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Dokumentenidentifikation DE69534953T2 31.08.2006
EP-Veröffentlichungsnummer 0001271763
Titel Hochfrequenzvorrichtung
Anmelder Matsushita Electric Industrial Co., Ltd., Kadoma, Osaka, JP
Erfinder Mishima, Akira, Motosu-gun, Gifu 501-03, JP;
Sumi, Shigeharu, Gifu-shi, Gifu 500, JP;
Kitagawa, Motoyoshi, Nishikasugai-gun, Aichi 452, JP
Vertreter Grünecker, Kinkeldey, Stockmair & Schwanhäusser, 80538 München
DE-Aktenzeichen 69534953
Vertragsstaaten DE, FR, GB
Sprache des Dokument EN
EP-Anmeldetag 25.12.1995
EP-Aktenzeichen 020784773
EP-Offenlegungsdatum 02.01.2003
EP date of grant 19.04.2006
Veröffentlichungstag im Patentblatt 31.08.2006
IPC-Hauptklasse H03J 3/28(2006.01)A, F, I, 20051017, B, H, EP
IPC-Nebenklasse H03L 7/08(2006.01)A, L, I, 20051017, B, H, EP   H04L 27/22(2006.01)A, L, I, 20051017, B, H, EP   H03J 5/02(2006.01)A, L, I, 20051017, B, H, EP   H03L 7/099(2006.01)A, L, I, 20051017, B, H, EP   H03B 5/18(2006.01)A, L, I, 20051017, B, H, EP   

Beschreibung[de]
TECHNISCHES GEBIET

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Hochfrequenzvorrichtung zum Empfangen digitaler modulierter Hochfrequenzsignale.

STAND DER TECHNIK

Bei der herkömmlichen Hochfrequenzvorrichtung wurde der induktive Blindwiderstand des Abstimmteils des spannungsgesteuerten Oszillators allein mit einer streifenartigen Übertragungsleitung gebildet, um eine stark schwingungsdämpfende Eigenschaft sicherzustellen.

Wenn nämlich der induktive Blindwiderstand mit beispielsweise einem Spulenbauteil gebildet wird, kann eine Schwingung Schwingung des Drahtes der Spule verursachen, was eine Abweichung des Induktivitätswertes hervorruft, was zu einer Verschiebung einer abgestimmten Frequenz führt. Um das Auftreten eines solchen Phänomens zu verhindern, wurde der induktive Blindwiderstand allein mit einer streifenartigen Übertragungsleitung gebildet.

Ein Problem bei der oben beschriebenen Struktur, bei der der induktive Blindwiderstand des Abstimmteils allein aus einer streifenartigen Übertragungsleitung besteht, besteht darin, dass das Feinabstimmen der Abstimmeinstellung nicht einfach ist, da die Dispersion auf Grund der Bauteilkonstante und der Anbringungsposition elektronischer Bauteile, die den Überlagerungsoszillator bilden, vor dem Abschluss ausgeglichen wird.

Das Dokument EP 673115 offenbart eine elektronische Abstimmvorrichtung. Das Dokument UB 2282 285 offenbart einen Frequenzsynthesizer mit einer Varaktordiode.

OFFENLEGUNG DER ERFINDUNG

Die vorliegende Erfindung soll eine Hochfrequenzvorrichtung mit einer Induktivität vorlegen, mit der die Schwingungsdämpfeigenschaft verbessert wird, die Stabilität von Schwingungsfrequenz für eine lange Zeit sichergestellt wird, die Abstimmeinstellung einfach ist und ein Überlagerungsoszillator klareres Ausgangssignal weniger Phasenrauschens zu einer Mischeinrichtung zuführt.

Zum Implementieren der Aufgabe umfasst eine Vorrichtung nach der vorliegenden Erfindung einen Eingangsanschluss zum Empfangen digitaler modulierter Hochfrequenzsignale, eine Mischeinrichtung, die die in den Eingangsanschluss eingegebenen Signale an einem Eingang und ein Überlagerungsoszillator-Ausgangssignal an dem anderen Eingang empfängt, und einen Ausgangsanschluss zum Zuführen von Ausgangssignal der Mischeinrichtung, wobei der Überlagerungsoszillator aus einem spannungsgesteuerten Oszillator, einem Frequenzteiler, der in den Regelkreis des spannungsgesteuerten Oszillators eingreift, einem Phasenvergleicher und einem Schleifenfilter besteht. Der spannungsgesteuerte Oszillator besteht aus einem Schwingabschnitt und einem Abstimmabschnitt. Der Abstimmabschnitt umfasst einen Frequenzeinstellabschnitt und eine Einrichtung zum Aufrechterhalten eines abgestimmten Zustands des Frequenzeinstellabschnitts. Der Regelkreis weist eine ausreichend hohe Schleifenbandbreite auf, so dass das Rauschen des Überlagerungsoszillators nicht von dem Rauschen des spannungsgesteuerten Oszillators dominiert wird. Bei einer erfundenen Hochfrequenzempfangsvorrichtung wird somit die Schwingungsdämpfeigenschaft verbessert, wird die Stabilität von Schwingungsfrequenz für eine lange Zeit sichergestellt, ist die Abstimmeinstellung einfach und führt der Überlagerungsoszillator klare Ausgangssignale frei von Phasenrauschen zu der Mischeinrichtung zu.

Die Erfindung wird wie beansprucht offengelegt.

Eine erfundene Hochfrequenzvorrichtung, wie in Anspruch 1 angegeben, umfasst einen Eingangsanschluss zum Empfangen digitaler modulierter Hochfrequenzsignale, eine Mischeinrichtung, um das eingegebene Signal an einem Eingang und Überlagerungsoszillator-Ausgangssignal an dem anderen Eingang zu empfangen, und einen Ausgangsanschluss zum Zuführen von Ausgangssignal der Mischeinrichtung; wobei der Überlagerungsoszillator einen spannungsgesteuerten Oszillator, einen Frequenzteiler, der in den Regelkreis des spannungsgesteuerten Oszillators eingreift, einen Phasenvergleicher und ein Schleifenfilter umfasst. Der spannungsgesteuerte Oszillator umfasst einen Schwingabschnitt und einen Abstimmabschnitt. Der Abstimmabschnitt umfasst einen Frequenzeinstellabschnitt und eine Einrichtung zum Aufrechterhalten eines abgestimmten Zustands des Frequenzeinstellabschnitts. Der Regelkreis weist eine ausreichend hohe Schleifenbandbreite auf, so dass das Rauschen des Überlagerungsoszillators nicht von Rauschen des spannungsgesteuerten Oszillators dominiert wird.

Mit dem oben beschriebenen Aufbau ist die Abstimmeinstellung einfach, da ein Frequenzeinstellabschnitt als der Abstimmabschnitt des spannungsgesteuerten Oszillators bereitgestellt wird, wobei des Weiteren der Zustand des Frequenzeinstellabschnitts nach Einstellung durch die Halteeinrichtung aufrechterhalten wird; daher werden die Schwingungsdämpfeigenschaft usw. ausreichend sichergestellt.

Dagegen wird bei einem Fall, bei dem eine Halteeinrichtung zum Sicherstellen der Schwingungsdämpfeigenschaft und der Langzeitstabilität der Schwingungsfrequenz verwendet wird, normalerweise eine Streukapazität in dem Abstimmabschnitt gebildet, da die für die Halteeinrichtung intrinsische Induktivität höher als diejenige der atmosphärischen Luft ist, wobei als Folge der dielektrische Verlust durch die Streukapazität verursacht wird und die Schwingungscharakteristiken schlechter werden. Bei der vorliegenden Erfindung besitzt jedoch der Regelkreis des spannungsgesteuerten Oszillators eine ausreichend hohe Schleifenbandbreite, so dass das Rauschen des Überlagerungsoszillators nicht von Rauschen des Spannungsgesteuerten dominiert wird; daher wird die Verschlechterung von Schwingungscharakterstiken für eine breite Frequenzbreite ausgeglichen. Somit sind Ausgangssignale, die von dem Überlagerungsoszillator zu der Mischeinrichtung zuzuführen sind, klar, das heißt frei von Phasenrauschen.

Eine erfundene Hochfrequenzvorrichtung, wie in Anspruch 2 angegeben, ist diejenige von Anspruch 1, wobei der Frequenzeinstellabschnitt in dem Abstimmabschnitt aus einem beweglichen leitfähigen Element, das auf einem Substrat bereitgestellt wird, besteht, wobei das leitfähige Element nach dem Einstellen mit einem festen Element oder einer Halteeinrichtung befestigt wird. Wenn wir beweglich sagen, schließen wir alle Arten von Bewegung ein, wie (ohne jedoch darauf beschränkt zu sein) schwenkbar, verschiebbar, gestreckt. Da das bewegliche leitfähige Element mit einem festen Element stabil befestigt ist, verschiebt sich ein eingestellter Wert auf Grund von Schwingung oder Alterung kaum.

Eine erfundene Hochfrequenzvorrichtung, wie in Anspruch 3 angegeben, ist diejenige von Anspruch 1, wobei das Induktionselement des Abstimmabschnitts eine Musterinduktionsleitung nutzt, ein bewegliches leitfähiges Element in der Umgebung der Musterinduktionsleitung platziert ist und das bewegliche leitfähige Element mit einem festen Element oder einer Halteeinrichtung befestigt wird, nachdem eine Abstimmfrequenz durch Bewegen des beweglichen leitfähigen Elements eingestellt wurde. Mit dem vorgenannten Aufbau können die Bauteilanzahlen und die Prozessschrittanzahlen verringert werden, indem ein Teil der Induktivität in ein Muster eingegeben wird; gleichzeitig können, da der Abstimmabschnitt des Überlagerungsoszillators durch das bewegliche leitfähige Element eingestellt werden kann, die Eingangssignale selbst dann über den gesamten Bereich empfangen werden, wenn es Dispersionen bei dem Wert von Bauteilen, die den spannungsgesteuerten Oszillator bilden, und der Anbringungsposition der Bauteile gibt. Des Weiteren wird, da das bewegliche leitfähige Element mit einem festen Element oder einer Halteinrichtung befestigt wird, nach dem Einstellen eine abgestimmte Frequenz stabil gehalten und der Induktivitätswert verschiebt sich nicht auf Grund von Verformung, die von langfristigen Temperaturzyklen usw. verursacht wird.

Eine erfundene Hochfrequenzvorrichtung, wie in Anspruch 4 angegeben, ist diejenige von Anspruch 3, wobei das bewegliche leitfähige Element ungefähr über der Breitenmitte und ungefähr parallel zu der Musterinduktionsleitung angeordnet ist. Mit dem oben beschriebenen Aufbau ist eine feinere Einstellung auf Grund der kleinen Kopplung und des engen einstellbaren Bereichs einfach.

Eine erfundene Hochfrequenzvorrichtung, wie in Anspruch 5 angegeben, ist diejenige von Anspruch 3, wobei das bewegliche leitfähige Element in der Nachbarschaft eines offenen Endes der Musterinduktionsleitung angeordnet ist. Mit dem vorgenannten Aufbau kann auf Grund des sich in großem Maße verändernden Kopplungsgrades ein relativ großer einstellbarer Bereich für die Schwingungsfrequenz erzielt werden.

Eine erfundene Hochfrequenzvorrichtung, wie in Anspruch 6 angegeben, ist diejenige von Anspruch 1, wobei das Induktionselement des Abstimmanschnitts aus einer kernlosen Spule oder einer Flachleitung besteht, die Induktivität durch Einstellen der kernlosen Spule oder der Flachleitung eingestellt wird und dann ein Zustand nach dem Einstellen mit einem festen Element oder einer Halteeinrichtung befestigt wird. Mit dem vorgenannten Aufbau ist es auf Grund der Verwendung der kernlosen Spule oder der Flachleitung einfach, eine große Induktivität zu haben, und es kann ein kompakter spannungsgesteuerter Oszillator mit relativ niedriger Frequenz erzielt werden.

Eine erfundene Hochfrequenzvorrichtung, wie in Anspruch 7 angegeben, ist diejenige von Anspruch 1, wobei ein Leiter, wie die Spule, um die Außenfläche eines Kerns, der als die Halteeinrichtung verwendet wird, herumgewickelt ist. Mit dem vorgenannten Aufbau verschiebt sich der Induktivitätswert selbst dann auf Grund von Spulenverformung kaum, wenn eine äußere Kraft auf die Spule ausgeübt wird, weil ein elektrisch leitfähiges Element, oder eine Spule, um einen Kern herumgewickelt ist.

Ein erfundenes Induktionselement, das den Abstimmabschnitt bildet, wie in Anspruch 8 angegeben, ist die Hochfrequenzvorrichtung von Anspruch 1, die einen zylinderförmigen Isolator, einen Leiter, der um die Außenfläche des Isolators herumgewickelt ist, eine in dem zylinderförmigen Isolator bereitgestellte Innengewindeschraube und einen beweglichen Kern mit einer Außengewindeschraube, die sich mit der Innengewindeschraube um die Außenfläche herum verbindet, umfasst. Mit dem vorgenannten Aufbau kann, da der Induktivitätswert durch Drehen des beweglichen Kerns verändert werden kann, das automatische Einstellen einfach eingeführt werden. Des Weiteren verschiebt sich selbst bei Ausüben einer äußeren Kraft der Induktivitätswert auf Grund von Spulenverformung kaum, da der Leiter um einen Isolator herumgewickelt ist. Des Weiteren ist der bewegliche Kern durch Schraubenreibung, die dem beweglichen Kern das Verschieben von einer eingestellten Position nicht ermöglicht, an dem Isolator befestigt; daher wird der Induktivitätswert für eine lange Zeit unverändert gehalten.

Eine erfundene Hochfrequenzvorrichtung, wie in Anspruch 9 angegeben, ist diejenige von Anspruch 1, wobei eine Musterinduktionsleitung und ein bewegliches leitfähiges Element in Reihe verbunden sind, um ein Induktionselement, das den Abstimmabschnitt bildet, zu bilden, der Induktivitätswert durch Einstellen des beweglichen leitfähigen Elements eingestellt wird und das bewegliche leitfähige Element nach dem Einstellen mit einem festen Element oder einer Halteeinrichtung befestigt wird. Mit dem vorgenannten Aufbau kann die Substratfläche verringert werden, da der induktive Blindwiderstand von der Musterinduktionsleitung und dem seriellen beweglichen leitfähigen Element gemeinsam genutzt wird. Dies trägt dazu bei, eine Vorrichtung kompakt zu machen.

Eine erfundene Hochfrequenzvorrichtung, wie in Anspruch 10 angegeben, ist diejenige von Anspruch 1, wobei eine Musterinduktionsleitung als das Induktionselement, das den Abstimmabschnitt bildet, verwendet wird, ein Einstellen durch Feinabgleichen eines an der Musterinduktionsleitung bereitgestellten Einstellabschnitts durchgeführt wird und der feinabgeglichene Teil durch ein Abdeckmaterial abgedeckt ist. Mit diesem Aufbau wird das Einstellen durch eine zweidimensionale Feinabgleicharbeit an der Musterinduktionsleitung durchgeführt, weshalb das automatische Einstellen einfach implementiert werden kann. Des Weiteren wird, da der feinabgeglichene Teil mit einem Abdeckmaterial abgedeckt ist, um eine durch Absorption von Feuchtigkeit, Oxidation usw. zu verursachende chemische Reaktion zu verhindern, ein eingestellter Wert für eine lange Zeit aufrechterhalten.

Eine erfundene Hochfrequenzvorrichtung, wie in Anspruch 11 angegeben, ist diejenige von Anspruch 10, wobei ein bewegliches leitfähiges Element in Reihe mit der Musterinduktionsleitung verbunden ist und das bewegliche leitfähige Element nach Einstellung durch ein festes Element oder eine Halteeinrichtung befestigt wird. Mit dem vorgenannten Aufbau kann das Einstellen einfach mit hoher Genauigkeit durchgeführt werden, da zwei Frequenzeinstellabschnitte bereitgestellt werden, nämlich das Feinabgleichen der Musterinduktionsleitung und das Einstellen des beweglichen leitfähigen Elements.

Eine erfundene Hochfrequenzvorrichtung, wie in Anspruch 12 angegeben, ist diejenige von Anspruch 1, wobei der Überlagerungsoszillator und die Mischeinrichtung in einem Metallgehäuse untergebracht sind und die Musterinduktionsleitung, die auf einem Substrat, das einen Teil des Abstimmabschnitts des Überlagerungsoszillators bildet, verlegt ist, in der Nähe des Metallgehäuses oder der Trennplatte angeordnet ist. Mit dem vorgenannten Aufbau kann eine stabile Schwingungsfrequenz erzielt werden, da ein Metallgehäuse oder eine Trennplatte, die mit einem stabilen Potenzial durch Erdung usw. ausgestattet ist, in der Nähe der Musterinduktionsleitung angeordnet ist, um den Einfluss von äußeren Signalen zu verhindern.

Eine erfundene Hochfrequenzvorrichtung, wie in Anspruch 13 angegeben, ist diejenige von Anspruch 1, wobei ein Schichtkondensator als die Schleifenfilterkapazität verwendet wird. Mit dem vorgenannten Aufbau wird die Kapazitätsverschiebung auf Grund von piezoelektrischem Effekt, verursacht durch einen Druck, der als Folge von an dem Schichtkondensator gegebener Schwingung ausgeübt wird, verringert. Dies macht es möglich, einen spannungsgesteuerten Hochleistungsoszillator zu implementieren, der gegen Schwingung stabil ist.

Eine erfundene Hochfrequenzvorrichtung, wie in Anspruch 14 angegeben, ist diejenige von Anspruch 13, wobei ein Schichtkondensator auf der oberen Fläche des Substrats angebracht ist, ein Zuleitungsdraht des Kondensators in ein Durchgangsloch, das in dem Substrat bereitgestellt wird, eingefügt ist und mit einer leitfähigen Struktur an der Rückseite zu verlöten ist, und das Innere des Durchgangslochs ein nichtelektrodenbildender Abschnitt ist. Mit dem vorgenannten Aufbau wird der Schichtkondensator niemals durch die Lotschmelzwärme beschädigt, selbst dann nicht, wenn ein gelöteter Zuleitungsdraht an die Substratrückseite angelötet wird; da keine Elektrode in dem Durchgangsloch, das der Zuleitungsdraht durchläuft, gebildet wird, wird eine nichtwärmende Länge für mehr als die Substratdicke sichergestellt. Die nichtwärmende Länge verhindert, dass ein geschmolzenes Lot an den Fußpunkt des Zuleitungsdrahts des Schichtkondensators reicht.

Eine erfundene Hochfrequenzvorrichtung, wie in Anspruch 15 angegeben, ist diejenige von Anspruch 13, wobei das Schleifenfilter durch eine Trennplatte von dem spannungsgesteuerten Oszillator getrennt ist, die Trennplatte mit einer Öffnung ausgestattet ist, um einer leitfähigen Struktur, die zwischen dem Schleifenfilter und dem spannungsgesteuerten Oszillator geschaltet ist, den Durchgang zu ermöglichen, und ein Schichtkondensator in der Nähe der Öffnung angebracht ist und diese abgedeckt. Mit dem vorgenannten Aufbau werden, da eine Elektrode des Schichtkondensators stabil geerdet ist und die Öffnung durch den Schichtkondensator abgeschirmt wird, das Schleifenfilter und der spannungsgesteuerte Oszillator elektrisch voneinander getrennt, wodurch effizientes Gestalten von Bauteilen ermöglicht wird.

Ein erfundenes Schleifenfilter, wie in Anspruch 16 angegeben, ist die Hochfrequenzvorrichtung von Anspruch 1, wobei ein Schleifenfilter aus Transistoren in zwei Stufen besteht. Die zweistufigen Transistoren stellen eine geeignete Amplitude bei günstigen Kosten bereit, weshalb ein Schleifenfilter breitbandig sein kann.

Eine erfundene Hochfrequenzvorrichtung, wie in Anspruch 17 angegeben, ist diejenige von Anspruch 1, wobei ein bewegliches leitfähiges Element, das den Abstimmabschnitt bildet, eine Varaktordiode und eine Musterinduktionsleitung in der Reihenfolge in Reihe verbunden sind und die Musterinduktionsleitung mit dem Schwingabschnitt verbunden ist. Mit dem vorgenannten Aufbau entsteht, da der Schwingabschnitt mit einer Musterinduktionsleitung mit einer festen Induktivität gekoppelt ist, niemals das instabile Koppeln auf Grund von Hochfrequenzmodus, und das Einstellen ist einfach, da das Einstellen durch ein bewegliches leitfähiges Element, das am weitesten von dem Schwingabschnitt entfernt angeordnet ist, durchgeführt wird. Da die Varaktordiode zwischen dem beweglichen leitfähigen Element und der Musterinduktionsleitung angeordnet ist, wird ein geeigneter Schwingungsfrequenzbereich durch die Varaktordiode und das bewegliche leitfähige Element erzielt; des Weiteren wird, da die Abstimmempfindlichkeit nicht über ein bestimmtes Niveau angehoben werden muss, ein Anstieg von Phasenrauschen selbst dann unterdrückt, wenn ein Rauschen in das Schleifenfilter springt.

