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Dokumentenidentifikation DE19951981B4 31.05.2007
Titel Regelsystem für einen Induktionsmotor
Anmelder Mitsubishi Denki K.K., Tokyo, JP
Erfinder Kinpara, Yoshihiko, Tokio/Tokyo, JP
Vertreter HOFFMANN & EITLE, 81925 München
DE-Anmeldedatum 28.10.1999
DE-Aktenzeichen 19951981
Offenlegungstag 18.10.2001
Veröffentlichungstag der Patenterteilung 31.05.2007
Veröffentlichungstag im Patentblatt 31.05.2007
IPC-Hauptklasse H02P 23/00(2006.01)A, F, I, 20061211, B, H, DE

Beschreibung[de]

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Regelsystem zum Regeln der variablen Geschwindigkeit eines Induktionsmotors bzw. Asynchronmotors ohne einen Winkelgeschwindigkeitsdetektor.

In Günther: "Zeitdiskrete Steuerungssysteme", Hüthig Verlag, Heidelberg, 1986, ISBN 3-7785-1278-1, Seiten 210 bis 213 sind Grundlagen zeitdiskreter Steuersysteme und von Zustandsreglern beschrieben.

In Chrzan, Klaassen: "Parameter identification of vectorcontrolled induction machines" in Electrical Engineering, Band 79/1996, Heft 1, Seiten 39 bis 46 ist die Identifikation elektromagnetischer Zeitkonstanten und des Stator-Widerstandswertes für Induktionsmotoren beschrieben.

14 zeigt ein Schaltbild eines herkömmlichen Regelsystems für einen Induktionsmotor, welches in "The Institute of Electric Engineers of Japan Trans., D", Band 112, Nr. 9, Seite 901–902, 1993 (nachstehend als Artikel 1 bezeichnet) beschrieben ist. In der Figur ist mit dem Bezugszeichen 1eine Erregerstromsollwert-Berechnungsvorrichtung – ebenso zu bezeichnen als Sollwertgeber für die flussbildende Stromkomponente – bezeichnet; 2 bezeichnet einen Induktionsmotor; 3 bezeichnet eine Drehmomentsteuervorrichtung; 4 bezeichnet eine Stromdetektorvorrichtung; und 5 bezeichnet eine Parameterbestimmungs- bzw. -schätzvorrichtung.

Bei dem in 14 gezeigten, herkömmlichen Induktionsmotorregelsystem empfängt ein Sollwertgeber 1 für die flussbildende Stromkomponente (die Erregerstromsollwert-Berechnungsvorrichtung) einen sekundären Magnetfluss auch als Rotormagnetfluss bezeichnet – ϕdr*, der von dem Induktionsmotor 2 abgegeben werden soll, es führt eine Operation entsprechend der nachstehenden Gleichung (20) durch, wobei ein Wechselspannungssignal einem Gleichspannungssignal proportional zum sekundären Magnetfluss ϕdr* hinzugefügt (überlagert) wird, und es gibt eine Erregerstromsollwert ids* des Induktionsmotors 2 aus. ids* = {1 + k1sing(2&pgr;f1t) + k2sing(2&pgr;f2t) ϕdr* M(20) mit

t:
Zeit
k1:
Amplitude eines ersten Überlagerungssignals
f1:
Frequenz des ersten Überlagerungssignals
k2:
Amplitude eines zweiten Überlagerungssignals
f2:
Frequenz des zweiten Überlagerungssignals.

Es ist bekannt, dass der Erregerstrom zumindest zwei Frequenzkomponenten enthalten muss, damit gleichzeitig eine Drehwinkelgeschwindigkeit – auch als Rotar-Winkelgeschwindigkeit bezeichnet – und ein Rotorwiderstand (Sekundärwiderstand) des Induktionsmotors bestimmt werden können. Der Grund hierfür ist folgender: Das in 15 dargestelltes Schaltbild ist als T-Ersatzschaltbild, bei dem ein Erregerstrom einen festen Wert aufweist. In der Figur bezeichnet &ohgr;s eine Schlupfwinkelgeschwindigkeit. Die Bestimmung der Drehwinkelgeschwindigkeit des Induktionsmotors entspricht der Bestimmung der Schlupfwinkelgeschwindigkeit in der Figur, da &ohgr;r = &ohgr; – &ohgr;s.

Die/das gleichzeitige Bestimmung/Schätzen einer Drehwinkelgeschwindigkeit und eines Sekundärwiderstands des Induktionsmotors aus dem Primärstrom und der Primärspannung – jeweils auch als Klemmenstromvektor und Klemmenspannungsvektor bezeichnet – des Induktionsmotors, der mit festem Erregerstrom gesteuert wird, entspricht der Bestimmung von Rr/&ohgr;s gemäß der Figur. Nach diesem Prinzip ist es daher unmöglich, die beiden Größen voneinander zu trennen.

Wenn der Erregerstrom nicht konstant gehalten wird, weisen &ohgr; und &ohgr;s keinen festen Wert auf. &ohgr; enthält mehrere Komponenten. Das T-Ersatzschaltbild gilt für jede der unterschiedlichen Schlupfwinkelgeschwindigkeiten &ohgr;s für jede Komponente von &ohgr;. Der Induktionsmotor mit einer Regelung ohne konstanten Erregerstrom ermöglicht daher das gleichzeitige Bestimmen bzw. Schätzen der Drehwinkelgeschwindigkeit und des Sekundärwiderstands. Daher weisen die verwendeten Überlagerungsfrequenzen f1 und f2 einen unterschiedlichen Wert auf, und diese Frequenzen f1 und f2 sind in dem im Artikel 1 beschriebenen, herkömmlichen Steuersystem folgende:

  • f1 = 1 (Hz)
  • f2 = 3 (Hz)

Gemäß dem Artikel 1 beträgt die Periode des ersten Überlagerungssignals 1/f1, und die Nennleistung des Induktionsmotors ist gleich 3,7 kW. In diesem Sinne ist dieses Signal ein Wechselspannungssignal, welches eine Periode aufweist, die länger als eine sekundäre Zeitkonstante (= Lr/Rr) des Induktionsmotors 2 ist.

Wenn ein Drehmomentsollwert &tgr;m*, entsprechend dem von dem Induktionsmotor 2 abzugebenden Drehmoment, und ein Erregerstromsollwert ids* von der Erregerstromvorgabe-Berechnungsvorrichtung 1 der Drehmomentsteuervorrichtung 3 zugeführt werden, empfängt die Drehmomentsteuervorrichtung 3 Primärströme – auch als Klemmenströme bezeichnet – ius und ivs in drei Phasen von der Stromdetektorvorrichtung 4, eine bestimmte Drehwinkelgeschwindigkeit &ohgr;·r0 von der Stromdetektorvorrichtung 4, und einen bestimmten Sekundärwiderstand – auch als Rotor-Widerstandswert bezeichnet – Rr0 von der Parameterbestimmungsvorrichtung 5. Sie verarbeitet diese Faktoren so, dass das Ausgangsdrehmoment &tgr;m des Induktionsmotors dem Wert &tgr;m* folgt, und sie liefert Primärspannungen vus; vvs und vws in drei Phasen an den Induktionsmotor.

Die Parameterbestimmungsvorrichtung 5 weist eine Messeinheit 6 auf, eine Verstärkungsberechnungseinheit 7, eine Drehgeschwindigkeits-Bestimmungs- bzw. -schätzeinheit 8, eine Sekundärwiderstands-Bestimmungs- bzw. -schätzeinheit 9 und eine Primärwiderstands-Bestimmungs- bzw. -schätzeinheit 10.

Die Parameterbestimmungsvorrichtung 5 empfängt die Primärspannungsvorgabe vus* und vvs* von der Drehmomentsteuervorrichtung 3, und die Primärströme ius und ivs von der Stromdetektorvorrichtung 4, und gibt eine geschätzte bzw. bestimmte Drehwinkelgeschwindigkeit &ohgr;r0 und einen geschätzten bzw. bestimmten Sekundärwiderstand Rr0 aus.

Die Messeinheit 6 hat die Struktur eines Beobachters, wie in Günther a.a.O. beschrieben, und empfängt die Primärstromvorgaben vus* und vvs* von der Drehmomentsteuervorrichtung 3, die Primärströme ius und ivs von der Stromdetektorvorrichtung 4, eine Rückkopplungsverstärkung G von der Verstärkungsberechnungseinheit 7, eine bestimmte Drehwinkelgeschwindigkeit &ohgr;r0 von der Drehgeschwindigkeits-Bestimmungseinheit 8, und einen bestimmten Sekundärwiderstand Rr0 von der Sekundärwiderstands-Bestimmungseinheit 9, sowie einen bestimmten Primärwiderstand – auch als Stator-Widerstandswert bezeichnet – Rs0 von der Primärwiderstands-Bestimmungseinheit 10, und sie führt Operationen entsprechend den mathematischen Ausdrücken 21, 22 und 23 durch, um so einen bestimmten Primärstrom Is0, einen bestimmten bzw. geschätzten Sekundärstrom – auch als Rotorstromvektor bezeichnet – Ir0, eine Zustandsabweichung E und einen bestimmten bzw. geschätzten Sekundärmagnetfluss ϕr0 zu erzeugen.

Die Verstärkungsberechnungseinheit 7 erzeugt eine Rückkopplungsverstärkung G, die durch die Gleichung (24) vorgegeben wird, welche die bestimmte Drehwinkelgeschwindigkeit &ohgr;r0 enthält, die von der Drehgeschwindigkeits-Bestimmungseinheit 8 empfangen wird.

k
= frei wählbare positive Zahl

Die Polzahl der Messeinheit 6 ist k mal so groß wie jene des Induktionsmotors 2, wenn die durch Gleichung (24) gegebene Rückkopplungsverstärkung G verwendet wird.

Die Drehgeschwindigkeits-Bestimmungseinheit 8 empfängt den bestimmten Sekundärmagnetfluss ϕr0 und die Zustandsabweichung E von der Messeinheit 6, und sie berechnet ein Kreuzprodukt E × ϕr0, sie korrigiert die bestimmte Drehwinkelgeschwindigkeit &ohgr;r0, die in der Messeinheit verwendet wird, unter Verwendung einer Gleichung (25), und sie gibt einen entsprechend korrigierten Wert aus.

Die Sekundärwiderstands-Bestimmungseinheit 9 empfängt den bestimmten Sekundärstrom ir0 und die Zustandsabweichung E von der Messeinheit 6, und sie berechnet ein Skalarprodukt E ir0, sie korrigiert den bestimmten Sekundärwiderstand Rr0, der in der Messeinheit 6 verwendet wird, unter Verwendung von Gleichung (26), und sie gibt einen entsprechend korrigierten Wert aus.

Die Primärwiderstands-Bestimmungseinheit 10 empfängt den bestimmten Primärstrom is0 und die Zustandsabweichung E von der Messeinheit 6, sie berechnet ein Skalarprodukt E·is0, sie korrigiert den bestimmten Primärwiderstand Rs0 unter Verwendung einer Gleichung (27), die in der Messeinheit 6 verwendet wird, und sie gibt einen entsprechend korrigierten Wert aus.

Die Parameterbestimmungsvorrichtung 5, die in der voranstehend geschilderten Weise aufgebaut ist und arbeitet, gibt eine bestimmte Drehwinkelgeschwindigkeit &ohgr;r0 und einen bestimmten Sekundärwiderstand Rr0 aus.

17 zeigt die Einzelheiten der Drehmomentsteuervorrichtung 3. In dieser Figur bezeichnet das Bezugszeichen 11 eine Drehmomentstromvorgabe-Berechnungseinheit; 12 bezeichnet eine Primärwinkelgeschwindigkeits-Berechnungseinheit; 13 bezeichnet einen Integrierer; 14 bezeichnet eine Koordinatentransformationseinrichtung zum Transformieren eines Primärstroms in ortsfesten Koordinaten in einen entsprechenden Wert in Drehkoordinaten; 15 und 16 bezeichnen Subtrahierer; 17 und 18 bezeichnen Stromsteuerungen; 19 bezeichnet eine Koordinatentransformationseinrichtung zum Transformieren eines Primärspannungssollwerts in Drehkoordinaten in einen entsprechenden Wert in ortsfesten Koordinaten; und 20 bezeichnet einen PWM-Wechselrichter.

Folgender mathematischer Ausdruck (28) gilt zwischen einem erzeugten Drehmoment &tgr;m, einer Amplitude ϕdr eines sekundären Magnetflusses und einem Drehmomentstrom iqs.

[Formel 13]

  • iqs ∝ &tgr;m/ϕdr(28)

Die Drehmomentstromvorgabe-Berechnungseinheit 11 teilt daher einen Eingangsdrehmomentsollwert &tgr;m* durch einen Sekundärmagnetflussamplituden-Berechnungswert ϕdr1, der von der Primärwinkelgeschwindigkeits-Berechnungseinheit 12 empfangen wird. Sie multipliziert das Ergebnis mit einer konstanten Zahl und gibt dieses Ergebnis als einen Drehmomentstromsollwert iqs* aus.

Die Primärwinkelgeschwindigkeits-Berechnungseinheit 12 empfängt den Eingangserregerstromsollwert ids*, einen Drehmomentstromsollwert iqs*, einen bestimmten Sekundärwiderstand Rr0, und eine bestimmte Drehwinkelgeschwindigkeit &ohgr;r0, und sie berechnet einen Sekundärmagnetflussamplituden-Berechnungswert ϕdr1 und eine Primärwinkelgeschwindigkeit &ohgr; unter Verwendung der folgenden Gleichungen (29) und (30).

Der Integrierer 13 integriert eine Primärwinkelgeschwindigkeit &ohgr;, die von der Primärwinkelgeschwindigkeits-Berechnungseinheit 12 empfangen wird, und er gibt einen Phasenwinkel &thgr; aus.

Die Koordinatentransformationseinrichtung 14 führt eine Koordinatentransformation der Primärströme ius und ivs, die von der Stromdetektorvorrichtung 4 stammen, in das Drehkoordinatensystem mit zwei Achsen durch, entsprechend dem Phasenwinkel &thgr;.

