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Dokumentenidentifikation DE10114410B4 19.04.2007
Titel Vorrichtung und Verfahren zur Ermittlung eines Qualitätsmasses eines periodischen Eingangssignals
Anmelder Advantest Corp., Tokio/Tokyo, JP;
Soma, Mani, Seattle, Wash., US
Erfinder Yamaguchi, Takahiro, Tokio/Tokyo, JP;
Soma, Mani, Seattle, Wash., US;
Ishida, Masahiro, Tokio/Tokyo, JP
Vertreter Hoffmann, E., Dipl.-Ing., Pat.-Anw., 82166 Gräfelfing
DE-Anmeldedatum 23.03.2001
DE-Aktenzeichen 10114410
Offenlegungstag 31.10.2001
Veröffentlichungstag der Patenterteilung 19.04.2007
Veröffentlichungstag im Patentblatt 19.04.2007
IPC-Hauptklasse G01R 29/02(2006.01)A, F, I, 20051017, B, H, DE

Beschreibung[de]
HINTERGRUND DER ERFINDUNG

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Vorrichtung und ein Verfahren zum Messen eines Qualitätsmaßes eines periodischen Eingangssignals, etwas eines Taktsignals, das beispielsweise einen Mikroprozessor treibt.

Jitter wird herkömmlich als Maß zum Abschätzen der Qualität eines Taktsignals eines Mikroprozessors verwendet.

Es gibt zwei Arten von Jitter, d.h. einen Periodenjitter und einen Zeitlagejitter. Wie in 1A gezeigt, ist bei einem jitterfreien idealen Taktsignal beispielsweise das Intervall Tint zwischen benachbarten Anstiegsflanken konstant, wie durch eine gestrichelte Wellenform angegeben, und in diesem Fall ist der Periodenjitter Null. Bei einem tatsächlichen Taktsignal schwankt die Lage (Zeitlage) der Anstiegsflanke gegenüber der Solllage (durch den Pfeil angegeben) vor und zurück, d.h., das Intervall Tint zwischen benachbarten Anstiegsflanken fluktuiert; diese Fluktuation des Intervalls wird als Periodenjitter bezeichnet. Beispielsweise im Fall einer Sinuswelle, die keine rechteckige Wellenform wie ein Taktsignal aufweist, ist die Fluktuation des Intervalls Tint zwischen Nulldurchgängen ebenfalls ein Periodenjitter.

Wie in 1B gezeigt, ist, wenn von einer jitterfreien Rechteckwellenform angenommen wird, daß sie die gestrichelte Wellenform ist, die Breite &Dgr;ϕ der Abweichung der Lage der tatsächlichen Anstiegsflanke (durchgezogene Linie) von der Sollage (gestrichelte Linie) ein Zeitlagejitter im Fall einer Jitter enthaltenden Rechteckwellenform.

Eine herkömmliche Messung von Periodenjitter wird durch einen Zeitintervallanalysator ausgeführt (nachstehend wird dieses Meßverfahren als Zeitintervallverfahren oder TIA-Verfahren bezeichnet). Dies ist gezeigt in "Phase Digitizing Sharpens Timing Measurements" von David Chu, IEEE Spectrum, Seiten 28-32, 1988, und "Time Domain Analysis and Its Practical Application to the Measurement of Phase Noise and Jitter" von Lee D. Cosart et al., IEEE Trans. Meas., Band 46, Seiten 1016-1019, 1997. Dieses Zeitintervallverfahren ist ein Verfahren, bei dem Nulldurchgänge eines im Test befindlichen Signals gezählt werden, die verstrichene Zeit gemessen wird und die Zeitfluktuation zwischen Nulldurchgängen ermittelt wird, um den Periodenjitter zu ermitteln. Außerdem wird der quadratische Mittelwert des Periodenjitters ermittelt.

Als herkömmliche Zeitlagejittermessung gibt es ein Verfahren, bei dem ein Zeitlagejitter durch Messen eines Phasenrausch-Spektrums im Frequenzbereich gemessen wird, und jene Spektren werden summiert, um einen quadratischen Mittelwert von Zeitlagejittern zu schätzen.

Die Erfinder der vorliegenden Erfindung haben ein Verfahren zur Messung von Jitter vorgeschlagen, wie es nachstehend in einem Artikel mit dem Titel "An Application of An Instantaneous Phase Estimating Method to A Jitter Measurement" in einem technischen Report "Probo", Seiten 9-16, herausgegeben von Probo Editorial Room of ADVANTEST CORPORATION, 12. November 1999, beschrieben ist. Das heißt, wie in 2 gezeigt, wird eine analoge Taktsignalwellenform von einer im Test befindlichen PLL-Schaltung (Phase Locked Loop) 11 von einem Analog/Digital-Umsetzer 12 in ein digitales Taktsignal xc(t) umgesetzt, und das digitale Taktsignal xc(t) wird an einen als Analytiksignaltransformationsanordnung 13 dienenden Hilbert-Paar-Generator 14 geliefert, in dem das digitale Taktsignal xc(t) in ein analytisches Signal zc(t) transformiert wird.

Ein Taktsignal xc(t) ist wie folgt definiert. xc(t) = Ac cos(2&pgr;fct + &thgr;c + &Dgr;ϕ(t))

Ac und fc sind Nominalwerte der Amplitude bzw. der Frequenz des Taktsignals, &thgr;c ist ein Anfangsphasenwinkel, und &Dgr;ϕ(t) ist eine Phasenfluktuation, die als Phasenrauschen bezeichnet wird.

Das Taktsignal xc(t) wird von einem Hilbert-Transformator 15 in dem Hilbert-Paar-Generator 14 Hilbert-transformiert, um die folgende Gleichung zu erhalten. x^c(t) = H[xc(t)] = Acsin(2&pgr;fct + &thgr;c + &Dgr;ϕ(t))

Dann wird ein analytisches Signal zc(t) mit xc(t) und x^ c(t) als Realteil bzw. Imaginärteil wie folgt ermittelt: zc(t) = xc(t) + jx^c(t) = Accos(2&pgr;fct + &thgr;c + &Dgr;ϕ(t)) + j Ac sin(2&pgr;fct + &thgr;c + &Dgr;ϕ(t))

Aus diesem analytischen Signal zc(t) kann eine Momentanphase &THgr;(t) des Taktsignals xc(t) durch eine Momentanphasenschätzfunktion 16 wie folgt geschätzt werden. &THgr;(T) = [2&pgr;fct + &thgr;c + &Dgr;ϕ(t)] mod 2&pgr;

Eine lineare Komponente (Linearphasenkomponente) dieser Momentanphase &THgr;(t) von einem Linearphasenentferner 17 entfernt, so daß die genannte Phasenfluktuation als eine Phasenrausch-Wellenform &Dgr;ϕ(t) übrig bleibt. D.h., in dem Linearphasenentferner 17 wendet ein Dauerphasenumsetzteil 18 ein sogenanntes Phasenabwicklungsverfahren auf die Momentanphase &THgr;(t) an, um eine Dauerphase &thgr;(t) wie folgt zu ermitteln. &thgr;(t) = 2&pgr;fct + &thgr;c + &Dgr;ϕ(t)

Das Phasenabwicklungsverfahren ist gezeigt in "A New Phase Unwrapping Algorithm" von Jose M. Tribolet, IEEE Trans. Acoustic., Speech, Signal Processing, Band ASSP-25, Seiten 170-177, 1977 und in "On Frequency-Domain and Time-Domain Phase Unwrapping" von Kuno P. Zimmermann, Proc. IEEE Band 75, Seiten 519-520, 1987.

