Drift und zwar unabhängig davon, ob sie numerisch in einem Controller oder in einem Hardware-Integrator erfolgt. Um das System gegenüber diesem langsamen Drift-Term zu stabilisieren, könnte es sein, dass ein weiterer Term in dem Controller implementiert werden muss. Bei einigen Anwendungen wird dies nicht erforderlich sein. Für eine weiche Landung eines Solenoids könnte der Integrator beispielsweise kurz vor der Betätigung initialisiert werden, und der Drift während der Zeit der Steuerung könnte dann recht vernachlässigbar sein. Doch um einen Zug, einen Solenoid, ein Magnetlager oder eine schwerelose Kugel für unbestimmte Zeit schwebend zu halten, ist die Kompensation des Drift erforderlich. Zu diesem Zweck muss der Controller einen weiteren, langsamen Loop hinzufügen, der ein Element des Systems wie den Magnetflussintegrator zunehmend verändert, und zwar auf der Grundlage des durchschnittlichen Stroms (oder der Leistung oder der Spannung), der auf die Wicklung angewendet wird. Eine kurzfristige, genaue und stabile Steuerung wird mit dem zuvor erwähnten Controller erreicht, während der langfristige Drift mit dieser langsamen Löschung des Drifts des Magnetflussintegrators eliminiert wird.

Als ein detailliertes Beispiel betrachten wir die Antriebsspannung und den Abtaststrom bei einem Controller Typ 1, wie oben beschrieben. Die induzierte Spannungskomponente VL wird mittels der Gleichung 1 berechnet. Diese berechnete, induzierte Spannung könnte statischen Versatz aus einer Reihe von Quellen besitzen, beispielsweise weil sich der tatsächliche Wicklungswiderstand von dem Widerstandswert R, der in der Berechnung der Gleichung 1 verwendet wurde, unterscheidet. Der Versatz in der berechneten, induzierten Spannung, integriert über die Zeit, würde dazu führen, dass der berechnete Magnetfluss in Bezug auf den tatsächlichen Magnetfluss allmählich ansteigt oder abfällt. Nehmen wir an, bei dem Servosystem handelt es sich um ein Levitationsmagnetlager und nehmen wir an, dass kurz bevor der Controller-Loop eingeschaltet wird, das Lager auf einer Auflage ruht, der Strom der Wicklung Null ist und folglich auch der Magnetfluss Null ist. Der Magnetflussintegrator könnte deshalb korrekt auf Null initialisiert sein und das Servosystem könnte das Lager aufnehmen und es rasch zu seinem gewünschten Gleichgewichtsstandort bringen. Bevor sich Drift in erheblichem Maße ansammeln könnte, könnte das System ein Maß des Signalpegels abtasten, das erforderlich ist, um an der gewünschten Position x schwerelos zu sein. Beispielsweise angenommen, dass es sich bei diesem Maß des Signalpegels um den Antriebsspannungswert handelt, der von dem geschlossenen Regelkreis ermittelt worden ist (obwohl es sich in diesem Beispiel auch um den gemessenen Strom handeln könnte). Dieser Signalpegel würde der Zielwert für eine langsame Servokorrektur, der den schnellen, inneren Kreis kompensiert, um seinen Drift zu stabilisieren. Wenn der Mechanismus beispielsweise ein Gewicht unter einem statischen Elektromagneten anhebt und schwerelos hält, ist der Antriebswert, der erforderlich ist, um das Gewicht zu halten, eine zunehmende Funktion des Zwischenraums x zwischen dem Elektromagneten und dem Gewicht. Angenommen, ein Versatz zu dem Magnetflussintegrator verursacht, dass der geschätzte Magnetfluss &PHgr; einen zunehmenden, positiven Fehler aufweist; d.h. &PHgr; in dem Controller überschreitet den tatsächlichen Wert von &PHgr;. Aus der Gleichung 7 (oder gegebenenfalls der Gleichung 8) sieht man dann, dass die Überschätzung des Magnetflusses &PHgr; in dem Nenner des Verhältnisses I/&PHgr; zu einer Unterschätzung von x' und von x führen wird. Wenn das unterschätzte x zu dem Servo-Controller-Einstellpunkt getrieben wird, muss das tatsächliche x über dem beabsichtigten Einstellpunkt liegen, d.h. dass der Magnetzwischenraum zu groß sein wird. Das Symptom dieses Fehlers besteht darin, dass die Antriebsspannung, die auf den Elektromagneten angewendet wird, um das schwerelose Gewicht aufrechtzuerhalten, höher sein wird als der Wert, der bald nach dem Start gemessen wurde, als der kumulative Drift vernachlässigbar war. Da eine Antriebsspannung oberhalb des Spannungseinstellpunktes einen positiven Fehler an der Magnetflussintegrator-Ausgangsleistung anzeigt (durch Annahme, oben), würde ein erfolgreicher Driftkompensationsansatz darin bestehen, am Magnetflussintegratoreingang ein Signal zu ergänzen, so dass die Ausgangsleistung negativ wird, wenn sich die Antriebsspannung über dem Einstellpunkt befindet. Das gleiche Ziel könnte erreicht werden, wenn man den geschätzten Wicklungswiderstand RL, der in der Gleichung 1 verwendet wird, anpasst. Langfristig würde die Kompensation den Servo gegenüber dem Drift stabilisieren. Die gleiche Kompensation könnte bei einer zu schnellen Anwendung einen instabilen Feedback-Loop erzeugen, da ein tatsächlicher driftfreier Wert von x' unter dem Einstellpunkt zu einem erhöhten Antriebswert führen würde, x' noch darunter – einer positiven Feedbacksituation. Man sieht, dass der Driftkompensations-Loop in einem langsameren Zeitrahmen arbeiten muss, um den Drift aufzuheben, aber die Reaktion des Servo bei höheren Frequenzen darf dabei nicht destabilisiert werden.

