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Dokumentenidentifikation DE69928477T2 17.08.2006
EP-Veröffentlichungsnummer 0000984562
Titel Interpolations-Synchron-Erfassungsverfahren und Funkkommunikationssystem
Anmelder NEC Corp., Tokio/Tokyo, JP
Erfinder Tsumura, Soichi, Tokyo, JP
Vertreter PAe Splanemann Reitzner Baronetzky Westendorp, 80469 München
DE-Aktenzeichen 69928477
Vertragsstaaten DE, GB
Sprache des Dokument EN
EP-Anmeldetag 03.09.1999
EP-Aktenzeichen 991173758
EP-Offenlegungsdatum 08.03.2000
EP date of grant 23.11.2005
Veröffentlichungstag im Patentblatt 17.08.2006
IPC-Hauptklasse H04L 25/02(2006.01)A, F, I, 20051017, B, H, EP
IPC-Nebenklasse H04L 7/04(2006.01)A, L, I, 20051017, B, H, EP   H04B 1/707(2006.01)A, L, I, 20051017, B, H, EP   

Beschreibung[de]
HINTERGRUND DER ERFINDUNG BEREICH DER ERFINDUNG:

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Pilot-Interpolations-Synchronerfassungsverfahren für einen Übertragungskreis in einem Funkkommunikationssystem und, insbesondere, auf ein Interpolations-Synchronerfassungsverfahren und Funkkommunikationssystem, das, z.B., für eine Pilot-Interpolations-Synchronerfassungs-Streuspektrum-Methode eingesetzt werden kann.

BESCHREIBUNG DES STANDS DER TECHNIK:

Vor kurzem wurde eine Pilot-Interpolations-Synchronerfassungs-Streuspektrum-Methode als eine der Methoden der mobilen Kommunikation in RCS 94-98 "Characteristics of Interpolation Synchronous Detection RAKE in DS-CDMA" by ARIB – Kennzeichen der Interpolations-Synchron-Erfassung RAKE in DS-CDMA von ARIB – Japans Normierungsorganisation für Funkstandards) vorgeschlagen.

Darüberhinaus ist von US-A-5 692 015 ein System bekannt, bei dem die Veränderung der Transferfunktion eines empfangenen Mehrwege-Signals von zwei empfangenen Informationssymbolsätzen abgeleitet wird, von denen jeder aus einer vorgegebenen Anzahl von Symbolen besteht, die jeweils nach dem ersten und vor dem darauffolgenden Pilotsignal, beziehungsweise innerhalb einer festgesetzten Zeitspanne, abgetastet werden. Das Ergebnis der Interpolation der Veränderung zwischen den zwei besagten Informationssymbolsätzen oder Abtastwerten wird zur Korrektur der gespeicherten Informationssymbole der empfangenen Daten, die von Störungen an verzögerten Signalen aufgrund der Mehrwegeausbreitung beeinträchtigt werden, verwendet. Aufgrund der festgesetzten Zeitspanne zwischen den zwei betrachteten Informationssymbolsätzen, kommt es bei dem beschriebenen System zu einem bestimmten Fehler beim Ableiten der interpolierten Transferfunktion, d.h., die Genauigkeit der abgeleiteten Transferfunktion kann einen bestimmten Pegel nicht überschreiten.

Bei der Pilot-Interpolations-Synchronerfassung werden erste und zweite Pilot-Signale, deren Phasenpunkte bekannt sind, periodisch in ein Informationssignal eingeführt, um einen Rahmen zu bilden, und ein Übertragungsweg, der aufgrund von Mehrwege-Rayleigh-Schwund variiert, wird in dem Intervall zwischen den ersten und zweiten bekannten Pilot-Signalen geschätzt. Seien Z1 und Z2 die Koeffizienten (Transferfunktionen), die von den ersten und zweiten bekannten Pilot-Signalen geschätzt werden, so kann man einen Koeffizienten (Transferfunktion) Z(k), den man durch Schätzen eines Übertragungsweges bei dem k-ten Symbol der N Symbole des Informationssignals erhält, durch primäre Interpolation der Koeffizienten Z1 und Z2 der ersten und zweiten bekannten Symbole erhalten, wobei gilt: z(k) = [(N – k)/N]Z1; [k/N]Z2(1)

Darüberhinaus werden k-te demodulierte Daten Sk, die durch Pilot-Interpolation-Synchron-Erfassung erhalten werden, als Produktsumme aus i = 1 zu i = p wie folgt ausgedrückt: Sk = [&agr;i x Z*i,k*x ri,k](2) wobei p die Anzahl der verzögerten Wellen ausdrückt, die dem Empfang von RAKE unterworfen sind, &agr;i der Frequenzbewertungskoeffizient der verzögerten Welle ist, Z*i,k* der konjugiertkomplexe Wert der Koeffizientenphase ist, die geschätzt wurde und durch Interpolieren der i-ten verzögerten Welle primär interpoliert wurde, welche auf der Grundlage der Koeffizienten Z1 und Z2 geschätzt wurde, die wiederum und unter Einbeziehung der i-ten verzögerten Welle geschätzt wurde, und ri,k ist das Signal, dass man erhält, wenn man jedes Empfangssignal der i-ten verzögerten Welle entspreizt.

Wenn es auf diese Weise möglich ist, die Mehrwege-Einflüsse voneinander durch Entspreizen zu isolieren, dann ist es möglich die Interpolations-Synchron-Erfassung mit Hilfe bekannter Symbole für jedes entspreizte Signal vor der Synthese der RAKE durchzuführen, wie in Gleichung (2) angegeben.