Der Subtrahierer 15 subtrahiert den Erregerstrom ids von dem Erregerstromsollwert iqs*, um ein Differenzsignal zu erzeugen. Der Subtrahierer 16 subtrahiert den Drehmomentstrom iqs* von dem Drehmomentstromsollwert iqs*, um ein Differenzsignal zu erzeugen.

Die Stromsteuerung 17 verstärkt das von dem Subtrahierer 15 stammende Differenzsignal, so dass der Erregerstrom ids dem Erregerstromsollwert ids* folgt, und sie gibt das Ergebnis in Form eines d-Achsen-Spannungssollwerts vds* aus.

Die Stromsteuerung 18 verstärkt das von dem Subtrahierer 16 stammende Differenzsignal, so dass der Drehmomentstrom iqs dem Drehmomentstromsollwert iqs* folgt, und sie gibt das Ergebnis in Form eines q-Achsen-Spannungssollwerts vqs* aus.

Die Koordinatentransformationseinrichtung 19 führt eine Koordinatentransformation der d- und q-Achsen-Spannungssollwerte vds* und vqs* durch, die von den Stromsteuerungen 17 und 18 stammen, und zwar in die ortsfesten Koordinaten für drei Phasen, entsprechend dem Phasenwinkel &thgr;, und sie erzeugt 3-phasige Spannungssollwerte vus*, vvs* und vws*.

Der PWM-Wechselrichter 20 empfängt die 3-phasigen Spannungssollwerte vus*, vvs* und vws*, und er liefert 3-phasige Primärspannungen vus, uvs und vws an den Induktionsmotor 2.

Bei dem wie voranstehend geschildert aufgebauten Regelsystem für einen Induktionsmotor folgt selbst dann, wenn sich der Induktionsmotor 2 erwärmt und sich seine Temperatur ändert und sich die primären und sekundären Widerstandswerte ändern, der bestimmte primäre und sekundäre Widerstand den primären und sekundären Änderungen. Daher kann das Regelsystem den Induktionsmotor ohne einen Drehwinkelgeschwindigkeitssensor steuern, so dass das Ausgangsdrehmoment &tgr;m des Induktionsmotors 2 dem Drehmomentsollwert rm* folgt.

Bei dem herkömmlichen Induktionsmotorregelsystem treten allerdings folgende Schwierigkeiten auf: 1) Die Bestimmung bzw. Schätzung des Primärwiderstands ist für den regenerativen Bereich unmöglich. 2) Die Genauigkeit der Bestimmung bzw. Schätzung des Sekundärwiderstands hängt wesentlich von der Primärfrequenz ab. 3) Es tritt eine Drehmomentwelligkeit in dem Ausgangsdrehmoment &tgr;m auf. 4) Es sind mehrere Operationen erforderlich, um mehrere Frequenzen von Wechselspannungskomponenten des Erregerstroms zur Verfügung zu stellen. 5) Es ist relativ schwierig, getrennt den Sekundärwiderstand und die Drehwinkelgeschwindigkeit zu bestimmen bzw. zu schätzen.

Die erste Schwierigkeit 1) wird nun erläutert. Ein Vektordiagramm, welches die Beziehung zwischen der Zustandsabweichung E, dem Primärstrom is, und den bestimmten Primärstrom is0 beschreibt, ist in 16 dargestellt. Die folgende Diskussion erfolgt auf der Grundlage des Vektordiagramms.

Es ist keine vektorielle Übereinstimmung zwischen dem Primärstrom und dem bestimmten Primärstrom is0 vorhanden, wenn eine Abweichung zwischen der Drehwinkelgeschwindigkeit &ohgr;r und der bestimmten Drehwinkelgeschwindigkeit &ohgr;r0 vorhanden ist, eine Abweichung zwischen dem Sekundärwiderstand Rr und dem bestimmten Sekundärwiderstand Rr0 vorhanden ist, und eine Abweichung zwischen dem Primärstrom rs und dem bestimmten Primärstrom is vorhanden ist.

Falls eine Abweichung zwischen einem bestimmten Wert und dem wahren Wert vorhanden ist, so wird die Beziehung zwischen dem Primärstrom is, dem bestimmten Primärstrom is0, und der Zustandsabweichung mathematisch ausgedrückt als E = (is0 – is), und diese Vektoren ergeben sich so, wie dies in 16 gezeigt ist.

16 zeigt Koordinaten in der Ebene der d-q-Achsen (statische oder ortsfeste Koordinaten), die sich mit einer Frequenz &ohgr; synchron zum bestimmten sekundären Magnetfluss ϕr&thgr; drehen.

Die Primärwiderstands-Bestimmungseinheit 10 bestimmt einen bestimmten Primärwiderstand mittels der Operation gemäß Gleichung (27). Der integrierte Term (is0·E) in dieser Gleichung stellt das Skalarprodukt des bestimmten Primärstroms is0 und der Zustandsabweichung (Primärstromfehler) (E) dar.

Wenn die Amplitude |is0| des bestimmten Primärstroms konstant ist, nimmt der integrierte Term einen Wert proportional zu einer Komponente an, die in Phase zum bestimmten Primärstrom is0 der Zustandsabweichung E liegt.

18A zeigt ein Vektordiagramm, welches eine Beziehung zwischen dem bestimmten Primärstrom is0 und der Zustandsabweichung E zeigt, wenn eine Differenz (ein Fehler) zwischen dem Primärwiderstand Rs und dem bestimmten Primärwiderstand Rs0 des Induktionsmotors vorhanden ist.

Es wird angenommen, dass dann, wenn eine Phasendifferenz ϕ zwischen is0 und E vorhanden ist, E = &xgr;&agr; gilt und zudem E gleich E&agr; ist, und dass dann, wenn eine Phasendifferenz &xgr; zwischen is0 und E den Wert &xgr;&bgr; aufweist, E = E&bgr; gilt.

Wenn die Phasendifferenz &xgr;&agr; beträgt, ist der Wert des integrierten Terms E·is0 (= |E||is0|cos&xgr;) kleiner als dann, wenn die Phasendifferenz &xgr; gleich 0° ist. Daher ist die Operation gemäß Gleichung (27) empfindlich gegenüber Rauschen, und eine Verbesserung ihrer Bestimmung ist unmöglich.

Ist die Phasendifferenz &xgr;&bgr;, so dreht sich das Vorzeichen des integrierten Terms (E·is0) um. Wird die Gleichung (27) in diesem Zustand betriebsgemäß angewandt, so führt die Gleichung für den bestimmten Primärwiderstand zu einer positiven Gegenkopplung und Divergenz.

Zusammenfassend ist, wenn |&xgr;| < 90° ist, der Bestimmungsbetrieb – d. h. das Durchführen des Betriebs gemäß Gleichung (27)) – stabil. Der integrierte Term (E·is0) wird klein, wenn sich |&xgr;| an 90° annähert. Für |&xgr;| = 90° weist (E is0) den Wert 0 auf, und daher ist der Bestimmungsvorgang unmöglich. Für |&xgr;| < 90° ist der Bestimmungsvorgang instabil.

Daher ist es wünschenswert, dass die Zustandsabweichung E in Phase mit dem bestimmten Primärstrom is0 ist (Phasendifferenz &xgr; = 0°). In diesem Zustand ist der Bestimmungsbetrieb für den Primärwiderstand stabil und äußerst exakt.

19A zeigt ein Diagramm, welches ein Beispiel für die Beziehung zwischen der Phasendifferenz &xgr; und der Primärwinkelgeschwindigkeit &ohgr; zeigt, die von der herkömmlichen Parameterbestimmungsvorrichtung 5 stammt (die Drehwinkelgeschwindigkeit &ohgr;r ist angegeben in 100 (rad/s)). In der Figur bezeichnet die Abszisse die Winkelgeschwindigkeit (also die Primärwinkelgeschwindigkeit &ohgr;) des bestimmten Primärstroms is0. Die Ordinate bezeichnet eine Phasendifferenz &xgr; zwischen dem bestimmten Primärstrom is0 und der Zustandsabweichung E.

In 19A ist mit "k" ein Parameter der Verstärkungsberechnungseinheit 7 bezeichnet. Man sieht, dass die &xgr;-&ohgr;-Eigenschaft sich entsprechend dem Parameter "k" ändert. Ist "k" groß, so gilt |&xgr;| > 90°, und die Gleichung (27) divergiert für den bestimmten Primärwiderstand Rs0.

Weiterhin enthält ein Frequenzbereich, in welchem &ohgr;r0 < 100 (rad/s) gilt, einen Bereich, in welchem |&xgr;| > 90° ist. Diese Tatsache führt dazu, dass der Bestimmungsbetrieb für den bestimmten Primärwiderstand in einem Bereich divergiert, in welchem die Primärwinkelgeschwindigkeit niedriger als die Drehwinkelgeschwindigkeit ist, also in dem Regenerationsbereich.

Wie sich aus 19A ergibt, nimmt bei dem herkömmlichen Induktionsmotorsteuersystem die Phasendifferenz &xgr; nicht einen erwünschten Wert an (0°, konstant), in dem spezifischen Bereich der Primärwinkelgeschwindigkeit &ohgr;. Daher ist der Bestimmungsbetrieb für den bestimmten Primärwiderstand instabil, so dass beispielsweise das Reaktionsvermögen schlecht ist oder der Betrieb divergiert. Dies führt zu einer Beeinträchtigung der Genauigkeit und des Reaktionsvermögens in bezug auf die Drehwinkelgeschwindigkeit &ohgr;r0 und den bestimmten sekundären Widerstand Rr0, und zu einer Divergenz der entsprechenden Operationen.

Bei derartigen Verhältnissen werden die Drehwinkelgeschwindigkeit &ohgr;r0 und der bestimmte Sekundärwiderstand Rr0, welche Fehler enthalten, der Drehmomentsteuervorrichtung 3 zugeführt. Dann folgt das Ausgangsdrehmoment &tgr;m nicht dem Drehmomentsollwert &tgr;m*, oder es tritt ein anderes Instabilitätsphänomen auf.

Das vorangehend erwähnte zweite Problem 2) wird nun beschrieben.

Die Sekundärwiderstands-Bestimmungseinheit 9 führt einen Betrieb entsprechend Gleichung (26) zum Erzeugen eines bestimmten Sekundärwiderstands durch. In der Gleichung ist der integrierte Term (ir0·E) das Skalarprodukt des bestimmten Sekundärstroms ir0 und der Zustandsabweichung (Primärstromfehler) E.

Wenn die Amplitude |ir0| des bestimmten Sekundärstroms einen festen Wert aufweist, nimmt der integrierte Term (ir0·E) einen Wert proportional zu einer Komponente an, die in Phase mit dem bestimmten Sekundärstrom ir0 der Zustandsabweichung E liegt.

18B zeigt ein Vektordiagramm einer Beziehung zwischen dem bestimmten Sekundärstrom ir0 und der Zustandsabweichung E in dem Fall, in dem eine Differenz (ein Fehler) zwischen dem Sekundärwiderstand Rr und dem bestimmten Sekundärwiderstand Rr0 vorhanden ist.

Es wird angenommen, dass E = E&rgr; ist, wenn die Phasendifferenz &xgr; zwischen dem bestimmten Sekundärstrom ir0 und der Zustandsabweichung E die Phasendifferenz &xgr;&rgr; aufweist, und dass E gleich E&sgr; ist, wenn die Phasendifferenz &xgr; zwischen dem bestimmten Sekundärstrom ir0 und der Zustandsabweichung gleich &xgr;&sgr; ist.

Ist die Phasendifferenz gleich &xgr;&rgr;, so weist der integrierte Term (ir0·E)(= |E||ir0|cos&xgr;) einen kleineren Wert auf als dann, wenn &xgr; = 0° gilt. In diesem Fall ist der Betrieb gemäß Gleichung (26) empfindlich gegenüber Rauschen, und eine Verbesserung des Ansprechverhaltens ist unmöglich.

Weist die Phasendifferenz den Wert &xgr;&sgr; auf, so kehrt sich das Vorzeichen des Wertes des integrierten Terms (ir0·E) um. In diesem Zustand führt die Gleichung (26) für den bestimmten Sekundärwiderstand zu einer positiven Rückkopplung und einer Divergenz.

Zusammenfassend ist für |&xgr;| < 90° der Sekundärwiderstands-Bestimmungsbetrieb stabil, jedoch wird, wenn |&xgr;| nahe an 90° gelangt, der integrierte Term (ir0·E) klein. Für |&xgr;| = 90° ergibt sich (ir0·E) = 0, und der Bestimmungsbetrieb wird unmöglich. Bei |&xgr;| > 90° ist der Bestimmungsbetrieb instabil.

Hieraus wird deutlich, dass es wünschenswert wäre, dass die Zustandsabweichung E in Phase mit dem bestimmten Sekundärstrom ir0 liegt (Phasendifferenz &xgr; = 0°). Ist diese Bedingung erfüllt, so ist der Bestimmungsbetrieb für die Sekundärwiderstandsbestimmung stabil und äußerst genau.

20A zeigt ein Diagramm für ein Beispiel der Beziehung zwischen der Phasendifferenz &xgr; und der Primärwinkelgeschwindigkeit &ohgr;, die von der herkömmlichen Parameterbestimmungsvorrichtung 5 stammen (Drehwinkelgeschwindigkeit &ohgr;r = 100 (rad/s)). In dem Diagramm bezeichnet die Abszisse die Winkelgeschwindigkeit von ir0 (also die Primärwinkelgeschwindigkeit &ohgr;), und die Ordinate zeigt die Phasendifferenz &xgr; zwischen ir0 und E an.

In 20A ist mit "k" ein Parameter in der Verstärkungsberechnungseinheit 7 bezeichnet. Man sieht, dass sich das Profil der &xgr;-&ohgr;-Eigenschaft ändert, abhängig vom Wert des Parameters "k". Ist "k" klein, so gilt |&xgr;| > 90°, und die Gleichung divergiert für den bestimmten Sekundärwiderstand Rr0.

