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Dokumentenidentifikation DE102006040752A1 19.04.2007
Titel Spannungsgesteuerter Quadraturoszillator
Anmelder Samsung Electro-Mechanics Co., Ltd., Suwon, Kyonggi, KR
Erfinder Oh, Seung Min, Suwon, Kyungki, KR;
Baek, Won Jin, Uiwang, Kyungki, KR
Vertreter Lindner Blaumeier & Kollegen Patent- und Rechtsanwälte, 90402 Nürnberg
DE-Anmeldedatum 31.08.2006
DE-Aktenzeichen 102006040752
Offenlegungstag 19.04.2007
Veröffentlichungstag im Patentblatt 19.04.2007
IPC-Hauptklasse H03B 5/02(2006.01)A, F, I, 20061113, B, H, DE
IPC-Nebenklasse H03B 5/12(2006.01)A, L, I, 20061113, B, H, DE   
Zusammenfassung Bei einem spannungsgesteuerten Quadraturoszillator weist ein erster Oszillator einen ersten Resonanzkreis zum Erzeugen einer voreingestellten ersten Resonanzfrequenz und ein erstes Paar kreuzgekoppelter Transistoren zum Liefern von Energie an die erste Resonanzfrequenz auf, um ein erstes und zweites Signal mit einer Phasendifferenz von 180° zu erzeugen. Ein zweiter Oszillator weist einen zweiten Resonanzkreis zum Erzeugen einer voreingestellten zweiten Resonanzfrequenz und ein zweites Paar kreuzgekoppelter Transistoren zum Liefern von Energie an die zweite Resonanzfrequenz auf, um ein drittes und viertes Signal mit einer Phasendifferenz von 180° zu erzeugen. Eine erste Stromquelle ist zwischen einem ersten gemeinsamen Knoten des ersten kreuzgekoppelten Transistorpaars und Masse angeschlossen. Eine zweite Stromquelle ist zwischen einem zweiten gemeinsamen Knoten des zweiten kreuzgekoppelten Transistorpaars und Masse angeschlossen. Eine Differentiallast ist zwischen einem dritten gemeinsamen Knoten der ersten und zweiten Stromquelle und Masse angeschlossen.

Beschreibung[de]

  • Für diese Anmeldung wird die Priorität der koreanischen Patentanmeldung Nr. 2005-86519, angemeldet am 15. September 2005 beim koreanischen Patentamt, beansprucht, deren Offenbarung durch Bezugnahme hier eingeschlossen ist.

HINTERGRUND DER ERFINDUNG Gebiet der Erfindung

Die vorliegende Erfindung betrifft einen spannungsgesteuerten Quadraturoszillator, welcher in einem RF-Transceiver, der Quadraturmodulation/demodulation durchführt, verwendet wird. Insbesondere betrifft die vorliegende Erfindung einen spannungsgesteuerten Quadraturoszillator, welcher einen gemeinsamen Knoten aufweist, der als Induktivität gestaltet ist, um ein Quadratursignal ohne Verwendung einer aktiven Vorrichtung zu differenzieren, wodurch verbesserte Phasenrauscheigenschaften und geringerer Stromverbrauch erreicht werden.

Während der letzten Jahre ist die Nachfrage nach drahtloser Kommunikation weltweit angestiegen. Jedoch treiben begrenzt verfügbare Frequenzen die Lizenzgebühren für eine bestimmte Frequenz in die Höhe. Dementsprechend haben Firmen und verwandte Organisationen nach einer komplizierteren Modulation gesucht, um die Effizienz bei der Frequenznutzung zu verbessern. Ebenfalls haben derartig begrenzte Frequenzen zu einer Nachfrage nach höheren Frequenzen und integrierten RF-Schaltungen (RFIC = Radio Frequency Integrated Circuits), welche die höhere Frequenz verarbeiten können, geführt.

Hier wird die höchste durch RF verarbeitbare Datenrate durch ein Modulationsverfahren, üblicherweise QAM (Quadraturamplitudenmodulation) (wird, bei Kabelfernsehen (CATV) verwendet) bestimmt, was die höchste Effizienz bei der Frequenznutzung sicherstellt. Das QAM-System ist durch zwei verschiedene Signalwellenformen in der gleichen Frequenz und eine Phasendifferenz von 90° zwischen den Signalen gekennzeichnet.

Eins der Signale wird im Allgemeinen als In-Phase-Signal (I) und das andere als Quadraturphase-Signal (Q) bezeichnet. Die I/Q-Signale werden üblicherweise durch ein Signal moduliert und demoduliert, das von einem spannungsgesteuerten Oszillator (VCO = Voltage Controlled Oscillator) erzeugt wird.