Wenn die Differenz der Mehrwege-Verzögerung größer ist als ±1 Chip, welches eine Verzögerungsdifferenz ist, die eine Isolation von Mehrwege-Einflüssen durch Entspreizen ermöglicht, so kann die synchrone Erfassung für jeden Übertragungsweg durch Interpolations-Synchronerfassung ausgeführt werden. Wenn die Differenz der Mehrwege-Verzögerung jedoch kleiner ist als ±1 Chip, welches die geringste Differenz ist, die eine Isolation von Mehrwege-Einflüssen durch Entspreizen ermöglicht, so ist es schwierig, die Interpolations-Synchronerfassung mit Hilfe bekannter Symbole für jedes entspreizte Symbol durchzuführen und zwar aus folgendem Grund: Selbst wenn die Verzögerungsdifferenz gering ist, so sind die Einflüsse verschiedener Übertragungswege doch unabhängig. Deshalb muß im Grunde genommen eine Schätzung des Übertragungsweges unabhängig ausgeführt werden.

In der Praxis werden Mehrwege-Signale, die eine Verzögerungsdifferenz innerhalb ± 1 Chips haben, auf der Empfangsseite mit Intersymbolstörung empfangen, und es ist im Allgemeinen schwierig, die Einflüsse der Störungen wie in üblichen Funkkommunikationssystemen zu entfernen, anders als bei Streuspektrum-Kommunikationsverfahren, bei denen die Einflüsse der Übertragungsweg-Verzerrung aufgrund von Mehrwegeübertragung nicht entfernt werden können.

Aus diesem Grund verändert sich der auszuwählende Empfangs-Abtastpunkt, wenn Entspreizen und Interpolations-Synchronerfassung durchgeführt werden müssen, indem ein optimaler Empfangs-Abtastpunkt (z.B., ein Abtastpunkt, an welchem sich das Auge eines Empfangssignals am meisten öffnet) in vorgegebenen Abständen von den Empfangssignalen, die an n Punkten (vier Punkte a bis d im folgenden Fall) überabgetastet werden, ausgewählt wird, wenn es Übertragungswege gibt, die eine Verzögerungsdifferenz innerhalb ± 1 Chips aufweisen. Da die Einflüsse der Übertragungswege bei den jeweiligen Empfangs-Abtastpunkten als unabhängig betrachtet werden können, ist es darüberhinaus möglich, dass die Interpolations-Synchronerfassung nicht korrekt ausgeführt wird.

In einem Funkkommunikationssystem ist der Dynamikbereich der Empfangssignalsleistung darüberhinaus im Allgemeinen sehr groß. Ein Empfangsbereich, insbesondere in einer Terminal-Funkkommunikationseinheit nutzt ein Verfahren zur Erfassung eines großen Dynamikbereichs durch Kombination eines Verstärkungskontrollabschnitts, dessen Verstärkung sich stufenweise verändert und eines Verstärkungskontrollabschnitts, dessen Verstärkung sich kontinuierlich verändert. In diesem Fall kann die Verstärkung des gesamten Empfangsbereichs innerhalb eines umfangreichen Bereichs mit Hilfe einer Art von Amplitudenbereich-Schaltvorgang kontinuierlich verändert werden.

Wenn die Verstärkung kontinuierlich verändert wird, dann ist es möglich, dass sich die Menge der Phasenrotation eines Empfangssignals in einem Empfänger an einem Punkt, an dem eine Bereichsumschaltung durch Vermitteln des Verstärkungskontrollabschnitts, dessen Verstärkung sich stufenweise verändert, diskontinuierlich verändert. Dies kann dazu führen, dass es unmöglich wird, eine normale Interpolations-Synchronerfassung durchzuführen, so wie in dem oben beschriebenen Fall, in dem Entspreizen und Interpolations-Synchronerfassung durch Auswählen eines optimalen Empfangs-Abtastpunktes (z.B., ein Empfangs-Abtastpunkt, bei dem sich das Auge eines Empfangssignals am meisten öffnet) in vorgegebenen Abständen von den Empfangssignalen, die an n Punkten überabgetastet werden, ausgeführt werden. Die obige Beschreibung wurde durch Erfassen von Verstärkungsveränderungen in Empfangsbereich als Beispiel erstellt. Dies lässt sich jedoch offensichtlich auch für den Übertragungsbereich auf der anderen Seite anwenden.

Die oben erwähnten Probleme werden unten unter Bezugnahme auf 1A bis 1C im Detail erläutert. 1A weist eine Rahmenkonfiguration der Empfangssignalsblöcke auf, von denen jeder ein Pilotsymbol zur Interpolations-Synchronerfassung und zur Überabtastungs-Zeitsteuerung enthält. In diesem Fall wird die Quadratur-Überabtastung an den Punkten a, b, c und d ausgeführt. 1B zeigt die Zeitsteuerung, bei der ein optimaler Abtastpunkt zur Demodulation (z.B., ein Empfangs-Abtastpunkt, bei dem sich das Empfangs-Auge am meisten öffnet) von den Punkten, an denen die Quadratur-Überabtastung ausgeführt wird, ausgewählt wird. 1C zeigt den Übergang eines Referenz-Phasen-Punktes in Bezug auf jeden Abtastpunkt. Bezug nehmend auf 1C stellt eine Gerade, die durch die Punkte q und s verläuft, einen Referenz-Phasen-Übergang an dem Abtastpunkt c dar, und eine Gerade, die durch die Punkte r und t verläuft, stellt einen Referenz-Phasen-Übergang an dem Abtastpunkt b dar. Eine Differenz &PHgr; zwischen diesen Geraden in Bezug auf die Ordinate (Phase) stellt die relative Phasendifferenz zwischen einem Weg, der den Empfangsabschnitt zu der Zeitsteuerung erreicht, die dem Abtastpunkt b entspricht und einem weg, der den Empfangsabschnitt zu der Zeitsteuerung erreicht, die dem Abtastpunkt c entspricht, dar.