Für hohe Frequenzen gilt, dass &xgr; annähernd gleich –90° ist, unabhängig vom Wert von "k". Dieser Zustand führt dazu, dass (ir0·E) gleich 0 wird und dass der Bestimmungsbetrieb für den Sekundärwiderstand unmöglich wird.

Aus 20A wird deutlich, dass bei dem herkömmlichen Regelsystem für einen Induktionsmotor die Phasendifferenz &xgr; nicht einen gewünschten Wert annehmen kann. Daher weist der Betrieb zum Bestimmen des Sekundärwiderstands ein schlechtes Ansprechverhalten bzw. Reaktionsvermögen auf, oder er divergiert, d. h. er ist instabil. Dies führt dazu, dass die Genauigkeit und das Reaktionsvermögen in bezug auf die bestimmte Drehwinkelgeschwindigkeit &ohgr;r0 und den bestimmten Primärwiderstand Rs0 beeinträchtigt wird oder manchmal der sich ergebende Wert divergiert.

In diesem Zustand werden die bestimmte Drehwinkelgeschwindigkeit &ohgr;r0 und der bestimmte Sekundärwiderstand Rr0, welche Fehler enthalten, der Drehmomentsteuervorrichtung 3 zugeführt. Dies führt dazu, dass das Ausgangsdrehmoment &tgr;m nicht der Drehmomentvorgabe &tgr;m* folgt oder der Bestimmungsbetrieb instabil ist.

Das vorangehend erwähnte dritte Problem (3) wird nun beschrieben. 21 zeigt ein Diagramm einer Übergangseigenschaft beim Übergang von dem Erregerstrom ids auf (ϕdr/M) und idr. Der erste und zweite Frequenzkoeffizient des herkömmlichen Steuersystems, in welchem ein Wechselspannungssignal durch Gleichung (20) gegeben ist, enthalten Frequenzkomponenten, die eine ausreichend kürzere Periode als der Kehrwert der sekundären Zeitkonstanten 1/Tr aufweisen.

Wenn sich die Sekundärmagnetflussamplitude &PHgr;dr des Induktionsmotors 2 ändert, ändert sich der Wert der Gegeninduktivität M infolge einer magnetischen Sättigung.

Daher ist es wünschenswert, dass die Sekundärmagnetflussamplitude &PHgr;dr einen festen Wert annimmt, um das gewünschte Drehmoment bei der Regelung des Induktionsmotors sicherzustellen.

Aus 21 wird deutlich, dass dann, wenn der Erregerstrom ids Frequenzkomponenten enthält, deren Periode kürzer ist als 1/Tr, die Sekundärmagnetflussamplitude ϕdr ebenfalls diese Frequenzkomponenten enthält. Daher wirken auch bei der Gegeninduktivität M diese Frequenzkomponenten. Die Wechselspannungskomponenten wirken als Drehmomentwelligkeit in dem Ausgangsdrehmoment &tgr;m, welches daher nicht mit dem Drehmomentsollwert &tgr;m* zusammenfällt.

Als nächstes wird das vorangehend angegebene vierte Problem 4) erläutert.

Bei dem herkömmlichen Induktionsmotorregelsystem ist es für das Bereitstellen von "n" Arten der Wechselspannungskomponenten des Erregerstroms erforderlich, "n" mal die Operationen "k1sin(2&pgr;f1t) + k2sin(2&pgr;f2t) + k3sin(2&pgr;f3t) + ... knsin(2&pgr;fnt)" durchzuführen, sowie die Operationen der Sinusfunktion. Die Operation der Sinusfunktion ist komplizierter als die Operationen der Addition, Subtraktion und Multiplikation, und sie nimmt daher eine erhebliche Zeit in Anspruch.

Schließlich wird das vorangehend erwähnte fünfte Problem 5) erläutert.

Das herkömmliche Induktionsmotorregelsystem bestimmt eine Drehwinkelgeschwindigkeit unter Verwendung der Blindkomponente des bestimmten Sekundärmagnetflusses der Zustandsabweichung E {Jϕr0)TE} (Gleichung (25)). Weiterhin wird ein Sekundärwiderstand unter Verwendung der Komponente (E·ir0) der Zustandsabweichung E bestimmt, die in Phase mit dem bestimmten Sekundärstrom ir0 liegt (Gleichung (26)).

Wenn die Frequenzen der Wechselspannungskomponenten des Erregerstroms ids niedrig sind oder ihre Amplituden klein sind, ist die d-Achsenkomponente idr des Sekundärstroms klein. Ist die d-Achsenkomponente idr klein, so dominiert die qu-Achsenkomponente. In diesem Fall ist der Sekundärstrom im wesentlichen gleich der Komponente (q-Achsenkomponente) orthogonal zum bestimmten Sekundärmagnetfluss. Daher ist der Wert der Quadraturkomponente {(Jϕr0)TE} im wesentlichen gleich dem Wert der Wirkkomponente (E·ir0). Die Funktion der Blindkomponente des bestimmten Sekundärmagnetflusses wird daher sowohl für die Drehgeschwindigkeitsbestimmung als auch die Sekundärwiderstandsbestimmung verwendet. Dabei ist es unmöglich, getrennt den Sekundärwiderstand und die Drehwinkelgeschwindigkeit zu bestimmen.

Das technische Problem der vorliegenden Erfindung besteht in der stabilen Regelung der Drehwinkelgeschwindigkeit und des Ausgangsdrehmoments des Induktionsmotors mit hoher Genauigkeit.

Gemäss der vorliegenden Erfindung wird diese Aufgabe durch ein Regelsystem mit den Merkmalen des Patenanspruchs 1 gelöst.

Demnach lassen sich die bestimmte bzw. geschätzte Drehwinkelgeschwindigkeit, der bestimmte bzw. geschätzte Sekundärwiderstand und der bestimmte Primärwiderstand unter guten Bedingungen erhalten. Die Werte dieser Größen sind stabil und exakt, so dass die Drehmomentsteuervorrichtung des Ausgangsdrehmomentes Induktionsmotors stabil und exakt steuert.

Bei dem Regelsystem verarbeitet die Sekundärwiderstands-Bestimmungs- bzw. Schätzeinheit die erste Zustandsabweichung, dem bestimmten bzw. geschätzten Sekundärmagnetfluss und den bestimmten bzw. geschätzten Sekundärstrom, die von der ersten Messeinheit ausgegeben werden, um hierdurch einen bestimmten Sekundärwiderstand zu generieren. Demnach können die Winkelgeschwindigkeit und der Sekundärwiderstand gut voneinander getrennt bestimmt bzw. geschätzt werden.

Weiterhin erfolgt bei dem Regelsystem ein stabiles und äußerst exaktes Schätzen des bestimmten bzw. geschätzten Sekundärwiderstands.

Weiterhin wird das technische Problem der vorliegenden Erfindung durch ein Regelsystem für einen Induktionsmotor mit den Merkmalen des Patentanspruchs 4 gelöst. Auch mit diesem Regelsystem werden dieselben Vorteile erzielt, wie vorangehend erläutert.

Bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung sind in den Patentansprüchen beschrieben.

Gemäß Patentanspruch 6 bleiben die Verstärkungen der Drehgeschwindigkeit-Bestimmungseinheit und der Primärwiderstands-Bestimmungseinheit unverändert, so dass stabile Eigenschaften zur Verfügung gestellt werden.

Ferner kann gemäß der bevorzugten Ausführungsform nach Patentanspruch 8 der Sekundärmagnetfluss plus konstant gehalten werden, so dass ein Pulsieren des Ausgangsdrehmoments vermieden wird.

Ferner kann gemäß der bevorzugten Ausführungsform nach Anspruch 9 dem Gleichspannungsignal eine erhöhte Anzahl an Wechselspannungssignale mit unterschiedlichen Frequenzen überlagert werden. Hierdurch ist die Genauigkeit zum Bestimmen der Drehwinkelgeschwindigkeiten des Sekundärwiderstands verbessert.

Die Erfindung wird nachstehend anhand zeichnerisch dargestellter Ausführungsbeispiele näher erläutert, aus welchen weitere Vorteile und Merkmale hervorgehen; es zeigen:

1 ein Blockschaltbild eines Regelsystems für einen Induktionsmotor gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;

2 ein Blockschaltbild der Einzelheiten einer ersten Messeinheit 6a, die in dem Regelsystem gemäß 1 verwendet wird;

3 ein Blockschaltbild für den internen Aufbau einer ersten Verstärkungsberechnungseinheit 7a in dem Regelsystem gemäß 1;

4 ein Blockschaltbild für den internen Aufbau einer Drehgeschwindigkeits-Bestimmungseinheit 8a in dem Regelsystem gemäß 1;

5 ein Blockschaltbild für den internen Aufbau einer Sekundärwiderstands-Bestimmungseinheit 9a in dem Steuersystem gemäß 1;

6 ein Blockschaltbild für den internen Aufbau einer zweiten Messeinheit 6b in dem Regelsystem gemäß 1;

7 ein Blockschaltbild für den internen Aufbau einer Primärwiderstands-Bestimmungseinheit 10b in dem Regelsystem gemäß 1;

8 ein Vektordiagramm zum Erläutern des Betriebs der ersten Verstärkungsberechnungseinheit 7a;

9 ein Vektordiagramm zum Erläutern des Betriebs der zweiten Verstärkungsberechnungseinheit 7b;

10 ein Blockschaltbild eines Regelsystems für einen Induktionsmotor gemäß der zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;

11 ein Blockschaltbild eines Regelsystems für einen Induktionsmotor gemäß der dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;

12 ein Blockschaltbild für den internen Aufbau einer Messeinheit 6e in dem Regelsystem gemäß 11;

13 ein Spektraldiagramm mit einer Darstellung der Frequenzkomponenten eines Wechselspannungssignals, das bei einer Ausführungsform der Erfindung verwendet wird;

14 ein Blockschaltbild für ein herkömmliches Regelsystem für einen Induktionsmotor;

15 ein T-Ersatzschaltbild für einen Induktionsmotor;

16 ein Vektordiagramm gemäß einer Beziehung zwischen der Zustandsabweichung E und dem Primärstrom is zeigt, wobei der bestimmte Primärstrom gleich 0 ist;

17 eine Darstellung von Einzelheiten der Drehmomentsteuervorrichtung;

18A ein Vektordiagramm gemäß einer Beziehung zwischen dem bestimmten Primärstrom Is0 und der Zustandsabweichung E, wenn eine Differenz (ein Fehler) zwischen dem Primärwiderstand Rs und dem bestimmten Primärwiderstand Rs0 des Induktionsmotors vorhanden ist;

18B ein Vektordiagramm gemäß der Beziehung zwischen dem bestimmten Sekundärstrom Ir0 und der Zustandsabweichung E, wenn eine Differenz (ein Fehler) zwischen dem Sekundärwiderstand Rr und dem, bestimmten Sekundärwiderstand Rr0 vorhanden ist;

19A einen Graphen, der ein Beispiel für die Beziehung zwischen der Phasendifferenz &xgr; und der Primärwinkelgeschwindigkeit &ohgr; zeigt, die sich bei der herkömmlichen Parameterbestimmungsvorrichtung bei einer Drehwinkelgeschwindigkeit &ohgr;r von 100 (rad/s) ergibt;

19B einen Graphen, der ein Beispiel für die Beziehung zwischen der Phasendifferenz &xgr; und der Primärwinkelgeschwindigkeit &ohgr; zeigt, die sich bei der zweiten Parameterbestimmungseinheit gemäß der vorliegenden Erfindung bei einer Drehwinkelgeschwindigkeit &ohgr;r von 100 (rad/s) ergibt;

20A einen Graphen, der ein Beispiel für die Beziehung zwischen der Phasendifferenz &xgr; und der Primärwinkelgeschwindigkeit &ohgr; zeigt, die sich bei der herkömmlichen Parameterbestimmungsvorrichtung bei einer Drehwinkelgeschwindigkeit &ohgr;r von 100 (rad/s) ergibt;

20B eine graphische Darstellung eines Beispiels für die Beziehung zwischen der Phasendifferenz &xgr; und der Primärwinkelgeschwindigkeit &ohgr; für eine Drehwinkelgeschwindigkeit von 100 rad/s, die sich bei der ersten Parameterbestimmungsvorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung ergibt, und

21 einen Graphen für eine Übergangskennlinie von dem Erregerstrom ids auf (ϕdr/M) und idr.

1 zeigt als Blockschaltbild ein Regelsystem für einen Induktionsmotor gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. In der Figur entsprechen die Bezugszeichen 1 bis 4 den entsprechenden Bezugszeichen des bereits beschriebenen, herkömmlichen Induktionsmotorregelsystems; 5a bezeichnet eine erste Parameterbestimmungs- bzw. -schätzvorrichtung; 5b bezeichnet eine zweite Parameterbestimmungs- bzw. -schätzeinheit; 6a bezeichnet eine erste Messeinheit; 6b bezeichnet eine zweite Messeinheit; 7a bezeichnet eine erste Verstärkungsberechnungseinheit; 7b bezeichnet eine zweite Verstärkungsberechnungseinheit; 8a bezeichnet eine Drehgeschwindigkeits-Bestimmungs- bzw. -schätzeinheit; 9a bezeichnet eine Sekundärwiderstands-Bestimmungs- bzw. -schätzeinheit; und 10b bezeichnet eine Primärwiderstands-Bestimmungs- bzw. -schätzeinheit.

Wie dargestellt, weist die erste Parameterbestimmungsvorrichtung 5a die erste Messeinheit 6a auf, sowie die erste Verstärkungsberechnungseinheit 7a, die Drehgeschwindigkeits-Bestimmungseinheit 8a und die Sekundärwiderstands-Bestimmungseinheit 9a. Die erste Parameterbestimmungsvorrichtung 5a empfängt die Primärspannungssollwerte vus* und vvs* von der Drehmomentsteuervorrichtung 3, die Primärströme ius und ivs von der Stromdetektorvorrichtung 4, und den bestimmten bzw. geschätzten Primärwiderstand Rs0 von der zweiten Parameterbestimmungseinheit 5b. Die erste Parameterbestimmungsvorrichtung 5a gibt eine bestimmte bzw. geschätzte Drehwinkelgeschwindigkeit &ohgr;r0 und einen bestimmten bzw. geschätzten Sekundärwiderstand Rr0 aus.

