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Dokumentenidentifikation DE602004001368T2 09.11.2006
EP-Veröffentlichungsnummer 0001510830
Titel Bestimmung des Drifts der Referenzfrequenz in einem System GPS, mittels eines in Bursts von einem PDC-Handset ausgesandten VCO-Signals
Anmelder eRide, Inc., San Francisco, Calif., US;
Seiko Epson Corp., Tokyo, JP
Erfinder McBurney, Paul W., San Francisco California 94118, US
Vertreter Grünecker, Kinkeldey, Stockmair & Schwanhäusser, 80538 München
DE-Aktenzeichen 602004001368
Vertragsstaaten DE, FR, GB
Sprache des Dokument EN
EP-Anmeldetag 18.08.2004
EP-Aktenzeichen 040195968
EP-Offenlegungsdatum 02.03.2005
EP date of grant 28.06.2006
Veröffentlichungstag im Patentblatt 09.11.2006
IPC-Hauptklasse G01S 1/00(2006.01)A, F, I, 20051017, B, H, EP

Beschreibung[de]
1. Gebiet der Erfindung

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf Navigationssatellitenempfänger und insbesondere auf Verfahren und Systeme zum Betrieb von Navigations-Satellitenempfängern in Verbindung mit mobilen Telefonen.

2. Beschreibung des Standes der Technik

Mobile Telefone sind allgegenwärtig geworden, sie sind überall und jeder scheint sie zu verwenden. Das globale Positionierungssystem (GPS) und andere Satellitennavigationssysteme werden nun mit mobilen Telefonen verbunden, so dass die Position des Benutzers sowohl aus rechtlichen als auch aus Gründen der Bequemlichkeit bestimmt werden kann. Die Regierung der Vereinigten Staaten hat die Mobilfunkbetreiber ermächtigt, die physikalische Lage von Mobiltelefonen für das 9-1-1 Notrufsystem mitzuteilen. Die Exekutivorgane möchten aber auch in der Lage sein, Kriminelle zu orten, die bis jetzt eine Verhaftung durch die Verwendung von Roaming Mobiltelefonen umgehen konnten. Anwender und Unternehmen haben eine Unzahl von Gründen gefunden, warum es gut und nützlich wäre, die Position ihres Mobiltelefons und das ihrer Kunden zu kennen. Eine Verbindung von Mobiltelefon und Satellitennavigationsempfängertechnologien in einem handlichen Gerät für den Massenmarkt ist daher entscheidend.

Zwei Dinge sind entscheidend für jedes tragbare Kleingerät des Massenmarkts, Herstellungskosten und Batterielebensdauer. In einer Kombination von Mobiltelefon und Satellitennavigationsempfängertechnologien erscheint es angemessen, die Aufgaben zu teilen und so viele Komponenten wie möglich zwei Aufgaben erfüllen zu lassen. Am naheliegendsten ist es, das Mobiltelefon und den Satellitennavigationsempfänger in ein Gehäuse zu packen und eine Batterie zu verwenden, um beide mit Strom zu versorgen. Ein Kombigerät aus dem Stand der Technik versucht die erforderliche Zahl von Quarzoszillatoren zu reduzieren, indem die Referenzfrequenz des Satellitennavigationsempfängers durch ein aus einem Bestandteil des Mobiltelefons synthetisiertes Signal getrieben wird.

Referenz US 6,064,336 bezieht sich auf einen GPS-Empfänger, der die Präzisionsträgerfrequenz einer terrestrischen Kommunikationsverbindung zur Kalibrierung seines internen Oszillators ausnützt, um die GPS-Erfassungszeit zu verkürzen. Dies wird durch eine automatische Frequenzsteuerungsschaltung (AFC) erzielt, die Bestandteil ist des drahtlosen Modems des Kommunikationsempfängers. Während einer Datenübertragung zwischen dem drahtlosen Modem und der entsprechenden terrestrischen Basisstation liefert der AFC ein Frequenzkorrektursignal, um einen internen Oszillator des Kommunikationsempfängers einzustellen. Dieses Signal kann auch verwendet werden, um den internen Oszillator des GPS-Empfängers zu kalibrieren.