Man nehme an, dass sich die optimale Abtast-Zeitsteuerung für die Demodulation von b zu c zu b verändert. Wie sich in 1B zeigt, werden nach dem Stand der Technik in diesem Fall die Referenzphasen, die zu den jeweiligen Aktualisierungs-Zeitsteuerungen gemessen werden, durch p, q und t dargestellt, da die Abtast-Zeitsteuerung sofort vor (oder nach) einem Pilotsymbol aktualisiert wird.

Da die Interpolations-Synchronerfassung ausgeführt wird, wird der Übergang einer geschätzten Referenzphase zwischen den Pilotsymbolen darüberhinaus durch die Strecken p – q und q – t ausgedrückt. In diesem Fall wird der Phasenübergang an dem tatsächlichen Abtastpunkt durch die Strecken p – r und q – s ausgedrückt. Infolgedessen kann der Integralwert der geschätzten Referenzphasenfehler aus den Flächen der Dreiecke prq und qst errechnet werden, wobei jedes Dreieck gegeben ist durch (1/2)·&PHgr;·L

Deshalb stimmt dieser Bereich mit einer Fehler-Komponenten überein, und ein Fehler in einer linearen interpolierten, geschätzten Transferfunktion erhöht sich, was eine Beeinträchtigung der Genauigkeit der demodulierten Daten zur Folge hat.

Die obige Beschreibung handelt von dem Streuspektrum-Kommunikationsverfahren. Es gilt jedoch für ein Interpolations-Synchronerfassungs-Kommunikationssystem abweichend von dem Streuspektrum-Kommunikationsverfahren abgesehen von der Entspreizungsverarbeitung.

ZUSAMMENFASSSUNG DER ERFINDUNG

Die vorliegende Erfindung wurde unter Berücksichtigung der obigen Situation gemacht, und das Ziel der Erfindung ist, ein Interpolations-Synchronerfassungsverfahren zu bieten, das Transferfunktionsfehler in einem Übertragungssystem minimiert, indem der Integralwert der geschätzten Referenzphasenfehler in einem Übertragungs-/Empfangsabschnitt verringert wird, wodurch die Genauigkeit der demodulierten Daten verbessert wird, sowie ein Funkkommunikationssystem, das dieses Verfahren implementiert.

Um das oben genannte Ziel zu erreichen, gibt es, gemäß dem ersten Gesichtspunkt der vorliegenden Erfindung, ein Interpolations-Synchronerfassungsverfahren in einem Funkkommunikationssystem, bei dem ein Pilotsymbol, dessen Phasenpunkt bekannt ist, periodisch in ein Informationssignal eingeführt wird, um eine Interpolations-Synchronerfassung auf einer Empfangsseite zu ermöglichen, dadurch gekennzeichnet, dass die Synchron-Erfassung der Information zwischen den Pilotsymbolen durch lineares Interpolieren einer Transferfunktion, die von den Pilotsymbolen, die jeweils vor oder nach dem Informationssignal angeordnet sind, geschätzt werden, und eine Empfangs-Abtastpunkt-Zeitsteuerung, die für die Synchron-Erfassung verwendet wird, wird an einem Mittelpunkt zwischen den Pilotsymbolen, die jeweils vor oder nach dem Informationssignal angeordnet sind, aktualisiert.

Gemäß dem zweiten Gesichtspunkt der vorliegenden Erfindung gibt es ein Interpolations-Synchronerfassungsverfahren in einem Funkkommunikationssystem, bei dem ein Pilotsymbol, dessen Phasenpunkt bekannt ist, periodisch in ein Informationssignal eingeführt wird, um eine Interpolations-Synchronerfassung auf einer Empfangsseite zu ermöglichen, dadurch gekennzeichnet, dass, wenn eine Verstärkungskontrolle stufenweise in einem Übertragungs-/Empfangsabschnitt durchgeführt wird, der in dem Funkkommunikationssystem eingesetzt wird. Die Verstärkungskontrolle wird an einem Mittelpunkt zwischen den Pilotsymbolen, die jeweils vor oder nach dem Informationssignal angeordnet sind, ausgeführt.

Gemäß dem dritten Gesichtspunkt der vorliegenden Erfindung gibt es ein Funkkommunikationssystem, bei dem Pilotsymbole, deren Phasenpunkte bekannt sind, periodisch in zwei Enden eines Informationssignals mit vorgegebenen Bitmustern eingeführt werden, um Interpolations-Synchronerfassung auf einer Empfangsseite zu ermöglichen, die eine Interpolationsvorrichtung aufweist, die die Synchronerfassung des Informationssignals zwischen den Pilotsymblolen durch lineares Interpolieren einer Transferfunktion, die von den Pilotsymbolen, die jeweils vor oder nach dem Informationssignal angeordnet sind, geschätzt werden, ausführt, sowie eine Vorrichtung zur Ausführung einer Interpolations-Synchronerfassung unter Verwendung eines konjugiert-komplexen Wertes der linear interpolierten Transferfunktion, und eine Verarbeitungsvorrichtung zur Auswahl eines Abtastpunkts an einem Mittelpunkt zwischen den Pilotsymbolen, an welchem sich ein Auge am meisten aus einem durch diskrete Überabtastung erhaltenen Empfangssignal öffnet, wodurch das Empfangssignal demoduliert wird.