Die Linearphase [2&pgr;fct + &thgr;c] der Dauerphase &thgr;(t) wird von einer Linearphasenauswertefunktion 19 unter Verwendung eines Lineartrendschätzverfahrens geschätzt. Diese geschätzte Linearphase [2&pgr;fct + &thgr;c] wird durch einen Subtrahierer 21 von der Dauerphase &thgr;(t) subtrahiert, um den variablen Term &Dgr;ϕ(t) der Momentanphase &THgr;(t), d.h. die Phasenrausch-Wellenform, wie folgt zu ermitteln. &thgr;(t) = &Dgr;ϕ(t)

Die so ermittelte Phasenrausch-Wellenform &Dgr;ϕ(t) wird in einen Spitze-Spitze-Detektor 22 eingegeben, in dem die Differenz zwischen dem Maximum-Spitzenwert max (&Dgr;ϕ(k)) und dem Minimum-Spitzenwert min (&Dgr;ϕ(l)) von &Dgr;ϕ(t) berechnet wird, um einen Spitzenwert &Dgr;ϕpp der Zeitlagejitter wie folgt zu ermitteln.

Außerdem wird die Phasenrausch-Wellenform &Dgr;ϕ(t) in einen Detektor 23 für den quadratischen Mittelwert eingegeben, in dem der quadratische Mittelwert der Phasenrausch-Wellenform &Dgr;ϕ(t) unter Verwendung der folgenden Gleichung als quadratischer Mittelwert &Dgr;ϕRMS der Zeitlagejitter berechnet wird:

Ein Verfahren, um auf diese Weise einen Spitzenwert von Zeitlagejittern und/oder einen quadratischen Mittelwert von Zeitlagejittern aus der Phasenrausch-Wellenform &Dgr;ϕ(t) zu ermitteln, wird als &Dgr;ϕ-Verfahren bezeichnet. Bei dem &Dgr;ϕ-Verfahren kann eine Jittermessung in einer Testzeit in der Größenordnung von 100 ms ausgeführt werden, da die Meßpunkte nicht auf Nulldurchgänge beschränkt sind. In 2 bilden die Analytiksignaltransformationsanordnung 13, die Momentanphasenschätzfunktion 16 und der Linearphasenentferner 17 eine Phasenrausch-Erfassungsanordnung 25.

Im Fall eines Jitters, bei dem jede Anstiegsflanke eines Taktsignals in der gleichen Richtung in einem im wesentlichen gleichen Ausmaß fluktuiert, wird ein von diesem Taktsignal getriebener Mikroprozessor nicht zu stark von dem Jitter beeinflußt. Bei einem Design einer PLL-Schaltung, die ein Taktsignal erzeugt, ist ein Korrelationskoeffizient zwischen den Anstiegsflanken des Taktsignals wichtig. Der Korrelationskoeffizient nimmt einen Wert von –1 bis +1 an. Wenn beispielsweise dieser Wert 0,6 ist, ist ersichtlich, daß die PLL-Schaltung Raum für eine Verbesserung des Korrelationskoeffizienten um 0,4 besitzt. Es kann angenommen werden, daß eine Fluktuation zwischen benachbarten Anstiegsflanken eines Taktsignals aus einer linearen Fluktuation (Signal), bei der die Fluktuation einer nachfolgenden Anstiegsflanke von der Fluktuation einer unmittelbar vorhergehenden Anstiegsflanke abhängt, und einer Fluktuation (Rauschen) besteht, bei der die Fluktuation einer nachfolgenden Anstiegsflanke keinen Bezug zur Fluktuation der unmittelbar vorhergehenden Anstiegsflanke aufweist, wobei ein Rauschabstand einer Fluktuation einer Anstiegsflanke definiert werden kann. Ein derartiger Korrelationskoeffizient oder ein Rauschabstand kann korrekter, als es ein quadratischer Mittelwert von Periodenjittern oder ein quadratischer Mittelwert von Zeitlagejittern kann, klarstellen, ob beispielsweise eine PLL-Schaltung im Leistungsbereich nahe ihrer theoretischen Grenze arbeitet oder nicht. Wenn außerdem ein derartiger Korrelationskoeffizient oder ein derartiges Signal-Rauschverhältnis gemessen werden kann, sind sie effektiv für einen Test einer PLL-Schaltung oder ähnlichem. Es wurde jedoch bis zum heutigen Tag noch kein Verfahren zum Messen eines derartigen Korrelationskoeffizienten oder eines Rauschabstands zwischen Nulldurchgängen eines Signals als Qualitätsmaß vorgeschlagen.

Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Vorrichtung und ein Verfahren zu schaffen, die ein Qualitätsmaß eines periodischen Eingangssignals ermitteln können.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Diese Aufgabe wird mit einer Vorrichtung gemäß Patentanspruch 1 und einem Verfahren gemäß Patentanspruch 13 gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.

Gemäß der vorliegenden Erfindung wird als Qualitätsmaß vorzugsweise ein Korrelationskoeffizient und/oder ein Rauschabstand der Phasenrausch-Wellenform aus der Phasenrausch-Wellenform ermittelt. D.h., erfindungsgemäß wird ein Qualitätsmaß durch das vorgenannte &Dgr;ϕ-Verfahren ermittelt.

Ein Rauschabstand wird aus dem Korrelationskoeffizienten ermittelt. Nachstehend wird ein Prinzip zum Ermitteln eines Korrelationskoeffizienten und außerdem zum Ermitteln eines Rauschabstands aus dem Korrelationskoeffizienten erläutert.

Ein Korrelationskoeffizient &rgr;tt(T) zwischen benachbarten Nulldurchgängen nT und (n + 1)T eines Momentanzeitlagejitters {&Dgr;ϕ(nT)} (T ist die Periode des Taktsignals) wird wie folgt ermittelt.