Indessen wird eine Frequenz in einem RF-Empfänger herunterkonvertiert. An diesem Punkt ist Phasenrauschen des VCO ein entscheidender Faktor zum Bestimmen der Leistungsfähigkeit des Empfängers. Des Weiteren wurde in letzter Zeit erforderlich, dass der Empfänger Integration, Miniaturisierung und geringeren Stromverbrauch erreicht, und ebenfalls sind I/Q-Signale zwecks Steigerung der Datengeschwindigkeit erforderlich.

Ein Verfahren zum Erzeugen der I/Q-Signale ist im Wesentlichen abhängig von der Phasenverschiebung in Kopplungs- und Injektionsverfahren kategorisiert. Ebenfalls ist das I/Q-Signalerzeugungsverfahren abhängig von der Verwendung einer aktiven Vorrichtung in aktive und passive Verfahren unterteilt.

Als Erstes werden, insbesondere im Fall der Verwendung eines VCO und eines Frequenzverteilers, durch ein Tastverhältnis des VCO von weniger als 50% die I/Q-Signale ungenau. Hier wirken üblicherweise Lasten des Frequenzverteilers als Widerstände, die jedoch so unterschiedlich groß sind, dass die Genauigkeit der IQ-Signale beeinträchtigt ist.

Als Zweites ist in dem Fall, dass ein VCO und ein Multiphasenfilter verwendet werden, aufgrund wesentlichen Signalverlustes ein zusätzlicher Verstärker erforderlich, was erheblichen zusätzlichen Stromverbrauch zur Folge hat.

Als Drittes wird in dem Fall, dass zwei getrennte VCOs und eine Kopplung verwendet werden, ein Kopplungstransistor verwendet, um die VCOs zu koppeln, wodurch Phasenrauschen erhöht wird.

Unter Bezugnahme auf 1 wird ein herkömmlicher, auf einem Injektionsverfahren basierender spannungsgesteuerter Quadraturoszillator erläutert.

1 ist ein Schaltdiagramm, in welchem der herkömmliche spannungsgesteuerte Quadraturoszillator dargestellt ist.

Der in 1 dargestellte herkömmliche spannungsgesteuerte Quadraturoszillator ist ein differentieller, kreuzgekoppelter, LC-abgestimmter, spannungsgesteuerter Oszillator. Der spannungsgesteuerte Oszillator weist einen ersten Oszillator 10, einen zweiten Oszillator 20, einen Transformator 30 und eine Stromquelle 40 auf. Der erste Oszillator 10 erzeugt erste und zweite Signale V1 und V2 mit einer Phasendifferenz von 180°. Der zweite Oszillator 20 erzeugt dritte und vierte Signale V3 und V4 mit einer Phasendifferenz von 180°. Der Transformator 30 umfasst zwei Spulen Ls1 und Ls2, mit welchen das erste und zweite Signal V1 und V2 und das dritte und vierte Signal V3 und V4 magnetische Induktionskopplung in der phasenverschobenen Beziehung durchführen. Der Transformator 30 behält eine voreingestellte Phasendifferenz zwischen den Spulen Ls1 und Ls2 bei. Die Stromquelle 40 ist für gewöhnlich mit dem Transformator verbunden und geerdet.

Der spannungsgesteuerte Oszillator weist einen ersten und einen zweiten geerdeten Kondensator Cs1 und Cs2 auf, die jeweils mit den Spulen Ls1 und Ls2 des Transformators 30 verbunden sind. Des Weiteren ermöglichen der erste und zweite Kondensator Cs1 und Cs2 Injektion durch größere Impedanz.

Ein derartiger spannungsgesteuerter Quadraturoszillator ist im US-Patent Nr. 6,911,870 genau beschrieben.

Bei dem herkömmlichen spannungsgesteuerten Quadraturoszillator sind die Spulen Ls1 und Ls2 verbunden und hinsichtlich Injektion gesperrt mit den Spannungen Vs1 und Vs2, die jeweils eine Frequenz aufweisen, die das Doppelte einer Ausgangsfrequenz jedes der Oszillatoren beträgt, um das Quadratursignal zu erzeugen. Dadurch werden Phasenrauscheigenschaften verbessert und das Erfordernis einer zusätzlichen aktiven Vorrichtung vermieden.

Nachteilig ist jedoch, dass die Spulen Ls1 und Ls2 in ein IC (integrierte Schaltung) des herkömmlichen spannungsgesteuerten Quadraturoszillators integriert werden müssen.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Die vorliegende Erfindung wurde gemacht, um die vorgenannten Probleme im Stand der Technik zu lösen, und der Erfindung liegt somit die Aufgabe zugrunde, einen spannungsgesteuerten Quadraturoszillator zu schaffen, welcher in einem RF-Transceiver verwendet wird, welcher Quadraturmodulation/-demodulation durchführt und einen gemeinsamen Knoten aufweist, der als Induktivität gestaltet ist, um ein Quadratursignal zu differenzieren, ohne dass eine aktive Vorrichtung erforderlich ist, wodurch verbesserte Phasenrauscheigenschaften sowie ein geringerer Stromverbrauch erhalten werden.