Selbstverständlich könnte die langsame Korrektur an einer Vielzahl von Stellen durchgeführt werden, wobei der oben erwähnte Magnetflussintegrator oder der Widerstand RL einfach nur geeignete wären. Es ist vorsichtig zu verfahren, da sich das Ergebnis von dem, was beabsichtigt war, unterscheiden kann. Wenn die Masse eines schwerelosen Objektes verändert wird, ohne dass der Korrektur-Loop neu eingestellt wird, könnte das Ziel der Levitation langsam zu einem neuen Standort treiben, der den konstanten durchschnittlichen Leistungsbedarf dieses neuen äußeren Loops erfüllt hat. Auch wenn sich der Widerstand der Wicklung RL aufgrund von Temperaturänderungen verändert, kann das System immer noch stabil sein, jedoch mit einem Versatz zu dem gewünschten Ziel, da die Berechnung in Gleichung 1 nicht korrekt durchgeführt werden wird.

In Systemen, die über lange Zeiträume schwebend gehalten werden wie die Magnetschwebebahn oder die schwerelose Kugel oder das Magnetlager, die zuvor erwähnt wurden, muss der Benutzer für den langsamen äußeren Loop vorher ein Ziel festlegen. Es kann klug sein, ein Ziel mit positiven Verzweigungen zu wählen. Für die hängende Kugel beispielsweise, die sowohl in den feststehenden als auch in den sich bewegenden Elementen Permanentmagneten verwendet, ist der Bedarf nach einem Zwischenraum x, der konstant gehalten werden muss, vielleicht nicht unbedingt gegeben. Wenn man ein Ziel wählt, so dass der durchschnittliche Strom, der an die Wicklung geliefert wird, Null wird, so minimiert dies die Energie, die erforderlich ist, um die Vorrichtung schwebend zu halten. Das System wird die absolute Position x suchen, an der dies geschieht. (In diesem Beispiel ist der Punkt, an dem der durchschnittliche Strom Null ist, der Punkt, an dem die Kugel derart positioniert ist, dass die Schwerkraft des sich bewegenden Elementes genau gleich der statischen Magnetanziehungskraft zwischen den feststehenden und den sich bewegenden Elementen ist).