Gemäß dem vierten Gesichtspunkt der vorliegenden Erfindung gibt es ein Funkkommunikationssystem, in welchem Pilotsymbole, deren Phasenpunkte bekannt sind, periodisch in zwei Enden eines Informationssignals mit vorbestimmten Bitmustern eingeführt werden, um eine Interpolations-Synchronerfassung auf einer Empfangsseite zu ermöglichen, wobei das System einen Transferfunktion-Änderungsabschnitt zum stufenweisen Ändern einer Transferfunktion eines Übertragungs-/Empfangsabschnitts in dem Funktionskommunikationssystem aufweist, sowie einen Transferfunktion-Regelstrecke zum Ändern einer Transferfunktion des Transferfunktion-Änderungsabschnitts an einem Mittelpunkt zwischen den Pilotsymbolen.

Gemäß dem fünften Gesichtspunkt der vorliegenden Erfindung weisen der Transferfunktion-Änderungsabschnitt und die Transferfunktion-Regelstrecke jeweils einen Verstärkungsabschnitt auf, der in der Lage ist, einen variablen Verstärkungsbereich und eine Verstärkungsregelstrecke zu schalten.

Gemäß der vorliegenden Erfindung kommt es zu einer Korrelation zwischen einem geschätzten Referenz-Phasen-Fehler und einem Demodulationsfehler, wenn die Interpolations-Synchronerfassung mit Hilfe von Pilotsymbolen durchgeführt werden soll. Das bedeutet: Je kleiner der geschätzte Referenz-Phasen-Fehler, desto kleiner der Demodulationsfehler. Aus diesem Grund wird die Synchronerfassung des Informationssignals zwischen den Pilotsymbolen durch lineares Interpolieren der Transferfunktion, die von den die jeweils vor oder nach dem Informationssignal angeordneten Pilotsymbolen geschätzt wird, ausgeführt, und die für die Synchronerfassung an einem Mittelpunkt zwischen den jeweils vor oder nach dem Informationssignal angeordneten Pilotsymbolen eingesetzte Empfangs-Abtastpunkt-Zeitsteuerung wird aktualisiert, woraus eine Minimierung der Fehlerrate der reproduzierten Daten resultiert.

Die oben genannten sowie viele andere Ziele, Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden Fachmännern unter Bezugnahme auf folgende detaillierte Beschreibung und beiliegende Zeichnungen, in denen die bevorzugten Ausführungsformen zusammen mit den Grundsätzen der vorliegenden Erfindung als veranschaulichende Beispiele gezeigt werden, ersichtlich.

KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

1A bis 1C sind Graphen, die jeweils eine Rahmenkonfiguration eines Empfangssignalblöcken zeigen, von denen jeder ein Pilotsignal für Interpolations-Synchronerfassung enthält, eine Aktualisierungs-Zeitsteuerung des Abtastens zur Synchron-Erfassung in einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung, und einen Fehler der Transferfunktion, der durch lineares Interpolieren hinsichtlich einer Referenzphase (zur Synchron-Erfassung) zu diesem Zeitpunkt geschätzt wurde;

2A bis 2C sind Graphen, die jeweils eine Rahmenkonfiguration von Empfangssignalblöcken zeigen, von denen jeder ein Pilotsignal für Interpolations-Synchronerfassung enthält, eine Aktualisierungs-Zeitsteuerung des Abtastens zur Synchron-Erfassung in einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, und einen Fehler der Transferfunktion, der durch lineares Interpolieren hinsichtlich einer Referenzphase (zur Synchron-Erfassung) zu diesem Zeitpunkt geschätzt wurde;

3 ist ein Blockdiagramm, das die Anordnung des wichtigsten Teils der ersten Ausführungsform zeigt, verbunden mit einer Empfangseinheit zur Implementierung eines Pilot-Interpolations-Synchronerfassungsverfahrens gemäß der vorliegenden Erfindung; und

4 ist ein Blockdiagramm, das die Anordnung des wichtigsten Teils der zweiten Ausführungsform zeigt, verbunden mit einer Empfangseinheit zur Implementierung eines Pilot-Interpolations-Synchronerfassungsverfahrens gemäß der vorliegenden Erfindung.

DETAILIERTE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN

Einige bevorzugte Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend in Bezug auf die beiliegenden Zeichnungen, beschrieben.