Zur Lösung dieser Aufgabe ist ein spannungsgesteuerter Quadraturoszillator vorgesehen, welcher aufweist: einen ersten Oszillator mit einem ersten Resonanzkreis, um eine voreingestellte erste Resonanzfrequenz zu erzeugen, und einem ersten Paar kreuzgekoppelter Transistoren zum Liefern von Energie an die erste Resonanzfrequenz, um ein erstes und zweites Signal mit einer Phasendifferenz von 180° zu erzeugen; einen zweiten Oszillator mit einem zweiten Resonanzkreis, um eine voreingestellte zweite Resonanzfrequenz zu erzeugen, und einem zweiten Paar kreuzgekoppelter Transistoren zum Liefern von Energie an die zweite Resonanzfrequenz, um ein drittes und viertes Signal mit einer Phasendifferenz von 180° zu erzeugen; eine erste Stromquelle, die zwischen einem ersten gemeinsamen Knoten des ersten kreuzgekoppelten Transistorpaars und Masse angeschlossen ist; eine zweite Stromquelle, die zwischen einem zweiten gemeinsamen Knoten des zweiten kreuzgekoppelten Transistorpaars und Masse angeschlossen ist; und eine Differentiallast, die zwischen einem dritten gemeinsamen Knoten der ersten und zweiten Stromquelle und Masse angeschlossen ist.

Der erste Resonanzkreis weist ein erstes Induktivität-Bauteil mit zwei Induktivitäten auf, die jeweils ein erstes und zweites Ende aufweisen, wobei die ersten Enden parallel zu einem Spannungsversorgungsanschluss verbunden sind; und ein erstes Kondensator-Bauteil zum Liefern von Kapazität als Reaktion auf eine erste gesteuerte Spannung und das mit dem ersten Induktivität-Bauteil zusammenwirkt, um die erste Resonanzfrequenz zu erzeugen, wobei der erste Kondensator mit den zweiten Enden der jeweiligen Induktivitäten des ersten Induktivität-Bauteils verbunden ist.

Die erste Stromquelle weist einen Metalloxid-Halbleiter- (MOS = Metal Oxide Semiconductor) Transistor mit einem Gate zum Empfangen eines ersten Steuersignals, einen mit dem ersten gemeinsamen Knoten verbundenen Drain und eine mit dem dritten gemeinsamen Knoten verbundene Source auf, wobei der MOS-Transistor Strom steuert, der zwischen dem Drain und der Source als Reaktion auf das erste Steuersignal fließt.

Der zweite Resonanzkreis weist ein zweites Induktivität-Bauteil mit zwei Induktivitäten auf, die jeweils ein erstes und zweites Ende aufweisen, wobei die ersten Enden parallel zu einem Spannungsversorgungsanschluss verbunden sind; und ein zweites Kondensator-Bauteil zum Liefern von Kapazität als Reaktion auf eine zweite Steuerspannung und das mit dem zweiten Induktivität-Bauteil zusammenwirkt, um die zweite Resonanzfrequenz zu erzeugen, wobei der zweite Kondensator mit den zweiten Enden der jeweiligen Induktivitäten des zweiten Induktivität-Bauteils verbunden ist.

Hier weist die zweite Stromquelle einen MOS-Transistor mit einem Gate zum Empfangen eines zweiten Steuersignals, einen mit dem zweiten gemeinsamen Knoten verbundenen Drain und eine mit dem dritten gemeinsamen Knoten verbundene Source auf, wobei der MOS-Transistor Strom steuert, der zwischen dem Drain und der Source als Reaktion auf das zweite Steuersignal fließt.

Die Differentiallast weist eine Induktivität auf, um Wechselstrom zu induzieren.

Das erste und zweite Signal des ersten Oszillators haben eine Phasendifferenz von 90° jeweils bezogen auf das dritte und vierte Signal des zweiten Oszillators.

Die erste Stromquelle weist des Weiteren einen mit dem Gate des MOS-Transistors verbundenen Widerstand auf.

Die zweite Stromquelle weist des Weiteren einen mit dem Gate des MOS-Transistors verbundenen Widerstand auf.

Das erste Kondensator-Bauteil weist zwei in Reihe mit den zweiten Enden der jeweiligen Induktivitäten des ersten Induktivität-Bauteils verbundene Kondensatoren auf, wobei die Kondensatoren des ersten Kondensator-Bauteils eine Kapazität liefern, die entsprechend der ersten Steuerspannung veränderlich ist.

Das zweite Kondensator-Bauteil weist zwei in Reihe mit den anderen Enden der jeweiligen Induktivitäten des zweiten Induktivität-Bauteils verbundene Kondensatoren auf, wobei die Kondensatoren des zweiten Kondensator-Bauteils eine Kapazität liefern, die entsprechend der zweiten Steuerspannung veränderlich ist.

KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Weitere Vorteile und Einzelheiten der vorliegenden Erfindung werden besser verständlich anhand der folgenden genauen Beschreibung in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungen, in denen:

1 ein Schaltdiagramm ist, welches einen herkömmlichen spannungsgesteuerten Quadraturoszillator darstellt;

2 ein Schaltdiagramm ist, welches einen spannungsgesteuerten Quadraturoszillator gemäß der Erfindung darstellt;

3 ein Schaltdiagramm ist, welches die erste und zweite Stromquelle aus 2 darstellt; und

4 ein Wellenformdiagramm ist, welches ein Quadratursignal aus 2 darstellt.

GENAUE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN

Bevorzugte Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung werden nun genauer unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben, in denen gleiche Bezugsziffern in den verschiedenen Zeichnungen verwendet werden, um gleiche oder ähnliche Bestandteile zu kennzeichnen.

2 ist ein Schaltdiagramm, welches einen spannungsgesteuerten Quadraturoszillator gemäß der Erfindung darstellt.

Unter Bezugnahme auf 2 weist der spannungsgesteuerte Quadraturoszillator gemäß der Erfindung einen ersten Oszillator 100, einen zweiten Oszillator 200, eine erste Stromquelle 300, eine zweite Stromquelle 400 und eine Differentiallast 500 auf.

Der erste Oszillator 100 weist einen ersten Resonanzkreis 110 zum Erzeugen einer voreingestellten ersten Resonanzfrequenz und ein Paar erster kreuzgekoppelter Transistoren M11 und M12 zum Liefern von Energie an die erste Resonanzfrequenz auf, um ein erstes und zweites Signal V1 und V2 mit einer Phasendifferenz von 180° zu erzeugen.

Der zweite Oszillator 200 weist einen zweiten Resonanzkreis 210 zum Erzeugen einer voreingestellten zweiten Resonanzfrequenz und ein zweites Paar kreuzgekoppelter Transistoren M21 und M22 zum Liefern von Energie an die zweite Resonanzfrequenz auf, um ein drittes und viertes Signal V3 und V4 mit einer Phasendifferenz von 180° zu erzeugen.

Die erste Stromquelle 300 ist zwischen einem ersten gemeinsamen Knoten N1 des ersten kreuzgekoppelten Transistorpaars M11 und M12 und einer Erde angeschlossen, und die zweite Stromquelle 400 ist zwischen einem zweiten gemeinsamen Knoten N2 des zweiten kreuzgekoppelten Transistorpaars M21 und M22 und Masse angeschlossen.

Die Differentiallast 500 ist zwischen einem dritten gemeinsamen Knoten N3 der ersten und zweiten Stromquelle 300 und 400 und Masse angeschlossen. Zum Beispiel kann die Differentiallast 500 als Induktivität zum Induzieren eines Wechselstroms strukturiert sein.

Des Weiteren weisen das erste und zweite Signal des ersten Oszillators 100 jeweils eine Phasendifferenz von 90° bezogen auf das dritte und vierte Signal des zweiten Oszillators 200 auf.

Insbesondere weist der erste Resonanzkreis 110 ein erstes Induktivität-Bauteil L10 und ein erstes Kondensator-Bauteil CV10 auf. Das erste Induktivität-Bauteil L10 weist zwei Induktivitäten L11 und L12 auf, die jeweils ein erstes und zweites Ende umfassen. Die ersten Enden der Induktivitäten L11 und L12 sind jeweils parallel mit einem Spannungsversorgungsanschluss Vdd verbunden. Der erste Kondensator CV10 ist jeweils mit dem zweiten Ende der Induktivitäten L11 und L12 des ersten Induktivität-Bauteils L10 verbunden. Der erste Kondensator CV10 liefert eine Kapazität als Reaktion auf eine erste Steuerspannung VC1 und wirkt mit der ersten Induktivität L10 zusammen, um die erste Resonanzfrequenz zu erzeugen.

Hier ist die erste Stromquelle 300 als Metalloxid-Halbleiter- (MOS) Transistor mit einem Gate zum Empfangen eines ersten Steuersignals, einem mit dem ersten gemeinsamen Knoten N1 verbundenen Drain und einer mit dem dritten gemeinsamen Knoten N3 verbundenen Source konfiguriert. Der MOS-Transistor steuert Strom, der durch den Drain und die Source als Reaktion auf das erste Steuersignal fließt.

