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Dokumentenidentifikation DE69833076T2 17.08.2006
EP-Veröffentlichungsnummer 0000901220
Titel Operationsverstärker
Anmelder Canon K.K., Tokio/Tokyo, JP
Erfinder Sakurai, Katsuhito, Machida-shi, Tokyo, JP
Vertreter Tiedtke und Kollegen, 80336 München
DE-Aktenzeichen 69833076
Vertragsstaaten DE, FR, GB, IT, NL
Sprache des Dokument EN
EP-Anmeldetag 02.09.1998
EP-Aktenzeichen 981165384
EP-Offenlegungsdatum 10.03.1999
EP date of grant 04.01.2006
Veröffentlichungstag im Patentblatt 17.08.2006
IPC-Hauptklasse H03F 3/30(2006.01)A, F, I, 20051017, B, H, EP
IPC-Nebenklasse H03F 1/02(2006.01)A, L, I, 20051017, B, H, EP   

Beschreibung[de]
Technisches Gebiet der Erfindung und in Betracht gezogener Stand der Technik

Die Erfindung betrifft allgemein einen hochempfindlichen, schnell ansprechenden und einen geringen Stromverbrauch aufweisenden Operationsverstärker, der z.B. zur Ansteuerung einer Schaltungsanordnung mit einer hohen Eingangskapazität wie eines Analog/Digital-Umsetzers oder zur schnellen Ansteuerung einer Schaltungsanordnung mit einer niedrigen Eingangsimpedanz verwendet wird, und bezieht sich insbesondere auf universell einsetzbare Operationsverstärker für Anwendungszwecke, die einen äußerst geringen Stromverbrauch erfordern.

In Verbindung mit dem technischen Fortschritt und den in jüngerer Zeit verstärkt auftretenden Forderungen nach Verdünnung und Verkleinerung von Geräten ergeben sich auch verstärkt Forderungen nach einer niedrigen Verlustleistung, einer hohen Betriebs- oder Operationsgeschwindigkeit sowie einer entsprechenden Miniaturisierung der Bauelemente. Bei Operationsverstärkern, die als eine Art von Rechenschaltung bzw. Arithmetikeinheit eingesetzt werden, sind der niedrige Stromverbrauch und die äußerst hohe Operationsgeschwindigkeit mit Hilfe einer niedrigen Versorgungsspannung, einer unsymmetrischen Stromversorgung und einer hohen Integrationsdichte erzielt worden.

Außer dem im Oberbegriff des Patentanspruchs 1 angegebenen Stand der Technik gemäß der Literaturstelle Moraveji F: "A tiny, high speed, wide-band, voltage-feedback amplifier stable with all capacitive load" aus IEEE Journal of solidstate circuits, Vol. 31, Nr. 10, Oktober 1996, XP000638102, sind weiterhin die in den 6 und 7 dargestellten Schaltungsanordnungen als übliche Endstufen von Operationsverstärkern bekannt. Die 6 und 7 stellen hierbei Blockschaltbilder dar, die insbesondere den Aufbau der Endstufen der Operationsverstärker im einzelnen veranschaulichen. 6 zeigt eine unter Verwendung von bipolaren Transistoren aufgebaute Schaltungsanordnung, während 7 eine unter Verwendung von Metalloxid-Halbleitertransistoren (die nachstehend als "MOS-Transistoren" bezeichnet sind) aufgebaute Schaltungsanordnung zeigt. In den 6 und 7 bezeichnet die Bezugszahl 1 eine Operationsverstärkerschaltung mit Ausnahme einer ein hohes Ansteuervermögen aufweisenden Endstufe, während die Bezugszahl 5 einen normalen (nicht invertierenden) Eingangssignalanschluss und die Bezugszahl 6 einen invertierenden Eingangssignalanschluss bezeichnen. Die von dem Operationsverstärker 1 erzeugten Ausgangssignale werden Pufferverstärkern der Endstufe zugeführt, wobei die Signale vor ihrer Zuführung zu einem Aungangssignalanschluss 7 einer Impedanzumsetzung unterzogen werden. In beiden Fällen wird eine Emitterfolgerkonfiguration oder Sourcefolgerschaltung von einer Konstantstromschaltung 100 oder 101 dahingehend vorgespannt, dass der Leerlaufstrom konstant gehalten wird. Der vorstehend beschriebene Aufbau der Endstufe erfordert jedoch die Verwendung von Transistoren mit großen Abmessungen als Endstufentransistoren Q6, Q12, M6 und M12 zur Speisung bzw. Ansteuerung von starken Verbrauchern, die mit dem Ausgangsanschluss 7 verbunden sind.

Da jedoch bei diesen Ausführungsbeispielen des Standes der Technik eine Ansteuerung entweder der Basis oder der Gate-Elektrode eines großen Transistors in Chipgröße mit einem Konstantstrom erforderlich ist, muss zur Steigerung der Ansteuergeschwindigkeit auch der Konstantstromwert vergrößert werden. Auf diese Weise entsteht das Problem, dass eine Verringerung des Stromverbrauchs durch einen Anstieg der Verlustleistung verhindert wird.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Die Erfindung ist zur Lösung des vorstehend beschriebenen Problems konzipiert worden, wobei ihr die Aufgabe zu Grunde liegt, einen einen geringen Stromverbrauch aufweisenden Operationsverstärker anzugeben, der die Ansteuerung eines starken Verbrauchers mit hoher Geschwindigkeit ermöglicht.