Ein Periodenjitter Jp wird aus der Differenz zwischen zwei Zeitlagejittern &Dgr;ϕ(nT) und &Dgr;ϕ((n + 1)T) eines Eingangssignals, die jeweils einen Abstand von einer Periode T voneinander aufweisen, ermittelt. Die Varianz &sgr;p 2(T) dieses Periodenjitters Jp wird durch die folgende Gleichung als Erwartungswert des Periodenjitters Jp ermittelt.

In diesem Fall ist &sgr;t 2 die Varianz von Zeitlagejitter &Dgr;ϕ(T).

Aus den Gleichungen (7-6) und (7-8) auf Seite 150 von "Probability, Random Variables, and Stochastic Processes" von A. Papoulis, 2. Auflage, McGraw-Hill Book Company und aus der Tatsache, daß sowohl &Dgr;ϕ(nT) als auch &Dgr;ϕ((n + 1)T) eine Abweichung von einem Mittelwert sind, ist ein Korrelationskoeffizient &rgr;tt zwischen &Dgr;ϕ(nT) und &Dgr;ϕ((n + 1)T). Somit wird die folgende Gleichung ermittelt. &sgr;p2(T) = 2(1 – &rgr;tt(T))&sgr;t2(T)(1)

Dies kann wie folgt umgeschrieben werden.

In der obigen Gleichung ist &sgr;p(T) der quadratische Mittelwert der Periodenjitter Jp, und &sgr;t(T) ist der quadratische Mittelwert der Zeitlagejitter &Dgr;ϕ(T).

Alternativ kann aus der Definition eines Korrelationskoeffizienten ein Korrelationskoeffizient &sgr;tt(T) durch die folgende Gleichung unter Verwendung von Zeitlagejitter {&Dgr;ϕ(nT)} ermittelt werden.

In der obigen Gleichung ist &Dgr;ϕ' ein Mittelwert der &Dgr;ϕ(nT).

Des weiteren ist, da &Dgr;ϕ(iT) selbst eine Abweichung von der Linearität gemäß der Definition von Zeitlagejitter ist, &Dgr;ϕ' Null, und daher kann dies bei den Gleichungen (3) und (4) weggelassen werden. Außerdem kann, da &Dgr;ϕ'/&sgr;t ein kleiner Wert wie beispielsweise das aus einem Experiment ermittelte &Dgr;ϕ'/&sgr;t ≅ 6/1000 ist, &Dgr;ϕ' bei den Gleichungen (3) und (4) weggelassen werden.

Eine Zeitlagejittervarianz &sgr;tt 2 von &Dgr;ϕ((n + 1)T), die bezüglich von Zeitlagejitter &Dgr;ϕ(nT) auf der Basis nur einer linearen Beziehung mit ihrer Fluktuation fluktuiert, kann durch die folgende Gleichung ausgedrückt werden. &sgr;tt2 = &rgr;tt2&sgr;t(n + 1)(5)

Eine Zeitlagejittervarianz &sgr;t,n 2 von &Dgr;ϕ((n + 1)T), die bezüglich von Zeitlagejitter &Dgr;ϕ(nT) auf der Basis von anderen Störungen einschließlich einer nicht linearen Beziehung mit ihrer Fluktuation fluktuiert, kann durch die folgende Gleichung ausgedrückt werden. &sgr;t,n2 = (1 – &rgr;tt2)&sgr;t(n+1)2(6)

Die Gleichungen (5) und (6) sind gezeigt in den Gleichungen (3.10) und (3.11) auf Seite 43-47 von "Engineering Applications of Correlation and Spectral Analysis" von J.S. Bendat & A.G. Piersol, John Wiley & Sons, 1980.

Aus den Gleichungen (5) und (6) kann ein Verhältnis einer linearen Fluktuation (Signalkomponente) von Zeitlagejitter {&Dgr;ϕ((n + 1)T)} auf der Basis einer Fluktuation von &Dgr;ϕ(nT) zu einer nicht mit auf eine Fluktuation von &Dgr;ϕ(nT) bezogenen Fluktuation (Rauschen), d.h. ein Rauschabstand SNRt, durch die folgende Gleichung ermittelt werden.

Wenn die Zeitlagejittervarianz &sgr;t groß ist, ist übrigens auch 1/SNRt groß, und wenn die Zeitlagejittervarianz &sgr;t klein ist, ist auch 1/SNRt klein. D.h., &sgr;t ist proportional zu 1/SNRt. Somit kann, wenn &sgr;t 2 auf der rechten Seite der Gleichung (1) mit 1/SNRt als Proportionalkoeffizient multipliziert wird, beide Seiten extrahiert werden und dann die beiden Seiten durch T dividiert werden, die folgende Gleichung ermittelt werden.

Wie oben ausgeführt, kann durch Ermitteln einer Periodenjittervarianz &sgr;p und einer Zeitlagejittervarianz &sgr;t ein Korrelationskoeffizient &rgr;tt von Zeitlagejitter, d.h. eine Phasenrausch-Wellenform &Dgr;ϕ(t), ermittelt werden. Außerdem kann aus den Gleichungen (3) und (4) unter Verwendung von Zeitlagejitter &Dgr;ϕ(nT) ein Korrelationskoeffizient &rgr;tt ermittelt werden. Darüber hinaus kann aus der Gleichung (7) ein Rauschabstand SNRt einer Phasenrausch-Wellenform &Dgr;ϕ(t) unter Verwendung des Korrelationskoeffizienten &rgr;tt ermittelt werden.

Bei der vorliegenden Erfindung wird ein Qualitätsmaß wie beispielsweise ein Korrelationskoeffizient &rgr;tt oder ein Rauschabstand SNRt durch ein &Dgr;ϕ(t) verwendendes Verfahren ermittelt werden.

KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

1A ist ein Diagramm zum Erläutern von Periodenjitter;

1B ist ein Diagramm zum Erläutern von Zeitlagejitter;

2 ist ein Blockschaltbild, das eine Funktionskonfiguration einer Vorrichtung zum Ermitteln eines Jitters auf der Basis des vorgeschlagenen &Dgr;ϕ-Verfahrens zeigt;

3 ist ein Blockschaltbild, das eine Funktionskonfiguration einer Ausführungsform einer Vorrichtung zum Ermitteln eines Qualitätsmaßes gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt;

4 ist ein Diagramm, das eine Beziehung zwischen Nulldurchgängen des Realteils xc(t), einer Phasenrausch-Wellenform und Periodenjittern eines Eingangssignals zeigt;

5 ist ein Blockschaltbild, das eine Funktionskonfiguration einer anderen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;

6 ist ein Blockschaltbild, das ein modifiziertes Beispiel einer Analytiksignaltransformationsanordnung 13 zeigt;

7 ist ein Blockschaltbild, das ein anderes modifiziertes Beispiel einer Analytiksignaltransformationsanordnung 13 zeigt;

8 ist ein Graph, der experimentelle Ergebnisse zeigt; und

9 ist ein Diagramm, das deren numerische Werte zeigt.