Die erste Messeinheit 6a empfängt die Primärspannungssollwerte vus* und vvs*, die Primärströme ius und ivs, eine erste Rückkopplungsverstärkung von der ersten Verstärkungsberechnungseinheit 7a, eine bestimmte bzw. geschätzte Drehwinkelgeschwindigkeit &ohgr;r0 von der Drehgeschwindigkeits-Bestimmungseinheit 8a, einen bestimmten bzw. geschätzten Sekundärwiderstand Rr0 von der Sekundärwiderstands-Bestimmungseinheit 9a, und einen bestimmten bzw. geschätzten Primärwiderstand Rs0 von der zweiten Parameterbestimmungseinheit 5b, und sie berechnet einen bestimmten bzw. geschätzten Sekundärstrom ir01, eine erste Zustandsabweichung E1, und einen bestimmten Sekundärfluss ϕr0 entsprechend den Gleichungen (2), (3) und (4) unter Verwendung der empfangenen Größen.

Die Ziffer "1", die am Ende der Bezeichnungen des bestimmten bzw. geschätzten Sekundärstroms ir01 und des bestimmten Sekundärflusses ϕr01 angebracht wird, dient zur Bezeichnung von Größen, die das Ergebnis von Operationen in der ersten Parameterbestimmungsvorrichtung 5a sind. Derartige Größen werden nachstehend allgemein als "erster bestimmter Sekundärstrom usw." bezeichnet.

Entsprechend wird die Ziffer "2" an den Enden der Größen angebracht, die Ergebnisse von Operationen in der zweiten Parameterbestimmungseinheit 5b darstellen, und derartige Ergebnisse werden allgemein als "zweiter bestimmter Magnetfluss usw." bezeichnet.

Es gelten folgende Beziehungen:

&ohgr;r0:
bestimmte Drehwinkelgeschwindigkeiten des Induktionsmotors
ksp:
Drehwinkelgeschwindigkeit, welche die Proportionalverstärkung festlegt
ksi:
Drehwinkelgeschwindigkeit, welche die Integrationsverstärkung festlegt
Rs0:
bestimmter primärer Sekundärwiderstand
kr1p:
Primärwiderstand, der die Verstärkung festlegt
kr1i:
Primärwiderstandsintegrationsverstärkung
Vs:
Primärspannung des Induktionsmotors
vas:
a-Achsenkomponente in der a-b-Achsenebene (statische Koordinaten) der Primärspannung des Induktionsmotors
vbs:
b-Achsenkomponente in der a-b-Achsenebene (statische Koordinaten) der Primärspannung des Induktionsmotors
&PHgr;s01:
bestimmter Primärmagnetfluss des Induktionsmotors
ϕas1:
x-Achsenkomponente in der a-b-Achsenebene (statische Koordinaten) des bestimmten Primärmagnetflusses des Induktionsmotors
ϕbs1:
b-Achsenkomponente in der a-b-Achsenebene (statische Koordinaten) des zweiten bestimmten Primärmagnetflusses des Induktionsmotors
&PHgr;s02:
zweiter bestimmter Primärmagnetfluss des Induktionsmotors
ϕas2:
a-Achsenkomponente in der a-b-Achsenebene (statische Koordinaten) des zweiten bestimmten Primärmagnetflusses des Induktionsmotors
ϕbs2:
b-Achsenkomponente in der a-b-Achsenebene (statische Koordinaten) des zweiten bestimmten Primärmagnetflusses des Induktionsmotors
&PHgr;r02:
zweiter bestimmter Sekundärmagnetfluss des Induktionsmotors
ϕar2:
a-Achsenkomponente in der a-b-Achsenebene (statische Koordinaten) des zweiten bestimmten Sekundärmagnetflusses des Induktionsmotors
ϕbr2:
b-Achsenkomponente in der a-b-Achsenebene (statische Koordinaten) des zweiten bestimmten Sekundärmagnetflusses des Induktionsmotors
is:
Primärstrom des Induktionsmotors
ias:
a-Achsenkomponente in der a-b-Achsenebene (statische Koordinaten) des Primärstroms des Induktionsmotors
ibs:
b-Achsenkomponente in der a-b-Achsenebene (statische Koordinaten) des Primärstroms des Induktionsmotors
is01:
erster bestimmter Primärstrom des Induktionsmotors
ias1:
a-Achsenkomponente in der a-b-Achsenebene (statische Koordinaten) des ersten bestimmten Primärstroms des Induktionsmotors

[Formel 17]

  • ibs1:
    b-Achsenkomponente in der a-b-Achsenebene (statische Koordinaten) des ersten bestimmten Primärstroms des Induktionsmotors
    is02:
    bestimmter Primärstrom des Induktionsmotors
    ias2:
    a-Achsenkomponente in der a-b-Achsenebene (statische Koordinaten) des bestimmten Primärstroms des Induktionsmotors
    ibs2:
    b-Achsenkomponente in der a-b-Achsenebene (statische Koordinaten) des bestimmten Primärstroms des Induktionsmotors
    E2:
    zweite Zustandsabweichung
    H1:
    erste Rückkopplungsverstärkung
    H2:
    zweite Rückkopplungsverstärkung
    P1:
    Lösung der Gleichung (12)
    P2:
    Lösung der Gleichung (13)
    LS:
    Primärinduktivität des Induktionsmotors
    Lr:
    Sekundärinduktivität des Induktionsmotors
    M:
    Gegeninduktivität des Induktionsmotors
    &egr;:
    frei wählbare positive Zahl

2 zeigt ein Blockschaltbild für Einzelheiten der ersten Messeinheit 6a. In dieser Figur bezeichnet das Bezugszeichen 101 einen 3-Phasen-2-Phasen-Transformator; 102 einen weiteren 3-Phasen-2-Phasen-Transformator; 103 einen Verstärker; 104 einen Verstärker; 105 einen Verstärker; 106 einen Verstärker; 107 eine Matrixberechnungseinheit; 108 einen Subtrahierer; 109 einen anderen Subtrahierer; 110 eine Matrixberechnungseinheit; 111 eine Matrixberechnungseinheit; 112 bis 115 Berechnungseinheiten; und 116 bis 119 Integrierer. Der 3-Phasen-2-Phasen-Transformator 101 führt eine Koordinatentransformation der U- und V-Phasenkomponenten ius und ivs eines 3-phasigen Stroms in a-Achsen- und b-Achsen-Komponenten ias und ibs in den a-b-Achsenkoordinaten durch. Der 3-Phasen-2-Phasen-Transformator 102 führt eine Koordinatentransformation der U- und V-Phasenkomponenten vus* und vvs* des 3-phasigen Spannungssollwerts in a-Achsen- und b-Achsen-Komponenten vas* und vbs* in den a-b-Achsenkoordinaten durch. Der Verstärker 103 verstärkt den bestimmten bzw. geschätzten Primärwiderstand Rs0 zu Rs0·L/&xgr;, und er gibt das Ergebnis als a11 aus. Der Verstärker 104 verstärkt den bestimmten Primärwiderstand Rs0 zu Rs0·M/&xgr;, und er gibt das Ergebnis als a12 aus. Der Verstärker 105 verstärkt den bestimmten Sekundärwiderstand Rr0 zu Rr0·M/&xgr;, und er gibt das Ergebnis als a21 aus. Der Verstärker 106 verstärkt den bestimmten Sekundärwiderstand Rr0 zu Rr0·Ls/&xgr;, und er gibt das Ergebnis als a22 aus. Die Matrixberechnungseinheit 107 führt die Gleichung (3) unter Verwendung einer konstanten Matrix C1 aus. Der Subtrahierer 108 wird zum Subtrahieren der a-Achsenkomponenten einer ersten Zustandsabweichung E1 eingesetzt. Der Subtrahierer 109 wird zum Subtrahieren der b-Achsenkomponenten der ersten Zustandsabweichung E1 eingesetzt. Die Matrixberechnungseinheit 110 verarbeitet den ersten Term auf der rechten Seite der Gleichung (2) unter Verwendung einer Matrix A, die aus a11, a12, a21, a22 und &ohgr;r0 besteht. Die Matrixberechnungseinheit 111 verarbeitet den dritten Term auf der rechten Seite von Gleichung (2) unter Verwendung einer ersten Matrixrückkopplungsverstärkung H1, die aus h11, h12, h21 und h22 besteht. Die Berechnungseinheiten 112 bis 115 führen eine Addition und Subtraktion des ersten, zweiten und dritten Terms auf der rechten Seite von Gleichung (2) durch. Die Integrierer 116 bis 119 integrieren die rechte Seite von Gleichung (2) und erzeugen ϕs0 und ϕr0.

a11, a12, a21 und a22 sind gleich dem Ergebnis der Multiplikation von Rs0 und Rr0 mit Konstanten, und deren Werte können dadurch erhalten werden, dass der bestimmte Primärwiderstand Rs0 und der bestimmte Sekundärwiderstand Rr0 den Verstärkern 103 bis 106 zugeführt werden.

Die Matrixberechnungseinheit 107 empfängt die bestimmten bzw. geschätzten Primärmagnetflüsse ϕas1 und ϕbs1 sowie die bestimmten bzw. geschätzten Sekundärflüsse ϕar1 und ϕbr1, und sie verarbeitet die Gleichung (3) (C1 × diesen Flusswerten).

Der Subtrahierer 108 subtrahiert die a-Achsenkomponente ias, die von dem 3-Phasen-2-Phasen-Transformator erzeugt wird, von der a-Achsenkomponente ias1 des ersten bestimmten bzw. geschätzten Primärstroms, und er erzeugt eine a-Achsenkomponente ea1 der ersten Zustandsabweichung E1.

Auf entsprechende Weise subtrahiert der Subtrahierer 109 die b-Achsenkomponente ibs, die von dem 3-Phasen-2-Phasen-Transformator erzeugt wird, von der b-Achsenkomponente ibs1 des ersten bestimmten Primärstroms, und er erzeugt eine b-Achsenkomponente eb1 der ersten Zustandsabweichung E1.

Auf diese Weise wird die erste Zustandsabweichung E1 von den Subtrahierern 108 und 109 erzeugt.

Die Matrixberechnungseinheit 110 empfängt die bestimmten bzw. geschätzten Primärmagnetflüsse ϕas1 und ϕbs1 sowie die bestimmten bzw. geschätzten Sekundärflüsse ϕar1 und ϕbr1, und sie verarbeitet den ersten Term der rechten Seite von Gleichung (2) (A × diesen Flusswerten).

Die Matrixberechnungseinheit 111 empfängt Zustandsabweichungen ea1 und eb1, und sie verarbeitet den dritten Term auf der rechten Seite von Gleichung (2) (erste Rückkopplungsverstärkung H1, multipliziert mit diesen Abweichungswerten).

Die Berechnungseinheiten 112 bis 115 führen eine Addition und Subtraktion des ersten Terms auf der rechten Seite der Gleichung (82) durch, der von der Matrixberechnungseinheit 110 ausgegeben wird, sowie des zweiten Terms auf der rechten Seite von der Gleichung (2), der von dem 3-Phasen-2-Phasen-Transformator 102 ausgegeben wird, und des dritten Terms auf der rechten Seite der Gleichung (2), der von der Matrixberechnungseinheit 111 ausgegeben wird, und sie erzeugen die linke Seite der Gleichung (2), also dϕas1/dt, dϕbs1/dt, sowie dϕar1/dt, dϕbr1/dt.

Der Integrierer 116 integriert dϕas1/dt, und er erzeugt ϕas1. Entsprechend integrieren die Integrierer 117 bis 119 dϕbs1/dt, dϕar1/dt, und dϕbr1/dt, und sie erzeugen ϕbs1, ϕar1, und ϕbr1.

Die erste Messeinheit, die wie vorangehend beschrieben aufgebaut ist, 6a empfängt den bestimmten bzw. geschätzten Primärwiderstand Rs0, den bestimmten bzw. geschätzten Sekundärwiderstand Rr0, die bestimmte bzw. geschätzte Drehwinkelgeschwindigkeit &ohgr;r0, die erste Rückkopplungsverstärkung H1, die Primärspannungssollwerte vus* und vvs*, und die Primärströme ius und ivs. Sie arbeitet gemäß den Gleichungen (2), (3) und (4) und gibt einen bestimmten bzw. geschätzten Sekundärstrom ir01 des Induktionsmotors aus, sowie einen bestimmten bzw. geschätzten Sekundärmagnetfluss ϕr0 und die erste Zustandsabweichung E1 für den Induktionsmotor.

Wie in 1 gezeigt, verarbeitet die erste Verstärkungsberechnungseinheit 7a die Gleichung (5) unter Verwendung der bestimmten bzw. geschätzten Drehwinkelgeschwindigkeit &ohgr;r0, die von der Drehgeschwindigkeits-Bestimmungseinheit 8a empfangen wird, und sie gibt eine erste Rückkopplungsverstärkung H1 aus.

3 zeigt ein Blockschaltbild für den inneren Aufbau der ersten Verstärkungsberechnungseinheit 7a. In der Figur sind mit den Bezugszeichen 148 bis 151 Verstärkungstabellen bezeichnet. Die Gleichungen (5) und (12) werden vorher unter Verwendung von Konstanten des Motors gelöst. Die erste Rückkopplungsverstärkung H1 ändert sich in Abhängigkeit von der bestimmten bzw. geschätzten Drehwinkelgeschwindigkeit &ohgr;r0. Diese Gleichungen müssen für jede Drehwinkelgeschwindigkeit gelöst werden.

Die erhaltenen Lösungen können als Matrix dargestellt werden, welche Elemente h11 und andere enthält, vgl. die Matrixberechnungseinheit 111 in 2.

Die Tabelle 148 gibt das Element h11 der ersten Rückkopplungsverstärkung h1 für jede bestimmte Drehwinkelgeschwindigkeit &ohgr;r0 auf der Grundlage der Lösung aus. Entsprechend geben die Tabellen 149 bis 151 die Werte h12, h21 und h22 der ersten Rückkopplungsverstärkung H1 für jede bestimmte Drehwinkelgeschwindigkeit &ohgr;r0 auf der Grundlage der Lösungen aus.