Diese Aufgabe wird durch den in den Patentansprüchen angegebenen Operationsverstärker gelöst.

KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

1 zeigt ein Blockschaltbild des Aufbaus eines Operationsverstärkers gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel der Erfindung.

2 zeigt ein Schaltbild der im wesentlichen von bipolaren Bauelementen gebildeten Hauptelemente einer Differenzspannungs-Messeinrichtung 2 und eines eine Ruhestrom-Änderungseinrichtung umfassenden Endstufen-Pufferverstärkers 3 gemäß 1.

3 zeigt ein weiteres Schaltbild der in diesem Falle im wesentlichen von unipolaren Bauelementen gebildeten Hauptelemente der Differenzspannungs-Messeinrichtung 2 und des die Ruhestrom-Änderungseinrichtung umfassenden Endstufen-Pufferverstärkers 3 gemäß 1.

4 veranschaulicht den Aufbau eines Operationsverstärkers gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel der Erfindung und zeigt ein weiteres Schaltbild der Anordnung der Hauptteile der Differenzspannungs-Messeinrichtung 2 und des die Ruhestrom-Änderungseinrichtung umfassenden Endstufen-Pufferverstärkers 3 gemäß 1.

5 veranschaulicht den Aufbau eines Operationsverstärkers gemäß einem dritten Ausführungsbeispiel der Erfindung und zeigt gleichzeitig ein weiteres Schaltbild der Anordnung der Hauptelemente der Differenzspannungs-Messeinrichtung 2 und des die Ruhestrom-Änderungseinrichtung umfassenden Endstufen-Pufferverstärkers 3 gemäß 1.

6 (STAND DER TECHNIK) zeigt ein Blockschaltbild des Aufbaus eines bekannten Operationsverstärkers.

7 (STAND DER TECHNIK) zeigt ein weiteres Blockschaltbild des Aufbaus eines weiteren bekannten Operationsverstärkers.

DETAILLIERTE BESCHREIBUNG BEVORZUGTER AUSFÜHRUNGSBEISPIELE

Nachstehend werden unter Bezugnahme auf die Zeichnungen gemäß den 1 bis 5 bevorzugte Ausführungsbeispiele der Erfindung näher beschrieben, wobei in Verbindung mit den bevorzugten Ausführungsbeispielen auch auf die beste Ausführungsform der Erfindung eingegangen wird.

Ausführungsbeispiel 1

1 zeigt ein Blockschaltbild des Aufbaus eines Operationsverstärkers gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel der Erfindung.

In 1 bezeichnet die Bezugszahl 1 einen Operationsverstärker mit Ausnahme seiner Endstufe, während die Bezugszahl 5 einen normalen (nicht invertierenden) Eingangssignalanschluss und die Bezugszahl 6 einen invertierenden Eingangssignalanschluss bezeichnen. Das von dem Operationsverstärker 1 abgegebene Ausgangssignal wird einem Endstufen-Pufferverstärker 3 mit einer Ruhestrom-Änderungseinrichtung zugeführt, wodurch es vor seiner Zuführung zu einem Ausgangssignalanschluss 7 einer Impedanzumsetzung unterzogen wird. Die Bezugszahl 2 bezeichnet eine Differenzspannungs-Messeinrichtung zur Messung einer Spannungsdifferenz zwischen dem normalen (nicht invertierenden) Eingangssignalanschluss 5 und dem invertierenden Eingangssignalanschluss 6. Die gemessene Spannungsdifferenz wird dann dem Endstufen-Pufferverstärker 3 als Steuersignal zur Veränderung eines Ruhestroms des Endstufen-Pufferverstärkers 3 zugeführt.

Wenn bei der vorstehend beschriebenen Schaltungsanordnung die Spannung eines dem normalen bzw. nicht invertierenden Eingangssignalanschluss 5 zugeführten Eingangssignals höher als die Spannung eines dem invertierenden Eingangssignalanschluss 6 zugeführten invertierten Eingangssignals ist, wird der Ruhestrom des Endstufen-Pufferverstärkers 3 zur Anhebung des Ansteuervermögens bzw. der Ansteuerleistung einer Halbleiterschaltung verändert, durch die die Ausgangsspannung am Ausgangssignalanschluss 7 angehoben wird. Wenn dagegen die Spannung des normalen bzw. nicht invertierten Eingangssignals unter der Spannung des invertierten Eingangssignals liegt, wird der Ruhestrom des Endstufen-Pufferverstärkers 3 zur Anhebung des Absenkungsvermögens einer weiteren Schaltung verändert, durch die die Ausgangsspannung am Aungangssignalanschluss 7 herabgesetzt wird.