Es gibt eine ganze Reihe von Mobiltelefontechnologien, die in der ganzen Welt in Verwendung sind. Das globale System für mobile Telekommunikation (GSM), z.B. GSM 900, ist ein Mobiltelefonstandard, der im wesentlichen in Europa, Südostasien, Australien und Afrika verbreitet ist. Nordamerika verwendet ein Codemultiplexverfahren (CDMA) als digitale drahtlose Technologie, z.B. nach dem internationalen Standard (IS-95), und zahlreiche andere Netzwerktechnologien, die mit den in Europa verwendeten GSM-Netzwerken nicht kompatibel sind. Japan verwendet CDMA und Personal Digital Communicator (PDC) für seine Mobiltelefonnetzwerke. GSM-Telefone sind inkompatibel und funktionieren nicht in Japan.

Typische PDC-Mobiltelefone im Bereitschaftsmodus stimmen ihren spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) innerhalb einer zwanzig Millisekunden Pulsfolge alle 700 Millisekunden ab. Die VCO-Drifft zwischen diesen Impulsfolgen hat für den Betrieb des PDC-Systems keine Konsequenzen, aber eine derartige Drift überschreitet die strengen Grenzen für den Betrieb eines Satellitennavigationsempfängers. Die Zeitbereiche, in denen der Mobiltelefon VCO aktiv auf eine Synchronisationsimpulsfolge eingerastet wird, können eine gute synthetisierte Referenzfrequenz für den Betrieb von Satellitennavigationsempfängern zur Verfügung stellen. Das verfügbare Beobachtungszeitfenster ist aber nicht lang genug, um einen Frequenzzähleransatz zur Schätzung der Drift des Satellitennavigationsempfängers zu verwenden.

Was erforderlich ist, ist eine Schaltung, die Zeitsteuerungsinformationen von einem VCO vom PDC-Typ entnehmen kann, um die Initialisierung und den Betrieb eines GPS-Empfängers zu unterstützen.

Dies wird durch die Merkmale der unabhängigen Patentansprüche erreicht. Bevorzugte Ausführungsformen sind der Gegenstand der abhängigen Ansprüche.

Zusammenfassung der Erfindung

Kurz gesagt umfasst eine Kombination eines Mobiltelefons und eines Navigationssatellitenempfängers in einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung eine Schaltung zur Korrektur der Referenzfrequenzdrift des GPS-Empfängers unter Verwendung von VCO-Impulsfolgeninformationen, die in periodischen Abständen durch ein PDC-Mobiltelefon empfangen werden. Eine korrigierte GPS-Empfängerreferenzfrequenzdrift ermöglicht sodann eine schnellere Initialisierung und einen stabilen Betrieb der Positionierungslösungen, die dem Benutzer zur Verfügung gestellt werden. Ein GPS-numerisch gesteuerter Oszillator (NCO) empfängt eine PDC-Mobiltelefon VCO-Abtastung.

Ein Vorteil der vorliegenden Erfindung ist es, dass ein System und ein Verfahren zur Initialisierung und zum Betrieb eines Navigationssatellitenempfängers zur Verfügung gestellt werden.

Ein weiterer Vorteil der vorliegenden Erfindung ist es, dass ein System und ein Verfahren zur Reduktion der Kosten von mobilen Geräten mit Navigationssatellitenempfängern und Mobiltelefonen zur Verfügung gestellt werden.

Diese und andere Ziele und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden ohne Zweifel für den Fachmann ersichtlich sein, nachdem er die folgende detaillierte Beschreibung der bevorzugten SPS-Empfänger, die in den verschiedenen Zeichnungen dargestellt sind, gelesen hat.