Auf diese Weise gibt die erste Verstärkungsberechnungseinheit 7a eine erste Rückkopplungsverstärkung H1 entsprechend der bestimmten Drehwinkelgeschwindigkeit &ohgr;r0 aus, die von der Drehgeschwindigkeits-Bestimmungseinheit 8a erzeugt wird.

Wie in 1 gezeigt, empfängt die Drehgeschwindigkeits-Bestimmungseinheit 8a den bestimmten Sekundärmagnetfluss ϕr01 und die erste Zustandsabweichung E1 von der ersten Messeinheit 6a, und sie berechnet das Kreuzprodukt von ϕr01 und E1, sie korrigiert die bestimmte Drehwinkelgeschwindigkeit &ohgr;r0, die in der ersten Messeinheit 6a verwendet wird, entsprechend Gleichung (6), und sie erzeugt das Ergebnis als eine bestimmte bzw. geschätzte Drehwinkelgeschwindigkeit &ohgr;r0.

4 zeigt ein Blockschaltbild für den inneren Aufbau der Drehgeschwindigkeits-Bestimmungseinheit 8a.

Die Drehgeschwindigkeits-Bestimmungseinheit 8a verwendet eine Gleichung (6A), gemäß welcher die Gleichung (6) durch |ϕr01|2 geteilt wird. Im allgemeinen ist das Kreuzprodukt E1 × ϕr01 proportional zu |ϕr01|2. Durch Einsatz der Gleichung (6A) wird die Verstärkung der Drehgeschwindigkeits-Bestimmungseinheit 8a unabhängig vom Sekundärmagnetfluss. Dies führt dazu, dass der Drehgeschwindigkeits-Bestimmungsbetrieb ein festes Ansprechverhalten und daher stabile Eigenschaften aufweist.

In 4 bezeichnen die Bezugszeichen 120 und 121 Multiplizierer; 122 bezeichnet einen Subtrahierer; 123 und 124 bezeichnen Multiplizierer; 125 bezeichnet einen Addierer; 126 bezeichnet einen Teiler; und 127 bezeichnet einen PI-Regler.

Die Multiplizierer 120 und 121 und der Subtrahierer 122 arbeiten so zusammen, dass die Größen (Jϕr01)TE1 oder (ϕar1 × eb1 – ϕbr1 × ea1) gebildet werden.

Die Multiplizierer 123 und 124 und der Addierer 125 arbeiten so zusammen, dass die Größen |ϕr01|2 oder (ϕar1 × ϕar1 + ϕbr1 × ϕbr1) gebildet werden.

Der Teiler 126 arbeitet so, dass die Größe {(Jϕr01)TE1} |ϕr01|2 gebildet wird, und die PI-Steuereinheit 127 erzeugt die rechte Seite von Gleichung (6A), also die bestimmte bzw. geschätzte Drehwinkelgeschwindigkeit &ohgr;r0.

Daher gibt die Drehgeschwindigkeits-Bestimmungseinheit 8a eine bestimmte bzw. geschätzte Drehwinkelgeschwindigkeit &ohgr;r0 aus, die auf der ersten Zustandsabweichung E1, die von der ersten Messeinheit 6a ausgegeben wird, und auf dem bestimmten Sekundärmagnetfluss ϕr01 beruht.

Wie in 1 gezeigt, multipliziert die Sekundärwiderstands-Bestimmungseinheit 9a eine Komponente, die in Phase mit dem bestimmten Sekundärmagnetfluss r01 ist – der in der ersten Zustandsabweichung E1 enthalten ist, die von der ersten Messeinheit 6a stammt – mit einer anderen Komponente, die in Phase mit dem bestimmten Sekundärmagnetfluss ϕr01 ist, der in dem bestimmten Sekundärstrom ir01 enthalten ist. Sie korrigiert den bestimmten Sekundärwiderstand Rr0, der in der ersten Messeinheit 6a verwendet wird, entsprechend Gleichung (1) auf der Grundlage des Produktes der bestimmten Sekundärmagnetflüsse ϕr01 und gibt einen entsprechend korrigierten Wert aus.

Hierbei ist

Rr0:
bestimmter Sekundärwiderstand
s:
Laplace-Operator
kr2p:
den Sekundärwiderstand festlegende Proportionalverstärkung
kr2:
den Sekundärwiderstand festlegende Integrationsverstärkung
ir01:
bestimmter Sekundärstrom des Induktionsmotors
iar1:
a-Achsenkomponente des bestimmten Sekundärstroms des Induktionsmotors in den a-b-Achsenkoordinaten
ibr1:
b-Achsenkomponente des bestimmten Sekundärstroms des Induktionsmotors in den a-b-Achsenkoordinaten des Induktionsmotors
&PHgr;r01:
bestimmter Sekundärmagnetfluss des Induktionsmotors
ϕar1:
a-Achsenkomponente des bestimmten Sekundärmagnetflusses des Induktionsmotors in den a-b-Achsenkoordinaten
ϕbr1:
b-Achsenkomponente des bestimmten Sekundärmagnetflusses des Induktionsmotors in den a-b-Achsenkoordinaten
E1:
erste Zustandsabweichung E1
·
Operator für das Skalarprodukt von Vektoren

5 zeigt als Blockschaltbild den internen Aufbau der Sekundärwiderstands-Bestimmungseinheit 9a. In dieser Figur bezeichnen die Bezugszeichen 128 und 129 Multiplizierer; 130 bezeichnet einen Addierer; 131 und 132 bezeichnen Multiplizierer; 133 bezeichnet einen Addierer; 134 bis 136 bezeichnen Multiplizierer; 137 bezeichnet einen Addierer; 138 bezeichnet einen Teiler; und 139 bezeichnet einen PI-Regler.

Die Multiplizierer 128 und 129 und der Addierer 130 arbeiten so zusammen, dass sich (E1·ϕr0), also (ea1 × ϕar1 + eb1 × ϕbr1) ergibt. Die Multiplizierer 131 und 132 und der Addierer 133 arbeiten so zusammen, dass sich (ir01·ϕr0), also (iar1 × ϕar1 + ibr1 × ϕbr1) ergibt.

Der Multiplizierer 134 erzeugt (E1·ϕr0)(ir01·ϕr0).

Die Multiplizierer 135 und 136 und der Addierer 137 arbeiten so zusammen, dass sich |ϕr01|2 oder (ϕar1 × ϕar1 + ϕbr1 × ϕbr1) ergibt.

Der Teiler 138 erzeugt {(E1·ϕr0)(ir01·ϕr0)} ÷ |ϕr01|2, und der PI-Regler 139 erzeugt die rechte Seite der Gleichung (1), also den bestimmten bzw. geschätzten Sekundärwiderstand Rr0.

Die Sekundärwiderstands-Bestimmungseinheit 9a verarbeitet die erste Zustandsabweichung E1, den bestimmten Sekundärmagnetfluss ϕr01 und den bestimmten Sekundärstrom ir01, die von der ersten Messeinheit 6a ausgegeben werden, und sie gibt einen bestimmten Sekundärwiderstand Rr0 aus.

Auf diese Weise erzeugt die erste Parameterbestimmungsvorrichtung 5a eine bestimmte bzw. geschätzte Drehwinkelgeschwindigkeit &ohgr;r0 und einen bestimmten bzw. geschätzten Sekundärwiderstand Rr0.

Nachstehend wird die zweite Parameterbestimmungseinheit 5b beschrieben. Wie aus 1 hervorgeht, enthält die zweite Parameterbestimmungseinheit 5b die zweite Messeinheit 6b, die zweite Verstärkungsberechnungseinheit 7b, und die Primärwiderstands-Bestimmungseinheit 10b. Die zweite Parameterbestimmungseinheit 5b empfängt die Primärspannungssollwerte vus* und vvs* von der Drehmomentsteuervorrichtung 3, die Primärströme ius und ivs von der Stromdetektorvorrichtung 4, sowie die bestimmte bzw. geschätzte Drehwinkelgeschwindigkeit &ohgr;r0 und den bestimmten bzw. geschätzten Sekundärwiderstand Rr0 von der ersten Parameterbestimmungsvorrichtung 5a, und sie gibt einen bestimmten bzw. geschätzten Primärwiderstand Rs0 aus.

Die zweite Messeinheit 6b empfängt die Primärspannungssollwerte vus* und vvs*, die Primärströme ius und ivs, sowie die bestimmte bzw. geschätzte Drehwinkelgeschwindigkeit &ohgr;r0 und den bestimmten bzw. geschätzten Sekundärwiderstand Rr0, die von der ersten Parameterbestimmungsvorrichtung 5a stammen, eine zweite Rückkopplungsverstärkung H2 von der zweiten Verstärkungsberechnungseinheit 7b, und den bestimmten bzw. geschätzten Primärwiderstand Rs0 von der Primärwiderstands-Bestimmungseinheit 10b. Die zweite Messeinheit 6b verarbeitet diese Signale gemäß den Gleichungen (7) bis (9), und sie erzeugt einen bestimmten bzw. geschätzten Primärstrom is0 und eine zweite Zustandsabweichung E2.

6 zeigt ein Blockschaltbild für den inneren Aufbau der zweiten Messeinheit 6b. Die Eingangs- und Ausgangssignale der zweiten Messeinheit 6b unterscheiden sich von jenen der ersten Messeinheit 6a, jedoch ist die Ausbildung dieser Einheiten im wesentlichen gleich, so dass die zweite Messeinheit 6b hier nicht weiter beschrieben wird.

Die zweite Verstärkungsberechnungseinheit 7b empfängt die bestimmte bzw. geschätzte Drehwinkelgeschwindigkeit &ohgr;r0 von der ersten Parameterbestimmungsvorrichtung 5a, sie verarbeitet sie gemäß der Gleichung (10), und sie erzeugt eine zweite Rückkopplungsverstärkung H2. Es ist nicht erforderlich, dass eine in der ersten Verstärkungsberechnungseinheit 7a eingesetzte positive Zahl &egr; gleich jener ist, die in der zweiten Verstärkungsberechnungseinheit 7b eingesetzt wird.

Die Primärwiderstands-Bestimmungseinheit 10b empfängt den bestimmten Primärstrom is02 und die zweite Zustandsabweichung E2 von der zweiten Messeinheit 6b, und sie berechnet deren Skalarprodukt is02·E2 und korrigiert den bestimmten Primärwiderstand Rs0, der in der zweiten Messeinheit 6b eingesetzt wird, unter Verwendung der Gleichung (11).

7 zeigt ein Blockschaltbild für den inneren Aufbau der Primärwiderstands-Bestimmungseinheit 10b.

Die Primärwiderstands-Bestimmungseinheit 10b verwendet eine Gleichung (11A), gemäß der die Gleichung (11) durch |is02|2 geteilt wird, d. h. durch das Quadrat des bestimmten Primärstroms is02. Im allgemeinen ist das Skalarprodukt der zweiten Zustandsabweichung E2 und des bestimmten bzw. geschätzten Primärstroms is02 proportional zu |is|2, d. h. dem Quadrat des Primärstroms "is". Die Anwendung der Gleichung (11A) führt daher dazu, dass die Verstärkung der Primärwiderstands-Bestimmungseinheit 10b konstant wird, unabhängig von dem Wert des Primärstroms. Daher weist der Bestimmungsbetrieb durch die Primärwiderstands-Bestimmungseinheit 10b ein festes Ansprechverhalten bzw. eine feste Reaktion auf, und er weist immer stabile Eigenschaften auf.

In 7 bezeichnen die Bezugszeichen 140 und 141 Multiplizierer; 142 bezeichnet einen Addierer; 143 und 144 bezeichnen Multiplizierer; 145 bezeichnet einen Addierer; 146 bezeichnet einen Teiler; und 147 bezeichnet einen PI-Regler.

Die Multiplizierer 140 und 141 und der Addierer 142 arbeiten so zusammen, dass sich (is02·E2), also (ias2 × ea2 + ibs2 × eb2) ergibt. Die Multiplizierer 143 und 144 und der Addierer 145 arbeiten so zusammen, dass sich |is02|2, also (ias2 × ias2 + ibs2 × ibs2) ergibt.

Der Teiler 146 erzeugt (is02·E2) ÷ |is02|2, und die PI-Steuereinheit 147 erzeugt die rechte Seite von Gleichung (1A) oder den bestimmten bzw. geschätzten Primärwiderstand Rs0.

Die Primärwiderstands-Bestimmungseinheit 10b verarbeitet die zweite Zustandsabweichung E2 und den bestimmten bzw. geschätzten Primärstrom is02, und sie erzeugt einen bestimmten bzw. geschätzten Primärwiderstand Rs0.

Auf diese Weise erzeugt die zweite Parameterbestimmungseinheit 5b einen bestimmten bzw. geschätzten Primärwiderstand Rs0.

Nun wird der Betriebs des wie vorangehend geschildert aufgebauten Induktionsmotor-Regelsystems beschrieben.

20B, auf welche bereits Bezug genommen wurde, stellt graphisch ein Beispiel für die Beziehung zwischen der Phasendifferenz &xgr; und der Primärwinkelgeschwindigkeit &ohgr; dar, mit einer Drehwinkelgeschwindigkeit &ohgr;r = 100 rad/s. Die Größen werden in der ersten Parameterbestimmungsvorrichtung 5a abgeleitet.

In dem Graphen zeigt die Abszisse die Winkelgeschwindigkeit von ir0, also die Primärwinkelgeschwindigkeit &ohgr;), und die Ordinate zeigt die Phasendifferenz &xgr; zwischen ir0 und E1.

In 20B bezeichnet &egr; einen Parameter, der in der ersten Verstärkungsberechnungseinheit 7a eingesetzt wird. Man sieht, dass das Eigenschaftsprofil sich in Abhängigkeit vom Wert des Parameters &egr; ändert, und dass dann, wenn der Parameter &egr; kleiner wird, sich das Profil der Eigenschaft an das gewünschte Profil annähert, d. h. die Phasendifferenz wird annähernd gleich 0°. Dies bedeutet, dass unabhängig von den Frequenzbändern der Bestimmungsbetrieb für den bestimmten bzw. geschätzten Sekundärwiderstand zufriedenstellend durchgeführt wird.