2A zeigt eine Rahmenkonfiguration von Empfangssignalblöcken, von denen jeder ein Pilotsymbol zur Interpolations-Synchronerfassung und die Zeitsteuerungen, bei denen die Blöcke überabgetastet werden, enthält. In diesem Fall wird die Quadratur-Überabtastung an den Punkten a, b, c und d ausgeführt. 2B zeigt die Zeitsteuerung, bei der ein optimaler Abtastpunkt zur Demodulation (z.B., das Empfangs-Auge öffnet sich am meisten) wiederum der Punkte, an denen die Quadratur-Übertastung ausgeführt wurde, ausgewählt wird. 2C zeigt den Übergang eines Referenz-Phasen-Punktes von jedem Abtastpunkt, bei dem die Gerade, die durch die Punkte u und w verläuft, einen Referenzpositionsübergang an dem Abtastpunkt C darstellt, und die Gerade, die durch die Punkte v und x verläuft, einen Referenzpositionsübergang an dem Abtastpunkt b darstellt. Eine Differenz &PHgr; zwischen diesen Geraden in Bezug auf die Ordinate (Phase) stellt die relative Phasendifferenz zwischen einem Weg, der den Empfangsbereich zu der Zeitsteuerung erreicht, die dem Abtastpunkt b entspricht und einem Weg, der den Empfangsbereich zu der Zeitsteuerung erreicht, die dem Abtastpunkt c entspricht, dar.

Man nehme an, dass sich die optimale Abtast-Zeitsteuerung für die Demodulation von b zu c zu b verändert. In der vorliegenden Erfindung wird die Abtast-Zeitsteuerung aktualisiert, wenn sie zu einem Zeitpunkt unmittelbar vor einem Pilotsymbol bei D ausgeht, anders als bei dem Fall, der in 1B gezeigt wird. In diesem Fall werden die Referenzphasen, die bei den jeweiligen aktualisierten Zeitsteuerungen gemessen werden, durch p, q und t dargestellt.

Darüberhinaus wird der Übergang einer geschätzten Referenzphase zwischen den Pilotsymbolen durch die Strecken p – q und q – t ausgedrückt, da die Interpolations-Synchronerfassung ausgeführt wird. Der Phasenübergang an dem tatsächlichen Abtastpunkt wird durch die Strecken p – v, u – q, q – w und x – t ausgedrückt. Der Integralwert der geschätzten Referenzphasenfehler kann aus der Summe der Flächen der Dreiecke pvr und ruq und der Summe der Flächen der Dreiecke qws und sxt errechnet werden. Wenn &PHgr; die relative Phasendifferenz ist zwischen einem Weg, der durch pvxt entsprechend dem Abtastpunkt b angegeben wird und den Empfangsbereich erreicht, und einem Weg, der durch uqw entsprechend dem Abtastpunkt c abgegeben wird und den Empfangsbereich erreicht, und L das 1-Block-Intervall entsprechend eines Piloten und von Daten, dann ist der Integralwert des jeweiligen geschätzten Referenzphasenfehlers gegeben durch (1/2)·{(&PHgr;/L)·D·D + (&PHgr;/L)·(L – D)·(L – D)

Diese Dreiecke haben kleinste Flächen, wenn D = L/2 und wenn die Fläche sowie der Integralwert des geschätzten Referenzphasenfehlers zu diesem Zeitpunkt durch (1/4)·&PHgr;·L gegeben ist.

Das heißt, der Fehler zwischen einer Referenzphase (Transferfunktion), die durch lineare Interpolation geschätzt wird, und der tatsächlichen Referenzphase kann minimiert werden, wenn man den Abtastpunkt so verändert, dass er an einem Mittelpunkt zwischen den Pilotsymbolen ausgewählt wird.

Dies gilt für eine Veränderung in der Transferfunktion innerhalb des Empfangsbereichs an einem beliebigen Punkt. Genauer gesagt, wenn die Transferfunktion im Empfangsbereich diskret verändert wird, z.B. der Verstärkungsbereich des Emfangsbereichs stufenweise geschaltet wird, dann verändert sich die Referenzphase auch diskret. Wie aus der obigen Beschreibung über den Fall, bei dem der auszuwählende Abtastpunkt verändert wird, deutlich hervorgeht, kann der geschätzte Referenzphasenfehler durch Verändern des Abtastpunkts an einem zeitlichen Mittelpunkt zwischen den Pilotsymbolen minimiert werden, sogar in dem Fall, bei dem die Transferfunktion im Empfangsbereich diskret verändert wird (z.B., der Verstärkungsbereich stufenweise geschaltet wird). Darüberhinaus gilt dies offenbar sogar für einen Fall, bei dem die Transferfunktion im Empfangsbereich diskret verändert werden muss.

Dieser Vorgang wird unter Verwendung von Gleichungen einfach beschrieben. Man erhält eine Transferfunktion Z(k), die vom Kommunikationssystem geschätzt wurde, durch primäres Interpolieren als lineare Interpolation: z(k) = [(N – k)/N]Z1 + [k/N]Z2(3) wobei Z1 und Z2 die Transferfunktionen der Pilotsignale sind, die erste und zweite vorgegebene Muster haben. In diesem Fall ist jedes Pilotsignal ein Informationssignal das aus N Symbolen besteht, und der Übertragungsweg am k-ten Symbol wird geschätzt.

Auf diese weise sind k-te demodulierte Daten Sk nach der Pilot-Interpolations-Synchronerfassung die Produktsumme aus i = 1 zu i = p, wobei gilt: Sk = [&agr;i x Z*i,k* x ri,k](4)

Infolgedessen können fehlerfreie demodulierte Daten produziert werden.

