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Dokumentenidentifikation DE102004028742B4 21.06.2007
Titel Treiberschaltung für Halbleiterbauelement
Anmelder Mitsubishi Denki K.K., Tokyo, JP
Erfinder Furuie, Toshiyuki, Tokyo, JP;
Kondo, Makoto, Fukuoka, JP
Vertreter Meissner, Bolte & Partner GbR, 80538 München
DE-Anmeldedatum 14.06.2004
DE-Aktenzeichen 102004028742
Offenlegungstag 04.05.2005
Veröffentlichungstag der Patenterteilung 21.06.2007
Veröffentlichungstag im Patentblatt 21.06.2007
IPC-Hauptklasse H03K 17/16(2006.01)A, F, I, 20051017, B, H, DE
IPC-Nebenklasse H02M 1/08(2006.01)A, L, I, 20051017, B, H, DE   

Beschreibung[de]

Die Erfindung betrifft eine Treiberschaltung für ein Halbleiterbauelement und speziell eine Treiberschaltung zum Treiben eines Transistors mit isoliertem Gate, wie sie aus der Druckschrift WO 99/52212 bekannt ist.

In Einrichtungen, die einen Transistor mit isoliertem Gate wie etwa einen IGBT (Bipolartransistor mit isoliertem Gate) oder einen MOSFET (Metalloxid-Feldeffekttransistor) verwenden, tritt Rauschen wie etwa strahlungsbedingtes Rauschen oder aus einer Klemmenspannung resultierendes Rauschen auf.

Dieses Rauschen wird durch einen erhöhten Widerstandswert der Gateelektrode in einer Treiberschaltung zum Treiben dieser Transistoren vermindert. Andererseits resultiert der erhöhte Widerstand der Gateelektrode in einer längeren Schaltzeit, wodurch auf nachteilige Weise erhöhte Schaltverluste verursacht werden.

Zur Lösung des Problems ist eine Treiberschaltung für ein Halbleiterbauelement entwickelt worden, die eine Vielzahl von Gate-Widerständen aufweist. Durch die Wahl dieser Widerstände kann die Schaltzeit verkürzt werden. Eine Treiberschaltung für ein Halbleiterbauelement, das in der offengelegten JP-Patentanmeldung 2001-352748 (S. 5-7 und 1-4) angegeben ist, kann ebenfalls wirksam sein; dabei wird eine Gatespannung in mehr als einer Stufe an einen Transistor mit isoliertem Gate angelegt. Diese Treiberschaltungen sind wirksam, um die Erzeugung von Stromstößen und Rauschen zum Einschaltzeitpunkt eines Transistors mit isoliertem Gate zu unterdrücken und Schaltverluste zu vermindern.

Die offengelegte JP-Patentanmeldung 6-291631 (1994, S. 3-7 und 1-10) zeigt ferner eine Treiberschaltung für ein Halbleiterbauelement, wobei eine Emitter-Kollektorspannung eines Transistors detektiert wird und ein Gate-Widerstandswert je nach dem detektierten Wert variiert. Eine dadurch erhöhte oder verringerte Gatespannung verursacht eine Verlangsamung der Schaltgeschwindigkeit.

Die zeitliche Änderung der Gatespannung eines Transistors mit isoliertem Gate zum Einschaltzeitpunkt wird dementsprechend ohne Abhängigkeit von der Stromfestigkeit des Transistors gemäßigt, so daß die Erzeugung von Stromstößen und Rauschen unterdrückt wird.

Bei einer Treiberschaltung für ein Halbleiterbauelement, die eine Vielzahl von Gate-Widerständen aufweist, erfordert die zeitaufwendige Auswechslung der Gate-Widerstände eine vorübergehende Abschaltung des Bauelements. Ferner hat eine Treiberschaltung für ein Halbleiterbauelement mit einer Konfiguration, die die Auswahl einer Vielzahl von Gate-Widerständen erlaubt, auch Schwierigkeiten bei der aufeinanderfolgenden Auswahl der Gate-Widerstände.

Es ist nur eine schrittweise Auswahl zulässig. Außerdem erfordert eine solche Treiberschaltung Gate-Widerstände, deren Anzahl der Anzahl von Auswahlstufen entspricht, was zu einer großen Schaltungskonfiguration führt.