Die Fähigkeit, einen Solenoid über einen langen Zeitraum fest geschlossen zu halten, ohne übermäßige Leistung zu verschwenden, ist ein wesentlicher Vorteil der vorliegenden Erfindung. Meistens muss ein System den Solenoid entweder weit übersteuern oder raten, bei welchem Stromwert (Leistungswert oder Spannungswert) garantiert ist, dass der Solenoid geschlossen bleibt. Bei diesem garantierten Wert handelt es sich meistens um einen nominalen, vorberechneten Wert plus einen Prozentsatz, um sicherzustellen, dass sich der Solenoid nie öffnen wird, wobei Herstellungstoleranzen und Änderungen über der Zeit und der Temperatur zu berücksichtigen sind. In dem hierin beschriebenen System wird der erforderliche Wert bestimmt, indem der Solenoid zunächst in die geschlossene Position gebracht wird. Wenn man das tatsächliche Antriebssignal kennt, das erforderlich ist, um ein Schließen zu erreichen, so wird dadurch die hohe Unsicherheit im Zusammenhang mit dem Nennwert eliminiert. Ein kleinerer Prozentsatz könnte dann hinzugefügt werden, um sicherzustellen, dass er geschlossen bleibt. Der normale Regelkreis könnte dann durch den einfacheren Regelkreis ersetzt werden, der den Strom (oder die Spannung oder die Leistung) einfach konstant gehalten hat. Außerdem kann das Steuerungssystem die Strom-/Spannungssignatur leicht auf einen unbeabsichtigten Verlust der Verriegelung hin überwachen und rasch reagieren, um den gewünschten verriegelten Zustand wiederherzustellen, sogar bevor eine Öffnungsbewegung des Solenoid leicht erkennbar ist.

Die bevorzugte Ausführungsart der vorliegenden Erfindung dient lediglich der Veranschaulichung. Zahlreiche Abweichungen hinsichtlich der Konstruktion und des Einsatzes der vorliegenden Erfindung sind im Hinblick auf die nachfolgenden Patentansprüche möglich, ohne dass man sich dadurch aus dem Geltungsbereich und Schutzbereich der offenbarten Erfindung entfernt.


Anspruch[de]
  1. Ein Messsystem zum Erfassen der Translationsposition eines bewegenden Elements (M1) eines elektrisch betätigten elektromagnetischen Transducers, wobei besagtes Messsystem folgendes umfasst:

    – Antriebsmittel (10, T1) zum Einstellen eines elektrischen Antriebssignals (102), das an eine Wicklung (L1) besagten Transducers angelegt wird, und wobei

    – besagtes Antriebssignal eine elektromagnetische Betätigungskraft an besagtem bewegten Element (M1) verursacht;

    – Abtastmittel (S1) zum Abtasten eines einzigen elektromagnetischen Parameters besagten Transducers, wobei besagter einziger elektromagnetischer Parameter auf besagte elektromagnetische Betätigungskraft und auf besagte Position reagiert;

    dadurch gekennzeichnet, dass besagtes Antriebssignal (102) eine bekannte Antwort auf ein Eingangssignal (10) hat, und wobei das System weiter Rechenmittel (101, 110, 120) zum Ermitteln eines Maßes besagter Position aus besagtem Antriebssignal und besagtem einzigen elektromagnetischen Parameter umfasst.
  2. Das System von Anspruch 1, wobei:

    besagtes elektrisches Antriebssignal (102) eine Spannung ist; und besagter einziger elektromagnetischer Parameter ein Strom ist.
  3. Das System von Anspruch 2, wobei:

    besagtes Antriebsmittel (10, T1) Schaltmittel (T1) zum Generieren einer pulsbreitenmodulierten Ausgangsleistung umfasst; und besagtes Rechenmittel (101, 110, 120) Mittel zum Berechnen besagten elektrischen Antriebssignals (102) aus einem Arbeitszyklus davon und einer bekannten Energiezufuhrspannung umfasst.
  4. Das System von Anspruch 2, wobei:

    eine besagtem Transducer und besagtem Antriebsmittel zugehörige Widerstandsimpedanz bekannt ist;

    besagtes Rechenmittel (101, 110, 120) Mittel zur Berechnung einer induktiven Spannung, die der Veränderung in einem Magnetfluss in besagtem Transducer zugehörig ist, unter Verwendung besagter Spannung, besagten Stroms und besagter Widerstandsimpedanz umfasst;