Eine erfundene Hochfrequenzvorrichtung, wie in Anspruch 18 angegeben, ist diejenige von Anspruch 1, wobei ein Chipkondensator kleiner Kapazität zwischen der Reihenverbindung der Varaktordiode und der Musterinduktionsleitung in der Nähe der Musterinduktionsleitung angebracht ist, wobei die Varaktordiode und die Musterinduktionsleitung den Abstimmabschnitt bilden. Das Anbringen des Chipkondensators kleiner Kapazität erhöht die Impedanz der Leitung. Die auf Grund des Chipkondensators erhöhte Impedanz trägt dazu bei, den Einfluss zu verringern, der durch Löten verursacht werden kann und letztendlich die Länge des Zuleitungsdrahts der Varaktordiode ändern könnte. Da nämlich die Varaktordiode schwerer als der Chipkondensator ist, funktioniert der Selbstausrichtungseffekt beim Aufschmelzlöten nicht, wird die Genauigkeit der Positionierung auf dem Substrat verschlechtert und die wesentliche Länge einschließlich des Zuleitungsdrahts usw. dispergiert, wodurch uneinheitliche Impedanz verursacht wird. Andererseits wirkt, da der Chipkondensator leichtgewichtig ist, der Selbstausrichtungseffekt beim Aufschmelzlöten zu einer stabilen Positionierung. Obwohl eine Möglichkeit besteht, dass die Induktivität zwischen dem Chipkondensator und der Varaktordiode dispergiert, ist die Dispersion von Schwingungsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators klein, da die Impedanz bereits durch einen Chipkondensator erhöht wurde.

Eine erfundene Hochfrequenzvorrichtung, wie in Anspruch 19 angegeben, ist diejenige von Anspruch 18, wobei ein erster Chipkondensator kleiner Kapazität zwischen dem induktiven Blindwiderstand und der Varaktordiode, die den Abstimmabschnitt bildet, eingefügt ist, ein zweiter Kondensator zwischen der Varaktordiode und dem Schwingabschnitt eingefügt ist und der erste Kondensator und der zweite Kondensator temperaturkompensierende Kondensatoren sind. Bei dem vorgenannten Aufbau stellt die Kombination jeweiliger Temperaturkompensationscharakteristiken der beiden Kondensatoren, des ersten und zweiten Kondensators, eine bessere Temperaturkompensationscharakteristik bereit; wodurch ein spannungsgesteuerter Oszillator, der gegen Temperaturschwankung stabil ist, implementiert wird.

Eine erfundene Hochfrequenzvorrichtung, wie in Anspruch 20 angegeben, ist diejenige von Anspruch 1, des Weiteren einen Bezugsfrequenzteiler umfassend, in den Bezugsfrequenzsignal eingegeben wird, wobei der Bezugsfrequenzteiler ein variables Teilungsverhältnis aufweist. Mit dem vorgenannten Aufbau kann, da ein Bezugsfrequenzteiler, in den ein Bezugsfrequenzsignal eingegeben wird, besteht und das Teilungsverhältnis variabel ist, das Teilungsverhältnis des Frequenzteilers des Regelkreises unter Beibehaltung der hohen Schleifenbandbreite verkleinert werden, die Reaktionsgeschwindigkeit erhöht werden und ein gewünschter Abstimmfrequenzbereich erzielt werden.

Ein erfundener Frequenzteiler, wie in Anspruch 21 angegeben, ist die Hochfrequenzvorrichtung von Anspruch 20, wobei das Teilungsverhältnis des Bezugsfrequenzteilers zusammen mit der steigenden Ausgangsfrequenz von dem spannungsgesteuerten Oszillator kleiner wird. Mit dem vorgenannten Aufbau kann, da das Teilungsverhältnis des Bezugsfrequenzteilers und das Teilungsverhältnis des Frequenzteilers in dem Regelkreis gemeinsam nach der Ausgangsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators gesteuert werden, das Teilungsverhältnis des Frequenzteilers verkleinert werden, ohne durch die Ausgangsfrequenz gesteuert zu werden; dadurch wird die Reaktion verbessert.

Eine erfundene Hochfrequenzvorrichtung, wie in Anspruch 22 angegeben, ist diejenige von Anspruch 1, wobei eine Vielzahl von Zwischenfrequenzabstimmfiltern, die jeweils eine Absenkcharakteristik und unterschiedliche Bandbreite aufweisen, parallel zwischen der Mischeinrichtung und dem Ausgangsanschluss bereitgestellt ist, wobei die Zwischenfrequenzabstimmfilter selektiv nach der Übertragungsgeschwindigkeit des von dem Eingangsanschluss einzugebenden Signals geschaltet werden. Mit dem vorgenannten Aufbau können, da die Zwischenfrequenzabstimm-Absenk-Filter selektiv nach der Differenz bei der Bandbreite von Hochfrequenzsignal, das von dem Eingangsanschluss einzugeben ist, geschaltet werden, Signale selbst dann in bestem Zustand empfangen werden, wenn ihre Übertragungsgeschwindigkeit unterschiedlich ist, wobei darüber hinaus die Schaltungen vor der Mischeinrichtung gemeinsam genutzt werden können.

Eine erfundene Hochfrequenzvorrichtung, wie in Anspruch 23 angegeben, ist diejenige von Anspruch 1, wobei ein einstellbares Dämpfungsglied zwischen dem Eingangsanschluss und der Mischeinrichtung bereitgestellt ist und das einstellbare Dämpfungsglied mit einem Steueranschluss zum Steuern des einstellbaren Dämpfungsglieds ausgestattet ist. Mit dem vorgenannten Aufbau wird, da die Menge an Dämpfung durch ein Signal von dem Steueranschluss gesteuert werden kann, eine optimale Steuerung durchgeführt, um keine gemischte Modulation an der Mischeinrichtung hervorzurufen.

Eine erfundene Hochfrequenzvorrichtung, wie in Anspruch 24 angegeben, ist diejenige von Anspruch 1, wobei ein I/Q-Detektor über ein Zwischenfrequenzabstimm-Oberflächenwellenfilter mit dem Ausgangsanschluss verbunden ist, ein erster Ausgangsanschluss zum Ausgeben von I-Signal des I/Q-Detektors bereitgestellt wird; ein zweiter Ausgangsanschluss zum Ausgeben von Q-Signal des I/Q-Detektors bereitgestellt wird, ein zweiter Oszillator zum Zuführen von Schwingungsfrequenzsignal zu dem I/Q-Detektor bereitgestellt wird, wobei das Substrat eines Oberflächenwellenresonators, der den Resonanzabschnitt des zweiten Oszillators bildet, und das Substrat des Zwischenfrequenzabstimm-Oberflächenwellenfilters aus einem gleichen Material hergestellt sind, ein Frequenzfehlersensor für die Signale, die von dem ersten Ausgangsanschluss und dem zweiten Ausgangsanschluss zuzuführen sind, bereitgestellt ist, die Daten des Frequenzteilers an einem Addier/Substrahier-Zähler auf Basis des Ausgangs von dem Fehlersensor gesteuert werden und die Zwischenfrequenzmitte und die Schwingungsfrequenz des zweiten Oszillators fast identisch gemacht werden.

Mit dem vorgenannten Aufbau verschiebt sich, da das Substrat des Oberflächenwellenresonators des zweiten Oszillators und das Substrat des Zwischenfrequenzabstimm-Oberflächenwellenfilters aus einem gleichen Material hergestellt sind, selbst dann, wenn die Frequenz des Zwischenfrequenzabstimm-Oberflächenwellenfilters auf Grund von Temperaturänderung usw. verschoben wird, die Frequenz des zweiten Oszillators ebenfalls in dieselbe Richtung für dieselbe Frequenz; daher wird die Verschiebung als Ganzes abgesetzt, was zu einem Zustand führt, als hätte keine Verschiebung stattgefunden.

Des Weiteren wird, indem die Frequenzsteuerdaten an dem Addier/Substrahier-Zähler nach dem Frequenzfehlersensor so gesteuert werden, dass die Mittenfrequenz der Zwischenfrequenz, die von der Mischeinrichtung ausgegeben wird, der Schwingungsfrequenz des zweiten Oszillators zu entsprechen hat, die Mittenfrequenz der Zwischenfrequenz fast mit der Mittenfrequenz des Zwischenfrequenzabstimm-Oberflächenwellenfilters identisch. Der Erfassungsfehler wird somit beseitigt und ein kostengünstiges Material kann für das Substrat verwendet werden; was zur Senkung der Vorrichtungskosten beiträgt.

Eine erfundene Hochfrequenzvorrichtung, wie in Anspruch 25 angegeben, ist diejenige von Anspruch 24, wobei eine Bandbreite von 3dB-Abschaltfrequenz bei dem Zwischenfrequenzabstimm-Oberflächenwellenfilter mehr als 0 % innerhalb von +5 % der Bandbreite entsprechend der Zeichengeschwindigkeit des Empfangssignals beträgt. Eine solche Charakteristik funktioniert außerdem zum Wiederherstellen einer an der Übertragungsseite angehobenen Charakteristik zu dem ursprünglichen Zustand. Daher muss kein spezifisches Filter bereitgestellt werden, um eine bei der Übertragung angehobene Charakteristik zu dem ursprünglichen Zustand wiederherzustellen.

Eine erfundene Hochfrequenzvorrichtung, wie in Anspruch 26 angegeben, ist diejenige von Anspruch 1, wobei ein Eingangsfilter zwischen dem Eingangsanschluss und der Mischeinrichtung eingefügt ist, ein Überlagerungsoszillator eine Freguenz oszilliert, die eine Zwischenfrequenz ergibt, die größer ist als eine Hälfte der Differenz zwischen der größten Frequenz und der kleinsten Frequenz, die in den Eingangsanschluss einzugeben sind, wobei das Eingangsfilter ein festes Filter ist, das allen Frequenzen in dem Brreich von der kleinsten Frequenz zu der größten Frequenz das Passieren gestattet. Bei dem vorgenannten Aufbau ist eine bildbeeinflussende Frequenz stets höher als die höchste Empfangsfrequenz, da der Überlagerungsoszillator veranlasst wird, eine Frequenz zu oszillieren, die eine Zwischenfrequenz ergibt, die größer ist als eine Hälfte der Differenz zwischen der größten Frequenz und der kleinsten Frequenz, die einzugeben sind. Dies ermöglicht, mit dem Eingangsanschluss ein festes Filter zu verbinden, das der Frequenz von der kleinsten Empfangsfrequenz zu der größten Empfangsfrequenz das Passieren gestattet. Daher wird trotz der Verwendung eines festen Filters, was kostengünstig ist, Störung am Bild verhindert und die Struktur einer Vorrichtung wird erheblich vereinfacht.

Eine erfundene Hochfrequenzvorrichtung, wie in Anspruch 27 angegeben, ist diejenige von Anspruch 26, wobei die Frequenz von Ausgangssignal von der Mischeinrichtung veranlasst wird, ungefähr 612 MHz zu betragen. Bei dem vorgenannten Aufbau kommt keine Störung von dem Eingangsanschluss, da die Zwischenfrequenz auf eine Leerkanalfrequenz von Empfangssignal eingestellt wird. Des Weiteren kann eine Fangstelle von ungefähr 612 MHz in nächster Nähe zu dem Eingangsanschluss eingefügt werden.

Eine erfundene Hochfrequenzvorrichtung, wie in Anspruch 28 angegeben, ist diejenige von Anspruch 1, wobei eine I/Q-Extrahiereinrichtung mit dem Ausgangsanschluss verbunden ist, ein erster Ausgangsanschluss, der mit dem I-Signalausgang der I/Q-Extrahiereinrichtung verbunden ist, bereitgestellt ist, ein zweiter Ausgangsanschluss, der mit dem Q-Signalausgang der I/Q-Extrahiereinrichtung verbunden ist, bereitgestellt ist und ein Demodulator mit dem ersten und zweiten Ausgangsanschluss verbunden ist, wobei der Demodulator außerhalb der Metallabdeckung angebracht ist. Mit dem vorgenannten Aufbau wird eine gute Wärmeableitung sichergestellt, da ein integrierter Schaltkreisabschnitt des Demodulators nicht von einer Abdeckung umgeben ist. Daher besteht keine Gefahr von Betriebsfehler auf Grund von thermischer Instabilität usw. des integrierten Schaltkreises. Des Weiteren kann, da eine ausreichende Wärmeableitung sichergestellt wird, die Integrationsdichte des integrierten Schaltkreises erhöht werden, um die Vorrichtung zu verkleinern. Dies trägt zum Verkleinern einer Hochfrequenzvorrichtung bei.

Eine erfundene Hochfrequenzvorrichtung, wie in Anspruch 29 angegeben, ist diejenige von Anspruch 28, wobei ein Substrat, auf dessen Oberfläche ein Demodulator bestehend aus integrierten Schaltkreisen angebracht ist, eine Kupferfolie, die unter dem Demodulator ausgelegt ist, und eine Kupferfolie, die auf der Rückseite des Substrats bereitgestellt ist, mit einem Durchgangsloch verbunden sind. Bei dem vorgenannten Aufbau wird, da die Kupferfolie unter integrierten Schaltkreisen und die Kupferfolie auf der Rückseite des Substrats durch das Durchgangsloch zusammengeschaltet sind, eine von den integrierten Schaltkreisen erzeugte Wärme zum Ableiten über das Durchgangsloch zu der Kupferfolie auf der Rückseite geleitet wird.

Eine erfundene Hochfrequenzvorrichtung, wie in Anspruch 30 angegeben, ist diejenige von Anspruch 28, wobei ein Loch in dem Substrat, das einen Demodulator bestehend aus integrierten Schaltkreisen an einer Stelle unter den integrierten Schaltkreisen trägt, bereitgestellt ist, wobei die Größe des Lochs größer als die Chipgröße innerhalb der integrierten Schaltkreisvorrichtung und kleiner als die äußere Abmessung der integrierten Schaltkreisvorrichtung ist. Mit dem vorgenannten Aufbau kann, da das Loch kleiner ist als die äußere Abmessung der integrierten Schaltkreisvorrichtung, die Vorrichtung einfach durch eine gewöhnliche Chipmontiermaschine montiert werden. Des Weiteren wird Wärme wirksam abgeleitet, da sowohl die obere als auch die untere Fläche der Vorrichtung direkt der Luft ausgesetzt sind.

Eine erfundene Hochfrequenzvorrichtung, wie in Anspruch 31 angegeben, ist diejenige von Anspruch 29, wobei eine Vielzahl von Streifen, die frei von Lötresist sind, auf der Kupferfolie auf der Rückseite des Substrats bereitgestellt ist und Lot mit Vorsprung auf den Streifen, die frei von Lötresist sind, geschmolzen wird. Mit dem vorgenannten Aufbau wird, da die Rückseitenkupferfolie mit vorstehenden Loten ausgestattet ist, der Bereich, der mit der Luft in Berührung kommt, für wirksamere Wärmeableitung erweitert.

Eine erfundene Hochfrequenzvorrichtung, wie in Anspruch 32 angegeben, ist diejenige von Anspruch 1, wobei ein Filter zwischen dem Eingangsanschluss und der Mischeinrichtung bereitgestellt ist, ein Zwischenfrequenzabstimmfilter mit dem Ausgangsanschluss verbunden ist, eine I/Q-Extrahiereinrichtung bereitgestellt ist, mit der der Ausgang des Zwischenfrequenzabstimmfilters verbunden ist, ein erster Ausgangsanschluss, der mit dem I-Signalausgang der I/Q-Extrahiereinrichtung verbunden ist, bereitgestellt ist und ein zweiter Ausgangsanschluss, der mit dem Q-Signalausgang der I/Q-Extrahiereinrichtung verbunden ist, bereitgestellt ist, wobei all dies in einem Abschirmgehäuse untergebracht ist. Bei dem vorgenannten Aufbau verhindert das Abschirmgehäuse Störungen von außen, wie zum Beispiel durch eine Digitaluhr usw., die in die Hochfrequenzvorrichtung hineinkommen, für einen breiten Frequenzbereich.

Eine erfundene Hochfrequenzvorrichtung, wie in Anspruch 33 angegeben, ist diejenige von Anspruch 32, wobei wenigstens eine Abschirmplattenlage zwischen der Mischeinrichtung und einem Oszillator, der für die I/Q-Extrahiereinrichtung zu verwenden ist, bereitgestellt ist. Der vorgenannte Aufbau trägt zum Verringern der parasitären Streuung auf Grund von Interferenz des Oszillators zu der Mischeinrichtung bei.

Eine erfundene Hochfrequenzvorrichtung, wie in Anspruch 34 angegeben, ist diejenige von Anspruch 32, wobei die Mischeinrichtung und ein Oszillator, der für die I/Q-Extrahiereinrichtung zu verwenden ist, bereitgestellt ist, auf einer diagonalen Linie in einem Abschirmgehäuse angeordnet sind. Der vorgenannten Aufbau trägt gleichfalls zum Verringern der parasitären Streuung auf Grund von Interferenz des Oszillators zu der Mischeinrichtung bei.

Eine erfundene Hochfrequenzvorrichtung, wie in Anspruch 35 angegeben, ist diejenige von Anspruch 32, wobei ein Eingangsanschluss in einer Breitenseite des ungefähr rechtwinklig geformten Abschirmgehäuses bereitgestellt ist, ein Eingangsfilter und die Mischeinrichtung in der Reihefolge dem Eingangsanschluss folgend angeordnet sind und ein Überlagerungsoszillator zum Zuführen von Schwingungsfrequenz zu der Mischeinrichtung ungefähr parallel zu dem Eingangsfilter und der Mischeinrichtung mit einer Trennplatte dazwischen bereitgestellt ist. Bei dem vorgenannten Aufbau beeinträchtigt das Digitalsignal für Kanalwahl nicht andere Fächer, da sich ein Eingang von Digitalsignal zum Wählen eines Kanals in der Nähe des Eingangsanschlusses des Abschirmgehäuses in der Breitenseite befindet.

Eine erfundene Hochfrequenzvorrichtung, wie in Anspruch 36 angegeben, ist diejenige von Anspruch 33, wobei ein Fach zum Anbringen eines Zwischenfrequenzabstimmfilters zwischen dem Überlagerungsoszillator zum Zuführen von Schwingungsfrequenz zu der Mischeinrichtung und der I/Q-Extrahiereinrichtung bereitgestellt ist. Bei dem vorgenannten Aufbau wird, da die Mischeinrichtung und der I/Q-Detektor voneinander getrennt angeordnet sind, eine ausgezeichnete I/Q-Erfassung durchgeführt, ohne dass wechselseitige Interferenz vorliegt.

Eine erfundene Hochfrequenzvorrichtung, wie in Anspruch 37 angegeben, ist diejenige von Anspruch 35, wobei ein Steueranschluss für den Überagerungsoszillator und ein Ausgangsanschluss der I/Q-Extrahiereinrichtung in der Nähe der ersten längsweisen Seitenplatte des Abschirmgehäuses bereitgestellt sind. Der vorgenannte Aufbau bietet eine bequeme Verdrahtung, da jedes der Signale in einer gleichen Richtung in der Substratseite angeordnet ist.

Eine Erfindung, wie in Anspruch 38 angegeben, ist die Hochfrequenzvorrichtung, die einen Eingangsanschluss zum Empfangen digitaler modulierter Hochfrequenzsignale, eine Mischeinrichtung, die die in den Eingangsanschluss eingegebenen Signale an einem der Eingänge und Ausgangssignale von dem Überlagerungsoszillator an dem anderen Eingang empfängt, und einen Ausgangsanschluss, der Ausgangssignale der Mischeinrichtung zuführt, wobei der Überlagerungsoszillator aus einem spannungsgesteuerten Oszillator, einem Frequenzteiler, der in den Regelkreis des spannungsgesteuerten Oszillators eingreift, einen Phasenvergleicher und ein Schleifenfilter umfasst. Der spannungsgesteuerte Oszillator umfasst einen Schwingabschnitt und einen Abstimmabschnitt, wobei der Abstimmabschnitt aus einem Frequenzeinstellabschnitt und einer Halteeinrichtung zum Aufrechterhalten eines eingestellten Zustands des Frequenzeinstellabschnitts besteht. Der Regelkreis wird dazu veranlasst, eine ausreichend große hohe Schleifenbandbreite aufzuweisen, so dass das Rauschen des Überlagerungsoszillators nicht von dem Rauschen des spannungsgesteuerten Oszillators beeinflusst wird, und ein zu dem Phasenvergleicher zuzuführendes Bezugsfrequenzsignal so eingestellt ist, dass es einen kleineren Signalpegel relativ zu einem von dem Frequenzteiler zu dem Vergleicher zugeführten Vergleichssignal in einer gleichen Frequenz aufweist, wobei ein Abschnitt im Wesentlichen in der Mitte der Frequenz ausgenommen ist.