Bei der Treiberschaltung für ein Halbleiterbauelement gemäß der offengelegten JP-Patentanmeldung 2001-352748 wird in mehr als einer Stufe eine Gatespannung angelegt, die nicht kleiner als eine Schwellenspannung des Transistors mit isoliertem Gate ist. Das führt zu einer langen Einschaltdauer des Transistors mit isoliertem Gate, was zu einer Verlangsamung der Schaltvorgänge gegenüber anderen Arten von Treiberschaltungen führt.

Die Treiberschaltung für ein Halbleiterbauelement gemäß der offengelegten JP-Patentanmeldung 6-291631 (1994) detektiert eine Emitter-Kollektor-Spannung des Transistors zur Steuerung einer Gatespannung, wobei diese Steuerung auf die gleiche Weise wie bei der Treiberschaltung erfolgt, die eine Vielzahl von Gate-Widerständen aufweist, unter denen eine Auswahl getroffen wird.

Dabei ist es bei der Treiberschaltung der offengelegten JP-Patentanmeldung 6-291631 (1994) schwierig, den Gate-Widerstandswert konsekutiv zu ändern. Es ist nur eine schrittweise Änderung des Gate-Widerstandswerts möglich.

Die Druckschrift WO 99/52212 stellt den nächstkommenden Stand der Technik zur vorliegenden Erfindung dar und offenbart ein System zum Steuern des Schaltvorganges von Leistungstransistoren, wobei zu diesem Zweck ein Steuersignal an den Gateanschluß des Transistors angelegt wird. Das Steuersignal hat bestimmte Spannungspegel mit einem Zwischenpegel zwischen einem ersten Spannungspegel, der zum Schalten des Transistors in einen ersten Schaltzustand, und einem zweiten Spannungslegel liegt, der zum Schalten des Transistors in einen zweiten Schaltzustand dient. Bei der herkömmlichen Anordnung wird der Stromgradient zum Zeitpunkt des Umschaltens des Transistors berücksichtigt, um die Schaltzeit des Transistors zu optimieren. Zu diesem Zweck ist der Zwischenwert der Spannung des Steuersignals im wesentlichen gleich einem Schwellwert des Transistors und dient dazu, den Ladestrom oder Entladestrom einer Eingangskapazität des Transistors zu regulieren. Ferner wird die Spannung des Steuersignals zum Ausschalten des Transistors bei der herkömmlichen Anordnung auf einen Wert gesetzt, der im wesentlichen Null oder negativ ist.

Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist die Bereitstellung einer Treiberschaltung für ein Halbleiterbauelement, welche die Erzeugung von Stromstößen und Rauschen zum Einschaltzeitpunkt eines Transistors unterdrückt und gleichzeitig zu verminderten Schaltverlusten und einer optimalen Schaltzeit zum Treiben des Transistors führt.

Diese Aufgabe wird mit einer Treiberschaltung gelöst, wie sie im Patentanspruch 1 definiert ist. Vorteilhafte Weiterentwicklungen der Erfindung sind in den abhängigen Ansprüchen angegeben.

Gemäß der vorliegenden Erfindung treibt die Treiberschaltung für ein Halbleiterbauelement einen Transistor mit isoliertem Gate und weist einen Treiber und eine Taktsteuerung auf. Der Treiber legt an den Transistor eine Gatespannung an. Die Taktsteuerung steuert den Takt des Treibers. Der Treiber ist imstande, als die Gatespannung eine erste Gatespannung und eine zweite Gatespannung an den Transistor zu führen.

Die erste Gatespannung ist niedriger als eine Schwellenspannung des Transistors. Die zweite Gatespannung ist eine festgelegte Spannung zum Treiben des Transistors. Die Taktsteuerung steuert den Treiber derart, daß das Anlegen der ersten Gatespannung vor dem Anlegen der zweiten Gatespannung erfolgt.