Es muss zur Kenntnis genommen werden, dass die Gleichung (4) in Zusammenhang mit dem Senden im Spread-Spectrum-Verfahren steht, in dessen Gleichung p die Anzahl der verzögerten Wellen darstellt, die dem Empfang von RAKE unterworfen sind, &agr;i ist der Bewertungskoeffizient für die i-te verzögerte Welle, Z*i,k* ist der konjugiert-komplexe Wert der Koeffizientenphase, der durch Interpolieren der i-ten verzögerten Welle, die auf der Grundlage der Transferfunktionen Z1 und Z2 mit Bezug auf die i-te verzögerte Welle geschätzt wurden, geschätzt und primär interpoliert wird, und ri,k ist das Signal, dass man durch Entspreizen eines jeden Empfangssignals der i-ten verzögerten Welle erhält.

Auf diese Weise kann der Übertragungsfehler durch diskretes Verändern der Transferfunktionen in den Übertragungs- und Empfangsabschnitten des Funkkommunikationssystems an einem zeitlichen Mittelpunkt zwischen den Pilotsymbolen minimiert werden.

3 zeigt die erste Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. In Bezug auf 3 moduliert ein Übertragungsabschnitt (nicht abgebildet), auf einer Übertragungs-Modulationsstufe, die Daten einer Eingabe eines Empfangs-Basisbandsignals 100 zu einem A/D-Wandler 10, der gemäß eines Modulationsverfahrens wie z.B. BPSK, QPSK, FSK oder QAM übertragen werden soll. Das modulierte Signal wird in ein RF-Signal umgewandelt und leistungsverstärkt, um von einer Antenne gesendet zu werden. Das ausgestrahlte Übertragungssignal wird von der Empfangsantenne einer mobilen Einheit oder einer Basisstation über eine Vielzahl von räumlichen Übertragungswegen empfangen. Das empfangene Signal wird dann mit Hilfe eines Empfangsabschnitts über eine RF-Verstärker-Stufe, einen Bandpassfilter, einen Mischer, eine ZF-Verstärkerstufe und dem Basisband-Demodulationsverstärker einer Erfassungsvorrichtung in ein Empfangs-Basisband-Signal umgewandelt. Deshalb wird die Transferfunktion in diesem Empfangs-Basisband-Signal 100 über Wege von der Übertragungs-Modulationsstufe zu der Basisband-Demodulationsstufe gemäß dem jeweiligen Übertragungssystem kompliziert. Wenn darüberhinaus eine mobile Einheit einbezogen wird, da sich die Transferfunktion ständig verändert, dann erhält man die geschätzte Transferfunktion eines jeden Symbols auf der Grundlage von Pilotsignalen, die ein vorgegebenes Muster haben und auf zwei Seiten von jedem von einer Vielzahl an Symbolen angeordnet sind, und die optimale Abtast-Zeitsteuerung wird von b zu c zu b verändert, wie die 2A bis 2C zeigen.

In Bezug auf 3 wird das Empfangs-Basisband-Signal 100 unter den obigen Rahmenbedingungen von einem A/D-Wandler 10 in ein digitales Basisband-Signal 110 umgewandelt. Das digitale Basisband-Signal 110 wird dann in einen Transferfunktions-Interpolationsabschnitt 20 und einen Demodulationsabschnitt 40 eingegeben. Der Transferfunktions-Interpolationsabschnitt 20 benutzt den Pilot-Anteil, der in dem eingegebenen digitalen Basisband-Signal 110 enthalten ist, um Transferfunktionen bis zu dem Abschnitt 20 durch Interpolations-Verarbeitung zu schätzen, und gibt eine geschätzte Transferfunktion 120 aus. Die geschätzte Transferfunktion 120 wird von einem konjugierten Abschnitt 30 weiter in ein konjugiert-komplexes Signal 150 umgewandelt. In der Zwischenzeit unterdrückt der Demodulationsabschnitt 40 den Einfluss der Transferfunktion des Übertragungsweges durch Einsatz des digitalen Basisband-Signals 110 und des konjugiert-komplexen Signals 150, und gibt ein Demodulationsergebnis 170 aus. Ein Zeitsteuerungs-Kontrollabschnitt 50 kontrolliert die Betätigung einer jeden Komponente durch Ausgabe eines Abtast-Zeitsteuerungs-Kontroll-Signals 130, eines Interpolations-Steuerungs-Signals 140 und eines Demodulationsabschnitt-Steuerungs-Signals 160. Zu diesem Zeitpunkt führt der Zeitsteuerungs-Kontrollabschnitt 50 einen Abtastpunkt-Aktualisierungsvorgang durch, beschrieben in Bezug auf die 2A bis 2C unter Verwendung des Interpolations-Steuerungs-Signals 140 und des Abtast-Zeitsteuerungs-Steuerungs-Signals 130.

Es muss zur Kenntnis genommen werden, dass die Interpolations-Synchronerfassung von dem Transferfunktions-Interpolationsabschnitt 20, dem konjugierten Abschnitt 30 und dem Demodulierungsabschnitt 40 durchgeführt wird, und eine Interpolations-Vorrichtung einen Transferfunktions-Interpolationsabschnitt anzeigt. Darüberhinaus wird eine Empfangs-Abtastpunkt-Zeitsteuerung hauptsächlich durch Aktualisierung der Exklusiv-Oder-Verknüpfung 103, die dem A/D-Wandler 10 zugeführt wird, aktualisiert, sowie durch Aktualisierung des Interpolations-Steuerungs-Signals 140 und des Demodulationsabschnitts-Steuerungs-Signals 160.