Des Weiteren weist das erste Kondensator-Bauteil CV10 zwei Kondensatoren CV11 und CV12 auf, die in Reihe mit den zweiten Enden der jeweiligen Induktivitäten L11 und L12 des ersten Induktivität-Bauteils L10 verbunden sind. Die zwei Kondensatoren CV11 und CV12 des ersten Kondensator-Bauteils CV10 liefern eine Kapazität, welche entsprechend einer ersten Steuerspannung VC1 veränderlich ist. Hier sind die Kondensatoren CV11 und CV12 als variable Kapazitätsvorrichtung wie beispielsweise eine Varaktordiode strukturiert.

Des Weiteren weist der zweite Resonanzkreis 210 insbesondere ein zweites Induktivität-Bauteil L20 und einen zweiten Kondensator CV20 auf. Das zweite Induktivität-Bauteil L20 weist zwei Induktivitäten L21 und L22 auf, die jeweils ein erstes und zweites Ende aufweisen. Das erste Ende der Induktivitäten L21 und L22 ist jeweils parallel zu dem Spannungsversorgungsanschluss Vdd verbunden. Der zweite Kondensator CV20 ist jeweils mit dem zweiten Ende der Induktivitäten L21 und L22 des zweiten Induktivität-Bauteils L20 verbunden. Der zweite Kondensator CV20 liefert eine Kapazität als Reaktion auf eine zweite Steuerspannung VC2 und wirkt mit der zweiten Induktivität L20 zusammen, um die zweite Resonanzfrequenz zu erzeugen.

Die zweite Stromquelle 400 ist als MOS-Transistor mit einem Gate zum Empfangen eines zweiten Steuersignals, einem mit dem zweiten gemeinsamen Knoten N2 verbundenen Drain und einer mit dem dritten gemeinsamen Knoten N3 verbundenen Source konfiguriert. Der MOS-Transistor steuert Strom, der durch den Drain und die Source als Reaktion auf das zweite Steuersignal fließt.

Das zweite Kondensator-Bauteil CV20 weist zwei Kondensatoren CV21 und CV22 auf, die in Reihe mit den zweiten Enden der jeweiligen Induktivitäten L21 und L22 des zweiten Induktivität-Bauteils L20 verbunden sind. Die Kondensatoren CV21 und CV22 des zweiten Kondensator-Bauteils CV20 liefern eine Kapazität, welche entsprechend einer zweiten Steuerspannung VC2 veränderlich ist. Hier sind die Kondensatoren CV21 und CV22 als variable Kapazitätsvorrichtung wie beispielsweise eine Varaktordiode strukturiert.

3 ist ein Schaltdiagramm, welches die erste und zweite Stromquelle aus 2 darstellt.

Unter Bezugnahme auf 3 weist die erste Stromquelle 300 weiter einen Widerstand R11 auf, der mit einem Gate-Anschluss des MOS-Transistors M3 verbunden ist. Gleichermaßen weist die zweite Stromquelle 400 des Weiteren einen Widerstand R21 auf, der mit einem Gate-Anschluss des MOS-Transistors M4 verbunden ist.

4 ist ein Wellenformdiagramm, welches das Quadratursignal aus 2 darstellt. Unter Bezugnahme auf 4 kennzeichnen V1 und V2 jeweils das von dem ersten Oszillator 100 erzeugte erste und zweite Signal. Das erste und zweite Signal V1 und V2 sind wie oben beschrieben um 180° zueinander phasenverschoben. V3 und V4 kennzeichnen das von dem zweiten Oszillator 200 erzeugte dritte und vierte Signal. Das dritte und vierte Signal V3 und V4 sind ebenfalls um 180° zueinander phasenverschoben. Das erste und dritte Signal V1 und V3 weisen eine Phasendifferenz von 90° auf, und das zweite und vierte Signal V2 und V4 weisen eine Phasendifferenz von 90° auf. Dementsprechend bilden das erste bis vierte Signal V1 bis V4 ein Quadratursignal.

Wenn angenommen wird, dass das erste und zweite Signal V1 und V2 ein I-Signal sind, dann sind das dritte und vierte Signal V3 und V4 ein Q-Signal und umgekehrt.

Die Betriebsweise und die Wirkungen der Erfindung werden genauer unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben.

Der spannungsgesteuerte Quadraturoszillator gemäß der Erfindung differenziert ein Quadratursignal unter Verwendung einer Induktivität, wobei kein Phasenrauschen erzeugt wird und eher sichergestellt wird, dass das Quadratursignal differentiell ist. Eine genaue Erläuterung wird unter Bezugnahme auf 2 bis 4 gegeben.

Unter Bezugnahme auf 2 erzeugt zunächst der erste Oszillator 100 des spannungsgesteuerten Quadraturoszillators gemäß der Erfindung das erste und zweite Signal V1 und V2, welche zueinander um 180° phasenverschoben sind. Als weitere Erläuterung erzeugt der erste Resonanzkreis 110 des ersten Oszillators 100 die voreingestellte erste Resonanzfrequenz. Gleichzeitig wird die erste Resonanzfrequenz oszilliert, wenn von dem ersten kreuzgekoppelten Transistorpaar M11 und M12 Energie geliefert wird. Des Weiteren erzeugt das erste kreuzgekoppelte Transistorpaar M11 und M12 das erste und zweite Signal V1 und V2, welche zueinander um 180° phasenverschoben sind.