    wobei besagtes Rechenmittel weiter Mittel zum Integrieren besagter Veränderung in besagtem Magnetfluss über die Zeit enthält, um einen Gesamtmagnetfluss zu berechnen; und besagtes Ermitteln besagter Messung besagter Position 20 das Berechnen eines Verhältnisses besagter Spannung und besagten Gesamtmagnetflusses einschließt.
  5. Das System von Anspruch 1, wobei besagtes Rechenmittel (101, 110, 120) weiter Mittel zum 25 Ermitteln, aus besagtem elektrischen Antriebssignal (102) und besagtem einzigen elektromagnetischen Parameter, eines Maßes elektromagnetischer Kraft in besagtem Transducer umfasst.
  6. Das System von Anspruch 5, das weiter ein Steuersystem (101) zum Steuern besagter Position umfasst, umfassend:

    – Fehlersignalerzeugungsmittel zum Vergleichen einer gewünschten gesteuerten Position mit besagtem Maß 35 besagter Position; und

    – Rückmeldemittel, die besagtes Fehlersignal beim Einstellen besagten Maßes elektromagnetischer Kraft beim Einstellen besagten Eingangssignals verwenden, um zu veranlassen, dass besagte Position zu besagter gesteuerter Position hin getrieben wird.
  7. Das System von Anspruch 1 zur Steuerung einer mechanischen Bewegung in besagtem sich bewegenden Element (M1) besagten elektromagnetischen Transducers, wobei das System weiterhin folgendes umfasst:

    Rechenmittel (101, 110, 120) zum Ermitteln, aus besagter einziger elektromagnetischer Parametermessung besagter Position, ein Maß besagter mechanischer Bewegung;

    Steuermittel (101), die besagtes Maß besagter mechanischer Bewegung nutzen, um besagtes Eingangssignals (10) zu erzeugen, zur besagten Steuerung besagter mechanischer Bewegung; eine Fehlerfunktion, basiert auf richtigem Funktionieren besagten Systems in Zusammenwirken mit einer spezifischen Instanz besagten Transducers, wobei besagte Fehlerfunktion ein Abweichen eines berechneten Parameters besagten Systems von einem Wert besagten berechneten Parameters, der mit besagtem richtigem Funktionieren konsistent ist, beschreibt; und Mittel zum Korrigieren besagten berechneten Parameters, um die Größenordnung besagter Fehlerfunktion zu reduzieren.
  8. Das System von Anspruch 7, wobei:

    – besagter berechneter Parameter Magnetfluss ist;

    – besagter Magnetfluss kurzzeitig aus der Zeit-Integration einer induktiven Spannung berechnet wird;

    – besagte Fehlerfunktion das Abdriften besagten Magnetflusses von einem korrekten Wert, aufgrund eines 35 Fehlers in besagter Zeit-Integration, andeutet; und

    – besagtes Korrekturmittel besagten Fehler in besagter Zeit-Integration reduziert.
  9. Das System von Anspruch 8, wobei:

    – besagte Fehlerfunktion eine Differenz zwischen einem gewünschten Wert besagten Eingangssignals (10) und dem eigentlichen Wert besagten Eingangssignals, wie durch Rückmeldung durch besagtes System dicht bei einem Gleichgewicht ermittelt, ist; und

    – besagte Fehlerfunktion verwendet wird, um eine Schätzung elektrischen Widerstandes (R2) zu korrigieren, wobei besagte Schätzung dazu verwendet wird, besagte induktive Spannung zu schätzen.
  10. Das System von Anspruch 7, wobei besagtes System weiter folgendes umfasst:

    – eine mechanische Grenze besagter mechanischer Bewegung; Erfassungsmittel zum Ermitteln eines Werts besagten Eingangssignals (10), wenn besagte mechanische Bewegung sich besagter mechanischer Grenze unter annäherndem Kraftausgleich annähert; und Einrastmittel zum Halten besagter mechanischer Bewegung in der Nähe besagter mechanischer Grenze mit einem festen besagten Eingangssignal auf Basis besagten Werts.
Es folgen 7 Blatt Zeichnungen






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