10 ist ein Blockschaltbild, das einen Teil einer anderen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt.

AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN

3 zeigt eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Teile in 3, die jenen von 2 entsprechen, sind mit den gleichen Bezugszahlen bezeichnet wie jene in 2. Bei der vorliegenden Erfindung wird ähnlich wie bei dem in 2 gezeigten Fall ein Eingangssignal von einer im Test befindlichen PLL-Schaltung 11 oder ähnlichem von einem A/D-Umsetzer 12 in ein digitales Signal umgesetzt. Dieses digitale Signal wird in eine Phasenrausch-Erfassungsanordnung 25 eingegeben, mit der eine Phasenrausch-Wellenform &Dgr;ϕ(t) aus ihm entnommen wird. Diese Phasenrausch-Wellenform &Dgr;ϕ(t) wird an eine Erfassungsanordnung 31 für den quadratischen Mittelwert von Zeitlagejitter und an eine Erfassungsanordnung 32 für den quadratischen Mittelwert von Periodenjitter geliefert. In der Erfassungsanordnung 31 für den quadratischen Mittelwert von Zeitlagejitter wird der quadratische Mittelwert &Dgr;ϕRMS der eingegebenen Phasenrausch-Wellenform &Dgr;ϕ(t) berechnet. In der Erfassungsanordnung 32 für den quadratischen Mittelwert von Periodenjitter wird der quadratische Mittelwert JRMS der Periodenjitter Jp aus der eingegebenen Phasenrausch-Wellenform &Dgr;ϕ(t) berechnet.

In der Erfassungsanordnung 31 für den quadratischen Mittelwert von Zeitlagejitter und der Erfassungsanordnung 32 für den quadratischen Mittelwert von Periodenjitter wird, in diesem Beispiel, die Phasenrausch-Wellenform &Dgr;ϕ(t) von einem Nulldurchgangsabtaster 33 mit einer dem Nulldurchgang des Realteils xc(t) eines analytischen Signals zc(t) nächstmöglichen Zeitlage abgetastet.

Eine Wellenform des Realteils xc(t) eines analytischen Signals ist in 4A gezeigt, und ein Abtastpunkt (arithmetischer Verarbeitungspunkt), der einem Nulldurchgang der Anstiegs- (oder Abfall-)Flanke der Wellenform am nächsten ist, wird von einem Nulldurchgangserfassungsteil 34 erfaßt. In 4A sind Punkte, die einem erfaßten Nulldurchgang am nächsten liegen, mit einem Zeichen O bezeichnet. Dieser Punkt wird als approximierter Nulldurchgang bezeichnet. Wie in 4B gezeigt, wird der durch das Zeichen O bezeichnete Wert der Phasenrausch-Wellenform &Dgr;ϕ(t) von dem Nulldurchgangsabtaster 33 als Abtastwert an dem approximierten Nulldurchgang entnommen. Jeder der entnommenen Abtastwerte ist ein Maß der Abweichung von einer idealen Zeitlage (einem idealen Nulldurchgang) des Realteils xc(t) eines jitterfreien analytischen Signals. Bei den Abtastwerten von &Dgr;ϕ(t) ist, wenn die Differenz zwischen jedem Abtastwert und dessen unmittelbar vorhergehendem Abtastwert ermittelt wird, diese Differenz die Fluktuation zwischen Nulldurchgängen, d.h. ein Periodenjitter JP. Ein Periodenjitter JP kann aus dem n-ten Abtastwert &Dgr;ϕn und dem (n + 1)-ten Abtastwert &Dgr;ϕn+1 von &Dgr;ϕ(t) in 4B als JP = &Dgr;ϕn+1 – &Dgr;ϕn ermittelt werden. Das so ermittelte JP ist in 4C gezeigt.

Ein Verfahren zur Erfassung eines approximierten Nulldurchgangs in dem Nulldurchgangserfassungsteil 34 wird erläutert. Der Maximumwert der Wellenform des Realteil xc(t) wird als 100%-Pegel definiert, und der Minimumwert wird als 0%-Pegel definiert, um einen 50%-Pegel V (50%) aus der Differenz zwischen dem 100%-Pegel und dem 0%-Pegel als Nulldurchgangspegel zu berechnen. Die Differenz zwischen einem Abtastwert und dem 50%-Pegel V (50%) und die Differenz zwischen dessen benachbartem Abtastwert und dem 50%-Pegel V (50%), d.h. (xc(j – 1) – V (50%)) und (xc(j) – V (50%)), werden berechnet, und des weiteren wird das Produkt aus jenen Differenzwerten (xc(j – 1) – V (50%)) × (xc(j) – V (50%)) berechnet. Wenn xc(t) den 50%-Pegel kreuzt, d.h. den Nullpegel, ändert sich das Vorzeichen von dessen Abtastwert xc(j – 1) – V (50%) oder xc(j) – V (50%) von negativ zu positiv oder von positiv zu negativ. Daher wird, wenn das Produkt negativ ist, erfaßt, daß xc(t) den Nullpegel passiert hat, und es wird ein Zeitpunkt j – 1 oder j, zu dem ein kleinerer Absolutwert des Abtastwerts xc(j – 1) oder xc(j) erfaßt wird, als approximierter Nulldurchgang ermittelt.

Die Abtastwerte der Phasenrausch-Wellenform von dem Nulldurchgangsabtaster 33 werden in einen &Dgr;ϕRMS (quadratischer Mittelwert)-Detektor 35 eingegeben, in dem ihr quadratischer Mittelwert durch die folgende Gleichung berechnet wird, um den quadratischen Mittelwert &Dgr;ϕRMS von Zeitlagejitter zu ermitteln, d.h. &sgr;t.

Außerdem wird in der Erfassungsanordnung 32 für den quadratischen Mittelwert von Periodenjitter der Reihe nach die Differenz zwischen jedem Abtastwert und dessen unmittelbar vorhergehendem Abtastwert durch die Differenzbildungsschaltung 36 ermittelt, um einen Periodenjitter JP zu ermitteln. Aus einer Serie von so ermittelten Periodenjittern JP wird der quadratische Mittelwert durch einen JRMS (quadratischer Mittelwert)-Detektor 37 berechnet. D.h., eine Differenzwellenform der Abtastwerte der Phasenrausch-Wellenform aus dem Nulldurchgangsabtaster 33 wird von der Differenzbildungsschaltung 36 berechnet, und die Differenzphasenrausch-Wellenform wird an den Detektor 37 für den quadratischen Mittelwert geliefert, in dem die folgende Gleichung berechnet wird.