Mit dem vorgenannten Aufbau ist das Abstimmungseinstellen einfach, da ein Frequenzeinstellabschnitt als Abstimmabschnitt des spannungsgesteuerten Oszillators bereitgestellt ist; des Weiteren wird, da ein eingestellter Zustand des Frequenzeinstellabschnitts durch eine Halteeinrichtung aufrechterhalten wird, die Schwingungsdämpfeigenschaft ausreichend sichergestellt.

Andererseits wird, wenn eine Halteeinrichtung zum Sicherstellen der Schwingungsdämpfeigenschaft eingesetzt wird, eine Streukapazität gebildet, da das Material der Halteeinrichtung normalerweise eine dielektrische Konstante besitzt, die größer als die atmosphärische Luft ist. Dies erzeugt einen dielektrischen Verlust, der zu einer verschlechterten Schwingungscharakteristik führt. Bei der vorliegenden Erfindung ist jedoch der Regelkreis des spannungsgesteuerten Oszillators so eingestellt, dass er eine hohe Schleifenbandbreite aufweist, die ausreichend groß ist, damit das Rauschen des Überlagerungsoszillators nicht durch das Rauschen des spannungsgesteuerten Oszillators beeinflusst wird, und der Signalpegel des zu dem Phasenvergleicher zuzuführenden Bezugsfrequenzsignals wird veranlasst, relativ zu dem Vergleichssignal, das von dem Frequenzteiler zu dem Vergleicher zugeführt wird, in einer gleichen Frequenz kleiner zu sein, wobei ein Abschnitt im Wesentlichen in der Mitte der Frequenz ausgenommen ist. Als Folge wird die Verschlechterung der Schwingungscharakteristik über eine breite Frequenzbandbreite korrigiert, weshalb das zu der Mischeinrichtung zuzuführende Ausgangssignal des Überlagerungsoszillators klarer ist und weniger Phasenrauschen aufweist.

Eine erfundene Hochfrequenzvorrichtung, wie in Anspruch 75 angegeben, umfasst einen Eingangsanschluss zum Empfangen digitaler modulierter Hochfrequenzsignale, eine Mischeinrichtung, die das in den Eingangsanschluss eingegebene Signal an einem Eingang und das Überlagerungsoszillator-Ausgangssignal an dem anderen Eingang empfängt, und einen Ausgangsanschluss, zu dem das Ausgangssignal der Mischeinrichtung zugeführt wird, wobei der Überlagerungsoszillator aus einem spannungsgesteuerten Oszillator, einem Frequenzteiler, der in den Regelkreis des spannungsgesteuerten Oszillators eingreift, einen Phasenvergleicher und ein Schleifenfilter umfasst. Der spannungsgesteuerte Oszillator umfasst einen Schwingabschnitt und einen Abstimmabschnitt, wobei der Abstimmabschnitt aus einem Frequenzeinstellabschnitt und Halteeinrichtungen zum Aufrechterhalten eines eingestellten Zustands des Frequenzeinstellabschnitts besteht. Der Regelkreis weist eine ausreichend große hohe Schleifenbandbreite auf, so dass das Rauschen des Überlagerungsoszillators nicht von dem Rauschen des spannungsgesteuerten Oszillators beeinflusst wird, und der Signalpegel in der Nähe der Mittenfrequenz des zu dem Phasenvergleicher zuzuführenden Bezugsfrequenzsignals wird veranlasst, relativ zu der Frequenzverteilungscharakteristik des Signalpegels in der Nähe der Mittenfrequenz des Überlagerungsoszillators, die zu der Mischeinrichtung zuzuführen ist, niedriger zu sein als der Signalpegel, bei dem das Rauschen durch die hohe Schleifenbandbreite zu verringern ist, in derselben Offset-Frequenz von der Mittenfrequenz, wobei ein Abschnitt im Wesentlichen in der Mitte der Frequenz in der Frequenzverteilungscharakteristik ausgenommen ist.

Mit dem vorgenannten Aufbau ist, da ein Frequenzeinstellabschnitt als Abstimmabschnitt des spannungsgesteuerten Oszillators bereitgestellt wird, das Abstimmeinstellen einfach und die Schwingungsdämpfeigenschaft wird ausreichend sichergestellt, da ein eingestellter Zustand des Frequenzeinstellabschnitts durch eine Halteeinrichtung aufrechterhalten wird. Andererseits verschlechtert sich, wenn eine Halteeinrichtung für die Schwingungsdämpfeigenschaft eingesetzt wird, die Schwingungscharakteristik, da die Induktionsrate bei dem Material der Halteeinrichtung im Allgemeinen höher ist als bei der atmosphärischen Luft, wodurch eine Streukapazität erzeugt wird.

Bei der vorliegenden Erfindung wird jedoch der Regelkreis des spannungsgesteuerten Oszillators veranlasst, eine hohe Schleifenbandbreite aufzuweisen, die ausreichend groß ist, damit das Rauschen des Überlagerungsoszillators nicht durch das Rauschen des spannungsgesteuerten Oszillators beeinflusst wird, und der Signalpegel des zu dem Phasenvergleicher zuzuführenden Bezugsfrequenzsignals wird veranlasst, relativ zu der Frequenzverteilungscharakteristik des Signalpegels, der von dem Überlagerungsoszillator zu der Mischeinrichtung zuzuführen ist, niedriger zu sein als der Signalpegel, bei dem das Rauschen durch die hohe Schleifenbandbreite zu verringern ist, in einer selben Offset-Frequenz von der Mittenfrequenz, wobei ein Abschnitt im Wesentlichen in der Mitte der Frequenz in der Frequenzverteilungscharakteristik ausgenommen ist. Als Folge beeinflusst das Rauschen des Bezugsfrequenzsignals den Rauschverringerungseffekt des Überlagerungsoszillators auf Grund der hohen Schleifenbandbreite nicht; in der Praxis wird die Korrektur wirksam für die hohe Schleifenbandbreite, die eine breite Frequenzbreite abdeckt, durchgeführt. Somit wird ein Überlagerungsoszillator wirtschaftlich implementiert und das Ausgangssignal wird klar mit verringertem Phasenrauschen.

KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

1 ist ein Blockdiagramm, das eine Hochfrequenzvorrichtung nach Ausführung 1 der vorliegenden Erfindung zeigt.

2(a) ist eine Perspektivansicht eines Überlagerungsoszillators in der Hochfrequenzvorrichtung von 1.

2(b) ist eine Seitenansicht, die einen wichtigen Teil von 2(a) zeigt.

3(a) ist eine Perspektivansicht eines Überlagerungsoszillators nach anderer Ausführung in der Hochfrequenzvorrichtung von 1.

3(b) ist eine Seitenansicht, die einen wichtigen Teil von 3(a) zeigt.

4 ist ein Blockdiagramm, das eine Hochfrequenzvorrichtung nach Ausführung 2 der vorliegenden Erfindung zeigt.

5(a) ist eine Vorderansicht eines ersten beispielhaften Blindwiderstands, der als der Abstimmabschnitt des Überlagerungsoszillators in der Hochfrequenzvorrichtung von 4 zu verwenden ist.

5(b) ist eine Perspektivansicht, die eine Baueinheit eines zweiten beispielhaften Blindwiderstands zeigt, der als der Abstimmabschnitt des Überlagerungsoszillators in der Hochfrequenzvorrichtung von 4 zu verwenden ist.

5(c) ist eine Perspektivansicht eines dritten beispielhaften Blindwiderstands.

6 ist ein Blockdiagramm, das die Hochfrequenzvorrichtung nach Ausführung 3 der vorliegenden Erfindung zeigt.

7(a) ist eine Perspektivansicht eines Überlagerungsoszillators in der Hochfrequenzvorrichtung von 6.

7(b) ist eine Seitenansicht, die den Einstellabschnitt des Überlagerungsoszillators von 7(a) zeigt.

7(c) ist eine Seitenansicht eines zweiten beispielhaften Einstellabschnitts.

8(a) ist eine Perspektivansicht eines Überlagerungsoszillators nach Ausführung 4 der vorliegenden Erfindung.

8(b) ist eine Seitenansicht, die den Einstellabschnitt des Überlagerungsoszillators von 8(a) zeigt.

8(c) ist eine Perspektivansicht, die den Einstellabschnitt des Überlagerungsoszillators von 8(a) zeigt.

8(d) ist eine Perspektivansicht eines zweiten beispielhaften Einstellabschnitts.

9(a) ist eine Perspektivansicht eines Überlagerungsoszillators nach Ausführung 5 der vorliegenden Erfindung.

9(b) ist eine Seitenansicht, die das bewegliche leitfähige Element des Überlagerungsoszillators von 9(a) zeigt.

9(c) ist eine Flächenansicht, die den Einstellabschnitt zeigt, der in der Musterinduktivität des Überlagerungsoszillators ausgebildet ist.

10 ist ein Blockdiagramm der Hochfrequenzvorrichtung nach Ausführung 6 der vorliegenden Erfindung.

11 ist ein erstes Frequenzcharakteristikdiagramm zum Erläutern von Charakteristiken des Überlagerungsoszillators der Hochfrequenzvorrichtung von 10.

12(a) ist ein zweites Frequenzcharakteristikdiagramm zum Erläutern von Charakteristiken des Überlagerungsoszillators der Hochfrequenzvorrichtung von 10.

12(b) ist ein drittes Frequenzcharakteristikdiagramm zum Erläutern von Charakteristiken des Überlagerungsoszillators der Hochfrequenzvorrichtung.

13 ist ein ausführliches Blockdiagramm, das die Hochfrequenzvorrichtung von 10 zeigt.

14(a) ist ein erstes beispielhaftes Schaltbild des spannungsgesteuerten Oszillators der Hochfrequenzvorrichtung von 10.

14(b) ist ein zweites beispielhaftes Schaltbild des spannungsgesteuerten Oszillators der Hochfrequenzvorrichtung.

15 ist ein Schaltbild, das das Schleifenfilter des Überlagerungsoszillators in der Hochfrequenzvorrichtung von 10 zeigt.

16(a) ist eine Flächenansicht, die einen wichtigen Teil des spannungsgesteuerten Oszillators in der Hochfrequenzvorrichtung von 10 zeigt.

16(b) ist eine Seitenansicht des spannungsgesteuerten Oszillators der Hochfrequenzvorrichtung.

17 ist ein Blockdiagramm der Hochfrequenzvorrichtung nach Ausführung 7 der vorliegenden Erfindung.

18 ist ein Blockdiagramm der Hochfrequenzvorrichtung nach Ausführung 8 der vorliegenden Erfindung.

19(a) ist ein ZF-Signal.

19(b) ist eine Frequenzbandcharakteristik des ZF-Abstimm-Oberflächenwellenfilters.

19(c) ist ein zweiter Oszillator des I/Q-Detektors.

19(d) sind Wellenformdiagramme, die wichtige Abschnitte von Wellenformen bei der Hochfrequenzvorrichtung von 18 zeigen.

20 ist ein Blockdiagramm der Hochfrequenzvorrichtung nach Ausführung 9 der vorliegenden Erfindung.

21 ist eine Perspektivansicht, die eine erste beispielhafte Hochfrequenzvorrichtung nach Ausführung 10 der vorliegenden Erfindung zeigt.

22 ist eine Perspektivansicht einer zweiten beispielhaften Hochfrequenzvorrichtung von 21.

23 ist eine Perspektivansicht einer dritten beispielhaften Hochfrequenzvorrichtung von 21.

24(a) ist eine als Querschnitt ausgeführte Ansicht, die einen wichtigen Teil des Demodulators der Hochfrequenzvorrichtung von 21 zeigt.

24(b) ist eine Flächenansicht, die einen wichtigen Teil des Demodulators aus der Sicht von der Rückseite des Substrats zeigt.

25 ist eine Perspektivansicht, die einen zweiten beispielhaften Demodulator in der Hochfrequenzvorrichtung von 21 zeigt.

26 ist eine teilweise unterbrochene Seitenansicht einer vierten beispielhaften Hochfrequenzvorrichtung von 21.

27 ist ein Blockdiagramm der Hochfrequenzvorrichtung nach Ausführung 11 der vorliegenden Erfindung.

BESTE ART DER AUSFÜHRUNG DER ERFINDUNG (Ausführung 1)

Mit Bezugnahme auf 1 umfasst eine Hochfrequenzvorrichtung nach einer ersten Ausführung der vorliegenden Erfindung einen Eingangsanschluss (101) zum Empfangen digitaler Hochfrequenzsignale, einen Eingangskreis (102), der mit dem Eingangsanschluss (101) verbunden ist, eine Mischeinrichtung (104), zu der ein Ausgang des Eingangskreises (102) an einem Eingang zugeführt wird, einen Ausgang eines ersten Oszillators (103), oder einen Überlagerungsoszillator, an dem anderen Eingang, ein Filter (105), das mit dem Ausgang der Mischeinrichtung (104) verbunden ist, einen I/Q-Detektor (106), der mit dem Ausgang des Filters (105) verbunden ist, einen ersten Ausgangsanschluss (107) zum Ausgeben von I-Signal des I/Q-Detektors (106), einen zweiten Ausgangsanschluss (108) zum Ausgeben von Q-Signal des I/Q-Detektors (106), einen zweiten Oszillator (109) zum Zuführen von Schwingungsfrequenzsignal zu dem I/Q-Detektor (106), einen Frequenzregelungs-Anschluss (110) zum Steuern von Schwingungsfrequenz des zweiten Oszillators (109), einen Phasenregelkreis (Frequenzteiler und Phasenvergleicher) (111), mit dem ein Ausgang des ersten Oszillators (103) verbunden ist, und ein Schleifenfilter (hier im Folgenden als Tiefpassfilter bezeichnet) (112), das zwischen dem Phasenregelkreis (111) und dem Eingang des ersten Oszillators (103) geschaltet ist.

Bei dem ersten Oszillator (103) wird der Ausgang des Tiefpassfilters (112) zu dem Eingang eines Verstärkers (128) zugeführt, der einen Oszillator über eine streifenartige Übertragungsleitung (ein Beispiel für die Musterinduktionsleitung) (115), die auf einem Substrat (115A) verlegt ist, bildet, und ein Verbindungspunkt des Tiefpassfilters (112) und der streifenartigen Übertragungsleitung (115) ist über eine Varaktordiode (126) geerdet. Der Ausgang des Verstärkers (128) ist der Ausgang des ersten Oszillators (103). Ein Erdungsmuster (115B) wird über die gesamte Rückseite des Substrats (115A) gebildet.

In der Nähe der streifenartigen Übertragungsleitung (115) befindet sich ein bewegliches leitfähiges Element (119), das den Frequenzeinstellabschnitt bildet, und das bewegliche leitfähige Element (119) wird nach Einstellung durch Verschiebung mit einem Klebmittel (ein Beispiel für die Halteeinrichtung) (120) befestigt. Bei dem Phasenregelkreis (111) ist der Ausgang des Oszillators (103) mit dem Frequenzteiler (118) verbunden. Der Ausgang des Frequenzteilers (118) ist mit einer Seite des Phasenvergleichers (113) verbunden, während der Ausgang des Phasenvergleichers (113) mit dem Tiefpassfilter (112) verbunden ist. Der Bezugsoszillator (116) ist mit dem Bezugsfrequenzteiler (117) verbunden, der Ausgang des Bezugsfrequenzteilers (117) ist mit dem anderen Eingang des Phasenvergleichers (113) verbunden. Sowohl der Teiler (118) als auch der Bezugsfrequenzteiler (117) sind mit einem Steuereingangsanschluss (114) verbunden und das Teilungsverhältnis wird nach dem Signal von dem Steuereingangsanschluss (114) verändert.

Wenn die Abstufung der Frequenzänderung mit der hohen Einstellung der in den Phasenvergleicher (113) einzugebenden Bezugsfrequenz grob wird, wird ein modulartiger Frequenzteiler, bei dem das Teilungsverhältnis einstellbar ist, als der Frequenzteiler (118) verwendet, um die Abstufungsmenge einstellbarer Frequenz zu verfeinern.

Der Betrieb einer Hochfrequenzvorrichtung, die wie oben aufgebaut ist, wird im Folgenden beschrieben. Digitales Hochfrequenzsignal wird in den Eingangsanschluss (101) eingegeben, um über den Eingangskreis (102) zu der Mischeinrichtung (104) zugeführt zu werden. Hier wird ein Zwischenfrequenzsignal erzielt, nachdem es mit einer Schwingungsfrequenz, die von dem ersten Oszillator (103) ausgegeben wurde, gemischt wurde. Das Zwischenfrequenzsignal durchläuft das Filter (105), um durch ein Signal des zweiten Oszillators (109) an einem I/Q-Detektor (106) vervielfacht zu werden; dann werden das I-Signal und das Q-Signal erzielt. Der zweite Oszillator (109) wird durch einen Frequenzregelungs-Anschluss (110) in seiner Schwingungsfrequenz gesteuert.

Bei dem ersten Oszillator (103) bildet eine Varaktordiode (126) die Kapazitätskomponente des regelbaren Abstimmkreises, wobei sich der Kapazitätswert der Varaktordiode (126) nach der Steuerspannung von dem Tiefpassfilter (112) ändert. Die Schwingungsfrequenz des ersten Oszillators (103) wird somit gesteuert.

Der Oszillator muss einen Frequenzbereich von 1430 bis 2530 MHz abdecken. Zu diesem Zweck werden Einstellungen vorgenommen, um die Dispersionen bei der Bauteilkonstante und dem Montagestatus elektronischer Bauteile, die einen Abstimmkreis bilden (hier im Folgenden einfach als Dispersion bezeichnet), zu absorbieren und das Abdecken eines vollständigen Bereichs von Eingangssignalen, die von dem Eingangsanschluss (101) eingegeben werden, zu ermöglichen. Da eine streifenartige Übertragungsleitung (115) eines bestimmten Musters als der induktive Blindwiderstand verwendet wird, ist kein spezifisches Induktivitätsbauteil für den Abschnitt erforderlich; was zum Rationalisieren der Montageschritte usw. beiträgt.

Im Folgenden wird nun die Einstellprozedur des Abstimmkreises zum Absorbieren der Dispersion beschrieben. Indem das bewegliche leitfähige Element (119) näher oder weiter zu der streifenartigen Übertragungsleitung (115) bewegt wird, ändert sich ein äquivalenter Induktivitätswert der streifenartigen Übertragungsleitung (115); wodurch das Einstellen der Abstimmfrequenz des regelbaren Abstimmkreises des Oszillator (103) ermöglicht wird. Der Induktivitätswert wird nämlich verschoben, um Dispersionen bei der Bauteilkonstante des Oszillators (103) und bei der Streukapazität auf Grund von Dispersion beim Positionieren montierter Bauteile zu absorbieren und einen optimalen Wert zu erzielen.

Gleichzeitig muss die Verschiebung des Induktivitätswerts auf Grund von Verformung des beweglichen leitfähigen Elements (119), die durch Schwingung, langfristige Temperaturschwankungen usw. verursacht wird, verhindert werden. Zu diesem Zweck wird eine Einstellung zum Absorbieren der Dispersionen durchgeführt und dann wird das bewegliche leitfähige Element (119) durch Auftragen eines Klebmittels (120) befestigt. Somit wurde eine Stabilisierungsmaßnahme gegen langfrstige Verformung getroffen.

Jedoch erhöht das Klebmittel (120), dessen spezifische dielektrische Konstante größer als die Luft ist, die Streukapazität, wodurch ein wesentlicher dielektrischer Verlust an einem verschlechterten Q des Abstimmkreises des Oszillators (103) verursacht wird. Dadurch wird letztendlich das Phasenrauschen des Oszillators (103) erhöht, was eine große Aufgabe stellt, die bei der Hochfrequenzvorrichtung zu lösen ist.

Dann muss das Phasenrauschen auf ein ausreichend niedriges Maß verringert werden, damit beim Digitalsignalempfang kein Problem auf Grund der Bitfehlerrate auftritt. Zur Lösung des Problems muss Phasenrauschen durch eine hohe Schleifenbandbreite verringert werden. Die Schleifenbandbreite betrug ungefähr 60 Hz bei dem herkömmlichen Empfang von analogen modulierten Hochfrequenzsignalen. Beim Empfang digitaler modulierter Hochfrequenzsignale nach der vorliegenden Erfindung wird jedoch die Schleifenbandbreite auf ungefähr 7 kHz festgelegt und das Phasenrauschen wurde für ungefähr 40 dB verbessert. Herkömmlicherweise betrug die Phasenvergleichsfrequenz ungefähr 3 kHz, aber bei der vorliegenden Ausführung wurde sie auf ungefähr 360 kHz festgelegt. In manchen Fällen wird die Schleifenbandbreite auf ungefähr 10 kHz festgelegt; wenn, dann beträgt die Phasenvergleichsfrequenz ungefähr 500 kHz.