Die 2 und 3 zeigen Schaltbilder zur Veranschaulichung der maßgeblichen Bauelemente der Differenzspannungs-Messeinrichtung 2 und des die Ruhestrom-Änderungseinrichtung umfassenden Endstufen-Pufferverstärkers 3, die in 1 beide in einem von einer gestrichelten Linie umgebenen Bereich 4 dargestellt sind. Hierbei sind 1 entsprechende Bauelemente mit den gleichen Bezugszahlen bezeichnet. 2 zeigt eine Schaltungsanordnung, die von bipolaren Transistoren gebildet wird, während 3 eine Schaltungsanordnung zeigt, die von MOS-Transistoren gebildet wird.

In 2 bezeichnet die Bezugszahl 10 eine Konstantstromquelle von Differenzverstärkungstransistoren Q1 und Q2, wobei ferner mit Q1 bis Q6 npn-Transistoren und mit Q7 bis Q12 pnp-Transistoren bezeichnet sind. Die Differenzspannungs-Messeinrichtung wird von einem Differenzverstärker gebildet, wobei die Basis-Elektrode des Transistors Q1 mit dem normalen bzw. nicht invertierenden Eingangssignalanschluss 5 und die Basis-Elektrode des Transistors Q2 mit dem invertierenden Eingangssignalanschluss 6 verbunden sind und von den jeweiligen Kollektorströmen der Transistoren Q1 und Q2 jeweilige Ausgangssignale gebildet werden. Wenn der über die Konstantstromquelle 10 fließende Strom mit IO bezeichnet wird, sind der Kollektorstrom des Transistors Q1 durch I1 und der Kollektorstrom des Transistors Q2 durch I2 gegeben, wobei sich die Differenzspannung V zwischen der normalen bzw. nicht invertierten Eingangssignalspannung Vp und der invertierten Eingangssignalspannung Vn durch die nachstehenden Gleichungen wiedergeben lässt: I1 = IO/{1 + exp[–q (Vp – Vn)/kT]}(1) I2 = IO/{1 + exp[q (Vp – Vn)/kT]}(2)

Hierbei sind mit q die Elementarladung, mit k die Boltzmann-Konstante und mit T die absolute Temperatur bezeichnet.

Die Ausgangsströme I1 und I2 werden jeweiligen Stromspiegelschaltungen zugeführt, die von den pnp-Transistoren Q7 und Q10 bzw. den pnp-Transistoren Q8 und Q9 gebildet werden, die jeweils mit Eingangsanschlüssen der Ruhestrom-Änderungseinrichtung verbunden sind. Der von dem Transistor Q10 abgegebene Ausgangsstrom dient direkt als Eingangsstrom für den Transistor Q11, wodurch eine Emitterfolgerkonfiguration gebildet wird. Der von dem Transistor Q9 abgegebene Ausgangsstrom wird einer von den npn-Transistoren Q3 und Q4 gebildeten dritten Stromspiegelschaltung zugeführt und dient als weiterer Ruhestrom des Transistors Q5, wodurch eine weitere Emitterfolgerkonfiguration gebildet wird. Die von den in diesen Emitterfolgerkonfigurationen angeordneten Transistoren Q11 und Q5 abgegebenen Ausgangssignale werden schließlich den Basis-Elektroden der in der Verstärker-Endstufe angeordneten Transistoren Q6 und Q12 zugeführt. Hierbei stellen die Transistoren Q6 und Q12 komplementäre SEPP-Leistungstransistoren dar, die die Emitterfolgerkonfigurationen bilden, wobei zu diesem Zweck im allgemeinen große Transistoren mit den Abmessungen eines Halbleiterplättchens Verwendung finden.

Weiterhin wird das von dem Operationsverstärker 1 abgegebene Ausgangssignal einem Eingangssignalanschluss 8 des Endstufen-Pufferverstärkers und damit direkt den Basis-Elektroden der Transistoren Q5 und Q11 zugeführt.

Wenn hierbei bei den Eingangssignalen Vp höher als Vn ist, steigt das Potential am Eingangssignalanschluss 8 des Endstufen-Pufferverstärkers an. Die von den Transistoren Q5 und Q11 der Emitterfolgerkonfigurationen jeweils abgegebene Ausgangsleistung steigt dann ebenfalls an, wodurch das jeweilige Basis-Potential der Transistoren Q6 und Q12 und damit wiederum das Potential am Ausgangssignalanschluss 7 angehoben werden. Wenn jedoch eine abrupte Potentialänderung der Eingangssignale auftritt, können die Basispotentiale der Transistoren Q6 und Q12 einer solchen Änderung auf Grund von parasitären Kapazitäten nicht folgen, die durch die Basisschichten der Leistungstransistoren hervorgerufen werden. Hierbei liegt ein ausreichendes Potential an der Emitter-Basis-Strecke des Transistors Q5 an, der somit einen zur raschen Anhebung des Basispotentials ausreichenden Emitterstrom für die Ansteuerung der Basis-Elektrode des Transistors Q12 erzeugt. Das Basis-Potential des Transistors Q6 steigt jedoch nur mit der Aufladungsgeschwindigkeit bzw. in Abhängigkeit von der Ladezeitkonstanten der parasitären Kapazität der Basisschicht an, wobei diese Aufladung durch einen über den Transistor Q10 fließenden Konstantstrom erfolgt, da der Transistor Q11 gesperrt ist. Eine Beschleunigung dieser Aufladungsgeschwindigkeit erfordert im allgemeinen eine ständige Verstärkung des über den Transistor Q10 fließenden Konstantstroms, wodurch sich wiederum der Verbrauchs- oder Verluststrom bzw. die Verlustleistung erheblich erhöht. Dieser Strom ist bei einer Veränderung der Eingangssignale nur vorübergehend erforderlich, während er nicht erforderlich ist, wenn die Eingangssignale in einem stationären Zustand verbleiben.