Bei dem ersten Oszillator 100 schwingt die voreingestellte Frequenz durch die Induktanz von dem ersten Induktivität-Bauteil L10 des ersten Resonanzkreises 110 und durch die Kapazität von dem ersten Kondensator-Bauteil CV10 des ersten Resonanzkreises 110. Hier kann, in dem Fall, dass die Kondensatoren des ersten Kondensator-Bauteils CV10 als variable Kapazitätsvorrichtung wie beispielsweise eine Varaktordiode strukturiert sind, die Kapazität der abstimmbaren Kapazitätsvorrichtung durch eine Steuerspannung verändert werden, um die Resonanzfrequenz in eine gewünschte Frequenz zu ändern.

Die erste Stromquelle 300 gemäß der Erfindung ist zwischen dem ersten gemeinsamen Knoten N1 des ersten kreuzgekoppelten Transistorpaars M11 und M12 und Masse angeschlossen. Dadurch wird möglich, dass Strom konstant in dem ersten kreuzgekoppelten Transistorpaar M11 und M12 des ersten Oszillators 100 fließt, wodurch die Oszillation des ersten Oszillators 100 stabilisiert wird.

Zusätzlich wird in dem Fall, dass die erste Stromquelle 300 als MOS-Transistor konfiguriert ist, das erste Steuersignal Sc1 zu dem Gate des MOS-Transistors geliefert, wodurch Strom zwischen dem Drain und der Source des MOS-Transistors gesteuert wird.

Gleichzeitig erzeugt der zweite Oszillator 200 des spannungsgesteuerten Quadraturoszillators gemäß der Erfindung das dritte und vierte Signal V3 und V4, welche zueinander um 180° phasenverschoben sind. Als weitere Erläuterung erzeugt der zweite Resonanzkreis 210 des zweiten Oszillators 200 die voreingestellte zweite Resonanzfrequenz. Gleichzeitig wird die zweite Resonanzfrequenz oszilliert, wenn von dem zweiten kreuzgekoppelten Transistorpaar M21 und M22 Energie geliefert wird. Des Weiteren erzeugt das zweite kreuzgekoppelte Transistorpaar M21 und M22 das dritte und vierte Signal V3 und V4, welche zueinander um 180° phasenverschoben sind.

Bei dem zweiten Oszillator 200 schwingt die voreingestellte Frequenz durch die Induktanz von dem zweiten Induktivität-Bauteil L20 des zweiten Resonanzkreises 210 und durch die Kapazität von dem zweiten Kondensator-Bauteil CV20 des zweiten Resonanzkreises 210. Hier kann, in dem Fall, dass die Kondensatoren des zweiten Kondensator-Bauteils CV20 als Varaktordiode strukturiert sind, die Kapazität der veränderbaren Kapazitätsvorrichtung durch eine Steuerspannung verändert werden, um die Resonanzfrequenz in eine gewünschte Frequenz zu ändern.

Die zweite Stromquelle 400 funktioniert wie die erste Stromquelle 300. Das heißt, dass die zweite Stromquelle 400 gemäß der Erfindung mit dem zweiten gemeinsamen Knoten N2 des zweiten kreuzgekoppelten Transistorpaars M21 und M22 und Masse verbunden ist. Dadurch wird möglich, dass Strom konstant in dem zweiten kreuzgekoppelten Transistorpaar M21 und M22 des zweiten Oszillators 200 fließt, wodurch die Oszillation des zweiten Oszillators 200 stabilisiert wird.

Zusätzlich wird in dem Fall, dass die zweite Stromquelle 400 als MOS-Transistor konfiguriert ist, das zweite Steuersignal Sc2 auf das Gate des MOS-Transistors angelegt, wodurch Strom zwischen dem Drain und der Source des MOS-Transistors gesteuert wird.

Des Weiteren wird die Differentiallast 500 zwischen dem dritten gemeinsamen Knoten N3 der ersten Stromquelle 300 und der zweiten Stromquelle 400 und der Erde angeschlossen. Die Differentiallast 500 differenziert die erste und zweite Stromquelle 300 und 400, so dass sichergestellt wird, dass das erste bis vierte Signal ein Quadratursignal bilden.

Auf diese Weise weist der spannungsgesteuerte Quadraturoszillator gemäß der Erfindung einen ersten und zweiten Oszillator 100 und 200 auf sowie eine Differentiallast 500, die mit dem gemeinsamen Knoten der ersten und zweiten Stromquelle 300 und 400 der beiden unabhängigen Oszillatoren 100 und 200 verbunden ist. Hier können die unabhängigen Oszillatoren 100 und 200 I/Q-Signale nur anlegen, wenn der erste gemeinsame Knoten N1 und der zweite gemeinsame Knoten N2 verschieden sind. Zunächst erzeugen die beiden Oszillatoren 100 und 200 jeweils verschiedene Signale V1, V2, V3 und V4.