2(a) ist eine Perspektivansicht, die Einzelheiten des ersten Oszillators (103) von 1 zeigt. 2(b) ist eine Seitenansicht, die die Umgebung des beweglichen leitfähigen Elements (119) aus der Sicht von Symbol AA zeigt. In 2 besteht das bewegliche leitfähige Element aus zwei umgekehrt L-förmigen Füßen (119a) und einem Hauptkörper (119b), der die Füße überspannt. Der Hauptkörper (119b), der magnetisch mit einer streifenartigen Übertragungsleitung (115) zu koppeln ist, ist in einem Raum über einem offenen Ende, entweder 115a oder 115b, ungefähr über der Mitte der Breite, ungefähr parallel zu der streifenartigen Übertragungsleitung (115) angeordnet. Bei der vorgenannten Anordnung kann ein Einstellbereich von ungefähr 100 MHz bei der Schwingungsfrequenz erreicht werden. Es wird nämlich ein relativ breiter Einstellbereich von Schwingungsfrequenz erzielt, da der Hauptkörper (119b) an einem offenen Ende, entweder 115a oder 115b, angeordnet ist.

Ein Klebmittel (120) wird so aufgetragen, dass sich die relative Positionierung zwischen dem beweglichen leitfähigen Element (119) und der streifenartigen Übertragungsleitung (115) nicht ändert; sie bleibt stabil gegenüber Abweichungen wie dem langfristigen Temperaturzyklus usw. Bei der vorliegenden Ausführung wurde ein lösungsmittelartiges Gummigruppenhaftmittel als das Klebmittel (120) verwendet. Ein Haftmittel der Silikongruppe, Epoxidgruppe, Phenolgruppe usw. kann ebenfalls für den Zweck verwendet werden. Im Hinblick auf die Arbeitseffizienz werden diejenigen Haftmittel bevorzugt, die bei Raumtemperatur hart werden.

Für einen engen Schwingungsfrequenzeinstellbereich, z. B. 30 MHz, kann das bewegliche leitfähige Element (119) auf einer ungefähren Mitte (115c) der streifenartigen Übertragungsleitung (115) angeordnet werden. Obwohl der Einstellbereich eng ist, ist das Einstellen einfach.

3(a) ist eine Perspektivansicht, die Einzelheiten eines anderen Beispiels des ersten Oszillators (103) von 1 zeigt. 3(b) ist eine Seitenansicht, die die Umgebung des beweglichen leitfähigen Elements (149) aus der Sicht von Symbol AA zeigt. In 3 besteht ein bewegliches leitfähiges Element (149) aus zwei umgekehrt L-förmigen Füßen (149a) und einem Hauptkörper (149b), der die Füße überspannt. Der Hauptkörper (149b), der mit einer streifenartigen Übertragungsleitung, die auf dem Substrat (150A) bereitgestellt ist, magnetisch zu koppeln ist, ist in einem Raum über einem offenen Ende, entweder 150a oder 150b, ungefähr parallel zu der streifenartigen Übertragungsleitung (150) angeordnet. Hier wird ein einstellbarer Bereich von ungefähr 80 MHz bei der Schwingungsfrequenz erreicht. Es wird nämlich ein relativ breiter Schwingungsfrequenz-Einstellbereich erzielt, da der Hauptkörper über einem offenen Ende, entweder 150a oder 150b, angeordnet ist. Die streifenartige Übertragungsleitung (150) wird in einer Form der Fortführung der Buchstaben L ausgebildet. Indem dies so erfolgt, kann die Anbringfläche auf dem Substrat (150A) eingespart werden. Ein gleicher Effekt ist erreichbar mit einer Fortführungsform der Buchstaben S.

Für einen engen Schwingungsfrequenzeinstellbereich von ungefähr 20 MHz kann das bewegliche leitfähige Element (149) auf einer ungefähren Mitte (115c) der streifenartigen Übertragungsleitung (150) angeordnet werden. In diesem Fall erweist sich das Einstellen auf Grund des engen Einstellbereichs als einfach.

Auf dieselbe Weise wie bei dem vorhergehenden Beispiel werden das bewegliche leitfähige Element (149) und die streifenartige Übertragungsleitung durch das Klebmittel (120) geklebt, um Verschiebung der relativen Positionierung zu verhindern. Ein Erdungsmuster (150B) wird über die gesamte Rückseite des Substrats (150) bereitgestellt.

(Ausführung 2)

In manchen Fällen kann, wenn die Schwingungsfrequenz niedrig ist, die Verwendung der streifenartigen Übertragungsleitung (115 oder 150) als ein Induktionselement ungeeignet sein, da die Größe zu groß werden würde. Beim Oszillieren einer VHF-Frequenz kann beispielsweise der Abstimmabschnitt unter Verwendung einer Leerkern-Spule oder einer Flachplatten-Übertragungsleitung als Induktionselement gebildet werden. In diesem Fall wird der Induktivitätswert durch Ändern der Form der Leerkern-Spule oder der Flachplatten-Übertragungsleitung geändert, um die Schwingungsfrequenz-Dispersion zu verbessern. Um die Leerkern-Spule oder die Flachplatten-Übertragungsleitung gegen den langfristigen Temperaturzyklus usw. stabil zu halten, werden sie mit einem Klebmittel auf dieselbe Weise wie oben beschrieben befestigt.

Eine Ausführung 2 wird in 4 und 5 gezeigt. 4 zeigt ein Beispiel, bei dem die streifenartige Übertragungsleitung (115, 150), das bewegliche leitfähige Element (119, 149) und das Klebmittel (120) von 1, 2 oder 3 durch das Induktionselement (121) ersetzt wurden.

5(a) zeigt ein Beispiel des Induktionselements (121). Das Induktionselement (121) besteht aus einem Kern des Isolators (122) mit einer Elektrode (124) an beiden Enden und einer Spule (123), die um den Isolator (122) herumgewickelt ist. Der Wert des Induktionselements (121) wird durch die Änderung des Wicklungsschritts der Spule (123) eingestellt, was durch Einfügen von Pinzetten in eine Nut (122a), die in der der Elektrode (124) gegenüberliegenden Seite ausgebildet ist, erfolgt. Die Spule (123) des Induktionselements (121) bleibt, ohne Kleben, stabil gegenüber Temperaturzyklen usw., da sie um den Isolator (122) herumgewickelt ist und durch Reibung mit dem Isolator so gehalten wird wie sie ist. Die Reibung zwischen der Spule (123) und dem Isolator ist nämlich die Halteeinrichtung. Die Spule (123) kann einiger äußerer Kraft gegen Verformung widerstehen.

Da es einen dielektrischen Verlust bei dem Isolator (122) gibt, wird das in dem Oszillator (103a) erzeugte Phasenrauschen durch Erhöhen der Schleifenbandbreite auf eine gleiche Weise wie bei der vorhergehenden beispielhaften Ausführung verringert. Als Folge steigt außerdem die Phasenvergleichsfrequenz des Phasenvergleichers (113). In Bezug auf die erhöhte Frequenzlücke bei der Empfangsfrequenz, die als die Folge erhöhter Phasenvergleichsfrequenz verursacht wird, wird ein Grobabstimmen von Empfangsfrequenz an dem Phasenregelkreis (111) und einem ersten spannungsgesteuerten Oszillator (103a) und Feinabstimmen an dem Frequenzregelungs-Anschluss (110) des zweiten Oszillators (109) des I/Q-Detektors (106) durchgeführt. Eine stabile Hochfrequenzvorrichtung wird somit implementiert.

5(b) ist ein anderes Beispiel für das Induktionselement (121) von 4. In 5(b) bezeichnet die Ziffer 171 einen Isolator zylindrischer Form, bei dem die Innenwandfläche seines Durchgangslochs (171A) mit einer Innengewindeschraube (172) ausgestattet ist. Um eine Festigkeit sicherzustellen, kann der untere Teil des Durchgangslochs (171A) versiegelt sein. Die Ziffer 173 bezeichnet einen Leiter, der um die Außenfläche des Isolators (171) herumgewickelt ist. Die Außenfläche besitzt eine Säulenform in dem vorliegenden Beispiel, aber sie ist nicht auf die Form beschränkt. Die Ziffer 174 bezeichnet einen beweglichen Kern, der mit einem magnetischen Material geformt wird und mit einer Außengewindeschraube (175) auf der Außenfläche ausgestattet ist, die zu der Innengewindeschraube (172) des Durchgangslochs (171A) passt. Der bewegliche Kern (174) ist mit einer minus(–)-förmigen Nut (176) am oberen Teil ausgestattet; durch Drehen des beweglichen Kerns zum Beispiel mit einem Mitnehmer, der in die Nut (176) eingesetzt ist, vollzieht der bewegliche Kern (174) feine Auf-/Abwärtsbewegung (in der Fig.) innerhalb des Isolators (171). Die Ziffer 177 bezeichnet ein Metallabschirmngehäuse, das den Isolator (171) bedeckt. Die Ziffer 178 bezeichnet ein Loch, das am oberen Teil des Abschirmgehäuses (177) bereitgestellt ist, wobei durch dieses Loch der bewegliche Kern (174) von außen gedreht werden kann. Es ist außerdem möglich, eine Nut (179) in der Außenfläche des Isolators (171a) bereitzustellen und den Leiter (173) in der Nut (179) zu verdrehen.

Der Induktivitätswert kann durch Drehen des beweglichen Kerns (174) eingestellt werden. Da der Leiter (173) um einen Kern herumgewickelt wurde, ist er selbst bei Vorliegen einer äußeren Kraft nicht leicht zu verformen. Des Weiteren wird, da der bewegliche Kern (174) mit Hilfe einer Schraube mit dem Isolator (171) gekoppelt ist und beide durch eine Reibung zwischen den beiden aneinander befestigt sind (die Reibung wirkt als die Halteeinrichtung), wird die Position des beweglichen Kerns (174) selbst ohne Auftragen eines Klebmittels für eine lange Zeit festgehalten. Das Einstellen ist einfach, da der Induktivitätswert durch eine Drehbewegung eingestellt wird. Eine Induktivität, die stabiler gegenüber Schwingung ist, kann erreicht werden, indem eine Nut (179) um die Außenfläche des Isolators herum bereitgestellt wird und der Leiter (173) um die Nut (179, 5(c)) herumgewickelt wird.

Die Schwingungscharakteristik des Abstimmabschnitts verschlechtert sich jedoch auf Grund des dielektrischen Verlustes des Isolators (171) und des magnetischen Verlustes des beweglichen Kerns (174). Daher wird das Phasenrauschen an dem spannungsgesteuerten Oszillator (103a) durch Erhöhen der Schleifenbandbreite verringert. Als Folge erhöht sich außerdem die Phasenvergleichsfrequenz des Phasenvergleichers (113).

In Bezug auf die erhöhte Frequenzlücke bei der Empfangsfrequenz, die als die Folge erhöhter Phasenvergleichsfrequenz verursacht wird, wird ein Grobabstimmen der Empfangsfrequenz an dem Phasenregelkreis (111) und einem ersten spannungsgesteuerten Oszillator (103a) und Feinabstimmen an dem Frequenzregelungs-Anschluss (110) des zweiten Oszillators (109) des I/Q-Detektors (106) durchgeführt. Eine stabile Hochfrequenzvorrichtung wird somit implementiert.

(Ausführung 3)

Eine beispielhafte Ausführung 3 der vorliegenden Erfindung wird in 6 und 7 gezeigt. 7 ist der erste spannungsgesteuerte Oszillator (103b) von 6.

7(a) zeigt einen Umriss des ersten spannungsgesteuerten Oszillators (103b), 7(b) ist eine Seitenansicht, die die Umgebung des beweglichen leitfähigen Elements (125) aus der Sicht des Symbols BB zeigt. Ein Induktionselement wird mit einem beweglichen leitfähigen Element (125) und einer streifenartigen Übertragungsleitung (151) gebildet; die Dispersion usw. von Bauteilen, die den ersten spannungsgesteuerten Oszillator (103b) bilden, wird durch das Einstellen des beweglichen leitfähigen Elements (125) absorbiert. Und dann mit einem Klebmittel (120) gegen die Änderung bei Temperaturzyklen, Schwingung usw. befestigt. Da das bewegliche leitfähige Element (125) in Reihe mit der streifenartigen Übertragungsleitung (151) verbunden bereitgestellt wird, ist es nicht erforderlich, ein bewegliches leitfähiges Element in der Umgebung davon anzuordnen wie gegenüber einer Ausführung von 1. Dies trägt dazu bei, die Besetzungsfläche des Substrats (151A) zu verringern und die Größe einer Vorrichtung zu verringern.

Ein bewegliches leitfähiges Element (125(a)), wie in 7(c) gezeigt, kann für das bewegliche leitfähige Element (125) verwendet werden. In diesem Fall wird das bewegliche leitfähige Element (125a) nicht durch das Substrat (151A) montiert, sondern kann an der oberen Fläche des Substrats (151A) zum Einstellen angebracht werden und mit Klebmittel (120) ungefähr in der Mitte befestigt werden.

(Ausführung 4)

Eine beispielhafte Ausführung der vorliegenden Erfindung wird in 8 gezeigt. 8(a) ist eine Perspektivansicht, die ein anderes Beispiel für einen ersten spannungsgesteuerten Oszillator, angezeigt als 103c, zeigt. 8(b) ist eine als Querschnitt ausgeführte Ansicht des wichtigsten Abschnitts, 8(e) eine Perspektivansicht des wichtigsten Abschnitts. 8(d) ist eine Perspektivansicht, die noch ein anderes Beispiel zeigt.

In 8(a) bezeichnet die Ziffer 152 eine streifenartige Übertragungsleitung, die den induktiven Blindwiderstand des Abstimmabschnitts bildet. An einer Seite der streifenartigen Übertragungsleitung (152) befindet sich eine Extrusion (153) zum Einstellen des Induktivitätswerts davon. Die Induktivität wird durch Laser-Feinabstimmung der Extrusion, wie in 8(c) gezeigt, auf einen spezifizierten Wert eingestellt. Ein Abdeckmaterial (155) wird auf einen Abschnitt (154) aufgetragen. Die Gründe für das Auftragen des Abdeckmaterials beinhalten: Erstens das Schützen des durch Schneiden der Extrusion (153) freigelegten Abschnitts (154) vor Oxidation, zweitens das Verhindern einer Änderung der dielektrischen Konstante des Substrats, die als eine Folge von Feuchtigkeitsabsorption durch ein Karbid herbeigeführt werden könnte, das beim Laser-Feinabstimmen eines Resists (nicht gezeigt), das auf die Extrusion (153) einschließlich der streifenartigen Übertragungsleitung (152) aufgedruckt ist, gebildet wird oder das beim Laser-Feinabstimmen, das an einem wärmehärtbaren Phenolgruppen-Harzsubstrat (152A) durchgeführt wird, gebildet wird. Auf diese Weise wird ein eingestellter Induktivitätswert mit Hilfe des Abdeckmaterials (155) aufrechterhalten.

Wenn jedoch ein solches Abdeckmaterial (155) eingesetzt wird, fällt das Q des Abstimmabschnitts auf Grund von dielektrischem Verlust des Abdeckmaterials (155). Daher wird das Phasenrauschen an dem spannungsgesteuerten Oszillator (103c) durch Erweitern der Schleifenbandbreite des Regelkreises verringert.

Der Einstellabschnitt kann außerdem durch Laser-Feinabstimmen der streifenartigen Übertragungsleitung (156) zu einer Einkerbung, wie in 8(d) gezeigt, gebildet werden. Ein mit Laser feinabgestimmter Abschnitt (154) ergibt eine raue Oberfläche (158); das Auftragen von Abdeckmaterial (155) ist wirksam zum Schützen der rauen Oberfläche (158).

(Ausführung 5)

Bei Ausführung 5 wird noch ein anderer beispielhafter erster Oszillator (103d) beschrieben, von dem eine Perspektivansicht in 9(a) gezeigt wird. In 9 bezeichnet Ziffer 159 eine streifenartige Übertragungsleitung, die auf einem Substrat (159A) bereitgestellt wird und einen Abstimmabschnitt des Überlagerungsoszillators bildet. Die Ziffer 160 bezeichnet ein bewegliches leitfähiges Element, das in Reihe mit der streifenartigen Übertragungsleitung (159) verbunden ist. Die Ziffer 161 bezeichnet einen Einstellabschnitt, der extrudiert in einer Seite der streifenartigen Übertragungsleitung (159) bereitgestellt wird. Die Ziffer 159B bezeichnet ein Erdungsmuster.

Zu dem oben beschriebenen Abstimmabschnitt wird im Folgenden das Einstellverfahren beschrieben. Zuerst wird, wie in 9(c) gezeigt, der Einstellabschnitt (161) durch Laser grob geschnitten (162), um die Induktivität grob einzustellen. Dann wird die Induktivität durch das bewegliche leitfähige Element (160) fein eingestellt. Nachdem er eingestellt wurde, wird auf den Einstellabschnitt (161) ein Abdeckmaterial (155) aufgetragen, um Oxidation des geschnittenen Abschnitts und Absorption von Feuchtigkeit durch ein Karbid, das als eine Folge von Karbonisation des Substrats gebildet wird, oder Resist zu verhindern. Auf das bewegliche leitfähige Element (160) wird ein Klebmittel (120) aufgetragen, um einen eingestellten Wert aufrechtzuerhalten. Wie oben beschrieben wurde, ist bei der beispielhaften Ausführung 5 das Einstellen einfach, da eine Grobeinstellung in dem Einstellabschnitt (161) durchgeführt wird und dann eine Feineinstellung durch das bewegliche leitfähige Element (160) erfolgt. Auf diese Weise wird eine präzise Einstellung durchgeführt.

Bei den Ausführungen 4 und 5 wurde eine Laser-Feinabstimmung beschrieben. Jedoch dient ein Feinabstimmen durch Bohren oder andere Bearbeitungsabläufe demselben Zweck bei einem wirtschaftlichen Einsatz von Anlagen.

(Ausführung 6)

In 10 bezeichnet die Ziffer 201 einen Eingangsanschluss zum Empfangen digitaler modulierter Hochfrequenzsignale. Mit dem Eingangsanschluss (201) sind ein Hochpassfilter (202), ein Verstärker (203A), ein einstellbares Dämpfungsglied (204), ein Verstärker (203B) und ein Abstimmfilter (205) verbunden; der Ausgang des Abstimmfilters (205) wird zu einem Eingang einer Mischeinrichtung (206) zugeführt. Zu dem anderen Eingang der Mischeinrichtung (206) wird ein Ausgangssignal von einem spannungsgesteuerten Oszillator (208) des Überlagerungsoszillators (207) zugeführt und der Ausgang der Mischeinrichtung (206) wird über den Ausgangsanschluss (209) der Mischeinrichtung (206) zu einem Verstärker (210) zugeführt. In der Ausgangsseite des spannungsgesteuerten Oszillators (208) des Überlagerungsoszillators (207) sind ein Frequenzteiler (211), ein Phasenvergleicher (212) und ein Schleifenfilter (213) verbunden; der Ausgang des Schleifenfilters (213) wird zu dem Eingang des spannungsgesteuerten Oszillators (208) und dem Abstimmfilter (205) zugeführt. Das Signal von einem Quarzoszillator (214) wird als Bezugssignal zu dem Phasenvergleicher (212) zugeführt, nachdem es an einem Frequenzteiler (215) geteilt wurde.

Ein Abstimmabschnitt wird durch Blöcke (A, B, C, D und E) gebildet, die durch eine mit gepunkteten Linien angezeigte Trennplatte (216) definiert wird; ein Ausgangsanschluss (217) der Abstimmvorrichtung wird in Block E bereitgestellt. In dem Block E werden der Verstärker (210), ein Zwischenfrequenzabstimmfilter (218), ein Verstärker (219), ein einstellbares Dämpfungsglied (220) und ein Verstärker (221) bereitgestellt.

Ein Block F ist ein I/Q-Erfassungsabschnitt; mit dem Ausgangsanschluss (217) des Abstimmabschnitts ist ein I/Q-Detektor (222) verbunden und ab dem I/Q-Detektor (222) sind ein Ausgangsanschluss (223) zum Ausgeben von I-Signal und ein Ausgangsanschluss (224) zum Ausgeben von Q-Signal gezeichnet. Ein spannungsgesteuerter Oszillator (225) ist mit dem I/Q-Detektor (222) zum Zuführen von Frequenzregelspannung (AFC) verbunden.