Das vorliegende Ausführungsbeispiel ist daher dahingehend ausgestaltet, dass der Strom I1 den Strom I2 nur dann überschreiten soll, wenn bei den Eingangssignalen Vp vorübergehend höher als Vn ist, um dann den Konstantstrom für den Transistor Q10 anzuheben, der die Stromspiegelschaltung zusammen mit dem Transistor Q7 bildet, über den der Ruhestrom des Transistors Q11 angehoben wird. Mit dem Ruhestrom wird dann die Basis-Elektrode des Transistors Q6 angesteuert. Im Vergleich zu einer ständigen Verstärkung des zur Vorspannung bzw. zur Erzeugung des Ruhestroms dienenden Konstantstroms ermöglicht somit die Schaltungsanordnung gemäß diesem Ausführungsbeispiel eine Hochgeschwindigkeitsansteuerung ohne Vergrößerung des Verbrauchs- oder Verluststroms.

Wenn dagegen bei den Eingangssignalen Vp kleiner als Vn ist, fällt das Potential am Eingangssignalanschluss 8 des Endstufen-Pufferverstärkers ab. Hierdurch verringert sich die von den die jeweiligen Emitterfolgerkonfigurationen bildenden Transistoren Q5 und Q11 jeweils abgegebene Ausgangsleistung, wodurch die Basispotentiale der Transistoren Q6 und Q12 abfallen und damit das Potential am Ausgangssignalanschluss 7 weiter herabgesetzt wird. Wenn sich die Potentiale der Eingangssignale relativ abrupt verändern, können die Basispotentiale dieser Transistoren auf Grund der von den Basisschichten der Transistoren Q6 und Q12 gebildeten parasitären Kapazitäten einer solchen Änderung nicht folgen. Hierbei liegt eine ausreichende Vorspannung in Durchlassrichtung an der Basis-Emitter-Strecke des Transistors Q11 an, wodurch in der Basisschicht des Transistors Q6 befindliche Ladungsträger zur schnellen Verringerung des Basispotentials abgeführt werden können, während sich das Basispotential des Transistors Q12 nur mit der Geschwindigkeit verringern kann, mit der die Entladung durch den über den Transistor Q4 fließenden Konstantstrom erfolgt, da der Transistor Q5 gesperrt ist. Zur Beschleunigung dieser Abnahmegeschwindigkeit ist im allgemeinen eine ständige Verstärkung des über den Transistor Q4 fließenden Konstantstroms erforderlich, wodurch sich wiederum der Verbrauchs- oder Verluststrom bzw. die Verlustleistung erheblich erhöht. Dieser Strom ist jedoch nur bei einer Veränderung der Eingangssignale vorübergehend erforderlich, während er nicht erforderlich ist, wenn die Eingangssignale in einem stationären Zustand verbleiben.

Dieses Ausführungsbeispiel ist daher dahingehend ausgestaltet, dass I2 nur dann größer als I1 werden soll, wenn bei den Eingangssignalen das Potential Vp unter dem Potential Vn liegt, um den Konstantstrom für den Transistor Q9 anzuheben, der die Stromspiegelkonfiguration zusammen mit dem Transistor Q8 bildet, welcher wiederum den über die eine weitere Stromspiegelschaltung bildenden Transistoren Q3 und Q4 fließenden Konstantstrom zur Anhebung des dem Transistor Q5 zugeführten Ruhestroms vergrößert. Durch diesen Ruhestrom werden die in der Basisschicht des Transistors Q12 befindlichen elektrischen Ladungsträger verringert. Dies ermöglicht im Vergleich zu einer ständig erfolgenden Verstärkung des als Ruhestrom fließenden Konstantstroms eine sehr schnelle Absenkung ohne Vergrößerung des Verbrauchs- oder Verluststroms.

Obwohl gemäß 2 der die Differenzspannungs-Messeinrichtung bildende Differenzverstärker npn-Transistoren umfasst, kann natürlich ein entsprechender Aufbau auch unter Verwendung von pnp-Transistoren erhalten werden.