Darüberhinaus wird die Transferfunktion, die von dem Transferfunktions-Interpolationsabschnitt 20 geschätzt wird, stufenweise geändert, da es in der Praxis schwierig ist, die Transferfunktion kontinuierlich linear zu ändern. Dieser Vorgang indiziert, dass die Transferfunktion von 0 dB auf 20 dB linear geändert wird, die Basis wird dann erhöht, um die Transferfunktion von 20 dB auf 40 dB linear zu ändern, und die Transferfunktion wird dann folgerichtig auf 60dB geändert, auf 80 dB und so weiter. Darüberhinaus kommt eine stufenweise Änderung der Transferfunktionen der Übertragungs- und Empfangskreise und der Übertragungs- und Empfangsabschnitte einer Änderung der geschätzten Transferfunktionen durch Änderung der Verstärkung, der Phase oder ähnlichem des Empfangs-RF-Verstärkers, der durch Zweipunkt-Betrieb der Stromquelle innerhalb eines Übertragungsweg-Systems bis zu einem Empfangs-Basisband-Signal stufenweise eine Durchgangsleitung hat, gleich.

In der ersten Ausführungsform, die oben beschrieben wurde, ist die Fehlerwahrscheinlichkeit sehr gering verglichen mit dem Stand der Technik, in welcher die geschätzte Transferfunktion gemäß der Abtastpunkte b und c an dem Anfangspunkt des Pilotsignals oder am Endpunkt des nachfolgenden Pilotsignals aktualisiert wird, wie bezüglich der 1A bis 1C beschrieben.

4 zeigt die Anordnung eines Empfangsabschnitts in einem Kommunikationssystem gemäß der zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. In Bezug auf 4 wird ein Empfangssignal 190, das von einer Antenne empfangen wurde, in einen Funkabschnitt 70 eingegeben. Ein Übertragungsabschnitt in einer mobilen Einheit oder Basisstation (nicht abgebildet) moduliert, in einem Übertragungs-Modulationsabschnitt, die Daten, die nach einem Modulationsverfahren wie z.B. BPSK, QPSK, FSK oder QAM übermittelt werden sollen. Das modulierte Signal wird in ein RF-Signal umgewandelt, leistungsverstärkt, und von der Antenne ausgesendet. Das ausgesendete Übertragungssignal wird von der Empfangsantenne einer mobilen Einheit oder Basisstation über eine Vielzahl an räumlichen Übertragungswegen empfangen. Als Folge erhält man das Empfangssignal 190. Der Funkabschnitt 70 weist eine RF-Verstärkerstufe auf, einen Bandpassfilter, einen Empfangsoszillator, einen Frequenzumwandler, eine ZF-Verstärkerstufe und eine Basisband-Demodulationsstufe als Erfassungsvorrichtung. Die Ausgabe der Basisband-Demodulation ist das Empfangs-Basisband-Signal.

In einer Empfangs-Basisband-Signal-100-Ausgabe des Funkabschnitts 70 wird die Transferfunktion über Wege von dem Übertragungs-Modulationsabschnitt zur Basisband-Demodulationsstufe gemäß des jeweiligen Übertragungssystems kompliziert. Ist darüberhinaus eine mobile Einheit beinhaltet, erhält man die geschätzte Transferfunktion eines jeden Symbols auf der Empfangsseite mit einem vorgegebenen Muster auf der Grundlage von Pilotsignalen mit einem vorgegebenen Muster und auf jeweils zwei Seiten einer Vielzahl an Symbolen angeordnet und die optimale Abtast-Zeitsteuerung wird von b zu c zu b geändert, wie in den 2A bis 2C.

In diesem Fall wird das Empfangs-Basisband-Signal 100 von einem A/D-Wandler 10 in ein digitales Basisband-Signal 110 umgewandelt. Das digitale Basisband-Signal 110 wird dann in einen Transferfunktions-Interpolationsabschnitt 20 und einen Demodulationsabschnitt 40 eingegeben. Der Transferfunktions-Interpolationsabschnitt 20 benutzt den Pilot-Anteil, der in dem digitalen Eingabe-Basisband-Signal 110 enthalten ist, um Transferfunktionen bis zum Abschnitt 20 zu schätzen, z.B. die Transferfunktionen Z1 und Z2 der Gleichung (3), die oben durch die Interpolationsverarbeitung beschrieben wird, und gibt eine geschätzte Transferfunktion 120 aus. Die geschätzte Transferfunktion 120 wird von einem konjugierten Abschnitt 30 weiter in ein konjugiert-komplexes Signal 150 umgewandelt.

In der Zwischenzeit unterdrückt der Demodulationsabschnitt 40 den Einfluß der Übertragungswegs-Transferfunktion durch Einsatz des digitalen Basisband-Signals 110 und des konjugiert-komplexen Signals 150, und gibt ein Demodulationsergebnis 170 aus, das mit den Übertragungsdaten übereinstimmt.

Der Abtast-Kontrollabschnitt 60 steuert den Vorgang einer jeden Komponente durch Ausgabe eines Abtast-Zeitsteuerungs-Steuerungs-Signals 130, eines Interpolations-Steuerungs-Signals 140, und eines Demodulationsabschnitts-Steuerungs-Signals 160. Der Zeitsteuerungs-Steuerungsabschnitt 60 steuert auch den Funkabschnitt 70 durch Einsatz eines Funkabschnitt-Steuerungs-Signals 180. Zu diesem Zeitpunkt führt der Zeitsteuerungs-Kontrollabschnitt 60 den Abtastpunkt-Aktualisierungs-Vorgang durch, der in Bezug auf 2A bis 2C beschrieben wird unter Verwendung des Interpolations-Steuerungs-Signals 140 für den Transferfunktions-Interpolationsabschnitt 20 und des Abtast-Zeitsteuerungs-Steuerungs-Signals 130 für den A/D-Wandler 10. Zum gleichen Zeitpunkt vermittelt der Zeitsteuerungs-Kontrollabschnitt 60 den variablen Verstärkungsabschnitt eines Verstärkungs-Kontrollabschnitts, der in dem Funkabschnitt 70 enthalten ist, wie benötigt.