In einem Block (G) ist ein Verstärkungsregelkreis (AGC) (226) zum Zuführen von Steuerspannung zu dem Abstimmabschnitt bereitgestellt und ein Verstärkungsregelsignal wird dahin zugeführt. Zu einem äußeren rauscharmen Wandler (LNB) wird eine Spannung über den Eingangsanschluss (201) zu einem äußeren Antennenabschnitt zugeführt. Auf diese Weise wird zum Beispiel ein Signal von 1 bis 2 GHz-Band durch den Eingangsanschluss (201), der außerdem als Spannungszuführanschluss arbeitet, eingegeben.

Bei der vorliegenden Ausführung weicht die Frequenzverteilcharakteristik des Ausgangssignals, das allein von dem spannungsgesteuerten Oszillator (208) zugeführt wird, in breitem Maße von einer gewünschten Mittenfrequenz (I) (z. B. 1,8 GHz) nach oben und unten ab, wie die durch H in 11 angezeigte Linie. Ein Regelkreis, der mit dem spannungsgesteuerten Oszillator (208) verbunden ist und aus einem Frequenzteiler (211), einem Phasenvergleicher (212) und einem Schleifenfilter (213) besteht, und ein Frequenzteiler (215), der mit dem Phasenvergleicher (212) verbunden ist, und ein Quarzoszillator (214) sollen die Verteilcharakteristik zu einer Frequenzverteilcharakteristikkurve, angezeigt durch J, korrigieren.

Bei der vorliegenden Ausführung ist das Teilungsverhältnis des Frequenzteilers (211) klein eingestellt (z. B. ungefähr 4000 bis 7000), um die Reaktionscharakteristik zu erhöhen. Gleichzeitig wird das Bezugssignal, das von dem Frequenzteiler (215) zu dem Phasenvergleicher (212) zuzuführen ist, hoch eingestellt (z. B. 360 kHz).

Die Rauschkomponente des spannungsgesteuerten Oszillators (208) allein wird entfernt durch den Regelkreis und eine gewünschte Frequenzverteilungscharakteristik mit geringster Rauschkomponente wird erzielt, wie durch J in 11 angezeigt.

Im Folgenden wird nun der Effekt der Schleifenbandbreite mit Bezugnahme auf 12(a) beschrieben. Wenn die Schleifenbandbreite des Regelkreises eng ist, wird die Frequenzverteilungscharakteristik des spannungsgesteuerten Oszillators (208) allein (Kurve H) nicht ausreichend an dem Randabschnitt korrigiert, was zu einer ungünstigen Verteilung (Kurve K) führt. In 12(a) zeigt nämlich Symbol L einen Fall an, wenn die Schleifenbandbreite des Regelkreises klein ist, wie zum Beispiel 5 kHz. In diesem Fall kann die Frequenz bis zu 5 kHz von der Mittenfrequenz I nach oben und nach unten korrigiert werden; in dem weiteren Abschnitt, der die Schleifenbandbreite des Regelkreises überschreitet, ist keine Korrektur verfügbar.

Symbol M zeigt einen Fall an, wenn die Schleifenbandbreite des Regelkreises hoch ist. Nimmt man an, dass M 7 kHz beträgt, wird die Frequenz bis zu 7 kHz von der Mittenfrequenz I nach oben und nach unten korrigiert. Als Folge wird außerdem eine Region entsprechend Kurve K sehr nah an die Mittenfrequenz I konvergiert, wie durch Kurve J angezeigt; die Rauschregion wird gegenüber der Rauschregion bei L bis zu M gesenkt.

Bei der vorliegenden Erfindung wurde die Schleifenbandbreite des Regelkreises ausreichend hoch eingerichtet, um nicht durch das Rauschen des spannungsgesteuerten Oszillators (208) dominiert zu werden; Symbol M in 11 und 12(a) entspricht ungefähr 7 kHz. Als Folge wird ein ideales Ausgangssignal erzielt, bei dem es sehr nah an die Mittenfrequenz I, wie durch J angezeigt, konvergiert ist und es selbst dann nicht von dem Rauschen des spannungsgesteuerten Oszillators (208) dominiert wird, wenn das Rauschen groß ist. Während der vorgenannte Ausgang zu der Mischeinrichtung (206) zugeführt wird, werden geeignetes Abstimmen und I/Q-Erfassen durchgeführt. Des Weiteren ist, da das Teilungsverhältnis des Frequenzteilers (211) klein ist, die Reaktion bei Kanalumschaltung zum Beispiel sehr hoch.

Die Beeinflussung von Bezugsfrequenzsignal bei Phasenrauschen wird mit Bezugnahme auf 12(b) beschrieben. Ein Problem ist hier der Signalpegel des Bezugsfrequenzsignals, das zu dem Phasenvergleicher (212) in einer gleichen Frequenz unter Ausschluss der im Wesentlichen mittigen Frequenz zuzuführen ist.

In einem Fall, bei dem der Pegel der Bezugsfrequenz größer ist als der Pegel des Signals von dem phasengesteuerten Oszillator (208) vor der Korrektur durch die Schleifenbandbreite (nämlich Vergleichssignal, das von dem Frequenzteiler (211) zu dem Phasenvergleicher (212) zuzuführen ist), wie durch N in 12(b) angezeigt, oder bei dem der Signalpegel der Frequenzverteilungscharakteristik in der Nähe der Mittenfrequenz des Bezugsfrequenzsignals größer ist, im Vergleich zu der Frequenzverteilungscharakteristik des Signalpegels in der Nähe der Mittenfrequenz, die von dem Überlagerungsoszillator (207) zu der Mischeinrichtung (206) auszugeben ist, als ein Signalpegel, der durch die hohe Schleifenbandbreite in einer gleichen Offset-Frequenz von der Mittenfrequenz mit Ausnahme eines Bereichs im Wesentlichen in der Mitte der Frequenz (wie durch O in 12(b) angezeigt) zu korrigieren ist, ist Korrektur durch den Regelkreis für die überschreitende Region schwierig, da es viel zu vergleichendes Bezugsfrequenzsignalrauschen gibt (zum Beispiel der schattierte Abschnitt durch P von Linie O in dem letzteren Fall in 12(b). Dagegen überhaupt keine Korrektur für Linie N in dem vorhergehenden Fall.), selbst wenn die Schleifenbandbreite erweitert wurde.

Andererseits ist, wenn eine Quelle oszillierenden Bezugsfrequenzsignals gewählt wird, dessen Pegel reiner als wenigstens das Signal des spannungsgesteuerten Oszillators (208) vor der Korrektur durch die Schleifenbandbreite ist und den Korrektureffekt von hoher Schleifenbandbreite (zum Beispiel Linie Q in 12(b)) nicht beeinflusst, der Korrektureffekt von hoher Schleifenbandbreite wirtschaftlicher verfügbar.

In 10 bezeichnet die Ziffer 227 eine Steuervorrichtung für Kanalumschaltung usw., von der Signale über eine Mikroprozessoreinheit (228) zu Frequenzteilern (211, 215) zugeführt werden.

13 stellt die Blöcke C und D ausführlicher dar. Der spannungsgesteuerte Oszillator (208) besteht aus einem Schwingabschnitt mit einem Transistor (229) als das Hauptbauteil und einem Abstimmabschnitt mit einer streifenartigen Übertragungsleitung (230), die auf Substrat bereitgestellt ist, und Varaktordioden (231, 231a). 14(b) stellt den oben beschriebenen Aufbau auf eine leicht ersichtliche Weise dar. In 14(a) bezeichnen die Ziffern (232, 233 und 234) Widerstände zum Anlegen von Spannung, 235, 236 und 237 sind Widerstände für Vorspannung, 238 und 239 sind Kondensatoren für Temperaturausgleich, 240 ist ein Kondensator für Rückkopplung, 241, 242 und 243 sind Kondensatoren für Erdung und 244 ist ein Kondensator für Ausgang.

Ziffer 245 bezeichnet einen induktiven Blindwiderstand für Impedanzabgleich, der auf einem Substrat in einer bestimmten Musterform ausgebildet ist. Ziffer 261 bezeichnet ein bewegliches leitfähiges Element zum Einstellen der Induktivität des Abstimmabschnitts, der bei der Ausführung 3 oder 5 oben ausführlich beschrieben wurde. Ziffer 262 bezeichnet ein Klebmittel, das wie bei der vorgenannten Ausführung zum Befestigen des beweglichen leitfähigen Elements (261) eingesetzt werden soll, um den Induktivitätswert für eine lange Zeit stabil zu halten.

Geht man zurück zu 13, besteht ein Schleifenfilter (213) aus Kondensatoren (246, 247) und Transistoren (248, 249) usw., von denen Einzelheiten in 15 gezeigt werden. Das Signal von dem Phasenvergleicher (212) wird von einem Eingangsanschluss (250) eingegeben, um von einem Verstärker, der aus Transistoren mit Darlington-Verbindung (248 und 249) besteht, verstärkt zu werden, und geht zu einem Ausgangsanschluss (251). Ein Teil des Signals geht über den Kondensator (247) zu dem Transistor (248) als Rückkopplung, durch die ein Filterbetrieb durchgeführt wird.

In 15 bezeichnet die Ziffer 253 einen Kondensator, 255, 256 und 257 Widerstände. Schichtkondensatoren wurden für die Kondensatoren (246 und 247) im Hinblick auf eine Schwingungsdämpfeigenschaft verwendet. Wenn nämlich Keramikkondensatoren für diese Kondensatoren verwendet werden, wird unerwünschte Spannung durch den piezoelektrischen Effekt auf Grund von Schwingung erzeugt, wodurch das Phasenrauschen verschlechtert wird. Daher wurden Schichtkondensatoren mit Zuleitungsdrähten, die geringsten piezoelektrischen Effekt aufweisen, eingesetzt.

In 13 ist der Kondensator 246 ein Schichtkondensator, der beträchtlich groß bemessen ist. Unter Ausnutzung der Größe ist eine Öffnung, die in einer zwischen den Blöcken C und D angeordneten Trennplatte (216) bereitgestellt ist, um einer Leitung (258), die den Kondensator (246) und die streifenartige Übertragungsleitung (230) verbindet, den Durchgang zu ermöglichen, mit dem Kondensator (246) abgedeckt, indem der Kondensator (246) in dem Block D an einer Stelle in enger Nähe zu der Öffnung angeordnet ist. Die vorgenannte Struktur ist eine der Erwägungen, um die Übertragung von Rauschen zwischen Block C und D durch die Öffnung so klein wie möglich zu unterdrücken.

Die Schichtkondensatoren (246, 247) sind gegenüber hohen Temperaturen empfindlich. Diese Kondensatoren (246, 247) sind auf einem Substrat angebracht, indem die Zuleitungsdrähte in Durchgangslöcher des Substrats eingefügt werden, um mit einem leitfähigen Muster, das auf der Rückseite des Substrats bereitgestellt wird, verlötet zu werden. Wichtig ist dabei, dass keines der Durchgangslöcher mit einer Elektrode im inneren ausgestattet ist. Damit soll verhindert werden, dass das Lot in das Durchgangsloch eindringt und Wärme zu den Kondensatoren (246, 247) leitet.

Die streifenartige Übertragungsleitung (230) wurde in enger Nähe zu der Trennplatte (216) oder Wand des Metallgehäuses (259) von C in 13 angeordnet. Dies ist ein Teil der Erwägungen, um ein Rauschen, das in die streifenartige Übertragungsleitung (230) eindringt, so klein wie möglich zu unterdrücken. In 13 dient ein Transistor (260) zum Verstärken von Signalen.

In 14(a) ist ein Chipkondensator mit kleiner Kapazität (mehrere pF bis mehrere zehn pF) (238) zwischen der streifenartigen Übertragungsleitung (230) und der Varaktordiode (231a) platziert, um die Impedanz der Leitung zu erhöhen. Das Vorgenannte stellt eine Erwägung dar, um einen Einfluss zu minimieren, der durch wesentliche Änderung der Länge usw. des Zuleitungsdrahts der Varaktordiode (231a), die als Folge von Löten usw. auftritt, verursacht wird; durch Erhöhen der Impedanz durch den Chipkondensator (238).

Die Varaktordiode (231a) ist schwerer als der Chipkondensator (238) und es ist kein Selbstausrichtungseffekt bei einem Aufschmelzlöten zu erwarten. Daher dispergiert eine wesentliche Länge von Zuleitungsdrähten und die Impedanz ist nicht einheitlich. Andererseits wird, da der Chipkondensator (238) ein leichtes Gewicht aufweist, die Anbringposition auf Grund des Selbstausrichtungseffekts beim Aufschmelzlöten einheitlich. Daher wird die Induktivität der streifenartigen Übertragungsleitung (230) einheitlich. Obwohl eine Möglichkeit besteht, dass die Induktivität zwischen dem Chipkondensator (238) und der Varaktordiode (231a) dispergiert, wird die Dispersion der Schwingungsfrequenz durch die hohe Impedanz, die durch den Chipkondensator (238) herbeigeführt wird, unterdrückt.

Eine weitere gleichmäßige Temperaturkompensationscharakteristik wird durch das Bereitstellen eines Chipkondensators (239), zusätzlich zu dem Chipkondensator (238), als der Temperaturkompensationskondensator geboten, wie in 14(a) gezeigt. Auf diese Weise kann ein spannungsgesteuerter Oszillator implementiert werden, der gegenüber Temperaturänderung stabil arbeitet.

14(b) zeigt eine beispielhafte Ausführung, bei der der Chipkondensator (238) in 14(a), der zum Verringern der Dispersion um die streifenartige Übertragungsleitung (230) herum bereitgestellt wird, beseitigt ist, wobei jedoch ein günstiger Abstimmabschnitt dargestellt wird. In 14(b) ist ein Eingangsanschluss (263) von Schwingungsfrequenz-Steuerspannung über einen Widerstand (232) mit der Kathode einer Varaktordiode (231) verbunden, wobei die Anode geerdet ist. Zwischen dem Verbindungspunkt des Widerstands (232)/der Varaktordiode (231) und einem Schwingtransistor (229) sind ein bewegliches leitfähiges Element (261), eine Varaktordiode (231a) und eine streifenartige Übertragungsleitung (230) in der Reihenfolge in Reihe geschaltet, wobei die streifenartige Übertragungsleitung (230) mit dem Transistor (229) verbunden ist. Die Induktivität des beweglichen leitfähigen Elements (261) beträgt ungefähr 6 nH, wobei die streifenartige Übertragungsleitung (230) durch eine gedruckte Struktur, 4 bis 6 mm lang, ungefähr 1 mm breit, gebildet wird.

Im Folgenden erfolgt nun eine Beschreibung zu einer vorgeschlagenen Struktur, bei der sowohl das bewegliche leitfähige Element (261) als auch die streifenartige Übertragungsleitung (230) zwischen den Kathoden der Varaktordioden (231 und 231a) angeordnet sind. Da zwischen den Varaktordioden (231 und 231a) die Streukapazität sowohl von dem beweglichen leitfähigen Element (261) als auch von der streifenartigen Übertragungsleitung (230) besteht, wird der Abstimmfrequenzbereich im Verhältnis zu der Größe der Streukapazität breiter als in einem Fall, bei dem die Kathoden der Varaktordiode (231) und der Varaktordiode (231a) einfach verbunden sind. Der Abstimmfrequenzbereich muss auf einen gewünschten Bereich verbreitert werden; wenn er jedoch zu stark verbreitert wird und den Bereich überschreitet, wird die Abstimmempfindlichkeit (das Verhältnis von Abstimmfrequenz in Bezug auf die Kapazitätsänderung bei der Varaktordiode (231a)) hoch, weshalb, wenn ein Rauschen in das Schleifenfilter (213) springt, eine resultierende Spannung eine größere Änderung bei der Frequenz des Spannungsverbindungsoszillators verursacht. Dies ruft einen Nachteil erhöhten Phasenrauschens hervor. Daher muss es einen optimalen Wert bei der Streukapazität zwischen Varaktordioden (231 und 231a) geben.

Wenn eine Anstrengung unternommen wird, um den Wert von Streukapazität des beweglichen leitfähigen Elements (261) und der streifenartigen Übertragungsleitung (230) auf der Suche nach dem optimalen Wert zu verringern, verkleinert sich die Flächenausdehnung bei jedem der beiden. Als Folge steigt der Widerstand auf Grund von Verlust durch den Oberflächeneffekt und der Q-Wert sinkt unter Verschlechterung des Phasenrauschens. Das bedeutet, dass die Werte jeweiliger Streukapazität höher sein müssen als ein bestimmter spezifischer Pegel, was eine Grenze beim Senken der Abstimmempfindlichkeit setzt.

Schließlich ist bekannt, dass zum Optimieren der Streukapazität zwischen den Varaktordioden (231 und 231a) entweder das bewegliche leitfähige Element (261) oder die streifenartige Übertragungsleitung (230) zu einer Region zwischen der Varaktordiode (231a) und dem Schwingtransistor (229) bewegt werden muss. Es ist wichtig, in diesem Fall die streifenartige Übertragungsleitung (230), nicht das bewegliche leitfähige Element (261) zu bewegen. Bei der vorgenannten Struktur, bei der die streifenartige Übertragungsleitung (230) mit fester Induktivität in der Seite des Schwingtransistors (229) angeordnet ist, tritt eine instabile Kopplung auf Grund von Oberschwingung nicht auf, was das Einstellen einfach macht. Wenn das bewegliche leitfähige Element (261) in der Seite des Transistors (229) angeordnet wird, kommen das bewegliche leitfähige Element (261) und der Transistor (229) nahe zueinander und eine instabile Kopplung tritt auf Grund von Oberschwingung auf, wobei dies davon abhängt, wie das bewegliche leitfähige Element (261) eingestellt wird; daher ist eine stabile Schwingung nicht erzielbar.

Kehrt man zurück zur Hauptgeschichte, kann in einem Fall, bei dem es Elemente, wie zum Beispiel eine Varaktordiode variabler Kapazität (231a) von ungefähr 1 pF bis 15 pF, eine streifenartige Übertragungsleitung (230) und ein bewegliches leitfähiges Element (261) zum Einstellen gibt, die Abstimmempfindlichkeit weiter gesenkt werden in einem Bereich, in dem geeignetes Abstimmen sichergestellt ist (Schwingungsfrequenzbereich 1330 MHz bis 2700 MHz), indem lediglich das bewegliche leitfähige Element (261) in einer Region zwischen den Kathoden der Varaktordioden (231 und 231a) angeordnet wird. Bei der vorgenannten Struktur ist die Varaktordiode (231a) dazwischen angeordnet, ohne das bewegliche leitfähige Element (261) oder die streifenartige Übertragungsleitung (230) wesentlich zu trennen; daher ist die Anbringungseffizienz hoch, während das Sicherstellen des Eingangssignalabstimmens und das Phasenrauschverringern gut ausgewogen sind.

Die folgende Beschreibung erfolgt nun dazu, die Schleifenbandbreite hoch zu machen. Mit Bezugnahme auf 10 kann die Bezugsfrequenz erhöht werden, indem das Teilungsverhältnis eines Frequenzteilers zum Teilen von Signal von dem Quarzoszillator (214) klein gemacht wird, wobei die Schleifenbandbreite hoch gemacht werden kann, indem die Frequenzteilung als eine Schleife gesenkt wird. Dies führt jedoch zu einer groben Abstufung bei der Stationsabstimmung und Versetzung in einer Empfangskanalauswahl. Die Versetzung kann auf ein Minimum korrigiert werden und eine höhere Schleifenbandbreite kann implementiert werden, wobei eine gewünschte Abstimmung aufrechterhalten wird, indem das Teilungsverhältnis des Frequenzteilers (215) in Abhängigkeit von einem Kanal um ungefähr 10 bis 20 % verändert wird.

Die Beziehung wird dargestellt in (Formel 1), wobei Überlagerungsschwingungsfrequenz Fvco ist, 64/65-2-Modulus-Hauptzähler N ist, Swallow-Counter A ist, die Bezugssignalfrequenz Xtal ist, das Teilungsverhältnis des Bezugsfrequenzteilers R ist:

(Formel 1)
  • Fvco = (64·kN + A)·(Xtal/R)

Nimmt man an, dass Fvco = 1800 MHz, Xtal = 16 MHz, R = 32, dann (N, A) =(56, 16). Wenn dies zutrifft, ist dies selbst bei Anheben von A lediglich um 16/32 = 0,5 MHz-Schritt variabel. Wenn jedoch R = 33, (N, A) = (58, 1), dann geht es zu (Formel 2), wodurch eine Feinabstimmung um 0,24 .. MHz-Schntt möglich ist. Auf diese Weise wird Feinabstimmung implementiert, während die Charakteristik hoher Schleifenbandbreite aufrechterhalten wird.