Auf diese Weise kann der quadratische Mittelwert JRMS von Periodenjitter, d.h. eine Periodenjittervarianz &sgr;p ermittelt werden.

Der quadratische Mittelwert &Dgr;ϕRMS der Zeitlagejitter (Zeitlagejittervarianz &sgr;t) und der quadratische Mittelwert JRMS der Periodenjitter (Periodenjittervarianz &sgr;p), die wie oben erläutert ermittelt wurden, werden in eine Qualitätsmaßschätzanordnung 38 eingegeben. In der Qualitätsmaßschätzanordnung 38 wird die Gleichung (2) auf der Basis von &sgr;t und &sgr;p vom Korrelationskoeffizienten (&rgr;tt)-Berechner 39 berechnet, um einen Korrelationskoeffizienten &rgr;tt zu ermitteln. In diesem Beispiel wird dieser Korrelationskoeffizient &rgr;tt in einen Rauschabstand (SNRt)-Berechner 41 eingegeben, durch den die Gleichung (7) auf der Basis dieses &rgr;tt berechnet wird, um das SNRt zu ermitteln. Der Korrelationskoeffizient &rgr;tt und/oder der Rauschabstand SNRt werden aus einem Ausgangsanschluß 42 und/oder einem Ausgangsanschluß 43 als jeweiliges Qualitätsmaß ausgegeben.

5 zeigt eine andere Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Diejenigen Teile in 5, welche jenen in 3 entsprechen, sind mit den gleichen Bezugszahlen bezeichnet wie jene in 3. Bei dieser Ausführungsform wird die Gleichung (3), bei der &Dgr;ϕ' weggelassen ist, durch den Korrelationskoeffizienten (&rgr;tt)-Berechner 39 bezüglich der Abtastwerte aus dem Nulldurchgangsabtaster 33 berechnet. D.h., zwei Abtastwertfolgen der Phasenrausch-Wellenform mit einem Zeitunterschied der Periode T zwischen sich werden in einen Produktsummenberechner 45 eingegeben, von dem das jeweilige Produkt aus &Dgr;ϕ(iT) und &Dgr;ϕ((i + 1)T) aus gleichnamigen Abtastwerten der beiden Folgen berechnet wird und anschließend die Produkte aufsummiert werden. Außerdem wird eine der Folgen von Abtastwerten aus dem Nulldurchgangsabtaster 33 in einen

Quadratsummenberechner 46 eingegeben, von dem die Summe der Quadrate &Dgr;ϕ(iT)2 berechnet wird. Die von dem Produktsummenberechner 45 berechnete Produktsumme &Sgr;&Dgr;ϕ(iT)&Dgr;ϕ((i + 1)T) wird in einem Dividierer 47 durch die berechnete Quadratsumme &Sgr;&Dgr;ϕ(iT)2 dividiert, um einen Korrelationskoeffizienten &rgr;tt zu ermitteln. Dieser Korrelationskoeffizient &rgr;tt wird erforderlichenfalls aus dem Ausgangsanschluß 42 ausgegeben. Zusätzlich wird dieser Korrelationskoeffizient &rgr;tt in den Rauschabstand-Berechner 41 eingegeben, von dem eine Berechnung der Gleichung (7) ausgeführt wird, und das Rechenergebnis SNRt wird an einem Ausgangsanschluß 43 ausgegeben.

Bei der in 3 gezeigten Ausführungsform wird die Phasenrausch-Wellenform von dem Nulldurchgangsabtaster 43 zu einem Zeitpunkt nahe bei einem Nulldurchgang einer Anstiegsflanke abgetastet. Die Phasenrausch-Wellenform kann jedoch im allgemeinen von dem Nulldurchgangsabtaster 33 in einem Intervall eines ganzzahligen Vielfachen einer Zeitdauer zwischen einem Nulldurchgang einer Anstiegsflanke und einem Nulldurchgang einer Abfallflanke sowie mit einer Zeitlage nahe einem Nulldurchgang abgetastet werden. Außerdem können die an den &Dgr;ϕRMS-Detektor 35 zu liefernden Abtastwerte der Phasenrausch-Wellenform ein Ausgangssignal des Nulldurchgangsabtasters 33 sein, oder ein Abtaster 51 kann gesondert vorgesehen sein, wie durch eine gestrichelte Linie angegeben, und die Phasenrausch-Wellenform kann von dem Abtaster 51 mit der Zeitlage der gleichen Periode wie die Periode nT/2 (n ist eine ganze Zahl) der an die Differenzbildungsschaltung 36 zu liefernden erneut abgetasteten Phasenrausch-Wellenform abgetastet werden, um die abgetastete Phasenrausch-Wellenform an den &Dgr;ϕRMS-Detektor 35 zu liefern. Was die Abtastzeitlage in diesem Fall angeht, kann, da die Periode T des Eingangssignals bekannt ist, die Phasenrausch-Wellenform mit einem Intervall eines ganzzahligen Vielfachen der Abtastperiode t des A/D-Umsetzers 12 und mit einer nT/2 nächstliegenden Zeitlage abgetastet werden.

Des weiteren können, da &sgr;p 2 und &sgr;t 2 bei der Berechnung der Gleichung (2) involviert sind, die Rechenergebnisse vor dem Ziehen der Quadratwurzel in dem &Dgr;ϕRMS-Detektor 35 bzw. dem JRMS-Detektor 37 an einen Korrelationskoeffizientenberechner 39 geliefert werden.

Auch bei der Ausführungsform von 5 kann die Abtastzeitlage des Nulldurchgangsabtasters 33 nahe bei nT/2 sein. Außerdem kann, wie durch eine gestrichelte Linie angegeben, ein Abtaster 52 anstatt des Nulldurchgangsabtasters 33 vorgesehen sein, um eine Abtastperiode T' einzustellen, und die Phasenrausch-Wellenform kann mit einer Zeitlage nahe jeder beliebigen Periode T' abgetastet werden. Alternativ kann ohne Vorsehen der Abtaster 33 oder 52 die Phasenrausch-Wellenform &Dgr;ϕ(t) aus der Phasenrausch-Wellenformerfassungsanordnung 25 direkt an den Korrelationskoeffizientenberechner 39 geliefert werden. Bei der Berechnung in dem Korrelationskoeffizientenberechner 39 kann &Dgr;ϕ', d.h. ein Mittelwert der eingegebenen Phasenrausch-Wellenform, berechnet werden, um die genauen Berechnungen der Gleichungen (3) und (4) auszuführen.