Zeichnungen

1 ist ein Flussdiagramm eines Verfahrens gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;

2 ist ein schematisches Diagramm einer Diskriminatorschaltung gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung alternativ zu dem Verfahren aus 1.

Ausführliche Beschreibung der bevorzugten Ausführungsform

1 zeigt eine Verfahrensausführungsform der vorliegenden Erfindung zur Schätzung der GPS-Referenzfrequenzdrift aus einem Telefon VCO im Bereitschaftsmodus. Auf eine derartige Methode wird im Folgenden durch das allgemeine Bezugszeichen 100 verwiesen. Im Bereitschaftsmodus stimmen typische PDC-Mobiltelefone ihre VCOs in 20msec Impulsfolgen alle 700msec ab. Ein derartig kurzes Beobachtungszeitfenster ist nicht lang genug, um die GPS-Drift unter Verwendung eines herkömmlichen Frequenzzähleransatzes zu schätzen. Die Schaltung 100 ist in der Lage, die GPS-Drift präzise zu schätzen, unter der Voraussetzung, dass der VCO eingerastet ist, aber nur für eine kurze Zeit zur Verfügung steht.

In dem Schritt 102 wird ein Mobiltelefon VCO-Takt eingegeben und in ein Rechtecksignal mit einem vernünftigen Pulspausenverhältnis umgewandelt. Der VCO-Takt wird synchronisiert oder über ein Logikgatter mit einem Haupttaktgeber des GPS-Empfängers im Schritt 104 verknüpft. Im Schritt 106 wird eine gegatterte VCO-Taktvariable (VCOstate) mit zwei Zuständen definiert, (1) TTL hoch und (–1) TTL niedrig. Ein NCO mit einem Eingangstakt, MCLK, z.B. 27,456 MHz enthält einen 24-bit-Zähler der im Schritt 108 bei jedem MCLK einen "ICO_VALUE" addiert. Der volle Haupttakt wird verwendet, so dass VCO-Frequenzen bis hinauf zu MCLK unter MCLK untergebracht werden können. Eingangsbefehle werden vorzugsweise verwendet, um die nominale VCO-Frequenz zu definieren. Daher gilt NCO_VALUE = VCO·224/MCLK. Eine 4-Bit-Variable, Istate, ist gleich der obersten 4 Bits des NCO. Eine zweite 4-Bit-Variable, Qstate = Istate + 4, wird definiert. Bei jedem MCLK werden im Schritt 110 unter Verwendung einer Sinustabelle Referenzsinus- und Kosinusfunktionen gebildet, wobei Istate und Qstate die Eingaben an die Tabelle sind. Zum Beispiel

Im Schritt 112 werden bei jedem MCLK zwei Korrelatoren gemäß einer Trägermischung, Icorr += VCOstate· table [Istate] und Qcorr += VCOstate·table [Qstate] aktualisiert. Ein vorzeichenbehafteter 18-Bit-Korrelator ist angemessen für eine ein-msec Integration bei 27,456 MHz. Eine weitere Variable für das Pre-Detektionsintervall, „PDI", wird definiert. Für den Schritt 114 ist die Länge der PDI-Variable eine Funktion der GPS-Drift, nach der aufgelöst werden soll. Das PDI wird so gewählt, dass es in dem Beobachtungszeitfenster keinem Aliasing unterliegt. DRIFT_ERROR < 2/MIX_PDI, wobei DRIFT_ERROR in Hz bei NCO_NOMINAL ist, d.h., wenn der Driftfehler 10PPM beträgt, ist der Fehler bei Nominal 274,56 Hz. Für ein 1 msec PDI, ist die Drift daher innerhalb des detektierbaren Bereichs von 500Hz.