(Formel 1)

Fvco = (64·58 + 1)·(16/33) = 1800, 24

Je höher die Ausgangsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators (208) ist, desto niedriger ist die Frequenzregelempfindlichkeit des spannungsgesteuerten Oszillators (208). Als Folge wird der Phasenrauschverbesserungseffekt auf Grund der hohen Schleifenbandbreite in der Nähe der Ausgangsfrequenz verringert. Daher wird das Phasenrauschen verbessert, in dem die Schleifenbandbreite hoch gestaltet wird durch eine Einstellung, bei der das Teilungsverhältnis des Bezugsfrequenzteilers mit der steigenden Ausgangsfrequenz kleiner wird.

Als ein Beispiel ergeben in einem Fall, bei dem die niedrige Frequenz Fvco1 = 1488 MHz und die hohe Frequenz Fvco2 = 2500 MHz, Berechnungen unter Verwendung von (Formel 1) mit Teilungsverhältnissen des Bezugsfrequenzteilers von R1 = 45 und R2 = 32 (Formel 3) bzw. (Formel 4).

(Formel 3)
  • 1488 = (64·65 + 25)·(16/45)
(Formel 4)
  • 2500 = (64·78 + 8)·(16/32)

Die Ausgangsfrequenz wird durch die oben beschriebenen Formeln festgelegt. Die hohe Schleifenbandbreite wurde nämlich implementiert, indem die Bezugsfrequenz für den Fall niedriger Frequenz auf Fvco1 16/45 = 0,35 MHz und für den Fall hoher Frequenz auf Fvco2 16/32 = 0,5 MHz eingestellt wird.

Nächstfolgend werden die einstellbaren Dämpfungsglieder (204, 220) beschrieben. In 10 und 13 führt eine automatische Verstärkungsregelung (226) Steuerspannung zu den beiden einstellbaren Dämpfungsgliedern (204 und 220) zu. Das einstellbare Dämpfungsglied (204) in der Vorstufe verändert den Eingangspegel zum Steuern der gemischten Modulation, die an einer Mischeinrichtung (206) mit Mehrfachsignalen starker elektrischer Felder entstehen. Die Gesamtverstärkung wird durch das einstellbare Dämpfungsglied (220) gesteuert, dessen Arbeitsbereich größer als 50 dB ist. Auf diese Weise wird ein breiter Eingangsbereich implementiert.

(Ausführung 7)

Ein Zwischenfrequenzabstimmfilter mit Absenkcharakteristik wird im Folgenden beschrieben. 17 zeigt ein anderes Beispiel für Block E von 10 und 13. Die Ziffern 303, 304 bezeichnen Schalter und 301, 302 Zwischenfrequenzabstimmfilter, die jeweils Absenkcharakteristik und unterschiedliche Bandbreite aufweisen. Die Schalter (303 und 304) werden verriegelt durch ein Schaltsignal (305) von außen betrieben, wobei einem Zwischenfrequenzsignal ermöglicht wird, selektiv das Zwischenfrequenzabstimmfilter (301 oder 302) zu durchlaufen. Auf diese Weise werden Hochfrequenzsignale selbst dann, wenn die Bandbreite der Signale auf Grund von unterschiedlicher Übertragungsrate unterschiedlich ausfällt, in einem optimalen Zustand empfangen.

(Ausführung 8)

Im Folgenden wird eine beispielhafte Ausführung 8 der vorliegenden Erfindung beschrieben. Mit Bezugnahme auf 18 umfasst eine Hochfrequenzvorrichtung nach der vorliegenden Erfindung einen Eingangsanschluss (401) zum Empfangen digitaler Hochfrequenzsignale, ein Eingangsfilter (402), das mit dem Eingangsanschluss (401) verbunden ist, eine Mischeinrichtung (404), die den Ausgang des Eingangsfilters (402) an einem Eingang und einen Ausgang von einem ersten Oszillator (403) an dem anderen Eingang empfängt, ein Zwischenfrequenzabstimm-Oberflächenwellenfilter (405), zu dem der Ausgang der Mischeinrichtung (404) zugeführt wird, einen I/Q-Detektor (406), mit dem der Ausgang des Zwischenfrequenzabstimm-Oberflächenwellenfilters (405) verbunden ist, einen Steuerdateneingangsanschluss (407) zum Empfangen von Frequenzsteuerdaten, einen Phasenregelkreis (409), der mit dem Steuerdateneingangsanschluss (407) über einen Addier/Substrahier-Zähler (408) verbunden ist, wobei der Phasenregelkreis (409) mit dem anderen Ausgang des ersten Oszillators (403) verbunden ist und ein Schleifenfilter (410) (hier im Folgenden als Tiefpassfilter bezeichnet), das zwischen dem Ausgang des Phasenregelkreises (409) und dem Eingang des ersten Oszillators (403) geschaltet ist.

Der I/Q-Detektor (406) ist verbunden mit einem Splitter (411), der mit dem Ausgang des Zwischenfrequenzabstimm-Oberflächenwellenfilters (405) verbunden ist, einem ersten Detektor (412), der mit einem Ausgang des Splitters (411) an einem Eingang verbunden ist, wobei mit dem anderen Eingang des ersten Detektors (412) der Ausgang eines zweiten Oszillators (413) verbunden ist und der Ausgang des ersten Detektors (412), oder I-Signalausgang, zu einem ersten Ausgangsanschluss (414) zugeführt wird.

Ein zweiter Detektor (415), der mit dem anderen Ausgang des Splitters (411) an einem Eingang gekoppelt ist, ist mit einem Quadsplitter (416) an dem anderen Eingang verbunden und der zweite Oszillator (413) ist mit dem Eingang des Quadsplitters (416) verbunden.

Der Q-Signalausgang des zweiten Detektors (415) ist mit einem zweiten Ausgangsanschluss (417) verbunden. Der zweite Oszillator (413) besteht aus einem Resonanzelement, das einen Oberflächenwellenresonator (418) nutzt, wobei ein gleiches Material für das Substrat des Oberflächenwellenresonators (418) und das Substrat des Zwischenfrequenzabstimm-Oberflächenwellenfilters (405) verwendet wird. Ein Frequenzfehlersensor (419), mit dem der I-Signalausgang und der Q-Signalausgang verbunden sind, ist mit dem Addier/Substrahier-Zähler (408) verbunden.

Im Folgenden wird der Betrieb des oben beschriebenen Hochfrequenzdigitalsignalempfängers beschrieben. Die Schwingungsfrequenz des ersten Oszillators (403) wird bestimmt durch Steuerdaten, die zuerst in den Steueranschluss (407) eingegeben werden. Das daraus erzielte Zwischenfrequenzsignal (456) wird in 19 gezeigt; das Zwischenfrequenzsignal (456) ist bei f0 zentriert.

Auf Grund von Änderung der Außentemperatur usw. verschieben sich die Mittenfrequenz f0 des Zwischenfrequenzabstimm-Oberflächenwellenfilters (405) und die Schwingungsfrequenz f0 des zweiten Oszillators gemeinsam um ungefähr f0 + a, da das Substrat beider Teile ein gleiches Material verwendet. Wenn das Zwischenfrequenzsignal in demselben Zustand wie 456 bleibt, wird die Symmetrie zwischen dem Basisbandsignal (457) des I-Signalausgangs und dem Basisbandsignal (458) des Q-Signalausgangs beeinträchtigt, da sich die Mittenfrequenz des Zwischenfrequenzabstimm-Oberflächenwellenfilters (405) auf Grund von Änderung der Außentemperatur usw. um ungefähr f0 + a verschiebt. Im Besonderen wird die Basisbandsignalbandbreite des Q-Signalausgangs eng und es entsteht ein Erfassungsfehler.

Daher wird der erste Oszillator (403) nach dem Frequenzfehler des Basisbandsignals durch den Addier/Substrahier-Zähler so gesteuert, dass das Zwischenfrequenzsignal f0 + a wird, wie durch die Ziffer 459 in 19(d) angezeigt. Als Folge werden das Basisbandsignal (460) des I-Signalausgangs und das Basisbandsignal (461) des Signalausgangs abgeglichen und es entsteht kein Erfassungsfehler.

Wenn die 3dB-Abschaltfrequenzbandbreite des Zwischenfrequenzabstimm-Oberflächenwellenfilters (405) veranlasst wird, größer zu sein als –0 % innerhalb von +5 % der Frequenzbandbreite, die der Zeichengeschwindigkeit des Empfangssignals entspricht, kann ein Absenkfilter beseitigt werden; welches ansonsten an der nachfolgenden Stufe des ersten Ausgangsanschlusses (414) und des zweiten Ausgangsanschlusses (417) erforderlich wäre. Das Zwischenfrequenzabstimm-Oberflächenwellenfilter (405) arbeitet nämlich zusätzlich als das Absenkfilter.

Die Bandbreite einer Frequenz von 3 dB unter der Bandbreitencharakteristik des Zwischenfrequenzabstimm-Oberflächenwellenfilters (405) wird nämlich veranlasst, größer zu sein als –0 % innerhalb von +5 % der Frequenzbandbreite, die der Zeichengeschwindigkeit des Empfangssignals entspricht. Dann wird die 3dB-Abschaltfrequenz des Basisbandsignals (460) des I-Signalausgangs und des Basisbandsignal (461) des Q-Signalausgangs jeweils größer als –0 % innerhalb von +5 % der Hälfte der Zeichengeschwindigkeitsbandbreite.

Die Funktion des Absenkfilters wird nämlich in dem Zwischenfrequenzabstimm-Oberflächenwellenfilter (405) mit einer Genauigkeit von mehr als –0 % innerhalb von +5 % implementiert. Daher besteht kein Bedarf für zusätzliches Bereitstellen eines Absenkfilters in der nachfolgenden Stufe des ersten Ausgangsanschlusses (414) und des zweiten Ausgangsanschlusses (417). Da kein Bedarf für zusätzliches Bereitstellen eines Absenkfilters besteht, trägt die vorliegende beispielhafte Ausführung zum Vorlegen einer kostengünstigen Hochfrequenzvorrichtung bei.

(Ausführung 9)

Eine beispielhafte Ausführung 9 der vorliegenden Erfindung wird im Folgenden beschrieben. 20 ist ein Blockdiagramm, das eine beispielhafte Ausführung 9 der vorliegenden Erfindung zeigt.

In 20 bezeichnet die Ziffer 501 einen Eingangsanschluss, 502 ist ein festes Eingangsfilter, das mit dem Eingangsanschluss (501) verbunden ist, 504 ist ein erster Regelverstärker, der mit dem Ausgang des festen Eingangsfilters (502) verbunden ist, 503 ist ein Verstärkungsregelungsanschluss, der mit dem Verstärkungsregelungseingang des ersten Regelverstärkers (504) verbunden ist, 505 ist eine Mischeinrichtung, die mit dem Ausgang des ersten Regelverstärkers (504) an einem Eingang verbunden ist, 506 ist ein erster Oszillator, von dem ein Ausgang zu dem anderen Eingang der Mischeinrichtung (505) zugeführt wird, 508 ist ein Phasenregelkreis-Steuerabschnitt, der mit dem anderen Ausgang des ersten Oszillators (506) verbunden ist, 509 ist ein Schleifenfilter (hier im Folgenden als Tiefpassfilter bezeichnet), das zwischen dem Ausgang des Phasenregelkreis-Steuerabschnitts (508) und dem Eingang des ersten Oszillators (506) geschaltet ist, 507 ist ein Steueranschluss, der mit dem Frequenzdateneingangsanschluss des Phasenregelkreis-Steuerabschnitts (508) verbunden ist, 510 ist ein zweiter Regelverstärker, der mit dem Ausgang der Mischeinrichtung (505) verbunden ist, 511 ist ein Zwischenfrequenzabstimmfilter, das mit dem Ausgang des zweiten Regelverstärkers (510) verbunden ist, wobei der Verstärkungsregelungseingang des zweiten Regelverstärkers (510) mit dem Verstärkungsregelungsanschluss (503) verbunden ist, 519 ist ein I/Q-Detektor, der mit dem Ausgang des Zwischenfrequenzabstimmfilters (511) verbunden ist, 517 ist ein erster Ausgangsanschluss, der mit dem Q-Signalausgang des I/Q-Detektors (519) verbunden ist, und 518 ist ein zweiter Ausgangsanschluss, der mit dem I-Signalausgang des I/Q-Detektors (519) verbunden ist.

Der I/Q-Detektor (519) umfasst einen Splitter (512), der mit dem Ausgang des Zwischenfrequenzabstimm-Oberflächenwellenfilters (511) verbunden ist, einen ersten Detektor (513), der mit einem Ausgang des Splitters (512) an einem Eingang verbunden ist, einen Quadsplitter (514), der mit dem anderen Eingang des ersten Detektors (513) verbunden ist, einen zweiten Oszillator (515), der mit dem Eingang des Quadsplitters (514) verbunden ist, und einen zweiten Detektor (516), der mit dem anderen Ausgang des Splitters (512) an einem Eingang verbunden ist, wobei der andere Eingang des zweiten Detektors (516) mit dem zweiten Oszillator (515) verbunden ist und der Ausgang zu einem zweiten Ausgangsanschluss (518) zugeführt wird.

Der Ausgang des ersten Detektors (513) ist mit dem ersten Ausgangsanschluss (517) verbunden. Die Frequenz des ersten Oszillators (506) wird so bestimmt, dass eine Zwischenfrequenz, die in das Abstimmfilter (511) einzugeben ist, größer ist als eine Hälfte der Differenz zwischen der größten Frequenz und der kleinsten Frequenz von Signalen, die in den Eingangsanschluss (501) eingegeben werden.

Im Folgenden wird der Betrieb der oben beschriebenen Hochfrequenzvorrichtung beschrieben. Es wird angenommen, dass die Zwischenfrequenz als IF, die größte Frequenz, die in den Eingangsanschluss einzugeben ist, als RFmax, und die kleinste Frequenz als RFmin und die Bildstörfrequenz des oberen Überlagerungssystems als Im dargestellt wird. Wenn Im > RFmax, dann wird die Bildstörfrequenz nicht zu dem Eingangsanschluss (501) einer Hochfrequenzvorrichtung zugeführt.

Gleichzeitig ist Im = RF + 2·IF, weshalb eine Frequenz bei der kleinsten Im-Frequenz RFmin + 2·IF ist. Nämlich RFmin + 2·IF > RFmax. Diese Formel wird umgeformt zu IF > (RFmax – RFmin)/2

Daher wird, wenn der erste Oszillator (506) bei seiner Schwingungsfrequenz so gesteuert wird, dass eine Zwischenfrequenz IF größer ist als eine Hälfte der Differenz zwischen der größten Frequenz RFmax und der kleinsten Frequenz RFmin, die in den Eingangsanschluss (501) einzugeben ist, einer Bildstörfrequenz IF selbst dann, wenn sie in den Eingangsanschluss (501) eingegeben wird, von dem festen Eingangsfilter (502) nicht gestattet, das Zwischenfrequenzabstimmfilter (511) zu durchlaufen, da die Frequenz größer als RFmax ist.

Bei der vorliegenden beispielhaften Ausführung ist RFmax = 550 MHz, RFmin = 50 MHz. Wenn eine Zwischenfrequenz IF als größer als (550 – 50)/2 = 250 MHz bestimmt wird, wird eine Bildstörfrequenz Im selbst dann, wenn sie in den Eingangsanschluss (501) eingegeben wird, durch das feste Eingangsfilter (502) blockiert und daher nicht von dem Zwischenfrequenzabstimmfilter (511) zugeführt.

Derzeit ist bei vielen von Gemeinschaftsantennenfernseh-Abwärtssignalen das 612MHz-Band ein freier Kanal, der nicht für Signalübertragung verwendet wird. Daher wurde bei einem Beispiel der vorliegenden Ausführung das 612MHz-Band als Zwischenfrequenz der Hochfrequenzvorrichtung bestimmt.

Bei einer anderen beispielhaften Ausführung wird, wenn es eine direkte Störung an dem 612MHz-Band gibt, eine 612MHz-Band-Dämpfungs-Fangstelle zu dem festen Eingangsfilter (502) hinzugefügt, um die Störung zu verhindern.

Wie oben beschrieben wird, wurde ein Filter zum Entfernen einer Bildstörfrequenz Im beseitigt, indem es geschafft wurde, eine Zwischenfrequenz IF zu erzielen, die größer ist als eine Hälfte der Differenz zwischen der größten Frequenz RFmax und der kleinsten Frequenz RFmin von Signalen, die in den Eingangsanschluss (501) eingegeben werden. Ein einfaches festes Eingangsfilter (502), das lediglich der Frequenz, die in den Eingangsanschluss (501) eingegeben wird (RFmax – RFmin), den Durchgang gestattet, reicht nämlich aus. Da das feste Eingangsfilter (502) der Frequenz, die kleiner ist als die kleinste Frequenz RFmin, den Durchgang nicht gestattet, besteht keine Möglichkeit von Störung, die durch ein Gemeinschaftsantennenfernseh-Aufwärtssignal verursacht wird. Eine Hochfrequenzvorrichtung wird somit mit einem einfachen Steuersystem implementiert. Des Weiteren kann bei der vorliegenden Hochfrequenzvorrichtung eine Verriegelungsstörung vermieden werden, indem eine Hochfrequenzvorrichtung von Ausführung 5 in einem Abschirmgehäuse untergebracht wird.

(Ausführung 10)

In 21 bezeichnet Ziffer 601 ein rechtwinkliges Metallgehäuse, das ein sogenannter Abstimmabschnitt ist. In einer Seite des Metallgehäuses (601) wird ein Eingangsanschluss (602) bereitgestellt, während in der anderen Seite ein Ausgangsanschluss (603) bereitgestellt wird. In einem Metallgehäuse (601) sind eine Mischeinrichtung, die das Eingangssignal, das in den Eingangsanschluss (602) eingegeben wird, an einem Eingang und einen Überlagerungsoszillatorausgang an dem anderen Eingang empfängt, und eine I/Q-Extrahiereinrichtung, die zwischen der Mischeinrichtung und dem Ausgangsanschluss (603) bereitgestellt wird, angebracht. Die Ziffer 604 ist ein Fuß zum Anbringen des Gehäuses (601) auf einem Muttersubstrat, 605 eine Gruppe von Eingangs-/Ausgangsanschlüssen, die in der Längsrichtung auf einer Ebene mit der größten Fläche in dem Gehäuse (601) bereitgestellt sind, wobei die Anschlüsse mit der Mischeinrichtung, dem Überlagerungsoszillator, der I/Q-Extrahiereinrichtung usw, verbunden sind. Die I/Q-Extrahiereinrichtung ist ein Konzept, das wenigstens eines von dem I/Q-Detektor und dem A/D-Wandler umfasst.

Ziffer 606 ist ein Substrat, auf dessen Oberfläche ein Demodulator (607) angebracht ist, der einen durch integrierte Schaltkreise gebildeten Demodulationsabschnitt bildet. Der Eingang des Demodulators (607) ist mit einem Eingangsanschluss (608) des Substarts (606) verbunden, wobei dieser Eingangsanschluss (608) mit dem Ausgangsanschluss (603) mit einem Verbinder verbunden ist. Ziffer 609 bezeichnet eine Gruppe von Eingangs-/Ausgangsanschlüssen, die mit dem Demodulator (607) verbunden sind und auf dem Substrat (606) in der Längsrichtung bereitgestellt sind.

Ziffer 610 bezeichnet einen Verbindungsabschnitt, der auf dem Substrat (606) auf derselben Seite wie der Eingangsanschluss (608) bereitgestellt ist. Das Substrat ist mit Hilfe des Verbindungsabschnitts (610) mit dem Metallgehäuse (601) in der Seite des Ausgangsanschlusses (603) verbunden. Das Substrat ist nicht durch ein Gehäuse abgedeckt, sondern der Demodulator (607), der auf dem Substrat (606) angebracht ist, ist direkt der Außenluft ausgesetzt. Dies ist eine Erwägung zum Ableiten der Wärme, die durch den Demodulator (607) erzeugt wird, dessen Verbrauch elektrischer Leistung ungefähr 2 W beträgt.

Bei der vorliegenden beispielhaften Ausführung sind die Gruppen von Eingangsanschlüssen (605, 609) auf einer Ebene größter Fläche bereitgestellt, um eine sogenannte flachliegende Anbringung auf dem Muttersubstrat zu ermöglichen. Dies trägt dazu bei, das Muttersubstrat dünner zu machen und eine flach geformte Vorrichtung vorzulegen. Es ist außerdem möglich, die Gruppen von Eingangs-/Ausgangsanschlüssen (605, 609) auf einer längsseitigen Ebene in nächster Mähe zu der Ebene größter Fläche bereitzustellen, wie in 22 gezeigt. Dies ermöglicht eine sogenannte vertikale Anbringung, die dazu beiträgt, die Anbringungsfläche des Muttersubstrats zu verringern.

Des Weiteren können das Substrat in dem Gehäuse (601) und das Substrat (619), auf dem ein Demodulator (607) angebracht ist, auf einem Einzelsubstrat ausgebildet sein.