Die erste Verstärkungsberechnungseinheit 7a gibt die erste Rückkopplungsverstärkung H1 so aus, dass dann, wenn eine Differenz zwischen der Drehwinkelgeschwindigkeit &ohgr;r des Induktionsmotors und der bestimmten bzw. geschätzten Drehwinkelgeschwindigkeit &ohgr;r0 vorhanden ist, eine Komponente orthogonal zum bestimmten Sekundärmagnetfluss erzeugt wird, der in der ersten Zustandsabweichung E1 enthalten ist, d. h. mit &xgr; annähernd gleich 0°.

Der bislang durchgeführte Betrieb kann in der d-q-Achsenebene dargestellt werden, wie in 8 gezeigt. Wenn die erste Rückkopplungsverstärkung H1 verwendet wird, die man durch Gleichung (5) erhält, wird die erste Zustandsabweichung E1 als Vektor ausgedrückt, der in Phase mit der Komponente orthogonal zum bestimmten Sekundärmagnetfluss ϕr0 liegt, also Jϕr01. Auch der bestimmte Sekundärstrom ir01 ist in Phase mit der ersten Zustandsabweichung E1, wie dargestellt. Daher weist die Phasendifferenz &xgr; zwischen ir0 und E1is annähernd den Wert Null auf.

Wenn ein Wechselspannungssignal dem Erregerstrom überlagert wird, oszillieren die Spitzen der jeweiligen Vektoren mit vorgegebenen Amplituden und in einer Richtung parallel zur d-Achse.

Auf diese Weise überwindet das Regelsystem gemäß der ersten Ausführungsform erfolgreich das vorangehend geschilderte zweite Problem.

Nun wird eine Lösung gemäß der ersten Ausführungsform für das bereits geschilderte fünfte Problem geschildert. Der Bestimmungs- bzw. Schätzvorgang für die Drehgeschwindigkeit ist ähnlich wie im herkömmlichen Fall (Gleichung (6) oder (6A)). Daher verwendet, wie bereits geschildert, der Bestimmungs- bzw. Schätzvorgang die Komponente orthogonal zum bestimmten bzw. geschätzten Sekundärmagnetfluss ϕr01. Der Vorgang zur Bestimmung des Sekundärwiderstands setzt die Gleichung (1) ein, und stellt daher einen Bestimmungs- bzw. Schätzvorgang dar, der die Komponente (ir0·ϕr01)(E1·ϕr01) verwendet, die in Phase mit dem bestimmten Sekundärmagnetfluss ϕr01 liegt. Daher ist ein Vorgang zum getrennten Bestimmen bzw. Schätzen der Drehwinkelgeschwindigkeit und des Sekundärwiderstands möglich. In dieser Hinsicht ist die Lösung der ersten Ausführungsform für das fünfte Problem korrekt.

19B zeigt ein Diagramm als ein Beispiel für die Beziehung zwischen der Phasendifferenz &xgr; und der Primärwinkelgeschwindigkeit &ohgr;, die von der zweiten Parameterbestimmungseinheit 5b stammt, wobei die Drehwinkelgeschwindigkeit &ohgr;r in 100 (rad/s) aufgetragen ist. In dem Diagramm ist an der Abszisse die Winkelgeschwindigkeit, also die Primärwinkelgeschwindigkeit &ohgr;) des bestimmten bzw. geschätzten Primärstroms is01, aufgetragen und an der Ordinate die Phasendifferenz &xgr; zwischen is01 und E2.

In dem Diagramm gibt &egr; einen Parameter an, der in der zweiten Verstärkungsberechnungseinheit 7b eingesetzt wird. Das Profil der Eigenschaften (in der graphischen Darstellung) ändert sich in Abhängigkeit vom Wert dieses Parameters &egr;. Eine Verringerung des Parameters &egr; führt dazu, dass sich die Eigenschaft an eine gewünschte Eigenschaft annähert (&xgr; annähernd 0°), wie gezeigt.

Bei der ersten Ausführungsform erzeugt die zweite Verstärkungsberechnungseinheit 7b eine zweite Rückkopplungsverstärkung H2 so, dass dann, wenn eine Differenz zwischen dem Primärwiderstand Rs des Induktionsmotors 2 und dem bestimmten Primärwiderstand Rs0 vorhanden ist, eine Komponente in Phase mit dem bestimmten Primärstrom erzeugt wird (&xgr; annähernd 0°).

Der voranstehend geschilderte Betrieb des Regelsystems kann in der d-q-Achsenebene dargestellt werden, wie in 9 gezeigt.

Wird die zweite Zustandsabweichung H2 verwendet, die man durch Gleichung (10) erhält, so ist die zweite Zustandsabweichung E2 ein Vektor in Phase mit dem bestimmten Primärstrom is02. Daher wird erreicht, dass &xgr; annähernd 0° ist.

Daher ist der Bestimmungsbetrieb für den Primärwiderstand nicht nur in dem Regenerativbereich zulässig, sondern auch über einen breiten Frequenzbereich. Die Lösung gemäß der ersten Ausführungsform ist für das erste Problem korrekt.

Bei der Festlegung der Rückkopplungsverstärkung G in der herkömmlichen Verstärkungsberechnungseinheit 7 konzentriert sich der Konstrukteur nur auf eine derartige Polanordnung, dass die Polzahl der Messeinheit k-mal so groß ist wie jene des Induktionsmotors 2. Daher werden der Primärwiderstand und der Sekundärwiderstand auf der Grundlage einer Rückkopplungsverstärkung G bestimmt. Demnach kann das herkömmliche Regelsystem nicht jene Eigenschaft der Zustandsabweichung E generieren, mit der sich all die zu schätzenden bzw. bestimmenden Punkte zufriedenstellend lösen lassen.

Andererseits weist die erste Ausführungsform die erste Verstärkungsberechnungseinheit 7a zum Bestimmen des Sekundärwiderstands und der Drehwinkelgeschwindigkeit auf, sowie die zweite Verstärkungsberechnungseinheit 7b zum Bestimmen des Primärwiderstands. Die erste und zweite Rückkopplungsverstärkung H1 bzw. H2 dieser Einheiten werden getrennt eingestellt. Erstere wird so gesteuert, dass die erste Zustandsabweichung E1 in Phase mit der bestimmten Sekundärmagnetfluss-Blindanteilkomponente Jϕr0 ist (also &xgr; gleich ungefähr 0°). Letztere wird so gesteuert, dass die zweite Verstärkungsberechnungseinheit 7b eine zweite Rückkopplungsverstärkung H2 so erzeugt, dass eine Komponente in Phase mit dem bestimmten Primärstrom erzeugt wird (&xgr; annähernd 0°). Daher kann die erste Ausführungsform verlässlich sowohl den Primär- als auch Sekundärwiderstand und die Drehwinkelgeschwindigkeit bestimmen.

Bei der ersten Ausführungsform bestimmt die Sekundärwiderstands-Bestimmungseinheit 9a den bestimmten bzw. geschätzten Sekundärwiderstand Rr0 auf der Grundlage der ersten Zustandsabweichung H1, des bestimmten bzw. geschätzten Sekundärmagnetflusses ϕr01, und des bestimmten bzw. geschätzten Sekundärstroms ir01. Wenn das Niveau der Anforderung in bezug auf die Trennung dieser Größe gegenüber der Drehwinkelgeschwindigkeit etwas abgesenkt wird, kann der bestimmte bzw. geschätzte Sekundärwiderstand Rr0 auf der Grundlage der ersten Rückkopplungsverstärkung H1 und des bestimmten Sekundärstroms ir01 bestimmt werden. Auch in diesem Fall sind die erste und zweite Verstärkungsberechnungseinheit 7a und 7b vorgesehen. Daher können der Bestimmungsbetrieb für den Sekundärwiderstand, die Drehwinkelgeschwindigkeit und den Primärwiderstand unter den besten Bedingungen durchgeführt werden, wie dies voranstehend geschildert wurde.

10 zeigt ein Blockschaltbild eines Regelsystems für einen Induktionsmotor gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. In der Figur bezeichnen die Bezugszeichen 2 bis 4, 6a, 6b, 7a, 7b, 8a und 10b entsprechende Abschnitte wie bei der ersten Ausführungsform, und daher werden diese Abschnitte bei der Beschreibung der zweiten Ausführungsform nicht erneut getrennt erläutert.

In 10 bezeichnet das Bezugszeichen 1a eine Erregerstromvorgabe-Berechnungsvorrichtung; 5c eine erste Parameterbestimmungs- bzw. -schätzvorrichtung; 5d eine zweite Parameterbestimmungs- bzw. -schätzvorrichtung; und 9d eine Sekundärwiderstands-Bestimmungs- bzw. -schätzeinheit.

Die Erregerstromvorgabe-Berechnungsvorrichtung 1a empfängt einen Sekundärmagnetflusssollwert ϕdr*, teilt diesen durch M und gibt das Ergebnis als ids* aus.

Die erste Parameterbestimmungsvorrichtung 5c enthält eine erste Messeinheit 6a, eine erste Verstärkungsberechnungseinheit 7a und eine Drehgeschwindigkeits-Bestimmungs- bzw. -schätzeinheit 8a. Die erste Parameterbestimmungsvorrichtung 5c empfängt die Primärspannungssollwerte vus* und vvs* von der Drehmomentsteuervorrichtung 3, die Primärströme ius und ivs von der Stromdetektorvorrichtung 4, den bestimmten bzw. geschätzten Primärwiderstand Rs0 und den bestimmten bzw. geschätzten Sekundärwiderstand Rr0 von der zweiten Parameterbestimmungsvorrichtung 5d, und sie gibt eine bestimmte bzw. geschätzte Drehwinkelgeschwindigkeit &ohgr;r0 aus.

Die zweite Parameterbestimmungsvorrichtung 5d enthält eine zweite Messeinheit 6b, eine zweite Verstärkungsberechnungseinheit 7b, die Sekundärwiderstands-Bestimmungseinheit 9d und eine Primärwiderstands-Bestimmungsbzw. -schätzeinheit 10b. Die zweite Parameterbestimmungsvorrichtung 5d empfängt die Primärspannungssollwerte vus* und vvs* von der Drehmomentsteuervorrichtung 3, die Primärströme ius und ivs von der Stromdetektorvorrichtung 4, und die bestimmte bzw. geschätzte Drehwinkelgeschwindigkeit &ohgr;r0 von der ersten Parameterbestimmungsvorrichtung 5c, und sie gibt einen bestimmten bzw. geschätzten Primärwiderstand Rs0 und einen bestimmten bzw. geschätzten Sekundärwiderstand Rr0 aus.

Ein Hauptgrund für eine Änderung des elektrischen Widerstands ist eine Temperaturänderung. Wird angenommen, dass die Temperatur des Primärwiderstands des Induktionsmotors im wesentlichen gleich jener des Sekundärwiderstands ist, so kann bewirkt werden, dass der bestimmte bzw. geschätzte Primärwiderstand Rs0 proportional zum bestimmten bzw. geschätzten Sekundärwiderstand Rr0 ist.

Aus diesem Grund ist bei der zweiten Ausführungsform die Sekundärwiderstands-Bestimmungseinheit 9d so ausgebildet, dass sie einen bestimmten bzw. geschätzten Sekundärwiderstand Rr0 proportional zu einem ihr zugeführten bestimmten bzw. geschätzten Primärwiderstand Rs0 ausgibt.

Bei der zweiten Ausführungsform stellt die erste Rückkopplungsverstärkung H1 der ersten Verstärkungsberechnungseinheit 7a die Bedingung ein, dass &xgr; (Phasendifferenz) annähernd 0° ist, so dass die Drehwinkelgeschwindigkeit &ohgr;r äußerst exakt bestimmt werden kann. Die Verwendung der zweiten Verstärkungsberechnungseinheit 7b, welche die zweite Zustandsabweichung H2 berechnet, sorgt für eine Eigenschaft dahingehend, dass die Bedingung &xgr; annähernd 0° erfüllt ist. Daher kann der bestimmte bzw. geschätzte Primärwiderstand Rs0 im Regenerationsbereich erhalten werden. Aus diesem Grund wird der bestimmte bzw. geschätzte Sekundärwiderstand Rr0 ebenfalls im selben Bereich erhalten.

Mit einer derartigen, einzigartigen Anordnung werden der bestimmte bzw. geschätzte Primärwiderstand Rs0, der bestimmte bzw. geschätzte Sekundärwiderstand Rr0, und die bestimmte bzw. geschätzte Drehwinkelgeschwindigkeit &ohgr;r0 äußerst exakt von der ersten Parameterbestimmungsvorrichtung 5c und der zweiten Parameterbestimmungsvorrichtung 5d erzeugt. Daher kann die Drehmomentsteuervorrichtung eine Steuerung so durchführen, dass das Ausgangsdrehmoment &tgr;m exakt dem Drehmomentsollwert &tgr;m* folgt.

11 zeigt ein Blockschaltbild für ein Regelsystem für einen Induktionsmotor gemäß einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. In dieser Figur bezeichnen die Bezugszeichen 1 bis 4 entsprechende Abschnitte wie im herkömmlichen Fall, und daher wird auf ihre Beschreibung bei der Schilderung der dritten Ausführungsform verzichtet. In 11 bezeichnet das Bezugszeichen 5e eine Parameterbestimmungs- bzw. -schätzvorrichtung; 6e bezeichnet eine Messeinheit; 7e bezeichnet eine Verstärkungsberechnungseinheit; 8e bezeichnet eine Drehgeschwindigkeits-Bestimmungs- bzw. -schätzeinheit; 9e bezeichnet eine Sekundärwiderstands-Bestimmungs- bzw. -schätzeinheit; und 10e bezeichnet eine Primärwiderstands-Bestimmungs- bzw. -schätzeinheit.