Wenn das PDI zu lang ist, unterliegt die Frequenz dem Aliasing. Dies mag dann noch akzeptabel sein, wenn es ein SCXO-Modell gibt, das die Detektion von Aliasing ermöglicht. Ein bevorzugter Ansatz definiert das PDI als hinreichend lang zur Verminderung des Rauschens, aber zugleich als hinreichend kurz, um Aliasing der schlechtesten GPS Driftabweichung zu verhindern. Zum Beispiel ein 25PPM Driftfehler = 686,4 Hz. Ein PDI von 0,5msec hat einen Alias bei 1 kHz, so dass der Driftwert ordnungsgemäß berechnet werden kann.

Am Ende der ersten PDI werden I1 = Icorr und Q2 = Qcorr im Schritt 116 gespeichert. Während einer zweiten PDI werden I2 = Icorr und Q2 = Qcorr gespeichert. Der standard AFC Diskriminator wird im Schritt 118 berechnet, Cross = I1· Q2–I2· Q1, und Dot = I1·I2 + Q1·Q2. Bilden des Verhältnisses X = Cross/Dot. Trigonometrie ergibt X = tan [(&ohgr;vcoError, -&ohgr;gpsError vco)·PDI], wobei &ohgr;vcoError = Kreisfrequenzfehler des VCO von Nominal und der wahren VCO Frequenz – VCO_NOMINAL entspricht, und wobei &ohgr;gpsError vco = Kreisfrequenzfehler des GPS Quarzes von Nominal, ausgedrückt an der VCO Nominalfrequenz.

Somit ist &ohgr;gpsError = &ohgr;gpsError vco·MCLK/VCO

= (Wahre GPS Frequenz – MCLK)

= Drift (bei MCLK)

Daher gilt &ohgr;gpsError vco = 2·PI·Drift·VCO/MCLK.

Unter der Annahme, dass &ohgr;vcoError = 0, ist der GPS Frequenzfehler (0 – &ohgr;gpError vco)·PDI = tan–1(X).

Eine Schätzung der GPS Referenzdrift ist daher im Schritt 120 verfügbar. Die Genauigkeit der Berechnung kann verbessert werden, indem man erkennt, dass die PDI durch zählen der MCLKs gebildet wird. Sie wird durch die gesuchte Drift beeinflusst. Dies kann berücksichtigt werden, indem die Tatsache beschrieben wird, dass die wahre PDI gleich NUM_CLKS·Periode der MCLK ist und gleich NUM_CLKS/(MCLK + Drift(bei MCLK)) ist. NUM_CLKS wird als die Zahl von MSEC ausgedrückt, NUM_CLKS = MSEC·0.001·MCLK.

Nach zwei Ersetzungen erhält man: (0 – 2·PI·Drift·VCO/MCLK)·MSEC 0.001·MCLK/(MCLK + Drift) = tan–1(X). Auflösen nach Drift ergibt: Drift(bei MCLK) = tan–1(X)·MCLK/(2·PI·0.001·MSEC·VCO + tan–1(X))

Unter Verwendung eines 13PPM GPS-Fehlers ist die wahre Frequenz bei 27,456,356,93 Hz. Die wahre Drift ist daher 356,93 Hz. In 1000 experimentellen Durchläufen unter Verwendung von MSEC=1, war die mittlere Frequenz 355,97 Hz, mit einem Fehler von 0,96 Hz. Dies führte zu einem mittleren PPM-Fehler = 0,035 PPM und einer Standardabweichung von 0,026 PPM.

Zur Frequenzunterstützung, während das Telefon im Bereitschaftsmodus ist, läuft die Schaltung 100 vorzugsweise im Hintergrund ab, bevor eine GPS-Ortsangabe erforderlich ist. Wenn eine GPS-Ortsangabe angefordert wird, steht eine aktuelle Driftschätzung bereit und es wird keine verzögerte GPS-Zeit bis zur ersten Ortsangabe (time-to-first-fix TTFF) geben, die auf Frequenzunterstützung wartet.

Während jeder 20msec Bereitschaftszeitdauer werden vorzugsweise 1 msec-Schätzungen gesammelt und gemittelt, um den Fehler weiter zu reduzieren.