24(a) ist eine als Querschnitt ausgeführte Ansicht, die einen wichtigen Teil des Substrats (606), auf dem ein Demodulator (607) angebracht ist, zeigt. Auf der oberen Fläche des Substrats (606) ist eine Kupferfolie (611) in einem Bereich unter dem Demodulator (607) ausgelegt, wobei die untere Fläche des Demodulators (607) mit der Kupferfolie (611) in Kontakt ist. Außerdem ist auf der Rückseite des Substrats (606) eine Kupferfolie (612) bereitgestellt, die mit Hilfe einer Vielzahl von Durchgangslöchern (613) mit der Kupferfolie (611) verbunden ist. Bei der vorgenannten Struktur wird die an dem Demodulator (607) erzeugte Wärme zu der Kupferfolie (611) und dann über das Durchgangsloch (613) zu der Kupferfolie (612) auf der Rückseite des Substrats (606) geleitet, um dort abgeleitet zu werden.

24(b) ist eine Flächenansicht, die den wichtigsten Teil des Substrats (606) aus der Sicht von unten zeigt. In 24(b) ist ein Lötresist (614) auf die Kupferfolie (612) gedruckt, wodurch eine Vielzahl streifenförmiger Hohlraummuster (615) bereitgestellt wird. An den Hohlraummustern (615) wird Lot (616), das durch den Lötprozess vorsteht, bereitgestellt, um die Wärmeableitung effizienter zu machen. Das Durchgangsloch (613) ist in dem Lötresistaufdruck (614) angeordnet. Der Grund für das Anordnen der Durchgangslöcher (613) an dem Lötresistaufdruck (614) ist das Vermeiden von Kurzschluss usw., was durch das Lot (616), das zu der Seite des Demodulators (607) immergiert, verursacht werden kann. Die Breite von Lötresistaufdrucken (614) zwischen der Vielzahl von Loten (616) wird so gestaltet, dass sie ungefähr identisch ist; bei der vorliegenden beispielhaften Ausführung beträgt die Breite 1 mm. Der Durchmesser von Durchgangslöchern beträgt 0,5 mm und 15 dieser Löcher werden konzentriert unter dem Demodulator (607) bereitgestellt.

25 zeigt ein Substrat (617) zum Anbringen eines Demodulators (607), wobei bei diesem Substrat ein Loch (618) unter dem Demodulator (607) bereitgestellt wird, statt die oben beschriebenen Durchgangslöcher bereitzustellen. Die Größe des Lochs (618) ist größer als die Chipgröße und kleiner als die Gesamtabmessungen des Demodulators (607). Das Loch (618) kann entweder viereckig oder rund sein; im Hinblick auf Wärmeableitung sollte es innerhalb einer Beschränkung, dass es um 0,5 mm kleiner als die Außenabmessungen des Demodulators (607) sein sollte, so groß wie möglich sein. Die 0,5 mm sind ein Sicherheitsspielraum, um etwas Versetzung beim Anbringen eines Demodulators (607) zu gestatten.

In 26 sind ein erstes Substrat (621) und ein zweites Substrat (622) in paralleler Anordnung in einem Gehäuse (620) zum Unterbringen einer Hochfrequenzvorrichtung angeordnet; wobei das erste Substrat (621) mit einem Abstimmabschnitt angebracht ist, während das zweite Substrat (622) mit einem Demodulationsabschnitt angebracht ist. Bei der oben beschriebenen Anbringungsanordnung können der Abstimmabschnitt und der Demodulationsabschnitt an den geeignetsten Anbringstellen mit einer kürzesten Verbindungsdistanz angeordnet werden. Dies trägt zum Verkleinern einer Hochfrequenzvorrichtung bei.

(Ausführung 11)

27 ist ein Blockdiagramm, das die Gestaltung jeweiliger Blöcke einer Hochfrequenzvorrichtung nach einer beispielhaften Ausführung 11 der vorliegenden Erfindung zeigt.

In 27 bezeichnet Ziffer 701 einen Eingangsanschluss, 702 ist ein festes Eingangsfilter, das mit dem Eingangsanschluss (701) verbunden ist, 704 ist ein erster Regelverstärker, der mit der Ausgangsseite des festen Eingangsfilters (702) verbunden ist, 703 ist ein Verstärkungsregelungsanschluss, der mit dem Verstärkungsregelungseingang des ersten Regelverstärkers (704) verbunden ist, 705 ist eine Mischeinrichtung, die mit dem Ausgang des ersten Regelverstärkers (704) an einem Eingang verbunden ist, 706 ist ein erster Oszillator, der mit dem anderen Eingang der Mischeinrichtung (705) an einem Eingang verbunden ist, 708 ist ein Phasenregelkreis-Steuerabschnitt, der mit dem anderen Ausgang des ersten Oszillators (706) verbunden ist, 709 ist ein Schleifenfilter (hier im Folgenden als Tiefpassfilter bezeichnet), das zwischen dem Ausgang des Phasenregelkreis-Steuerabschnitts (708) und dem Eingang des ersten Oszillators (706) geschaltet ist, 707 ist ein Steueranschluss, der mit dem Frequenzdateneingangsanschluss des Phasenregelkreis-Steuerabschnitts (708) verbunden ist, 710 ist ein zweiter Regelverstärker, der mit dem Ausgang der Mischeinrichtung (705) verbunden ist, wobei der Verstärkungsregelungseingang des zweiten Regelverstärkers (710) mit dem Verstärkungsregelungsanschluss (703) verbunden ist, 711 ist ein Zwischenfrequenzabstimmfilter, das mit dem Ausgang des zweiten Regelverstärkers (710) verbunden ist, 719 ist ein I/Q-Detektor, der mit dem Ausgang des Zwischenfrequenzabstimmfilters (711) verbunden ist, 717 ist ein erster Ausgangsanschluss, der mit dem Q-Signalausgang des I/Q-Detektors (719) verbunden ist, und 718 ist ein zweiter Ausgangsanschluss, der mit dem I-Signalausgang des I/Q-Detektors (719) verbunden ist.

Der I/Q-Detektor (719) besteht aus einem Splitter (712), der mit dem Ausgang des Zwischenfrequenzabstimmfilters (711) verbunden ist, einem ersten Detektor (713), der mit einem Ausgang des Splitters (712) an einem Eingang verbunden ist, einem Quadsplitter (714), der mit dem anderen Eingang des ersten Detektors (713) verbunden ist, einem zweiten Oszillator (715), der mit dem Eingang des Quadsplitters (714) verbunden ist, und einem zweiten Detektor (716), der mit dem anderen Ausgang des Splitters (712) an einem Eingang verbunden ist, wobei der andere Eingang des zweiten Detektors (716) mit dem zweiten Oszillator (715) verbunden ist und der Ausgang mit einem Ausgangsanschluss (718) verbunden ist. Der Ausgang des ersten Detektors (713) ist mit einem ersten Ausgangsanschluss (717) verbunden. Diese Bauteile sind in einem Abschirmgehäuse (740) untergebracht.

Die Anordnung jeweiliger Bauteile, die in dem Metallabschirmgehäuse (740) untergebracht sind, wird im Folgenden beschrieben. Das Abschirmgehäuse (740) besteht aus einer ersten längsweisen Seitenplatte (741), einer zweiten längsweisen Seitenplatte (742), die parallel zu der ersten längsweisen Seitenplatte (741) bereitgestellt ist, einer ersten breitenweisen Seitenplatte (743) und einer zweiten breitenweisen Seitenplatte (744), die beide senkrecht zu den längsweisen Seitenplatten (741, 742) bereitgestellt sind, und nimmt die Form eines Parallelogramms an. Metalltrennplatten sind parallel zu den breitenweisen Seitenplatten (743, 744) bereitgestellt; in der Reihenfolge von der ersten breitenweisen Seitenplatte (743) eine erste Trennplatte (745), eine zweite Trennplatte (746) und eine dritte Trennplatte (747).

Eine vierte Trennplatte (748) ist parallel zu der längsweisen Seitenplatte (741) von der ersten breitenweisen Seitenplatte (743) über die erste Trennplatte (745) zu der zweiten Trennplatte (746) reichend bereitgestellt, wobei Fächer gebildet werden.

In einem Fach (749), das durch die Trennplatte (745), die Trennplatte (748) und die längsweise Seitenplatte (742) gebildet wird, sind der Eingangsanschluss (710), der an der breitenweisen Seitenplatte (743) positioniert ist, das feste Eingangsfilter (702) und der erste Regelverstärker (704) angeordnet. In einem Fach (750), das durch die Trennplatte (745), die Trennplatte (746), die Trennplatte (748) und die längsweise Seitenplatte (742) gebildet wird, ist die Mischeinrichtung (705) angebracht. In einem Fach (751), das durch die Trennplatte (745), die Trennplatte (746) und die längsweise Seitenplatte (741) gebildet wird, ist der Oszillator (706) angebracht. In einem Fach (752), das durch die Trennplatte (748), die Trennplatte (745) und die längsweise Seitenplatte (741) gebildet wird, sind der Phasenregelkreis-Steuerabschnitt (708) und das Tiefpassfilter (709) angebracht und der Verstärkungsregelungsanschluss (703) und der Steueranschluss (707) sind an der längsweisen Seitenplatte (741) befestigt. In einem Fach (753), das durch die Trennplatte (746) und die Trennplatte (747) gebildet wird, ist der zweite Regelverstärker (710) in der Seite der längsweisen Seitenplatte (742) und das Zwischenfrequenzabstimmfilter (711) in der Seite der längsweisen Seitenplatte (741) angebracht.

In einem Fach (754), das durch die Trennplatte (747), die längsweisen Seitenplatten (741, 742) und die breitenweise Seitenplatte (744) gebildet wird, ist der I/Q-Detektor (719) angebracht und der erste Ausgangsanschluss (717) und der zweite Ausgangsanschluss (718) sind an der breitenweisen Seitenplatte (744) befestigt. Die oben beschriebene Anordnung dient zum Beibehalten der Symmetrie des I/Q-Erfassungsausgangs, indem eine Länge von dem ersten Detektor (713) zu dem ersten Ausgangsanschluss (717) und die von dem zweiten Detektor (716) zu dem zweiten Ausgangsanschluss (718) miteinander identisch hergestellt werden.

Der erste Ausgangsanschluss (717) und der zweite Ausgangsanschluss (718) können unter der Bedingung, dass die Symmetrie des I/Q-Erfassungsausgangs gewahrt wird, an der längsweisen Seitenplatte (741) angeordnet sein. In einem solchen Fall kann das Abschirmgehäuse (740) an dem Muttersubstrat mit der längsweisen Seitenplatte (741) nach unten befestigt werden; diese Anordnung bietet bequemes Verdrahten, da die Signale zu der Muttersubstratseite in eine gleiche Richtung angeordnet gelangen. Der Verstärkungsregelungsanschluss (703), der mit dem zweiten Regelverstärker (710) verbunden ist, kann an der längsweisen Seitenplatte (741) in dem Fach (753) angeordnet sein. In einem solchen Fall nimmt er, obwohl der Verstärkungsregelungsanschluss (703) an Anzahl zunimmt, kein Rauschen in dem Fach (749) und dem Fach (750) auf. Das Abschirmgehäuse (740) kann in einem flachliegenden Modell an dem Muttersubstrat befestigt sein; dadurch wird die Schwingungsdämpfeigenschaft verbessert. Wenn eine Hochfrequenzvorrichtung besonders stabil gegen Schwingung sein muss, wird bevorzugt, das Abschirmgehäuse in einem flachliegenden Modell an dem Muttersubstrat zu befestigen.

In jedem Fall ist es wichtig, die Bestandteile nach der Bearbeitungsfrequenz oder der Funktion zu kategorisieren und sie in Gruppen zu unterteilen, die in jeweiligen Fächern unterzubringen sind, wie dies bei der vorliegenden beispielhaften Ausführung getan wurde. Je nach Anforderungen wird bevorzugt, die Trennplatten (746 und 747), unter anderem, mit Doppelstruktur für vollständige Trennung herzustellen.

Im Folgenden werden nun die Funktion jeweiliger Fächer sowie die Frequenz beschrieben. Das Fach (749) beherbergt ein Eingangsfilter mit 50 MHz bis 550 MHz (702) und einen ersten Regelverstärker (704); diese müssen von Störsignalen von außen frei gehalten werden. Das Fach (750) ist eine Mischeinrichtung zum Umwandeln von Eingangssignal in 612MHz-Band-Zwischenfrequenz; es ist wichtig, das Signal nicht ableiten zu lassen. Der Grund, warum die Zwischenfrequenz als 612MHz-Band bestimmt wird, wurde ausführlich bei der vorgenannten Ausführung 9 beschrieben. Das Fach (751) bearbeitet variable Frequenz von ungefähr 662 MHz bis 1162 MHz; es ist wichtig, das Signal nicht ableiten zu lassen.

Das Fach (752) bearbeitet Digitalsignal für Kanalwahl; es ist wichtig, das Signal nicht ableiten zu lassen oder in das Fach (749) ableiten zu lassen. Das Fach (753) ist ein Ort, um die Zwischenfrequenz, 612MHz-Band, mit hoher Genauigkeit zu verstärken; das Eindringen von äußerem Störsignal in das Fach muss auf das kleinstmögliche Maß beschränkt werden. Die Trennplatte (746) und die Trennplatte (747) müssen nämlich sicher mit einer größeren Sorgfalt installiert werden. Das Fach (754) beherbergt den I/Q-Detektor, der von dem 612MHz-Band über die Erfassungsausgangssignal-Frequenzbandregion bearbeitet; hier ist es wichtig, das Eindringen von Signal von außen zu vermeiden und eine fehlerfreie Erfassung durchzuführen. Auf Grund dieser Fächer werden der erste Oszillator (706) und der zweite Oszillator (715) durch die Trennplatte (746) und die Trennplatte (747) voneinander getrennt, wobei sie auf einer diagonalen Linie angeordnet sind. Im Folgenden wird der Betrieb der oben beschriebenen Hochfrequenzvorrichtung dargelegt.

Die digitalen Hochfrequenzsignale von 50 MHz bis 550 MHz, die in den Eingangsanschluss (701) eingegeben werden, durchlaufen das feste Eingangsfilter (702), um unnötige Signale, die andere als diejenigen von 50 MHz bis 550 MHz sind, zu entfernen. Nach dem Verstärken durch den ersten Regelverstärker (704) werden die Signale mit einer Frequenz, die von dem Oszillator (706) zugeführt wird, gemischt, um die 612MHz-Band-Zwischenfrequenz zu erzeugen. Die Zwischenfrequenz wird an dem zweiten Regelverstärker (710) verstärkt und an dem Zwischenfrequenzabstimmfilter (711) gefiltert, wobei lediglich das 612MHz-Band, oder Zwischenfrequenz, zurückbleibt. Dann wird der I-Signalausgang nach Erfassung an dem I/Q-Detektor (719) zu dem zweiten Ausgangsanschluss (718), der Q-Signalausgang zu dem ersten Ausgangsanschluss (717) zugeführt. Dieser I-Signalausgang und Q-Signalausgang werden dann durch einen Digitalsignaldemodulator mit Digitaluhr verarbeitet.

Bei der vorliegenden beispielhaften Ausführung, bei der eine Hochfrequenzvorrichtung nach der vorliegenden beispielhaften Ausführung in einem Abschirmgehäuse (740) untergebracht ist, verhindert der Abschirmeffekt des Abschirmgehäuses (740), dass die Hochfrequenzvorrichtung durch die Digitaluhr gestört wird.

Ein anderer Effekt beinhaltet, dass der erste Oszillator (706) und der zweite Oszillator (715) durch die Trennplatte (746) und die Trennplatte (747) voneinander getrennt sind und auf einer diagonalen Linie angeordnet sind, um die Streustörung auf Grund von wechselseitiger Interferenz des ersten Oszillators (706) und des zweiten Oszillators (715) zu senken, weshalb die Streustörung auf Grund von wechselseitiger Interferenz des ersten Oszillators (706) und des zweiten Oszillators (715) gesenkt wird.

Ein weiterer anderer Effekt beinhaltet, dass die Trennung von Fach (752) die Möglichkeit beseitigt, dass ein Digitalsignal für Kanalwahl andere Fächer stört.

Ein weiterer anderer Effekt beinhaltet, dass als Folge der Errichtung von Fach (758) der erste Oszillator (706) und der zweite Oszillator (715) voneinander getrennt werden, wobei die Streustörung auf Grund von wechselseitiger Interferenz des ersten Oszillators (706) und des zweiten Oszillators (715) gesenkt wird. Ein weiterer anderer Effekt beinhaltet, dass durch Anordnen des ersten Ausgangsanschlusses (717) und des zweiten Ausgangsanschlusses (718) an der längsweisen Seitenplatte (741) unter Beibehaltung der Symmetrie von I/Q-Erfassungsausgang wie sie ist und Platzieren des Abschirmgehäuses (740) auf dem Muttersubstrat mit der längsweisen Seitenplatte (741) nach unten die Signale in einer gleichen Richtung zu der Muttersubstratseite kommen; wobei die Struktur eine bequeme Verdrahtungsanordnung bietet.

INDUSTRIELLE VERWERTBARKEIT

Wie oben beschrieben wurde, umfasst eine Hochfrequenzvorrichtung nach der vorliegenden Erfindung einen Eingangsanschluss zum Empfangen digitaler modulierter Hochfrequenzsignale, eine Mischeinrichtung, die in den Eingangsanschluss eingegebene Signale an einem Eingang und ein Überlagerungsoszillator-Ausgangssignal an dem anderen Eingang empfängt, und einen Ausgangsanschluss zum Zuführen von Ausgangssignal der Mischeinrichtung, wobei der Überlagerungsoszillator aus einem spannungsgesteuerten Oszillator, einem Frequenzteiler, der in den Regelkreis des spannungsgesteuerten Oszillators eingreift, einem Phasenvergleicher und einem Schleifenfilter besteht. Der spannungsgesteuerte Oszillator besteht aus einem Schwingabschnitt und einem Abstimmabschnitt. Der Abstimmabschnitt umfasst einen Frequenzeinstellabschnitt und eine Einrichtung zum Aufrechterhalten eines abgestimmten Zustands des Frequenzeinstellabschnitts. Der Regelkreis weist eine ausreichend große hohe Schleifenbandbreite auf, so dass das Rauschen des Überlagerungsoszillators nicht von dem Rauschen des spannungsgesteuerten Oszillators dominiert wird.

Mit dem oben beschriebenen Aufbau ist, da ein Frequenzeinstellabschnitt als der Abstimmabschnitt des spannungsgesteuerten Oszillators bereitgestellt wird, die Abstimmeinstellung einfach, und es werden, da ein Zustand des Frequenzeinstellabschnitts nach Einstellung durch eine Halteeinrichtung aufrechterhalten wird, die Schwingungsdämpfeigenschaft und die Schwingungsfrequenzstabilität für eine lange Zeit ausreichend sichergestellt. Dagegen wird, wenn die Halteeinrichtung zum Sicherstellen der Schwingungsdämpfeigenschaft usw. verwendet wird, eine Streukapazität in dem Abstimmabschnitt gebildet, da die dielektrische Konstante höher als die Luft ist, was einen dielektrischen Verlust verursacht, der eine verschlechterte Schwingungscharakteristik herbeiführt. Bei der vorliegenden Erfindung wird jedoch dieses Problem gelöst, indem der Regelkreis des spannungsgesteuerten Oszillators dazu veranlasst wird, eine ausreichend hohe Schleifenbandbreite aufzuweisen, so dass das Rauschen des Überlagerungsoszillators nicht von dem Rauschen des spannungsgesteuerten Oszillators dominiert wird. Daher kann die Verschlechterung der Schwingungsfrequenz für ein breites Frequenzband korrigiert werden. Somit ist das Ausgangssignal des Überlagerungsoszillators, das zu der Mischeinrichtung zuzuführen ist, ein klares, das frei von Phasenrauschen ist.