Hier haben der erste und zweite gemeinsame Knoten N1 und N2 doppelt so hohe Frequenzbestandteile wie die des ersten bis vierten Signals V1, V2, V3 und V4 aufgrund eines Push-Push-Vorgangs des Differentialverstärkers. Jedoch können ohne Kopplung zwischen den beiden gemeinsamen Knoten N1 und N2 die Signale an dem ersten und zweiten gemeinsamen Knoten N1 und N2 nicht verschieden zueinander sein, und dadurch können in den Oszillatoren keine I/Q-Signale erzeugt werden.

Jedoch wird, wie in 2 dargestellt ist, bei der Erfindung eine Induktivität zum Induzieren eines Wechselstroms verwendet, wodurch ermöglicht wird, dass Signale an den gemeinsamen Knoten N1 und N2 verschieden zueinander sind.

Indessen sind, unter Bezugnahme auf 3, die Widerstände R11 und R12 mit den jeweiligen Gates der MOS-Transistoren M3 und M4 in der ersten und zweiten Stromquelle 300 und 400 verbunden. Die Widerstände R11 und R12 stellen weiter sicher, dass die MOS-Transistoren M3 und M4 verschieden zueinander sind. Dies ist so, da ohne die Widerstände in den MOS-Transistoren M3 und M4 die Gates der MOS-Transistoren M3 und M4 sowohl Gleichstrom-gerichtet als auch Wechselstrom-geerdet sein können. Dies verhindert, dass die MOS-Transistoren M3 und M4 verschieden arbeiten. Am Ende können der erste und zweite gemeinsame Knoten N1 und N2 nicht verschieden zueinander sein.

Somit stellen gemäß der Erfindung die mit dem Gate der MOS-Transistoren M3 und M4 verbundenen Widerstände des Weiteren sicher, dass die MOS-Transistoren M3 und M4 verschieden wirken.

Als Folge weisen, wie in 4 dargestellt, gemäß dem spannungsgesteuerten Quadraturoszillator der Erfindung das erste bis vierte Signal V1, V2, V3 und V4 eine Phasendifferenz von 90° auf, so dass der erste und zweite gemeinsame Knoten N1 und N2 zueinander verschieden sind.

Wie soeben beschrieben, wird mit der Erfindung das herkömmliche Problem des Phasenrauschens, das durch Phasenverschiebung der gekoppelten Transistoren verursacht wird, vermieden. Des Weiteren wird mit der Erfindung, um Phasenrauschen zu eliminieren, die Anzahl der Induktivitäten verringert, welche für eine IC-Integration hinderlich sind.

Wie oben beschrieben, ist die Erfindung bei einen RF-Transceiver anwendbar, der Quadraturmodulation/-demodulation durchführt, bei dem ein gemeinsamer Knoten als Induktivität konfiguriert ist, um ein Quadratursignal zu differenzieren. Dadurch wird das Erfordernis einer aktiven Vorrichtung vermieden, wodurch Phasenrausch-Eigenschaften verbessert werden und der Stromverbrauch gesenkt wird.

Das heißt, dass durch Fehlen der aktiven Vorrichtung kein Anstieg im Phasenrauschen und kein Erfordernis für zusätzliche Transistoren besteht.

Dadurch wird kein zusätzlicher Strom verbraucht und die Oszillation wird bei Spitzen-Impedanz einer LC-Kombination genauer ausgeführt, wodurch der Anstieg von Phasenrauschen vermieden wird. Des Weiteren kann eine zusätzliche Induktivität extern angeschlossen werden, um die IC-Integration zu verbessern.

Obwohl die vorliegende Erfindung in Verbindung mit bevorzugten Ausführungsformen beschrieben und dargestellt wurde, wird dem Fachmann offensichtlich sein, dass Modifikationen und Änderungen vorgenommen werden können, ohne von dem Schutzbereich der Erfindung wie durch die beigefügten Ansprüche definiert abzuweichen.