2 zeigt eine zweite Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, in der ein Diskriminator 200 verwendet wird, zur Messung der Frequenzdifferenzen zwischen dem GPS-Takt und einem externen VCO-Takt. Ein herkömmlicher freqDiff-Schaltkreis liefert eine gute Genauigkeit, wenn das Beobachtungsintervall lang ist gegenüber der internen Taktfrequenz. In Anwendungen, in denen der externe Takt nur für kurze Zeitdauern beobachtbar ist, ist ein anderer Schaltungstyp erforderlich. Der fregDiff2-Schaltkreis ist ein einfacher Quadraturdetektor, in dem aufeinanderfolgende Beobachtungen die Frequenzfehlerdetektion liefern.

In der Schaltung 200 empfängt ein Auffangregister 202 des numerisch gesteuerten Oszillators (NCO) jede Ausgabe eines Firmware-Steuerprogramms für den NCO 204. Ein NCO-Wert 206 wird in periodischen Abständen geschrieben, wenn VCO-Information erhalten wird, z.B. von einem PDC-Mobiltelefon im Bereitschaftsmodus.

Der NCO 204 wird verwendet zur Erzeugung der Nominalfrequenz eines externen Takts. Um z.B. die Frequenzdifferenz zwischen einem Haupttaktgeber (MCLK) 208 und einem externen Takteingang (210) zu bestimmen, wird die Nominalfrequenz mit dem NCO erzeugt, um ein Quadraturfehlersignal zu bilden.

Der NCO 204 ist vorzugsweise ein vorzeichenloser 24-Bit-Addierer, der bei jedem Haupttakt eine Variable NCO_VALUE 212 addiert. Bei jedem MCLK des 27,456 MHz-Takts 208, der durch ein Taktfreigabegatter 209 geliefert wird, addiert der NCO 204 den NCO_VALUE 212 zu dem vorhergehenden Wert. Ein Eingang 210 steuert ein Taktgatter. Ein Frequenzsignal 214, das von dem NCO 204 erzeugt wird, ist eine Funktion des NCO_VALUE. Die Schaltung verwandelt den MCLK in die gewünscht Frequenz. NCO_VALUE (bits)= gewünschte Frequenz (Hz)·224 (bits)/MCLK (Hz). Die obersten 4-Bits des NCO werden in einer digitalen Verzögerung 216 verwendet, um eine 16-Bit-Sinusvariable, Istate, wobei Istate = NCO » 20 ist, zu erzeugen. Eine Quadraturversion (kosinus) 216 wird durch eine digitale Verzögerung 218 erzeugt, um den Istate um vier Zustände zu erhöhen (90 Grad). Qstate = (Istate + 4) & 0xF. Der Istate und Qstate sind beide Eingänge für eine jeweilige 16-Zustände Nachschlagetabelle 220 und 222, z.B.

Der externe Takt wird über ein Gatter 224 durch MCLK gesteuert und für eine Variable, Eingabe, die logische Werte von (0,1) hat. Wenn der externe Takt in einem logischen (TTL) hohen Zustand (1) ist, dann bekommt sie einen numerischen Wert von „1 ". Ansonsten hat sie den niedrigen Zustand (0) und bekommt den Wert „–1".

Ein I-Mischer 226 und ein Q-Mischer 227 speisen jeweils einen I-Korrelator 228 und einen Q-Korrelator 230. Wenn die Schaltung 200 freigegeben ist, werden diese Korrelatoren gelöscht. Die Zählung beginnt bei der nächsten Millisekunden-Unterbrechung. Eine Unterbrechung kann jede Millisekunde erzeugt werden. Die ersten Werte werden Null sein und vorzugsweise von der Firmware verworfen. Jede Millisekunde werden die Icorr und Qcorr-Werte in den jeweiligen Halteregistern 232 und 234 aufgefangen. Die Korrelatoren werden gelöscht und die Integration wird fortgesetzt, bis die Schaltung angehalten wird.