Nachstehend wird näher auf die Schaltungsanordnung gemäß 3 eingegangen, bei der die Bezugszeichen M1 bis M6 NMOS-Transistoren bezeichnen, während mit den Bezugszeichen M7 bis M12 PMOS-Transistoren bezeichnet sind. Die Differenzspannungs-Messeinrichtung 2 wird hierbei von einem Differenzverstärker gebildet, dessen Ausgangssignale von den jeweiligen Drain-Strömen der Transistoren M1 und M2 gebildet werden, während der normale bzw. nicht invertierende Eingangssignalanschluss von der Gate-Elektrode des Transistors M1 und der invertierende Eingangssignalanschluss von der Gate-Elektrode des Transistors M2 gebildet werden. Wenn ein von einer mit den NMOS-Transistoren M1 und M2 verbundenen Konstantstromquelle abgegebener Strom mit EO, der Drain-Strom des Transistors M1 mit E3 und der Drain-Strom des Transistors M2 mit E4 bezeichnet werden, lassen die Ausgangsströme in Form der nachstehenden Gleichungen als Funktion der Differenzspannung Vp – Vn zwischen dem normalen bzw. nicht invertierten Eingangspotential Vp und dem invertierten Eingangspotential Vn darstellen: I3 = {IO + [IO – (IO – K(Vp – Vn))]}·1/2(3) I4 = {IO – [IO – (IO – K(Vp – Vn))]}·1/2(4)

Hierbei ist K durch (u·Cox/2)·(W/L) gegeben, wobei u die Ladungsträgerbeweglichkeit in einem Kanal eines MOS-Transistors, Cox die Kapazität einer Gate-Oxidschicht, W die Kanalbreite und L die Kanallänge bezeichnen.

Die Ausgangsströme I3 und I4 werden jeweiligen Stromspiegelschaltungen zugeführt, die jeweils von den Transistoren M7 und M10 sowie den Transistoren M8 und M9 gebildet werden. Die Transistoren M7 und M8 sind jeweils mit Eingangssignalanschlüssen der Ruhestrom-Änderungseinrichtung verbunden. Der von dem Transistor M10 abgegebene Ausgangsstrom dient direkt als Ruhestrom für den Transistor M11, wodurch eine Sourcefolgerkonfiguration erhalten wird. Der von dem Transistor M9 erzeugte Ausgangsstrom wird über eine von den Transistoren M3 und M4 gebildete weitere Stromspiegelschaltung als Ruhestrom dem Transistor M5 zugeführt, wodurch ebenfalls eine Sourcefolgerkonfiguration erhalten wird. Die von den Sourcefolgerkonfigurationen abgegebenen Ausgangssignale werden jeweils den Gate-Elektroden der Transistoren M6 und M12 der Endstufe zugeführt. Die Transistoren M6 und M12 sind hierbei komplementäre SEPP-Leistungstransistoren, für die im allgemeinen große Transistoren mit Chipabmessungen und einem hohen Ansteuervermögen bzw. einer hohen Ansteuerleistung Verwendung finden.

Das von dem Operationsverstärker 1 abgegebene Ausgangssignal wird über den Eingangssignalanschluss 8 eines Endstufen-Pufferverstärkers den Gate-Elektroden der Transistoren M5 und M11 zugeführt.

Wenn hierbei bei den Eingangspotentialen Vp größer als Vn ist, führt dies zu einem Anstieg des Potentials am Eingangssignalanschluss 8 des Endstufen-Pufferverstärkers. Hierdurch steigen die von den die Sourcefolgerkonfigurationen bildenden Transistoren M5 und M11 abgegebenen Ausgangsströme an, wodurch die Gate-Potentiale der Transistoren M6 und M12 und damit wiederum das Potential am Aungangssignalanschluss 7 angehoben werden. Bei einer schnellen Änderung der Eingangspotentiale können die Gate-Potentiale der Leistungstransistoren jedoch diesen Änderungen auf Grund der von den Gate-Elektroden der Transistoren M6 und M12 gebildeten parasitären Kapazitäten nicht folgen. Hierbei liegt zwar ein ausreichendes Potential zwischen der Gate-Elektrode und der Source-Elektrode des Transistors M5 an, der somit die Gate-Elektrode des Transistors M12 schnell auf ihr Gate-Potential anheben kann, jedoch kann das Gate-Potential des Transistors M6 nur mit einer Rate ansteigen, mit der der über den Transistor M10 fließende Konstantstrom die Gate-Kapazität des Transistors M6 auflädt. Zur Beschleunigung der Anstiegsgeschwindigkeit des Gate-Potentials des Transistors M6 ist im allgemeinen eine ständige Verstärkung des dem Transistor M10 zugeführten Konstantstroms erforderlich, wodurch sich wiederum der Verbrauchs- oder Verluststrom erheblich vergrößert. Dieser Strom ist jedoch nur bei Veränderungen der Eingangssignale vorübergehend erforderlich, während er nicht erforderlich ist, wenn die Eingangssignale in einem stationären Zustand verbleiben.