101Eingangsanschluss 102Eingangskreis 103erster Oszillator 103aspannungsgesteuerter Oszillator 103bspannungsgesteuerter Oszillator 103cspannungsgesteuerter Oszillator 104Mischeinrichtung 105Filter 106I/Q-Detektor 107erster Ausgangsanschluss für I-Signal 108zweiter Ausgangsanschluss für Q-Signal 109zweiter Oszillator 110Frequenzregelungs-Anschluss 111Phasenregelkreis (einschließlich Teiler (118) und Phasenvergleicher (113)) 112Schleifenfilter 113Phasenvergleicher 115streifenartiger Übertragungsleitung 115ASubstrat 115BErdungsmuster 115aoffenes Ende der streifenartigen Übertragungsleitung 115boffenes Ende der streifenartigen Übertragungsleitung 115cungefähre Breitenmitte der streifenartigen Übertragungsleitung 116Bezugsoszillator 117Bezugsfrequenzteiler 118Frequenzteiler 119bewegliches leitfähiges Element 119aFuß des beweglichen leitfähigen Elements 119bHauptkörper des beweglichen leitfähigen Elements 120Klebmittel 121Induktionselement 122Isolator 122aNut 123Spule 124Elektrode 125bewegliches leitfähiges Element 125abewegliches leitfähiges Element 126Varaktordiode 128Verstärker 149bewegliches leitfähiges Element 149aFuß des beweglichen leitfähigen Elements 149bHauptkörper des beweglichen leitfähigen Elements 150streifenartige Übertragungsleitung 150ASubstrat 150BErdungsmuster 150aoffenes Ende der streifenartigen Übertragungsleitung 150boffenes Ende der streifenartigen Übertragungsleitung 150cungefähre Breitenmitte der streifenartigen Übertragungsleitung 151streifenartige Übertragungsleitung 151ASubstrat 152streifenartige Übertragungsleitung 152AHarzsubstrat 153Extrusion 154durch Schnitt freigelegter Abschnitt 155Abdeckmaterial 156streifenartige Übertragungsleitung 157Einkerbung 158Raue Oberfläche 159streifenartige Übertragungsleitung 159ASubstrat 159BErdungsmuster 160bewegliches leitfähiges Element 161Einstellabschnitt 162Schnitt 171Isolator 171ADurchgangsloch 171aIsolator 172Innengewindeschraube 173Leiter 174beweglicher Kern 175Außengewindeschraube 176Nut 177Abschirmgehäuse 178Loch 179Nut 201Eingangsanschluss 202Hochpassfilter 203AVerstärker 203BVerstärker 204einstellbares Dämpfungsglied 205Abstimmfilter 206Mischeinrichtung 207Überlagerungsoszillator 208spannungsgesteuerter Oszillator 209Ausgangsanschluss der Mischeinrichtung 210Verstärker 211Frequenzteiler 212Phasenvergleicher 213Schleifenfilter 214Quarzoszillator 215Frequenzteiler 216Trennplatte 217Ausgangsanschluss 218Zwischenfrequenzabstimmfilter 219Verstärker 220einstellbares Dämpfungsglied 221Verstärker 222I/Q-Detektor 223erster Ausgangsanschluss für I-Signal 224zweiter Ausgangsanschluss für Q-Signal 225spannungsgesteuerter Oszillator 226Verstärkungsregelungskreis 227Steuervorrichtung 228Mikroprozessoreinheit 229Transistor 230streifenartige Übertragungsleitung 231Varaktordiode 231aVaraktordiode 233Widerstand 234Widerstand 235Widerstand 236Widerstand 237Widerstand 238Kondensator 239Kondensator 240Kondensator 241Kondensator 242Kondensator 243Kondensator 244Kondensator 245induktiver Blindwiderstand 246Kondensator 247Kondensator 248Transistor 249Transistor 250Eingangsanschluss 251Ausgangsanschluss 252Widerstand 253Kondensator 255Widerstand 256Widerstand 257Widerstand 258Leitung 259Metallgehäuse 260Transistor 261bewegliches leitfähiges Element 262Klebmittel 263Eingangsanschluss 301Zwischenfrequenzabstimmfilter 302Zwischenfrequenzabstimmfilter 303Schalter 304Schalter 305Schaltsignal 401Eingangsanschluss 402Eingangsfilter 403erster Oszillator 404Mischeinrichtung 405Zwischenfrequenzabstimm-Oberflächenwellenfilter 406I/Q-Detektor 407Steuerdateneingangsanschluss 408Addier/Substrahier-Zähler 409Phasenregelkreis 410Schleifenfilter 411Splitter 412erster Detektor 413zweiter Oszillator 414erster Ausgangsanschluss 415zweiter Detektor 416Quadsplitter 417zweiter Ausgangsanschluss 418Oberflächenwellenresonator 419Frequenzfehlersensor 456Zwischenfrequenzsignal 457Basisbandsignal durch I-Signal 458Basisbandsignal durch Q-Signal 459Zwischenfrequenzsignal 460Basisbandsignal durch I-Signal 461Basisbandsignal durch Q-Signal 501Eingangsanschluss 502festes Eingangsfilter 503Verstärkungsregelungsanschluss 504erster Regelverstärker 505Mischeinrichtung 506erster Oszillator 507Steueranschluss 508Phasenregelkreis-Steuerabschnitt 509Schleifenfilter 510zweiter Regelverstärker 511Zwischenfrequenzabstimmfilter 512Splitter 513erster Detektor 514Quadsplitter 515zweiter Oszillator 516zweiter Detektor 517erster Ausgangsanschluss 518zweiter Ausgangsanschluss 519I/Q-Detektor 601Metallgehäuse 602Eingangsanschluss 603Ausgangsanschluss 604Fuß 605Eingangs-/Ausgangsanschlüsse 606Substrat 607Demodulator 608Eingangsanschluss 609Eingangs-/Ausgangsanschlüsse 610Verbindungsabschnitt 611Kupferfolie 612Kupferfolie 613Durchgangsloch 614Lötresistaufdruck 615Hohlraummuster 616Lot 617Substrat 618Loch 619Substrat 620Gehäuse 621erstes Substrat 622zweites Substrat 701Eingangsanschluss 702festes Eingangsfilter 703Verstärkungsregelungsanschluss 704erster Regelverstärker 705Mischeinrichtung 706erster Oszillator 707Steueranschluss 708Phasenregelkreis-Steuerabschnitt 709Schleifenfilter 710zweiter Regelverstärker 711Zwischenfrequenzabstimmfilter 712Splitter 713erster Detektor 714Quadsplitter 715zweiter Oszillator 716zweiter Detektor 717erster Ausgangsanschluss 718zweiter Ausgangsanschluss 719I/Q-Detektor 740Abschirmgehäuse 741erste längsweise Seitenplatte 742zweite längsweise Seitenplatte 743erste breitenweise Seitenplatte 744zweite breitenweise Seitenplatte 745erste Trennplatte 746zweite Trennplatte 747dritte Trennplatte 748vierte Trennplatte 749Fach 750Fach 751Fach 752Fach 753Fach 754Fach ABlock BBlock CBlock DBlock EBlock FBlock G Block

Anspruch[de]
  1. Hochfrequenzvorrichtung, die einen Eingangsanschluss (101) zum Eingeben digitaler modulierter Hochfrequenzsignale, eine Mischeinrichtung (104), um an einem Eingang die in den Eingangsanschluss (101) eingegebenen Signale und an dem anderen Eingang ein Überlagerungsoszillator-Ausgangssignal zu empfangen, und einen Ausgangsanschluss, zu dem ein Ausgangssignal der Mischeinrichtung zugeführt wird, umfasst;

    wobei der Oszillator aus einem spannungsgesteuerten Oszillator, einem Frequenzteiler (118), einem Phasenvergleicher (113) und einem Schleifenfilter (112) besteht, wobei die letzten drei Teile in den Regelkreis eingreifend angeordnet sind, der spannungsgesteuerte Oszillator aus einem Schwingabschnitt (128) und einem Abstimmabschnitt (115) besteht und der Schwingabschnitt aus einem Frequenzeinstellabschnitt besteht; wobei

    der Regelkreis so hergestellt ist, dass er eine ausreichend hohe Schleifenbandbreite aufweist, so dass das Rauschen des Überlagerungsoszillators nicht von dem Rauschen des spannungsgesteuerten Oszillators dominiert wird, und der Abstimmabschnitt (115) außerdem eine Varaktordiode (231a) und eine Musterinduktionsleitung (230) aufweist, wobei die Varaktordiode und die Musterinduktionsleitung in Reihe zusammengeschaltet sind und sich ein Leichtkondensator (238) dazwischen befindet.
  2. Hochfrequenzvorrichtung nach Anspruch 1, wobei der Abstimmabschnitt des Weiteren Einrichtungen zum Aufrechterhalten eines Zustands des Frequenzeinstellabschnitts nach Einstellung umfasst.
  3. Hochfrequenzvorrichtung nach Anspruch 2, wobei der Frequenzeinstellabschnitt ein bewegliches leitfähiges Element, das auf einem Substrat bereitgestellt ist, umfasst und ein festes Element als die Einrichtung zum Festhalten des beweglichen leitfähigen Elements eingesetzt wird.
  4. Hochfrequenzvorrichtung nach Anspruch 3, wobei das bewegliche leitfähige Element ungefähr parallel zu der Musterinduktionsleitung über der Breitenmitte der Musterinduktionsleitung angeordnet ist.
  5. Hochfrequenzvorrichtung nach Anspruch 3, wobei das bewegliche leitfähige Element in der Nähe eines offenen Endes der Musterinduktionsleitung angeordnet ist.
  6. Hochfrequenzvorrichtung nach Anspruch 2, wobei die Musterinduktionsleitung und ein bewegliches leitfähiges Element an jedem jeweiligen Ende in Reihe zusammengeschaltet sind, das bewegliche leitfähige Element eingestellt ist, ein festes Element als die Halteeinrichtung eingesetzt wird und das bewegliche leitfähige Element durch das feste Element befestigt wird.
  7. Hochfrequenzvorrichtung nach Anspruch 1, wobei die Musterinduktionsleitung einen Einstellabschnitt aufweist, der Feinabgleich zum Einstellen durchläuft und der feinabgeglichene Teil mit einem Abdeckmaterial abgedeckt ist.
  8. Hochfrequenzvorrichtung nach Anspruch 7, wobei die Musterinduktionsleitung und ein bewegliches leitfähiges Element an jedem jeweiligen Ende in Reihe zusammengeschaltet sind, das bewegliche leitfähige Element eingestellt ist, ein festes Element als Halteeinrichtung zum Aufrechterhalten eines Zustands des Frequenzeinstellabschnitts nach Einstellung eingesetzt wird und das bewegliche leitfähige Element durch das feste Element befestigt wird.
  9. Hochfrequenzvorrichtung nach Anspruch 1, wobei der Überlagerungsoszillator und die Mischeinrichtung jeweils in einem Metallgehäuse untergebracht sind und eine Musterinduktionsleitung, die auf Substrat verlegt ist, als ein Teil des Abstimmabschnitts des Überlagerungsoszillators in der Nähe von dem Gehäuse oder einer Metalltrennplatte bereitgestellt wird.
  10. Hochfrequenzvorrichtung nach Anspruch 1, wobei ein Schichtkondensator als die Schleifenfilterkapazität verwendet wird.
  11. Hochfrequenzvorrichtung nach Anspruch 10, wobei der Schichtkondensator auf der Substratoberfläche angebracht ist, wobei ein Zuleitungsdraht des Schichtkondensators in ein Durchgangsloch, das in dem Substrat bereitgestellt wird, eingefügt ist und der Zuleitungsdraht an eine leitfähige Struktur an der Rückseite des Substrats gelötet ist, während keine Elektrode in dem Durchgangsloch ausgebildet ist.
  12. Hochfrequenzvorrichtung nach Anspruch 10, wobei das Schleifenfilter und der Überlagerungsoszillator durch eine Trennplatte voneinander getrennt sind, wobei die Trennplatte mit einer Öffnung ausgestattet ist, um einer leitfähigen Struktur, die das Schleifenfilter und den Überlagerungsoszillator verbindet, den Durchgang zu ermöglichen, und der Schichtkondensator in der Nähe der Öffnung so angebracht, dass die Öffnung abgedeckt wird.
  13. Hochfrequenzvorrichtung nach Anspruch 1, wobei das Schleifenfilter aus Zweistufentransistoren besteht.
  14. Hochfrequenzvorrichtung nach Anspruch 1, wobei ein bewegliches leitfähiges Element in dem Abstimmabschnitt bereitgestellt ist, das bewegliche leitfähige Element, die Varaktordiode und die Musterinduktionsleitung in der Reihenfolge in Reihe zusammengeschaltet sind und die Musterinduktionsleitung mit dem Schwingabschnitt verbunden ist.
  15. Hochfrequenzvorrichtung nach Anspruch 1, wobei der Kapazitäts-Chipkondensator als ein erster Kondensator zwischen der Varaktordiode und dem induktiven Blindwiderstand bereitgestellt ist und ein zweiter Kondensator zwischen der Varaktordiode und dem Schwingabschnitt bereitgestellt ist, wobei der erste Kondensator und der zweite Kondensator temperaturkompensierende Kondensatoren sind.
  16. Hochfrequenzvorrichtung nach Anspruch 1, des Weiteren einen mit dem Phasenvergleicher verbundenen Bezugsfrequenzteiler umfassend, wobei in den Phasenvergleicher ein Bezugsfrequenzsignal eingegeben wird und das Teilungsverhältnis des Bezugsfrequenzteilers variabel ist.
  17. Hochfrequenzvorrichtung nach Anspruch 16, wobei das Teilungsverhältnis des Bezugsfrequenzteilers veranlasst wird, zusammen mit der steigenden Ausgangsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators kleiner zu werden.
  18. Hochfrequenzvorrichtung nach Anspruch 1, des Weiteren ein Vielzahl parallel geschalteter Zwischenfrequenzabstimmfilter umfassend, wobei jedes eine Absenkcharakteristik und unterschiedliche Bandbreite aufweist und einer der Zwischenfrequenzabstimmfilter selektiv auf Basis der Übertragungsgeschwindigkeit des in den Eingangsanschluss eingegeben Signals geschaltet wird.
  19. Hochfrequenzvorrichtung nach Anspruch 1, des Weiteren ein einstellbares Dämpfungsglied zwischen dem Eingangsanschluss und der Mischeinrichtung und einen Steueranschluss zum Steuern des einstellbaren Dämpfungsglieds umfassend.
  20. Hochfrequenzvorrichtung nach Anspruch 1, des Weiteren umfassend:

    – einen I/Q-Detektor, der über ein Zwischenfrequenzabstimm-Oberflächenwellenfilter mit dem Ausgangsanschluss verbunden ist;

    – einen ersten Ausgangsanschluss, zu dem das I-Signal des I/Q-Detektors zugeführt wird;

    – einen zweiten Ausgangsanschluss, zu dem das Q-Signal des I/Q-Detektors zugeführt wird; und

    – einen zweiten Oszillator zum Zuführen von Schwingungsfrequenzsignal zu dem I/Q-Detektor;

    wobei der zweite Oszillator einen Resonanzabschnitt umfasst, das Substrat des Oberflächenwellenresonators des Resonanzabschnitts und das Substrat des Zwischenfrequenzabstimm-Oberflächenwellenfilters aus einem selben Material hergestellt sind und ein Frequenzfehlersensor zum Abtasten des Frequenzfehlers von Signalen, die von dem ersten Ausgangsanschluss und dem zweiten Ausgangsanschluss ausgegeben werden, bereitgestellt ist; wodurch die Mitte von Zwischenfrequenz und die Schwingungsfrequenz des zweiten Oszillators fast identisch gemacht werden, indem die Daten des Frequenzteilers an einem Anstieg/Abfall-Zähler auf Basis des Fehlersensorausgangs gesteuert werden.
  21. Hochfrequenzvorrichtung nach Anspruch 20, wobei die Bandbreite, die durch 3dB-Abschneidefrequenz des Zwischenfrequenzabstimm-Oberflächenwellenfilters gebildet wird, veranlasst wird, mehr als 0 % innerhalb von +5 % der mit der Zeichengeschwindigkeit des Empfangssignals identischen Bandbreite zu betragen.
  22. Hochfrequenzvorrichtung nach Anspruch 1, des Weiteren ein Eingangsfilter zwischen dem Eingangsanschluss und der Mischeinrichtung umfassend, wobei der Überlagerungsoszillator eine Frequenz oszilliert, um eine Zwischenfrequenz zu erzielen, die größer ist als eine Hälfte der Differenz zwischen der größten Frequenz und der kleinsten Frequenz von Signalen, die in den Eingangsanschluss eingegeben werden, wobei das Eingangsfilter ein festes Filter ist, das einem Frequenzbereich von der kleinsten Frequenz zu der größten Frequenz das Passieren gestattet.
  23. Hochfrequenzvorrichtung nach Anspruch 22, wobei die Ausgangssignalfrequenz der Mischeinrichtung ungefähr 612 MHz beträgt.
  24. Hochfrequenzvorrichtung nach Anspruch 1, des Weiteren umfassend:

    – eine I/Q-Extrahiereinrichtung, die mit dem Ausgangsanschluss verbunden ist;

    – einen ersten Ausgangsanschluss, der mit dem I-Signalausgang der I/Q-Extrahiereinrichtung verbunden ist;

    – einen zweiten Ausgangsanschluss, der mit dem Q-Signalausgang der I/Q-Extrahiereinrichtung verbunden ist; und

    – einen Demodulator, der mit dem ersten und zweiten Ausgangsanschluss verbunden ist;

    wobei der Demodulator außerhalb der Metallabdeckung angeordnet ist.
  25. Hochfrequenzvorrichtung nach Anspruch 24, wobei ein Substrat, auf dessen Oberfläche der Demodulator bestehend aus integrierten Schaltkreisen angebracht ist, eine Kupferfolie, die auf der Oberfläche des Substrats in einem Bereich unter dem Demodulator ausgelegt ist, und eine Kupferfolie, die auf der Rückseite des Substrats bereitgestellt ist, durch ein Durchgangsloch zusammengeschaltet sind.
  26. Hochfrequenzvorrichtung nach Anspruch 24, wobei das Substrat, auf dem der Demodulator bestehend aus integrierten Schaltkreisen angebracht ist, mit einem Loch unter den integrierten Schaltkreisen ausgestattet ist, wobei die Größe des Lochs größer als die Chipgröße innerhalb der integrierten Schaltkreise und kleiner als die äußeren Abmessungen integrierter Schaltkreise ist.
  27. Hochfrequenzvorrichtung nach Anspruch 25, wobei eine Vielzahl von streifenförmigen Bereichen, die frei von Lötresist sind, auf der Kupferfolie der Rückseite des Substrats bereitgestellt ist und ein Lot in den streifenförmigen Bereichen, die frei von Lötresist sind, vorstehend bereitgestellt ist.
  28. Hochfrequenzvorrichtung nach Anspruch 1, des Weiteren umfassend:

    – ein Eingabefilter, das zwischen dem Eingangsanschluss und der Mischeinrichtung bereitgestellt ist;

    – ein Zwischenfrequenzabstimmfilter, das mit dem Ausgangsanschluss verbunden ist;

    – eine I/Q-Extrahiereinrichtung, mit der der Ausgang des Zwischenfrequenzabstimmfilters verbunden ist;

    – einen ersten Ausgangsanschluss, der mit dem I-Signalausgang der I/Q-Extrahiereinrichtung verbunden ist; und

    – einen zweiten Ausgangsanschluss, der mit dem Q-Signalausgang der I/Q-Extrahiereinrichtung verbunden ist;

    wobei alle der vorgenannten Teile in einem Abschirmgehäuse untergebracht sind.
  29. Hochfrequenzvorrichtung nach Anspruch 28, wobei wenigstens eine Abschirmplatte zwischen der Mischeinrichtung und dem Oszillator der I/Q-Extrahiereinrichtung bereitgestellt ist.
  30. Hochfrequenzvorrichtung nach Anspruch 28, wobei die Mischeinrichtung und der Oszillator der I/Q-Extrahiereinrichtung in einem Abschirmgehäuse untergebracht und auf einer diagonalen Linie angeordnet sind.
  31. Hochfrequenzvorrichtung nach Anspruch 28, wobei der Eingangsanschluss auf einer längsweisen Seitenplatte eines ungefähr rechtwinklig geformten Abschirmgehäuses angeordnet ist, ein Eingangsfilter und die Mischeinrichtung nach dem Eingangsanschluss angeordnet sind, eine Trennplatte ungefähr parallel zu dem Eingangsfilter und der Mischeinrichtung bereitgestellt ist und ein Überlagerungsoszillator zum Zuführen von Schwingungsfrequenz zu der Mischeinrichtung in der anderen Seite der Trennplatte gegenüber dem Eingangsfilter und der Mischeinrichtung bereitgestellt ist.
  32. Hochfrequenzvorrichtung nach Anspruch 29, wobei ein Fach zum Unterbringen des Zwischenfrequenzabstimmfilters zwischen dem Überlagerungsosziliator zum Zuführen von Schwingungsfrequenz zu der Mischeinrichtung und der I/Q-Extrahiereinrichtung bereitgestellt ist.
  33. Hochfrequenzvorrichtung nach Anspruch 31, des Weiteren einen Ausgangsanschluss der I/Q-Extrahiereinrichtung und einen Steueranschluss des Überlagerungsoszillators, angeordnet in der Nähe der ersten breitenweisen Seitenplatte des Abschirmgehäuses, umfassend.
Es folgen 27 Blatt Zeichnungen






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