Eine Beobachtungszeitdauer von einer halben Millisekunde kann zweckmäßig sein zur Schätzung größerer Frequenzunterschiede. Der maximale theoretische Wert für jeden Korrelator in einer Millisekunde ist 27456·5 = 137280. Da 217 = 131072 und 218 = 262144 ist, können die Icor und Qcorr-Register jeweils 18-bit vorzeichenbehaftete Register sein. Die Ergebnisse werden mit Vorzeichen in 24-Bit-Worte verlängert. Ein freqDiff2-Unterbrechungsbit wird verwendet, um zu melden, wenn die Schaltung freigegeben ist und ein neues Ergebnis hat.

Die Schaltung 200 wird durch das Schreiben eines NCO_VALUE gesteuert. Das Kopieren eines Wortes in die Schaltung geschieht, wenn das höchstwertige Byte geschrieben ist. Ein in dem NCO_VALUE gesetztes Bit zeigt an, dass die Schaltung freigegeben ist. Nur Nullen zeigen an, dass die Schaltung gesperrt ist.

Für eine Leseoperation werden (1) die Taktfreigabe abgeschaltet, alle drei Bytes des Eingabe-NCO_VALUE auf Null gesetzt, und der NCO und die Korrelatoren gelöscht; (2) die Taktfreigabe eingeschaltet, wenn eines der Bits des NCO_VALUE gesetzt ist, und das obere Byte geschrieben ist, der Takt wird freigegeben nach dem nächsten Korrelatorabtastimpuls; (3) NCO wird mit MCLC betrieben; (4) das Taktgatter gattert den Eingabetakt mit dem Haupttakt; (5) Iphase ist ein 4-Bit-Wort und Qphase ist ein 4-Bit-Wort, das gegenüber I um 4 erhöht ist; (6) der I-Wert und Q-Wert ergeben sich aus dem Tabellenlesen; (7) Imix und Qmix sind Produkte der Eingabe (+/-1) mal die Tabellenausgabe; (8) die Korrelatoren sind 24-Bit-Addieren, z.B. 4-Bit-Voraddierer, 20-Bit Auf/Abzähler; (9) ein Korrelatorabtastimpuls wird als ein Millisekundenunterbrechung gesetzt; (10) die Auffangregister sind von dem Hauptcomputer als Driftschätzung lesbar; (11) ein Bit ist in dem int2-Status gesetzt, wenn eine ein msec-Integration vollendet ist, z.B. um zu verhindern, dass eine Unterbrechung gesetzt wird, wenn die Schaltung freigegeben ist, indem erkannt wird, dass sowohl das I als auch das Q-Auffangregister Null sind.

Obwohl die vorliegende Erfindung im Zusammenhang mit den gegenwärtig bevorzugten SPS-Empfängern beschrieben wurde, versteht es sich, dass die Offenbarung nicht als einschränkend zu interpretierend ist. Zahlreiche Abwandlungen und Änderungen werden zweifellos für den Fachmann nach dem Lesen der obigen Offenbarung ersichtlich sein.


Anspruch[de]
Frequenz-Diskriminatorschaltung zur Schätzung einer Referenzfrequenzdrift in einem Navigationsempfänger, der mit einem Mobiltelefon im Bereitschaftsmodus verbunden ist, umfassend:

einen Haupttaktgeber (MCLK), der dem Navigationsempfänger eine lokale Referenzfrequenz (208) zur Verfügung stellt;

ein spannungsgesteuerter Oszillator des Mobiltelefons, der periodisch durch ein Präzisionsträgerfrequenzsignal eines drahtlosen Kommunikationsnetzwerkes korrigiert wird, während das Mobiltelefon im Bereitschaftsmodus ist;