Dieses Ausführungsbeispiel ist daher dahingehend ausgestaltet, dass I3 nur dann größer als I4 werden soll, wenn bei einem Übergangszustand der Eingangspotentiale Vp größer als Vn wird, wodurch der über den Transistor M10 fließende Konstantstrom angehoben wird, der die Stromspiegelschaltung zusammen mit dem Transistor M7 bildet, über den wiederum der Ruhestrom des Transistors M11 angehoben wird. Mit diesem Ruhestrom wird dann die Gate-Elektrode des Transistors M6 angesteuert. Im Vergleich zu einer Verstärkung bzw. Anhebung eines als Ruhestrom ständig fließenden Konstantstroms wird auf diese Weise eine sehr schnelle Ansteuerung ohne Vergrößerung des Verbrauchs- oder Verluststroms ermöglicht.

Wenn dagegen bei den Eingangspotentialen Vp kleiner als Vn ist, fällt das Potential am Eingangssignalanschluss 8 des Endstufen-Pufferverstärkers ab. Hierbei verringern sich die von den die Sourcefolgerkonfigurationen bildenden Transistoren M5 und M11 abgegebenen Ausgangsströme, wodurch das Gate-Potential der Transistoren M6 und M12 und damit schließlich auch das Potential am Ausgangssignalanschluss 7 abfallen. Bei einer schnellen Änderung der Eingangspotentiale können jedoch die Gate-Potentiale der Leistungstransistoren M6 und M12 dieser Änderung der Eingangspotentiale auf Grund der von den Gate-Elektroden dieser Transistoren gebildeten parasitären Kapazitäten nicht folgen. Hierbei liegt zwar zwischen der Gate-Elektrode und der Source-Elektrode des Transistors M11 ein ausreichendes Potential zur Abführung der Ladungen von der Gate-Elektrode des Transistors M6 an, wodurch das Gate-Potential schnell verringert werden kann, jedoch kann das Gate-Potential des Transistors M12 kaum verringert werden, da dies von der Rate abhängt, mit der die Gate-Kapazität durch den über den Transistor M4 fließenden Konstantstrom entladen wird, da der Transistor M5 gesperrt ist. Zur Beschleunigung dieser Abnahme des Gate-Potentials ist im allgemeinen eine ständige Verstärkung bzw. Anhebung des dem Transistor M4 zugeführten Konstantstroms erforderlich, wodurch sich wiederum der Verbrauchs- oder Verluststrom in erheblichem Maße erhöht. Dieser Strom ist jedoch nur bei Veränderungen der Eingangssignale vorübergehend erforderlich und wird nicht benötigt, wenn sich die Eingangssignale in einem stationären Zustand befinden.

Die Schaltungsanordnung ist daher bei diesem Ausführungsbeispiel dahingehend ausgestaltet, dass I3 nur dann kleiner als I4 werden soll, wenn in einem Übergangszustand der Eingangspotentiale Vp kleiner als Vn ist, wodurch der dem zusammen mit dem Transistor M8 eine Stromspiegelschaltung bildenden Transistor M9 zugeführte Konstantstrom zur Anhebung des den eine weitere Stromspiegelschaltung bildenden Transistoren M3 und M4 zugeführten Konstantstroms vergrößert wird, wodurch wiederum der Ruhestrom des Transistors M5 angehoben wird. Auf Grund dieses Ruhestroms verringern sich die an der Gate-Elektrode des Transistors M12 befindlichen elektrischen Ladungen. Auf diese Weise wird im Vergleich zu einer ständigen Anhebung des als Ruhestrom dienenden Konstantstroms eine sehr schnelle Verringerung der Ladungen ohne Vergrößerung des Verbrauchs- oder Verluststroms ermöglicht.

Obwohl 3 zu entnehmen ist, dass der als Differenzspannungs-Messeinrichtung 2 verwendete Differenzverstärker von NMOS-Transistoren gebildet wird, kann selbstverständlich ein entsprechender Aufbau auch unter Verwendung von PMOS-Transistoren erhalten werden.

Ausführungsbeispiel 2

4 veranschaulicht ein zweites Ausführungsbeispiel der Erfindung in Form eines Schaltbildes der Hauptbestandteile einer Differenzspannungs-Messeinrichtung 2 und eines eine Ruhestrom-Änderungseinrichtung umfassenden Endstufen-Pufferverstärkers 3, die beide in 1 in einem von einer punktierten Linie umgebenen Bereich 4 dargestellt sind. Hierbei sind den 1 und 2 entsprechende Bauelemente mit den gleichen Bezugszahlen und Bezugszeichen versehen, sodass sich ihre erneute Beschreibung erübrigt.

Bei der Schaltungsanordnung gemäß 2 sind Leitwerte gm der Differenzspannungs-Messeinrichtung 2 durch die nachstehenden Gleichungen gegeben: gm1 = dI1/d(Vp – Vn)(5) gm2 = dI2/d(Vp – Vn)(6)

Ferner sind die Leitwerte gm1 und gm2 durch die nachstehenden Gleichungen gegeben: gm1 = 1/(re1 + re2)(7) gm2 = –1/(re1 + re2)(8)

In diesen Gleichungen stellen die Werte re1 und re2 jeweils Ersatzwiderstände der Emitterschichten der Transistoren Q1 und Q2 für die Differenzverstärkung dar, die folgendermaßen definiert sind: re1 = kT/qI1(9) re2 = kT/qI2(10)