Wie durch eine gestrichelte Linie in 3 angegeben, kann ein Taktsignal von der im Test befindlichen PLL-Schaltung 11 über einen Begrenzer 53 an den A/D-Umsetzer 12 geliefert werden, so daß die Amplitude des Taktsignals konstant gemacht wird, wodurch die Phasenrausch-Wellenform &Dgr;ϕ(t) nicht von einer Amplitudenmodulationskomponente beeinflußt wird, weshalb ein Jitter korrekt gemessen werden kann. Diese Verarbeitungseinheit zum Konstantmachen der Amplitude eines Eingangssignals kann auch an der Ausgangsseite des A/D-Umsetzers 12 vorgesehen sein.

In der Anordnung 13 zum Transformieren eines Eingangssignals in ein analytisches Signal zc(t) gemäß Darstellung in 6 wird ein eingegebenes digitales Signal von einem FFT-Teil 66 Fouriertransformiert, und negative Frequenzkomponenten werden von einem Bandpaßfilter 67 vom Transformationsausgangssignal abgeschnitten, um nur die Grundwelle des eingegebenen Taktsignals zu entnehmen. Dann wird das Ausgangssignal des Bandpaßfilters 67 von einem Invers-FFT-Teil 68 invers Fourier-transformiert, um ein analytisches Signal zc(t) zu ermitteln.

Alternativ wird, wie in 7 gezeigt, ein eingegebenes Taktsignal xc(t) in Frequenzmischern 71a und 71b mit cos(2&pgr;(fc + &Dgr;f)t + &thgr;) bzw. sin(2&pgr;(fc + &Dgr;f)t + &thgr;) gemischt. Dann werden aus den Ausgangssignalen der Tiefpaßfilter 72a und 72b Differenzfrequenzkomponenten entnommen, um ein durch die folgende Gleichung ausgedrücktes analytisches Signal zc(t) zu ermitteln. zc(t) = (Ac/2)[cos(2&pgr;&Dgr;ft + (&thgr; – &thgr;c) – &Dgr;ϕ(t)) + j sin(2&pgr;&Dgr;ft + (&thgr; – &thgr;c) – &Dgr;ϕ(t))]

Der Realteil und der Imaginärteil der obigen Gleichung werden durch A/D-Umsetzer 73a und 73b jeweils in digitale Signale umgesetzt, und jene digitalen Signale werden an eine Momentanphasenschätzfunktion 16 geliefert.

Bei der vorgenannten Konfiguration kann ein Komparator anstatt des A/D-Umsetzers verwendet werden. D.h., wie beispielsweise durch eine gestrichelte Linie in 6 angegeben, ein Komparator 74 kann dazu verwendet werden, das Eingangssignal in ein Signal umzusetzen, das repräsentiert, daß das Eingangssignal größer oder gleich einem Referenzpegel ist oder daß das Eingangssignal kleiner als der Referenzpegel ist, nämlich in ein Ein-Bit-Digitalsignal. Zusätzlich können, wie durch gestrichelte Linien in 7 angegeben, Komparatoren 74a und 74b anstatt der A/D-Umsetzer 73a bzw. 73b verwendet werden.

Um ein Taktsignal mit seiner verminderten Frequenz an die Analytiksignaltransformationsanordnung 13 zu liefern, wie durch gestrichelte Linien in 6 und 7 angegeben, kann die Taktsignalfrequenz durch einen Frequenzteiler 75 frequenzgeteilt werden, um das frequenzgeteilte Taktsignal an die Analytiksignaltransformationsanordnung 13 zu liefern. Alternativ kann, obwohl dies nicht dargestellt ist, das Taktsignal unter Verwendung eines im wesentlichen jitterfreien Überlagerungssignals von einem Frequenzumsetzer in ein Differenzfrequenzsignal zwischen jenen Signalen umgesetzt werden, um das Differenzfrequenzsignal an die Analytiksignaltransformationsanordnung 13 zu liefern. Eine oder mehrere Funktionen jeder funktionellen Konfiguration der in den 3, 5, 6 und 7 gezeigten Vorrichtungen können auch durch Decodieren und Ausführen von Programmen in einem Computer ausgeführt werden.

In der vorstehenden Beschreibung wurde als im Test befindliches Signal ein Fall eines Taktsignals eines Mikroprozessors erläutert. Die vorliegende Erfindung kann jedoch auch auf die Schätzung eines Qualitätsmaßes wie beispielsweise eines Korrelationskoeffizienten, eines Rauschabstands oder ähnliches einer Phasenrausch-Wellenform eines Taktsignals oder eines anderen Signals wie beispielsweise eines Sinuswellensignals oder ähnlichem angewendet werden, die in anderen Vorrichtungen verwendet werden.

Eine Beziehung zwischen einer Periodenjittervarianz &sgr;p 2 eines Taktsignals und einem SNRt von {&Dgr;ϕ(nT)} wurde durch ein Experiment verifiziert. In dem Experiment wurde ein Mikroprozessor verwendet. Seine interne PLL-Schaltung kann ein Taktsignal mit einer Frequenz von 200 MHz bis 600 MHz erzeugen. Die Taktsignalqualität wurde dadurch geschätzt, daß die PLL-Schaltung in zwei extreme Bedingungen versetzt wurde. Eine dieser extremen Bedingungen ist der sogenannte Leise-Modus bzw. Quiet-Mode, d.h. ein Fall eines nicht-aktiven Zustands des Mikroprozessors. In dem nicht-aktiven Zustand arbeitet, wenn der PC auf einen Benutzerbefehl wartet, nur eine PLL-Schaltung, die ein Taktsignal ausgibt, indem an sie eine Phasenbasis auf der Basis eines Referenztaktsignals aus einem Referenztaktsignalgenerator angelegt wird, wodurch der beste Zustand, daß das Taktsignal nicht vom Betrieb des PCs beeinflußt wird, erzeugt wird. Die andere Extrembedingung ist der sogenannte Laut-Modus bzw. Noisy-Mode, d.h. ein Fall eines extrem aktiven Zustands des Mikroprozessors. Im Laut-Modus befinden sich ein Level-2-Speicher, ein Kernbus und Zweig-Prädiktor-Einheiten in einem PC in vollem Betrieb, wobei die Hin- und Herschaltvorgänge des Mikroprozessors durch jenen Betrieb und ein Testprogramm maximiert werden. D.h., es wird ein Zustand geschaffen, in dem das Taktsignal am stärksten durch den Betrieb des PCs beeinflußt wird.