gekennzeichnet durch

einen numerisch gesteuerten Oszillator (204), der durch den Haupttaktgeber (208) getaktet wird, um die Frequenz des spannungsgesteuerten Oszillators zu synthetisieren;

ein Taktgatter, das durch den Haupttaktgeber (208) angesteuert wird, um das Signal (210) des spannungsgesteuerten Oszillators während der Zeitintervalle abzutasten, wenn der spannungsgesteuerte Oszillator auf das Präzisionsträgerfrequenzsignal eingerastet ist;

einen Sinusfunktionsgenerator (220) und einen Kosinusfunktionsgenerator (216, 218), die durch die von dem numerisch gesteuerten Oszillator (204) ausgegebenen Daten angesteuert werden, um ein Inphasensignal (I-Wert) und ein Quadraturphasensignal (Q-Wert) zu bilden;

einen Inphasenmischer (226) und einen Quadraturphasenmischer (227), um sowohl das Inphasensignal (I-Wert) als auch das Quadraturphasensignal (Q-Wert) mit dem abgetasteten Signal (224) des spannungsgesteuerten Oszillators für einen Inphasenmischerausgang (I-mix) und einem Quadraturphasenmischerausgang (Q-mix) zu mischen;

einen Inphasenintegrator (228) und einen Quadraturphasenintegrator (230), um den Inhphasenmischerausgang (I-mix) und den Quadraturphasenmischerausgang (Q-mix) über ein vorbestimmtes Zeitintervall zu integrieren; und

ein Inphasenauffangregister (232) und ein Quadraturphasenauffangregister (234), um die Ausgabe des Inphasenintegrators (228) und des Quadraturphasenintegrators (230) zu speichern, um die Referenzfrequenzdrift des Navigationsempfängers zu schätzen.
Verfahren zur Schätzung einer Referenzfrequenzdrift in einem Navigationsempfänger, der mit einem Mobiltelefon im Bereitschaftsmodus verbunden ist, mit den Schritten:

Eingeben (102) des Signals eines spannungsgesteuerten Oszillators, der auf ein Präzisionsträgerfrequenzsignal eines drahtlosen Kommunikationsnetzwerkes eingerastet werden kann;

gekennzeichnet durch

Abtasten (104, 106) des Signals des spannungsgesteuerten Oszillators in den Zeitintervallen, wenn der spannungsgesteuerte Oszillator auf das Präzisionsträgerfrequenzsignal des drahtlosen Kommunikationsnetzwerkes eingerastet ist, während das Mobiltelefon im Bereitschaftsmodus ist; Betreiben (108) eines numerisch gesteuerten Oszillators bei einer Nominalfrequenz;

Bilden (110) von Sinus- und Kosinussignalformen aus Daten, die von dem numerisch gesteuerten Oszillator ausgegeben werden, um ein Inphasen- und Quadraturphasensignal zu bilden;

Mischen sowohl des Inphasen- als auch des Quadraturphasensignals mit dem abgetasteten Signal des spannungsgesteuerten Oszillators;

Integrieren (112, 114) sowohl des gemischten Inphasen- als auch des gemischten Quadraturphasensignals über ein vorbestimmtes Zeitintervall;

Berechnen (118) einer Schätzung der Referenzfrequenzdrift des Navigationsempfängers aus der in aufeinanderfolgenden Schritten des Integrierens erhaltenen Informationen; und

Anpassen der Nominalfrequenz des numerisch gesteuerten Oszillators mit den in dem Schritt des Berechnens erhaltenen Ergebnissen.
Verfahren nach Anspruch 2, wobei das vorbestimmte Zeitintervall kürzer ist als die halbe Periode der größten Abweichung von der Referenzfrequenz, die detektiert werden soll. Verfahren nach einem der Ansprüche 2 oder 3, wobei aufeinanderfolgende Schätzungen der Referenzfrequenzdrift des Navigationsempfängers gesammelt und gemittelt werden, um den Fehler weiter zu vermindern.






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