Die Schaltungsanordnung gemäß 4 unterscheidet sich von der Schaltungsanordnung gemäß 2 dahingehend, dass Widerstände R1 und R2 jeweils mit der Emitter-Elektrode des Transistors Q1 bzw. des Transistors Q2 in Reihe geschaltet sind. Bei der Schaltungsanordnung gemäß 4 sind die Leitwerte gm der Differenzspannungs-Messeinrichtung somit durch die nachstehenden Gleichungen gegeben: gm1 = 1/(re1 + re2 + R1 + R2)(11) gm2 = –1/(re1 + re2 + R1 + R2)(12)

Bei diesem Ausführungsbeispiel finden somit im Vergleich zu der Schaltungsanordnung gemäß 2 geringere Leitwerte gm Verwendung, wodurch der zulässige Bereich einer der Differenzspannungs-Messeinrichtung 2 zugeführten Eingangsdifferenzspannung in Bezug zu einem Sättigungswert des Transistor-Emitterstroms vergrößert wird. Weiterhin werden Schwankungen des Ruhestroms der Endstufe in Relation zu Schwankungen bzw. Änderungen der Eingangsdifferenzspannung abgeschwächt, wodurch bei abrupten Änderungen des Eingangssignals auftretende Überschwingungen bzw. Über- und Unterschreitungen im Ausgangssignal unterdrückt werden können.

Ausführungsbeispiel 3

5 zeigt ein drittes Ausführungsbeispiel der Erfindung in Form eines Schaltbildes der Hauptbestandteile einer Differenzspannungs-Messeinrichtung 2 und eines eine Ruhestrom-Änderungseinrichtung umfassenden Endstufen-Pufferverstärkers 3, die beide in 1 in einem von einer punktierten Linie umgebenen Bereich 4 dargestellt sind. Dieses Ausführungsbeispiel ermöglicht im Vergleich zum Ausführungsbeispiel 2 äquivalente Operationen. Da der Schaltungsanordnung gemäß 2 entsprechende Bauelemente mit den gleichen Bezugszahlen und Bezugszeichen versehen sind, erübrigt sich ihre erneute Beschreibung. Bei der Schaltungsanordnung gemäß 5 ist ein Widerstand R3 zwischen die Emitter-Elektroden der Differenzverstärkungstransistoren Q1 und Q2 der Differenzspannungs-Messeinrichtung 2 geschaltet, wobei eine jeweilige Konstantstromschaltung I10 bzw. I11 mit einer jeweiligen Emitter-Elektrode verbunden sind.

Die Leitwerte gm der Differenzspannungs-Messeinrichtung gemäß 5 sind durch die nachstehenden Gleichungen gegeben: gm1 = 1/(re1 + re2 + R3·1/2)(11) gm2 = –1/(re1 + re2 + R3·1/2)(12)

Im Vergleich zu der Schaltungsanordnung gemäß 2 sind somit die Leitwerte gm in ähnlicher Weise wie bei dem zweiten Ausführungsbeispiel verringert, wodurch sich der zulässige Bereich der Eingangsdifferenzspannung der Differenzspannungs-Messeinrichtung 2 vergrößert. Außerdem werden Schwankungen des Ruhestroms der Endstufe in Relation zu Änderungen bzw. Schwankungen der Eingangsdifferenzspannung abgeschwächt, wodurch sich bei abrupten Änderungen des Eingangssignals Überschwingungserscheinungen im Ausgangssignal sowie ein Über- bzw. Unterschreiten der Ausgangssignale unterdrücken lassen.

Wie vorstehend beschrieben, beinhaltet die Erfindung eine erste technische Maßnahme, durch die der Ruhestrom des Endstufen-Pufferverstärkers in Abhängigkeit von der Differenzspannung zwischen dem normalen bzw. nicht invertierenden Eingangssignalanschluss und dem invertierenden Eingangssignalanschluss in einer gewünschten Richtung angehoben wird, wodurch im Vergleich zu der Verwendung eines konstanten Ruhestroms schnellere Operationen und eine Verringerung des Verbrauchs- bzw. Verluststroms ermöglicht werden.

Ferner beinhaltet die Erfindung eine zweite technische Maßnahme, gemäß der ein Differenzverstärker Verwendung findet, der als Messeinrichtung zur Messung der Differenzspannung zwischen dem normalen bzw. nicht invertierenden Eingangssignalanschluss und dem invertierenden Eingangssignalanschluss dient, wodurch sich die erste technische Maßnahme in Form einer sehr einfachen Anordnung realisieren lässt, die einen geringen Stromverbrauch und eine hohe Integrationsdichte ermöglicht.

Eine dritte technische Maßnahme gemäß der Erfindung beinhaltet die Verringerung der Leitwerte gm des zur Messung der Differenzspannung vorgesehenen Differenzverstärkers, wodurch sich der Ruhestrom für die Endstufe in einem weiteren Bereich der Differenzspannung zwischen dem normalen bzw. nicht invertierenden Eingangssignalanschluss und dem invertierenden Eingangssignalanschluss ändern lässt. Außerdem werden hierdurch Schwankungen des Ruhestroms der Endstufe in Relation zu Änderungen der Eingangsdifferenzspannung abgeschwächt bzw. verringert, was die Unterdrückung eines Überschwingungsverhaltens sowie eines Über- und Unterschreitens des Ausgangssignals bei abrupten Änderungen des Eingangssignals ermöglicht.