8 zeigt die Beziehung zwischen einem aus der Gleichung (2) oder (3) ermittelten Korrelationskoeffizienten |&rgr;tt(T)| und einem aus der Gleichung (7) ermittelten SNRt. Die Abszissenachse repräsentiert den SNRt, und die Ordinatenachse repräsentiert &sgr;p/T. Die durchgezogene Linie gibt aus der Gleichung (8) ermittelte theoretische Werte an, und das Zeichen O gibt einen experimentellen Wert an. Es ist ersichtlich, daß der experimentelle Wert auf der theoretischen Kurve liegt, und somit fällt der experimentelle Wert mit dem theoretischen Wert zusammen. 9 zeigt gemessene Werte in diesem Fall.

In der obigen Beschreibung wird ein Momentanphasenrauschen &Dgr;ϕ(t) an einem Punkt (einem approximierten Nulldurchgangspunkt) abgetastet, der so nahe wie möglich an einem Nulldurchgang des Realteils eines analytischen Signals liegt, um eine Zeitlagejitterfolge zu ermitteln. Bei der Abtastung an dem approximierten Nulldurchgangspunkt, beispielsweise wie durch gestrichelte Linien in 10 angegeben, kann der Nulldurchgangsabtaster 33 in Serie zwischen die Momentanphasenschätzfunktion 16 und den Dauerphasenumsetzer 18 geschaltet werden. Alternativ kann der Nulldurchgangsabtaster 33 in Serie zwischen den Dauerphasenumsetzer 18 und die Linearphasenschätzfunktion 19/den Subtrahierer 21 geschaltet werden.

Wie oben ausgeführt, können erfindungsgemäß ein Korrelationskoeffizient &rgr;tt und ein Rauschabstand SNRt zwischen Nulldurchgängen eines Eingangssignals ermittelt werden. Beim Design und bei der versuchsweisen Herstellung ergibt &rgr;tt ≅ 1 eine obere Grenze des SNRt. Daher ist es möglich, durch eine Simulation zum Zeitpunkt des Designs oder durch Messen von &rgr;tt oder des SNRt eines auf experimenteller Basis hergestellten Gegenstands herauszufinden, um wieviel die Taktsignalqualität weiter verbessert werden kann. Wenn &rgr;tt durch individuelles Betreiben jedes von Kernblöcken, der mit einer PLL-Schaltung zusammengepackt werden soll, gemessen wird, und wenn das Meßergebnis einen kleinen &rgr;tt-Wert ergibt, kann angenommen werden, daß die PLL-Schaltung einem relativ starken Einfluß von dem durch den Kernblock erzeugten Rauschen oder ähnlichem unterliegt. Daher ist ersichtlich, daß die Notwendigkeit besteht, eine Abschirmung oder ähnliches zwischen dem Kernblock und der PLL-Schaltung vorzusehen, so daß die PLL-Schaltung nicht vom Kernblock beeinflußt wird.

Des weiteren können, da das &Dgr;ϕ-Verfahren beider vorliegenden Erfindung verwendet wird, (&sgr;p, &sgr;t) und Qualitätsmaße (SNRt, &rgr;tt) gleichzeitig als Testgrößen beim Test eines Mikroprozessors oder ähnlichem gemessen werden.

Des weiteren reicht es im Fall des Ermittelns von &rgr;tt aus der Gleichung (3) oder (4) aus, nur einen Zeitlagejitter &Dgr;ϕ(t) zu verwenden. Das Auftreten von Zeitlagejitter basiert auf seiner Wahrscheinlichkeit, und im allgemeinen ist der positivseitige Maximumfluktuationswert &Dgr;ϕmax + von einer idealen Zeitlage gleich dem negativseitigen Maximumfluktuationswert &Dgr;ϕmax von der idealen Zeitlage. Daher erfordert der Fall des Ermittelns eines Korrelationskoeffizienten &rgr;tt aus der Gleichung (3) oder (4) weniger Zeit als der Fall des Ermittelns eines Korrelationskoeffizienten &rgr;tt aus der Gleichung (2), die eine Periodenjittervarianz &sgr;p verwendet. Darüber hinaus ist im Fall des Ermittelns von &rgr;tt aus einer Computersimulation die Berechnung in der Gleichung (3) einfacher und bequemer als im Fall der Gleichung (2). Außerdem kann die Gleichung (2) &rgr;tt mit höherer Genauigkeit ermitteln, als es die Gleichung (3) kann.


Anspruch[de]
Vorrichtung zum Erhalt eines Qualitätsmaßes eines periodischen Eingangssignals, aufweisend:

eine Analytiksignaltransformationsanordnung (13) zum Transformieren des Eingangssignals in ein komplexes analytisches Signal (zc(t));

eine Momentanphasenschätzanordnung (16) zum Ermitteln der Momentanphase des Eingangssignals anhand des analytischen Signals;

eine Linearphasenentfernungsanordnung (17) zum Erhalt einer Linearphasenkomponente der Momentanphase und zum Entfernen der Linearphasenkomponente von der Momentanphase zur Gewinnung einer Phasenrausch-Wellenform (&Dgr;ϕ(t)); und

eine Qualitätsmaßschätzanordnung (38) zur Ermittlung des Qualitätsmaßes aus der Phasenrausch-Wellenform.
Vorrichtung nach Anspruch 1, bei der die Qualitätsmaßschätzanordnung (38) eine Korrelationskoeffizienten-Berechnungsanordnung (39) zum Ermitteln eines Korrelationskoeffizienten (&rgr;tt) der Phasenrausch-Wellenform (&Dgr;ϕ(t)) als das Qualitätsmaß des Eingangssignals aufweist. Vorrichtung nach Anspruch 2, bei der die Qualitätsmaßschätzanordnung (38) ferner eine Anordnung (41) zum Ermitteln des Rauschabstands (SNRt) der Phasenrausch-Wellenform als das Qualitätsmaß des Eingangssignals aufweist. Vorrichtung nach Anspruch 3, bei der die Anordnung (41) zum Ermitteln des Rauschabstands ausgebildet ist, das Qualitätsmaß unter Verwendung des Korrelationskoeffizienten zu ermitteln. Vorrichtung nach Anspruch 2 oder 4, ferner aufweisend:

eine erste Erfassungsanordnung (31) zum Ermitteln von Zeitlagejittern- des Eingangssignals aus der Phasenrausch-Wellenform und zum Ermitteln des quadratischen Mittelwerts (&Dgr;ϕRMS) der Zeitlagejitter; und

eine zweite Erfassungsanordnung (32) zum Ermitteln von Periodenjittern des Eingangssignals aus der Phasenrausch-Wellenform und zum Ermitteln des quadratischen Mittelwerts (JRMS) der Periodenjitter;