Die Parameterbestimmungsvorrichtung 5e enthält die Messeinheit 6e, die Verstärkungsberechnungseinheit 7e, die Drehgeschwindigkeits-Bestimmungseinheit 8e, die zweite Widerstandsbestimmungseinheit 9e, und die Primärwiderstands-Bestimmungseinheit 10e. Die Parameterbestimmungsvorrichtung 5e empfängt die Primärspannungssollwerte vus* und vvs* von der Drehmomentsteuervorrichtung 3, und die Primärströme ius und ivs von der Stromdetektorvorrichtung 4, und sie gibt eine bestimmte bzw. geschätzte Drehwinkelgeschwindigkeit &ohgr;r0 und einen bestimmten bzw. geschätzten Sekundärwiderstand Rr0 aus.

Die Messeinheit 6e empfängt die Primärspannungssollwerte vus* und vvs*, die Primärströme ius und ivs, sowie die Rückkopplungsverstärkung H von der Verstärkungsberechnungseinheit 7e, sowie die bestimmte bzw. geschätzte Drehwinkelgeschwindigkeit &ohgr;r0 von der Drehgeschwindigkeits-Bestimmungseinheit 8e, den bestimmten bzw. geschätzten Sekundärwiderstand Rr0 von der Sekundärwiderstands-Bestimmungseinheit 9e, und den bestimmten Primärwiderstand Rs0 von der Primärwiderstands-Bestimmungseinheit 10e. Die Messeinheit 6e führt einen ähnlichen Betrieb wie die erste Messeinheit 6a bei der ersten Ausführungsform durch, und sie gibt einen bestimmten bzw. geschätzten Sekundärstrom ir0, eine Zustandsabweichung E (Gleichung (16)) und einen bestimmten bzw. geschätzten Sekundärmagnetfluss ϕr0 aus, statt des bestimmten bzw. geschätzten Sekundärstroms Ir01, der ersten Zustandsabweichung E1, und des bestimmten Sekundärmagnetflusses ϕr01.

Hierbei ist

E:
Zustandsabweichung
H:
Rückkopplungsverstärkung

12 zeigt ein Blockschaltbild für den inneren Aufbau der Messeinheit 6e. Die Ausbildung der Messeinheit 6e ist im wesentlichen gleich jener der ersten Messeinheit 6a, die bereits beschrieben wurde. Daher erfolgt keine Erläuterung von Einzelheiten der Messeinheit 6e.

Wie in 1 gezeigt, führt die Verstärkungsberechnungseinheit 7e einen ähnlichen Betrieb wie die erste Verstärkungsberechnungseinheit 7a bei der ersten Ausführungsform durch, unter Verwendung einer bestimmten bzw. geschätzten Drehwinkelgeschwindigkeit &ohgr;r0, die von der Drehgeschwindigkeits-Bestimmungseinheit 8e empfangen wird. Zudem gibt sie eine Rückkopplungsverstärkung H (Gleichung (17)) statt der ersten Rückkopplungsverstärkung H1 aus.

Die Drehgeschwindigkeits-Bestimmungseinheit 8e empfängt einen bestimmten bzw. geschätzten Sekundärmagnetfluss ϕr0 und eine Zustandsabweichung E von der Messeinheit 6e, und sie berechnet ein Kreuzprodukt E × ϕr0; sie führt zudem einen Betrieb wie die Drehgeschwindigkeits-Bestimmungseinheit 8a gemäß der ersten Ausführungsform durch, und sie gibt eine bestimmte bzw. geschätzte Drehwinkelgeschwindigkeit &ohgr;r0 aus (Gleichung (18)).

Die Sekundärwiderstands-Bestimmungseinheit 9e korrigiert den bestimmten bzw. geschätzten Sekundärwiderstand Rr0, der in der Messeinheit 6e verwendet wird, durch Ausführung eines Betriebs ähnlich demjenigen der Sekundärwiderstands-Bestimmungseinheit 9a gemäß der ersten Ausführungsform, auf der Grundlage des Produkts einer Komponente, die in Phase mit dem bestimmten bzw. geschätzten Sekundärmagnetfluss ϕr0 ist, der in der Zustandsabweichung E enthalten ist, die von der Messeinheit 6e stammt, und einer anderen Komponente, die in Phase mit dem bestimmten Sekundärmagnetfluss ϕr0 ist, der in dem bestimmten bzw. geschätzten Sekundärstrom ir0 enthalten ist (Gleichung (19)).

Einen Hauptgrund für eine Änderung des elektrischen Widerstands stellt eine Temperaturänderung dar. Nimmt man an, daß die Temperatur des Primärwiderstands des Induktionsmotors im wesentlichen gleich jener des Sekundärwiderstands ist, so kann der bestimmte bzw. geschätzte Primärwiderstand Rs0 proportional zum bestimmten bzw. geschätzten Sekundärwiderstand Rr0 ausgebildet werden.

Die Primärwiderstands-Bestimmungseinheit 10e gibt eine Größe, die proportional zum eingegebenen bestimmten bzw. geschätzten Sekundärwiderstand Rr0 ist, als bestimmten bzw. geschätzten Primärwiderstand Rs0 aus.

Bei der dritten Ausführungsform führt die Verwendung der Verstärkungsberechnungseinheit 7e zum Berechnen der Rückkopplungsverstärkung H zu einer Eigenschaft dahingehend, dass die Bedingung &xgr; annähernd 0° erfüllt ist. Daher kann die vorliegende Ausführungsform äußerst exakt einen Sekundärwiderstand Rr0 bestimmen bzw. schätzen. Daher erzeugt sie einen äußerst exakt bestimmten bzw. geschätzten Sekundärwiderstand Rr0.

Der bestimmte bzw. geschätzte Primärwiderstand Rs0, der bestimmte bzw. geschätzte Sekundärwiderstand Rr0 und die bestimmte bzw. geschätzte Drehwinkelgeschwindigkeit &ohgr;r0 werden daher äußerst exakt von der Parameterbestimmungsvorrichtung 5e erzeugt. Daher kann die Drehmomentsteuervorrichtung 3 eine Steuerung so durchführen, dass das Ausgangsdrehmoment &tgr;m exakt dem Drehmomentsollwert &tgr;m* folgt.

In der Erregerstromvorgabe-Berechnungsvorrichtung 1 enthält das Wechselspannungssignal, welches der Wechselstromvorgabe ids* überlagert werden soll, Frequenzkomponenten, die eine erheblich kürzere Periode aufweisen als 1/Tr (Kehrwert der sekundären Zeitkonstante).

Wie aus dem in 18 gezeigten Übergangseigenschaftsdiagramm in bezug auf den Übergang des Erregerstroms ids auf (ϕdr/M) und idr hervorgeht, sind dann, wenn ein Wechselspannungssignal ohne Frequenzkomponenten mit einer Periode erheblich kürzer als 1/Tr (Kehrwert der sekundären Zeitkonstante) dem Gleichspannungssignal überlagert wird, das proportional zum sekundären Magnetfluss ϕdr* ist, derartige Frequenzkomponenten auch nicht in der Sekundärmagnetflussamplitude ϕdr enthalten.

Eine Erregerstromsollwert-Berechnungsvorrichtung 1b (nicht gezeigt) kann statt der Erregerstromsollwert-Berechnungsvorrichtungen 1 und 1a bei den Ausführungsformen 1 bis 3 eingesetzt werden.

In diesem Fall muss die Erregerstromsollwert-Berechnungsvorrichtung 1b so ausgebildet sein, dass die Frequenzen f1 und f2 des ersten und zweiten Überlagerungssignals in Gleichung (20), welche den Erregerstromsollwert-Erregerstrom ids* festlegen, durch folgende Gleichungen (31) und (32) definiert sind.

[Formel 21]

  • f1 > 1/Tr
  • f2 > 1/Tr

Wenn die Erregerstromsollwert-Berechnungsvorrichtung 1b verwendet wird, so enthält ein dem Gleichspannungssignal überlagertes Wechselspannungssignal keine Periode, die länger als die sekundäre Zeitkonstante des Induktionsmotors 2 ist. Daher enthält die Sekundärmagnetflussamplitude des Induktionsmotors 2 keine Frequenzkomponenten.

Dies führt dazu, dass es möglich ist, die Sekundärmagnetflussamplitude ϕdr des Induktionsmotors 2 konstant zu halten. Falls dies erfolgt, besteht keine Möglichkeit dahingehend, dass sich die Gegeninduktivität M in ihrem Wert beispielsweise infolge magnetischer Sättigung ändert. Daher führt die Drehmomentsteuervorrichtung 3 eine Steuerung so durch, dass das Ausgangsdrehmoment &tgr;m exakt dem Drehmomentsollwert &tgr;m* folgt.

Daher kann das oben angegebene dritte Problem erfolgreich gelöst werden.

Bei der Erregerstromvorgabe-Berechnungsvorrichtung 1 (1b) der voranstehend geschilderten Ausführungsformen enthält das Wechselspannungssignal nur zwei Frequenzkomponenten f1 und f2. Es ist wünschenswert, dass die Anzahl der in dem Wechselspannungssignal enthaltenen Frequenzkomponenten groß ist.

Wie bereits im Zusammenhang mit 15 erwähnt, ist das T-Ersatzschaltbild für die Frequenzkomponente jedes &ohgr;-Wertes gültig. Daher ist es einfacher, die Winkelgeschwindigkeit und den Sekundärwiderstand zu bestimmen, wenn die Anzahl an Frequenzkomponenten von &ohgr; zunimmt.

Aus diesem Grund kann die (nicht gezeigte) Erregerstromsollwert-Berechnungsvorrichtung 1c statt der Erregerstromsollwert-Berechnungsvorrichtung 1 (1a, 1b) verwendet werden, die bei den voranstehend geschilderten Ausführungsformen eingesetzt wird.

Die Erregerstromsollwert-Berechnungsvorrichtung 1c verwendet folgende Gleichung (33) zur Berechnung des Erregerstromsollwert-Erregerstroms ids*, anstelle von Gleichung (20).

[Formel 22]

  • i·ds = {1 + Ac cos(2&pgr;fct + mfsin2&pgr;fmt)}ϕ·dr ÷ M(33)

In Gleichung (33) stellt Ac cos(2&pgr;fct + mfsin2&pgr; fmt) einen allgemeinen mathematischen Ausdruck dar, der ein Frequenzmodulationssignal beschreibt, mit dem ein Signal einer Sinuswelle frequenzmoduliert wird. Darüber hinaus bezeichnet mf den Umfang der Phasenvariation der FM-Welle als Winkelmodulationswelle (dieser Umfang wird als Modulationsindex bezeichnet).

Es ist eine unbegrenzte Anzahl an Frequenzbändern der FM-Welle vorhanden. Die Anzahl an Seitenbändern, welche 90% oder mehr der erzeugten Spektren enthalten, kann bestimmt werden. Das Seitenband BW der FM-Welle wird mathematisch durch folgende Gleichung (34) ausgedrückt. BW = 2(mf + 1)fm (Hz)(34)

Eine Spektraldarstellung des Überlagerungs-Wechselspannungssignals, das durch Gleichung (33) gegeben ist, ist in 13 gezeigt. Hieraus sieht man, dass bei Verwendung der Gleichung (33) das Überlagerungs-Wechselspannungssignal mehrere Frequenzkomponenten innerhalb eines Bereiches der Frequenzbandbreite von 2(mf + 1) enthält.

Demnach kann ein Wechselspannungssignal, das zumindest drei unterschiedliche Frequenzkomponenten enthält, dem Gleichspannungssignal überlagert werden. Dies wird mittels zweifacher Anwendung einer trigonometrischen Funktion erzielt. Dies führt zu einer einfachen Ausbildung der Betriebsschaltung und zu einer Verringerung der Betriebszeit.

Dies führt zu einer Lösung des vierten Problems.

Werden fc, mf und fm so gewählt, dass die Bedingung 1/Tr < fc – (mf + 1)fm erfüllt ist, so kann ein Wechselspannungssignal mit mehreren Frequenzkomponenten jedoch ohne Wechselspannungskomponenten mit einer Periode länger als die sekundäre Zeitkonstante des Induktionsmotors dem Gleichspannungssignal überlagert werden.


Anspruch[de]
Regelsystem für einen Induktionsmotor (2), enthaltend:

a) eine Stromdetektorvorrichtung (4) zum Detektieren des Klemmenstroms des Induktionsmotors (2), die den Klemmenstromvektor bildet;

b) einen Sollwertgeber (1) für die flussbildende Stromkomponente, mit dem Motorfluss-Sollwert als Eingangssignal, die ein Gleichspannungssignal proportional zum Motorfluss-Sollwert mit einem überlagerten Wechselspannungssignal ausgibt;

c) eine Drehmomentsteuervorrichtung (3) mit

– einem Drehmoment-Sollwert,

– dem Sollwert für die flussbildende Stromkomponente,

– einer ermittelten Rotor-Winkelgeschwindigkeit, und

– einem ermittelten Rotor-Widerstandwert als Eingangssignale, wobei die

Drehmomentsteuervorrichtung (4) die Klemmspannung des Induktionsmotors (2) so steuert, dass das Ausgangsdrehmoment des Induktionsmotors (2) dem Drehmoment-Sollwert folgt;

d) eine erste Parameterbestimmungsvorrichtung (5a; 5c) mit

– einem ermittelten Stator-Widerstandswert,

– dem Klemmenspannungsvektor und

– dem Klemmenstromvektor

des Induktionsmotors (2) als Eingangssignale, die die Rotor-Winkelgeschwindigkeit und den Rotor-Widerstandswert ermittelt,

d1) eine erste Messeinheit (6a) mit

– einer ersten Rückkopplungsverstärkung (H1),

– der ermittelten Rotor-Winkelgeschwindigkeit,

– dem ermittelten Rotor-Widerstandswert,

– dem ermittelten Stator-Widerstandswert,

– dem Klemmenspannungsvektor und

– dem Klemmenstromvektor

des Induktionsmotors (2) als Eingangssignale, die

– einen Rotorstromvektor,

– einen Rotorfluss und

– eine erste Zustandsabweichung (E1)

ermittelt, wobei die erste Zustandsabweichung (E1), mit der ersten Rückkopplungsverstärkung (H1) multipliziert, auf einen Zustandsvektor zurückgekoppelt wird;