Eine vierte technische Maßnahme gemäß der Erfindung beinhaltet die Verwendung von bipolaren Transistoren als Bauelemente, was auf Grund ihres höheren Ansteuervermögens eine weitere Steigerung der Operationsgeschwindigkeit ermöglicht.

Eine fünfte technische Maßnahme gemäß der Erfindung beinhaltet die Verwendung von MOS-Transistoren, wodurch im Vergleich zu der Verwendung der bipolaren Transistoren generell eine höhere Eingangsimpedanz erhalten werden kann und außerdem eine Verringerung der Verlustleistung ermöglicht wird, wodurch sich z.B. Batteriekosten insbesondere auch im militärischen Bereich senken lassen.

Die Herstellung von Widerständen im Rahmen der Herstellungsschritte von integrierten MOS-Schaltkreisen zur Realisierung der erfindungsgemäßen dritten und vierten technischen Maßnahmen ist zwar mit Schwierigkeiten verbunden, jedoch können die Widerstände auch auf einfache Weise über IC-Stecker bzw. IC-Sockel verbunden werden, anstatt eine Verbindung an den Oberflächen von IC-Chips in einer IC-Kapselung oder einer IC-Baugruppe vorzunehmen.


Anspruch[de]
  1. Operationsverstärker, mit

    einem Operationsverstärkerelement (1), das über einen nichtinvertierenden Eingangssignalanschluss (5) mit einem ersten Signal und über einen invertierenden Eingangssignalanschluss (6) mit einem zweiten Signal beaufschlagt wird und ein Ausgangssignal erzeugt, das einem Eingangssignalanschluss (8) eines Endstufen-Pufferverstärkers (3) zugeführt wird, der einem Ausgangssignalanschluss (7) eine Ausgangsspannung zuführt, und

    einer Differenzspannungs-Messeinrichtung (2) zur Messung einer Spannungsdifferenz zwischen dem nichtinvertierenden Eingangssignalanschluss (5) und dem invertierenden Eingangssignalanschluss (6), wobei

    die gemessene Spannungsdifferenz dem Endstufen-Pufferverstärker (3) als Steuersignal zur Veränderung eines Ruhestroms des Endstufen-Pufferverstärkers (3) zugeführt wird,

    dadurch gekennzeichnet, dass

    das Operationsverstärkerelement (1) ein unsymmetrisches Ausgangssignal zur Ansteuerung des Endstufen-Pufferverstärkers (3) erzeugt,

    die Differenzspannungs-Messeinrichtung (2) zwei Transistoren (Q1, Q2; M1, M2) umfasst, die eine Differenzschaltung bilden, deren Eingangselektroden über den nichtinvertierenden Eingangssignalanschluss (5) und den invertierenden Eingangssignalanschluss (6) mit den jeweiligen Eingangssignalen beaufschlagt werden,

    die beiden Transistoren (Q1, Q2; M1, M2) jeweils mit einer Stromspiegelschaltung (Q7 bis Q10; M7 bis M10) als Lastkreis verbunden sind,

    eine der Stromspiegelschaltungen (Q7, Q10; M7, M10) einen Transistor (Q6; M6) der als komplementäre SEPP-Schaltung ausgestalteten Endstufe ansteuert, und

    eine andere der Stromspiegelschaltungen (Q8, Q9; M8, M9) einen anderen Transistor (Q12; M12) der als komplementäre SEPP-Schaltung ausgestalteten Endstufe über eine weitere Stromspiegelschaltung (Q3, Q4; M3, M4) ansteuert, wobei

    die Stromspiegelschaltungen in dem Endstufen-Pufferverstärker (3) angeordnet sind.
  2. Operationsverstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Emitter der beiden Transistoren (Q1, Q2) direkt mit einer Konstantstromschaltung (10) gekoppelt sind.
  3. Operationsverstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Emitter der beiden Transistoren (Q1, Q2) jeweils mit einer zugehörigen Konstantstromschaltung (I10, I11) verbunden sind.
  4. Operationsverstärker nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Emitter der beiden Transistoren (Q1, Q2) über einen Widerstand (R3) miteinander verbunden sind.
  5. Operationsverstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Source-Elektroden der die Differenzspannungs-Messeinrichtung (2) bildenden beiden Transistoren (Q1, Q2) direkt miteinander und über eine Konstantstromschaltung (IO) mit einem Bezugspotentialpunkt (GND) verbunden sind.
  6. Operationsverstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Emitter-Elektroden der die Differenzspannungs-Messeinrichtung (2) bildenden beiden Transistoren (Q1, Q2) jeweils über einen Widerstand (R1, R2) mit einer Konstantstromquelle (IO) verbunden sind, die wiederum mit einem Bezugspotentialpunkt (GND) verbunden ist.
Es folgen 7 Blatt Zeichnungen






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