wobei die Korrelationskoeffizienten-Berechnungsanordnung (39) in der Lage ist, den Korrelationskoeffizienten (&rgr;tt) aus den quadratischen Mittelwerten des Zeitlagejitters und des Periodenjitters zu ermitteln.
Vorrichtung nach Anspruch 5, bei der die zweite Erfassungsanordnung (32) umfaßt:

eine Nulldurchgangsabtastanordnung (33) zum Abtasten der Phasenrausch-Wellenform zu einem Zeitpunkt nahe einem Nulldurchgang des Realteils des analytischen Signals zur Ausgabe von Abtastwerten der Phasenrausch-Wellenform;

eine Differenzbildungsanordnung (36), die in der Lage ist, den Differenzwert zwischen jeweils zwei benachbarten Abtastwerten zu ermitteln, um dadurch einen jeweiligen Periodenjitter zu erhalten; und

eine Quadratmittelwertanordnung (37) zum Berechnen des quadratischen Mittelwerts der Differenzwerte als den quadratischen Mittelwert der Periodenjitter.
Vorrichtung nach Anspruch 6, bei der die erste Erfassungsanordnung (31) eine Einrichtung (35) zum Berechnen des quadratischen Mittelwerts der Abtastwerte als den quadratischen Mittelwert der Zeitlagejitter aufweist. Vorrichtung nach Anspruch 6, bei der die erste Erfassungsanordnung (31) aufweist:

eine weitere Abtastanordnung (51; 52) zum Abtasten der Phasenrausch-Wellenform zu einem Zeitpunkt nahe einer Zeitlage jeder Periode, die gleich der Abtastperiode der Nulldurchgangsabtastanordnung (33) ist, zur Ausgabe weiterer Abtastwerte der Phasenrausch-Wellenform; und

eine Anordnung (35) zum Berechnen des quadratischen Mittelwerts der weiteren Abtastwerte als den quadratischen Mittelwert der Zeitlagejitter.
Vorrichtung nach Anspruch 2 oder 4, ferner aufweisend:

eine Nulldurchgangsabtastanordnung (33) zum Abtasten der Phasenrausch-Wellenform zu einem Zeitpunkt nahe einem Nulldurchgang des Realteils des analytischen Signals und zur Ausgabe einer Folge von Abtastwerten, die um ein ganzzahliges Vielfaches der Abtastperiode der Phasenrausch-Wellenform voneinander beabstandet sind;

wobei die Korrelationskoeffizienten-Berechnungsanordnung (39) umfaßt:

eine Produktsummieranordnung (45) zur Berechnung des Produkts jedes Paares aus zwei der Abtastwerte, die in der Folge unmittelbar benachbart sind, und zum Aufsummieren der so erhaltenen Produkte;

eine Quadratsummieranordnung (46) zum Aufsummieren der Quadrate der Abtastwerte; und

eine Anordnung (47) zum Dividieren des Ergebnisses der Produktsummieranordnung durch das Ergebnis der Quadratsummieranordnung zum Erhalt des Korrelationskoeffizienten (&rgr;tt).
Vorrichtung nach Anspruch 9, bei der das ganzzahlige Vielfache der Abtastperiode ein ganzzahliges Vielfaches der Hälfte der Periode des Eingangssignals ist. Vorrichtung nach Anspruch 1, bei der die Qualitätsmaßschätzanordnung (38) eine Anordnung zur Ermittlung eines Korrelationskoeffizienten (&rgr;tt) der Phasenrausch-Wellenform und eines Rauschabstands (SNRt) der Phasenrausch-Wellenform für die Ausgabe des Korrelationskoeffizienten und des Rauschabstands als Qualitätsmaß ist. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, ferner aufweisend eine Begrenzungsanordnung (53) zum Liefern des Eingangssignals, nachdem aus jenem eine Amplitudenmodulationskomponente entfernt wurde, an die Analytiksignaltransformationsanordnung (13). Verfahren zum Erhalt eines Qualitätsmaßes eines periodischen Eingangssignals, mit folgenden Schritten:

a) Transformieren des Eingangssignals in ein komplexes analytisches Signal;

b) Ermitteln einer Momentanphase des Eingangssignals aus dem analytischen Signal;

c) Ermitteln einer Linearphasenkomponente der Momentanphase und Ermitteln einer Phasenrausch-Wellenform durch Entfernen der Linearphasenkomponente von der Momentanphase; und

d) Ermitteln eines Korrelationskoeffizienten der Phasenrausch-Wellenform als das Qualitätsmaß.
Verfahren nach Anspruch 13, bei dem Schritt d) umfaßt:

d1) Ermitteln von Zeitlagejittern des Eingangssignals aus der Phasenrausch-Wellenform und Ermitteln des quadratischen Mittelwerts der Zeitlagejitter;

d2) Ermitteln von Periodenjittern des Eingangssignals aus der Phasenrausch-Wellenform und Ermitteln des quadratischen Mittelwerts der Periodenjitter; und

d3) Berechnen des Korrelationskoeffizienten aus den quadratischen Mittelwerten der Zeitlagejitter und der Periodenjitter.
Verfahren nach Anspruch 14, bei dem Schritt d2) umfaßt:

– Abtasten der Phasenrausch-Wellenform zu einem Zeitpunkt nahe einem Nulldurchgang des Realteils des analytischen Signals zur Ausgabe von Abtastwerten der Phasenrausch-Wellenform;

– Berechnen des Differenzwerts zwischen jeweils zwei benachbarten Abtastwerten, um dadurch einen jeweiligen Periodenjitter zu erhalten; und

– Berechnen des quadratischen Mittelwerts der Differenzwerte als den quadratischen Mittelwert der Periodenjitter.
Verfahren nach Anspruch 13, bei dem Schritt d) umfaßt:

d1) Abtasten der Phasenrausch-Wellenform zu einem Zeitpunkt nahe einem Nulldurchgang des Realteils des analytischen Signals und zur Ausgabe einer Folge von Abtastwerten, die einen Abstand von einem ganzzahligen Vielfachen der Abtastperiode der Phasenrausch-Wellenform voneinander aufweisen;

d2) Berechnung des Produkts jedes Paares aus zwei der Abtastwerte, die in der Folge unmittelbar benachbart sind, und zum Aufsummieren der so erhaltenen Produkte;

d3) Aufsummieren der Quadrate der Abtastwerte; und

d4) Dividieren des Ergebnisses des Schritts d2) durch das Ergebnis des Schritts d3) zum Erhalt des Korrelationskoeffizienten.
Verfahren nach Anspruch 13, 14 oder 16, ferner mit dem Schritt des Ermittelns eines Rauschabstands der Phasenrausch-Wellenform als eines weiteren Qualitätsmaßes des Eingangssignals unter Verwendung des Korrelationskoeffizienten.






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