d2) eine Drehgeschwindigkeits-Bestimmungseinheit (8a) mit

– der ersten Zustandsabweichung (E1) und

– dem Rotorfluss

von der ersten Messeinheit (6a) als Eingangssignale, die die Rotor-Winkelgeschwindigkeit ermittelt;

d3) eine Rotor-Widerstands-Bestimmungseinheit (9a) mit

– der ersten Zustandsabweichung (E1) und

– dem Rotorstromvektor

von der ersten Messeinheit (6a) als Eingangssignal, die den Rotor-Widerstandwert ermittelt, und

d4) eine erste Verstärkungsberechnungseinheit (7a) mit der Rotor-Winkelgeschwindigkeit als Eingangssignal, die die erste Rückkopplungsverstärkung (H1) nach einer derart gestalteten Kennlinie ermittelt, dass die erste Zustandsabweichung nur eine Komponente orthogonal zum bestimmten Sekundärmagnetfluss enthält,

e) eine zweite Parameterbestimmungsvorrichtung (5b; 5d) mit

– der ermittelten Rotor-Winkelgeschwindigkeit,

– dem ermittelten Rotor-Widerstandswert,

– dem Klemmenspannungsvektor und

– dem Klemmenstromvektor

des Induktionsmotors (2) als Eingangssignale, die den Stator-Widerstandswert ermittelt,

die aufweist:

e1) eine zweite Messeinheit (6b) mit

– einer zweiten Rückkopplungsverstärkung (H2),

– der ermittelten Rotor-Winkelgeschwindigkeit,

– dem ermittelten Rotor-Widerstandwert,

– dem ermittelten Stator-Widerstandswert,

– dem Klemmenspannungsvektor und

– dem Klemmenstromvektor

des Induktionsmotors (2) als Eingangssignale, die einen Statorstromvektor und eine zweite Zustandsabweichung (E2) ermittelt, wobei die zweite Zustandsabweichung, mit der zweiten Rückkopplungsverstärkung (H2) multipliziert, auf einen zweiten Zustandsvektor zurückgekoppelt wird;

e2) eine Stator-Widerstands-Bestimmungseinheit (10b) mit

– der zweiten Zustandsabweichung und

– dem ermittelten Statorstromvektor

von der zweiten Messeinheit (6b) als Eingangssignale, die den Stator-Widerstandswert ermittelt;

e3) eine zweite Verstärkungsberechnungseinheit (7b) mit dem Stator-Widerstandswert als Eingangssignal, die die zweite Rückkopplungsverstärkung (H2) nach einer derart gestalteten Kennlinie ermittelt, dass die zweite Zustandsabweichung nur eine Komponente in Phase mit dem ermittelten Statorstromvektor enthält (1).
Regelsystem für einen Induktionsmotor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Rotor-Widerstandswert-Bestimmungseinheit (9a) die folgende Gleichung (1) ausführt, welche den Rotor-Widerstandswert festlegt: Rr0: bestimmter Rotor-Widerstandwert

S: Laplace-Operator

kr2p: Faktor für die Proportional-Verstärkung

kr2I: Faktor für die Integrations-Verstärkung

ir01: bestimmter Rotorstromvektor des Induktionsmotors

iar1: a-Achsenkomponente des bestimmten Rotorstroms des Induktionsmotors in a-b-Achsenkoordinaten

ibr1: b-Achsenkomponente des bestimmten Rotorstroms des Induktionsmotors in den a-b-Achsenkoordinaten des Induktionsmotors

ϕr01: bestimmter Rotormagnetfluss des Induktionsmotors

ϕar1: a-Achsenkomponente des bestimmten Rotormagnetflusses des Induktionsmotors in den a-b-Achsenkoordinaten

ϕbr1: b-Achsenkomponente des bestimmten Rotormagnetflusses des Induktionsmotors in den a-b-Achsenkoordinaten

E1: erste Zustandsabweichung

.: Operator, der das Skalarprodukt von Vektoren angibt.
Regelsystem für einen Induktionsmotor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Rotor-widerstands-Bestimmungseinheit (9d) statt der ersten Zustandsabweichung (E1) und dem Rotorstromvektor den ermittelten Stator-Widerstandswert verwendet (10). Regelsystem für einen Induktionsmotor (2), enthaltend:

a) Eine Stromdetektorvorrichtung (4) zum Detektieren des Klemmenstroms des Induktionsmotors (2), die den Klemmenstromvektor bildet;

b) einen Sollwertgeber (1) für die flussbildende Stromkomponente, mit dem Motorfluss-Sollwert als Eingangssignal, die ein Wechselspannungssignal und ein Gleichspannungssignal proportional zum Motorfluss-Sollwert verarbeitet, um einen Erregerstrom-Sollwert für den Induktionsmotor zu erzeugen,

c) eine Drehmomentsteuervorrichtung (3) mit

– einem Drehmoment-Sollwert,

– dem Sollwert für die flussbildende Stromkomponente,

– der ermittelten Rotor-Winkelgeschwindigkeit,

– dem ermittelten Rotor-widerstandswert

als Eingangssignale,

wobei die Drehmomentsteuervorrichtung (4) die Klemmenspannung des Induktionsmotors (2) so steuert, dass das Ausgangsdrehmoment des Induktionsmotors (2) dem Drehmoment-Sollwert folgt;

d) eine Parameterbestimmungsvorrichtung (5e) mit

– dem Klemmenspannungsvektor,

– dem Klemmenstromvektor

als Eingangssignale zum Generieren einer ermittelten Rotor-Winkelgeschwindigkeit und eines ermittelten Rotor-Widerstandswerts;, wobei die erste Parameterbestimmungsvorrichtung (5e) enthält:

d1) eine Messeinheit (6e) mit

– einem ermittelten Stator-Widerstandswert,

– dem ermittelten Rotor-Widerstandswert,

– der ermittelten Rotor-Winkelgeschwindigkeit,

– einer Rückkoppelungsverstärkung,

– einem Klemmenspannungsvektor, und

– einen Klemmenstromvektor,

als Eingangssignale zum Ermitteln

– eines Rotorstromvektors,

– eines ermittelten Rotormagnetflusses, und

– einer Zustandsabweichung,

wobei die erste Zustandsabweichung (E1) mit der ersten Rückkoppelungsverstärkung (H1) auf einen Zustandsvektor zurückgekoppelt wird;

d2) eine Rotor-Winkelgeschwindigkeits-Bestimmungseinheit (8e) mit

– der Zustandsabweichung und

– dem ermittelten Rotormagnetfluss

als Eingangssignal, um hierdurch die bestimmte Rotor-Winkelgeschwindigkeit zu bestimmen;

d3) eine Rotor-Widerstands-Bestimmungseinheit (9e) mit

– der Zustandsabweichung,

– dem ermittelten Rotormagnetfluss, und

– dem ermittelten Rotorstromvektor als Eingangssignal zum Ermitteln des

– Rotor-Widerstandswerts;

d4) eine Stator-Widerstands-Bestimmungseinheit (10e) mit

– dem ermittelten Rotor-Widerstandswert als Eingangssignal zum Ermitteln des Stator-Widerstandswerts;

d5) eine Verstärkungsberechnungseinheit (7e) mit der ermittelten Rotor-Winkelgeschwindigkeit als Eingangssignal, um die Rückkoppelungsverstärkung so zu erzeugen, dass die erste Zustandsabweichung nur eine Komponente orthogonal zum ermittelten Sekundärmagnetfluss enthält (11).
Regelsteuersystem für einen Induktionsmotor nach Anspruch 1 oder 3, dadurch gekennzeichnet, dass die erste Messeinheit (5a; 5c) die Operationen entsprechend den nachfolgenden Gleichungen 2, 3, und 4 durchführt, die erste Verstärkungsberechnungseinheit (7a) die Operation entsprechend der nachfolgenden Gleichung 5 durchführt, welche die erste Rückkopplungsverstärkung (H1) festlegt, die Rotor-Winkelgeschwindigkeits-Bestimmungseinheit (8a) die Operation entsprechend der nachfolgenden Gleichung 6 durchführt, welche die bestimmte Rotor-Winkelgeschwindigkeit festlegt, die zweite Messeinheit (6b) die Operationen entsprechend den nachfolgenden Gleichungen 7, 8 und 9 durchführt, die zweite Verstärkungsberechnungseinheit (7b) die Operation entsprechend der nachfolgenden Gleichung 10 durchführt, welche die zweite Rückkopplungsverstärkung (W2) festlegt, und die Stator-Widerstandswert-Bestimmungseinheit (10b) die Operation gemäß einer Gleichung 11 durchführt, welche den Stator-Widerstandswert festlegt: wobei

&ohgr;r0: bestimmte Rotor-Winkelgeschwindigkeiten des Induktionsmotors

ksp: Rotor-Winkelgeschwindigkeit, welche die Proportionalverstärkung festlegt

ksi: Rotor-Winkelgeschwindigkeit, welche die Integrationsverstärkung festlegt

Rs0: bestimmter Stator-Rotor-Widerstandswert

kr1p: Stator-Widerstandswert, der die Verstärkung festlegt

kr1i: Stator-Widerstandswert-Integrationsverstärkung

Vs: Klemmenspannungsvektor des Induktionsmotors

Vas: a-Achsenkomponente in der a-b-Achsenebene (statische Koordinaten) des Klemmenspannungsvektors des Induktionsmotors

Vbs: b-Achsenkomponente in der a-b-Achsenebene (statische Koordinaten) des Klemmenspannungsvektors des Induktionsmotors

&PHgr;s01: bestimmter Statormagnetfluss des Induktionsmotors

ϕas1: a-Achsenkomponente in der a-b-Achsenebene (statische Koordinaten) des bestimmten Statormagnetflusses des Induktionsmotors

ϕbs1: b-Achsenkomponente in der a-b-Achsenebene (statische Koordinaten) des zweiten bestimmten Statormagnetflusses des Induktionsmotors

&PHgr;s02: zweiter bestimmter Statormagnetfluss des Induktionsmotors

ϕas2: a-Achsenkomponente in der a-b-Achsenebene (statische Koordinaten) des zweiten bestimmten Statormagnetflusses des Induktionsmotors

ϕbs2: b-Achsenkomponente in der a-b-Achsenebene (statische Koordinaten) des zweiten bestimmten Statormagnetflusses des Induktionsmotors

&PHgr;r02: zweiter bestimmter Rotormagnetfluss des Induktionsmotors

ϕar2: a-Achsenkomponente in der a-b-Achsenebene (statische Koordinaten) des zweiten bestimmten Rotormagnetflusses des Induktionsmotors

ϕbr2: b-Achsenkomponente in der a-b-Achsenebene (statische Koordinaten) des zweiten bestimmten Rotormagnetflusses des Induktionsmotors

is: Stator-Klemmenstromvektor des Induktionsmotors

ias: a-Achsenkomponente in den a-b-Achsen (statische Koordinaten) des Klemmenstromvektors des Induktionsmotors des Induktionsmotors

is01: erster bestimmter Klemmenstromvektor des Induktionsmotors

ias1: a-Achsenkomponente in der a-b-Achsenebene (statische Koordinaten) des ersten bestimmten Klemmenstromvektors des Induktionsmotors

ibs1: b-Achsenkomponente in der a-b-Achsenebene (statische Koordinaten) des ersten bestimmten Klemmenstromvektors

is02: bestimmter Klemmenstromvektor des Induktionsmotors

ias2: a-Achsenkomponente in der a-b-Achsenebene (statische Koordinaten) des bestimmten Klemmenstromvektors des Induktionsmotors

ibs2: b-Achsenkomponente in der a-b-Achsenebene (statische Koordinaten) des bestimmten Klemmenstromvektors des Induktionsmotors

E2: zweite Zustandsabweichung

H1: erste Rückkopplungsverstärkung

H2: zweite Rückkopplungsverstärkung

P1: Lösung der Gleichung 12

P2: Lösung der Gleichung 13

Ls: Statorinduktivität des Induktionsmotors

Lr: Rotorinduktivität des Induktionsmotors

M: Gegeninduktivität des Induktionsmotors

&egr;: frei wählbare positive Zahl
Induktionsmotorsteuersystem nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass der mathematische Ausdruck, der die bestimmte Rotor-Winkelgeschwindigkeit festlegt, eine Gleichung 6a ist, die durch Teilen der Gleichung 6 durch den Kehrwert des Quadrats des bestimmten Rotorflussbetrages gebildet wird, und der mathematische Ausdruck, der den bestimmten Stator-Widerstandswert festlegt, eine Gleichung 11A ist, die durch Teilen von Gleichung 1 durch den Kehrwert des Quadrats des bestimmten Klemmenstrombetrages gebildet wird: Induktionsmotorsteuersystem nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Messeinheit (6e) die Operationen gemäß den Gleichungen 14, 15 und 16 durchführt, die Verstärkungsberechnungseinheit (7e) die Operation gemäß einer Gleichung 17 durchführt, welche die Rückkopplungsverstärkung festlegt, die Rotor-Winkelgeschwindigkeits-Bestimmungseinheit (8e) die Operation gemäß einer Gleichung 18 durchführt, welche die bestimmte Rotor-Winkelgeschwindigkeit festlegt, und die Rotor-Widerstandswert-Bestimmungseinheit (9e) die Operation gemäß einer Gleichung 19 durchführt, welche den bestimmten Rotor-Widerstandswert festlegt: mit

E: Zustandsabweichung

H: Rückkoppelungsverstärkung
Steuersystem für einen Induktionsmotor nach Anspruch 1, 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, dass der Sollwertgeber (1) für die flussbildende Stromkomponente dem Gleichspannungssignal ein Wechselspannungssignal proportional zum Motorfluss-Sollwert überlagert, welches keine Komponenten enthält, deren Perioden länger sind als die Rotorzeitkonstante des Induktionsmotors (2). Steuersystem für einen Induktionsmotor nach Anspruch 1, 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, dass der Sollwertgeber (1) für die flussbildende Stromkomponente dem Gleichspannungssignal ein Wechselspannungssignal überlagert, das durch Frequenzmodulation eines Sinuswellensignals gebildet wird.






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