Der Verstärkungs-Kontrollabschnitt, der in dem Funkabschnitt 70 enthalten ist, weist ein Anpassgerät zur Impedanzanpassung mit der Antenne auf, ein einstellbares Dämpfungsglied zum Angleichen der Signalstufe, einen RF-Verstärkerabschnitt zum Verändern der Verstärkung, einen einstellbaren Bandfilter zum Verändern der Empfangsband-Breite, einen ZF-Verstärkerabschnitt zum Verändern der Verstärkung, und ähnliches. Dieser Verstärker-Kontrollabschnitt kann den Verstärkerabschnitt und/oder die Phasen-Merkmale verändern, indem man das Funkabschnitt-Steuerungsignal 180 an irgendeiner der obigen Komponenten anlegt.


Anspruch[de]
  1. Interpolations-Synchronerfassungsverfahren in einem Funkkommunikationssystem, in welchem ein Pilotsymbol, dessen Phasenpunkt bekannt ist, periodisch in ein Informationssignal eingeführt wird, um eine Interpolations-Synchronerfassung auf einer Empfangsseite zu ermöglichen, dadurch gekennzeichnet, dass die Synchronerfassung der Informationen zwischen den Pilotsymbolen durch lineares Interpolieren einer aus den Pilotsymbolen geschätzten Transferfunktion erfolgt, wobei die Pilotsymbole jeweils vor und nach dem Informationssignal angeordnet sind, und eine für die Synchronerfassung verwendete Empfangs-Abtastpunkt-Zeitsteuerung an einem Mittelpunkt zwischen den Pilotsymbolen, die jeweils vor und nach dem Informationssignal angeordnet sind, aktualisiert wird.
  2. Interpolations-Synchronerfassungsverfahren in einem Funkkommunikationssystem, bei dem ein Pilotsymbol, dessen Phasenpunkt bekannt ist, periodisch in ein Informationssignal eingeführt wird, um eine Interpolations-Synchronerfassung auf einer Empfangsseite zu ermöglichen, dadurch gekennzeichnet, dass bei stufenweiser Änderung einer Transferfunktion eines in dem Funkkommunikationssystem verwendeten Sende-/Empfangsschaltkreises die Transferfunktion des Sende-/Empfangsschaltkreises am Mittelpunkt zwischen den Pilotsymbolen, die jeweils vor und nach dem Informationssignal angeordnet sind, geändert wird.
  3. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Transferfunktion durch Vermitteln eines Verstärkungsbereichs eines in dem Funkkommunikationssystem verwendeten Sende-/Empfangsabschnitts stufenweise geändert wird.
  4. Funkkommunikationssystem, in welchem Pilotsymbole, deren Phasenpunkte bekannt sind, periodisch in zwei Enden eines Informationssignals mit vorbestimmten Bitmustern eingeführt werden, um auf einer Empfangsseite eine Interpolations-Synchronerfassung zu ermöglichen, wobei das Funkkommunikationssystem Folgendes aufweist:

    eine Interpolationsvorrichtung (20) zur Ausführung einer Synchronerfassung des Informationssignals zwischen den Pilotsymbolen durch lineares Interpolieren einer Transferfunktion, die aus den jeweils vor und nach dem Informationssignal auf der Empfangsseite angeordneten Pilotsymbolen berechnet wird;

    eine Vorrichtung zur Ausführung einer InterpolationsSynchronerfassung (30) durch Verwendung eines konjugiert-komplexen Werts der linear interpolierten Transferfunktion; und

    eine Verarbeitungsvorrichtung zur Auswahl eines Abtastpunkts (50) an einem Mittelpunkt zwischen den Pilotsymbolen, an welchem sich ein Auge am meisten aus einem durch diskrete Überabtastung erhaltenen Empfangssignal öffnet, wodurch das Empfangssignal demoduliert wird.
  5. Funkkommunikationssystem, in welchem Pilotsymbole, deren Phasenpunkte bekannt sind, periodisch in zwei Enden eines Informationssignals mit vorbestimmten Bitmustern eingeführt werden, um eine Interpolations-Synchronerfassung auf einer Empfangsseite zu ermöglichen, wobei das System Folgendes aufweist:

    einen Transferfunktion-Änderungsabschnitt (20) zum stufenweisen Ändern einer Transferfunktion eines Sende-/Empfangsabschnitts in dem Funkkommunikationssystem; und

    einen Transferfunktion-Regelabschnitt (60) zum Ändern einer Transferfunktion des Transferfunktion-Änderungsabschnitts am Mittelpunkt zwischen den Pilotsymbolen.
  6. System nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass der Transferfunktion-Änderungsabschnitt (20) einen Verstärkungs-Änderungsabschnitt aufweist, der in der Lage ist, einen variablen Verstärkungsbereich zu vermitteln, und dass der Transferfunktion-Regelabschnitt einen Verstärkungs-Regelabschnitt aufweist.
Es folgen 3 Blatt Zeichnungen






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