Anspruch[de]
Spannungsgesteuerter Quadraturoszillator, welcher aufweist:

einen ersten Oszillator mit einem ersten Resonanzkreis um eine voreingestellte erste Resonanzfrequenz zu erzeugen, und einem ersten Paar kreuzgekoppelter Transistoren zum Liefern von Energie an die erste Resonanzfrequenz, um ein erstes und zweites Signal mit einer Phasendifferenz von 180° zu erzeugen;

einen zweiten Oszillator mit einem zweiten Resonanzkreis, um eine vereingestellte zweite Resonanzfrequenz zu erzeugen, und einem zweiten Paar kreuzgekoppelter Transistoren zum Liefern von Energie an die zweite Resonanzfrequenz, um ein drittes und viertes Signal mit einer Phasendifferenz von 180° zu erzeugen;

eine erste Stromquelle, die zwischen einem ersten gemeinsamen Knoten des ersten kreuzgekoppelten Transistorpaars und Masse angeschlossen ist;

eine zweite Stromquelle, die zwischen einem zweiten gemeinsamen Knoten des zweiten kreuzgekoppelten Transistorpaars und Masse angeschlossen ist; und

eine Differentiallast, die zwischen einem dritten gemeinsamen Knoten der ersten und zweiten Stromquelle und Masse angeschlossen ist.
Spannungsgesteuerter Quadraturoszillator gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der erste Resonanzkreis aufweist:

ein erstes Induktivität-Bauteil mit zwei Induktivitäten, die jeweils ein erstes und zweites Ende aufweisen, wobei die ersten Enden parallel zu einem Spannungsversorgungsanschluss verbunden sind; und

ein erstes Kondensator-Bauteil zum Liefern von Kapazität als Reaktion auf eine erste gesteuerte Spannung und das mit dem ersten Induktivität-Bauteil zusammenwirkt, um die erste Resonanzfrequenz zu erzeugen, wobei der erste Kondensator mit den zweiten Enden der jeweiligen Induktivitäten des ersten Induktivität-Bauteils verbunden ist.
Spannungsgesteuerter Quadraturoszillator gemäß Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die erste Stromquelle einen Metalloxid-Halbleiter- (MOS = Metal Oxide Semiconductor) Transistor mit einem Gate zum Empfangen eines ersten Steuersignals, einen mit dem ersten gemeinsamen Knoten verbundenen Drain und eine mit dem dritten gemeinsamen Knoten verbundene Source aufweist, wobei der MOS-Transistor Strom steuert, der zwischen dem Drain und der Source als Reaktion auf das erste Steuersignal fließt. Spannungsgesteuerter Quadraturoszillator gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der zweite Resonanzkreis aufweist:

ein zweites Induktivität-Bauteil mit zwei Induktivitäten, die jeweils ein erstes und zweites Ende aufweisen, wobei die ersten Enden parallel zu einem Spannungsversorgungsanschluss verbunden sind; und

ein zweites Kondensator-Bauteil zum Liefern einer Kapazität als Reaktion auf eine zweite Steuerspannung und das mit dem zweiten Induktivität-Bauteil zusammenwirkt, um die zweite Resonanzfrequenz zu erzeugen, wobei der zweite Kondensator mit den zweiten Enden der jeweiligen Induktivitäten des zweiten Induktivität-Bauteils verbunden ist.
Spannungsgesteuerter Quadraturoszillator gemäß Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass die zweite Stromquelle einen MOS-Transistor mit einem Gate zum Empfangen eines zweiten Steuersignals, einen mit dem zweiten gemeinsamen Knoten verbundenen Drain und eine mit dem dritten gemeinsamen Knoten verbundene Source aufweist, wobei der MOS-Transistor Strom steuert, der zwischen dem Drain und der Source als Reaktion auf das zweite Steuersignal fließt. Spannungsgesteuerter Quadraturoszillator gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Differentiallast eine Induktivität aufweist, um Wechselstrom zu induzieren. Spannungsgesteuerter Quadraturoszillator gemäß Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass das erste und zweite Signal des ersten Oszillators eine Phasendifferenz von 90° jeweils bezogen auf das dritte und vierte Signal des zweiten Oszillators haben. Spannungsgesteuerter Quadraturoszillator gemäß Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die erste Stromquelle weiter einen mit dem Gate des MOS-Transistors verbundenen Widerstand aufweist. Spannungsgesteuerter Quadraturoszillator gemäß Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass die zweite Stromquelle weiter einen mit dem Gate des MOS-Transistors verbundenen Widerstand aufweist. Spannungsgesteuerter Quadraturoszillator gemäß Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass das erste Kondensator-Bauteil zwei in Reihe mit den zweiten Enden der jeweiligen Induktivitäten des ersten Induktivität-Bauteils verbundene Kondensatoren aufweist,

wobei die Kondensatoren des ersten Kondensator-Bauteils eine Kapazität liefern, die entsprechend der ersten Steuerspannung veränderlich ist.
Spannungsgesteuerter Quadraturoszillator gemäß Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass das zweite Kondensator-Bauteil zwei in Reihe mit den zweiten Enden der jeweiligen Induktivitäten des zweiten Induktivität-Bauteils verbundene Kondensatoren aufweist,

wobei die Kondensatoren des zweiten Kondensator-Bauteils eine Kapazität liefern, die entsprechend der zweiten Steuerspannung veränderlich ist.






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