Die erste Gatespannung, die kein Schalten des Transistors bewirkt, wird vorher zwischen Gate und Emitter geführt, wodurch der Transistor zum Zeitpunkt des Anlegens der zweiten Gatespannung, die eine festgelegte Spannung und zeitlich so gesteuert ist, daß sie mit, einem erwünschten Schalten koinzidiert, ruhig eingeschaltet werden kann. Infolgedessen wird zum Einschaltzeitpunkt des Transistors die Erzeugung von Stromstößen und Rauschen unterdrückt. Ferner ergeben sich verminderte Schaltverluste und eine verkürzte Schaltdauer.

Gemäß der vorliegenden Erfindung treibt die Treiberschaltung für ein Halbleiterbauelement einen Transistor mit isoliertem Gate und weist eine Spannungsversorgungseinheit, einen Treiber und eine Taktsteuerung auf. Die Spannungsversorgungseinheit erzeugt eine Gatespannung, die an den Transistor anzulegen ist, auf der Basis eines Hauptstroms des Transistors.

Der Treiber führt die von der Spannungsversorgungseinheit erzeugte Gatespannung an den Transistor. Die Taktsteuerung steuert den Zeitpunkt des Anlegens der Gatespannung durch den Treiber.

Dadurch wird die Erzeugung von Stromstößen und Rauschen zum Einschaltzeitpunkt des Transistors unterdrückt. Außerdem kann der Transistor mit einer optimalen Schaltdauer und verminderten Schaltverlusten getrieben werden. Ferner wird es ermöglicht, daß sich die auf der Basis des Hauptstroms erzeugte Gatespannung konsekutiv ändern kann. Außerdem wird der Transistor durch die Spannungsversorgungseinheit und die Taktsteuerung als separate Einheiten ständig taktmäßig eingeschaltet, so daß sich die Gatespannung immer in den richtigen Stufen ändern kann.

Die Erfindung wird nachstehend auch hinsichtlich weiterer Merkmale und Vorteile anhand der Beschreibung von Ausführungsbeispielen unter Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen näher erläutert. Diese zeigen in:

1 ein Schaltbild einer Treiberschaltung für ein Halbleiterbauelement gemäß einer ersten bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;

2A, 2B und 2C gemeinsam ein Impulsdiagramm, das die Operation der Treiberschaltung für ein Halbleiterbauelement gemäß der ersten bevorzugten Ausführungsform zeigt;

3A, 3B, 3C und 3D gemeinsam ein Impulsdiagramm, das die Operation der Treiberschaltung für ein Halbleiterbauelement gemäß der ersten bevorzugten Ausführungsform zeigt;

4 ein Schaltbild einer Treiberschaltung für ein Halbleiterbauelement gemäß einer zweiten bevorzugten Ausführungsform der Erfindung;

5A, 5B, 5C und 5D gemeinsam ein Impulsdiagramm, das die Operation der Treiberschaltung für ein Halbleiterbauelement gemäß der zweiten bevorzugten Ausführungsform zeigt;

6A, 6B, 6C und 6D gemeinsam ein Impulsdiagramm, das die Operation der Treiberschaltung für ein Halbleiterbauelement gemäß der zweiten bevorzugten Ausführungsform zeigt;

7 ein Schaltbild einer Treiberschaltung für ein Halbleiterbauelement gemäß einer dritten bevorzugten Ausführungsform der Erfindung;

8A, 8B, 8C, 8D und 8E gemeinsam ein Impulsdiagramm, das die Operation der Treiberschaltung für ein Halbleiterbauelement gemäß der dritten bevorzugten Ausführungsform zeigt;

9 ein Impulsdiagramm, das die Operation der Treiberschaltung für ein Halbleiterbauelement gemäß der dritten bevorzugten Ausführungsform zeigt;

10 ein Wellenformdiagramm eines Kollektorstroms gemäß der dritten bevorzugten Ausführungsform;

11 eine Abwandlung einer Gatespannung relativ zu einem Kollektorstrom gemäß der dritten bevorzugten Ausführungsform; und

12A und 12B jeweils ein Impulsdiagramm der Operation der Treiberschaltung für ein Halbleiterbauelement gemäß der dritten bevorzugten Ausführungsform.

Erste bevorzugte Ausführungsform

1 ist ein Schaltbild einer Treiberschaltung für ein Halbleiterbauelement gemäß einer ersten bevorzugten Ausführungsform der Erfindung. Die Treiberschaltung für ein Halbleiterbauelement der ersten bevorzugten Ausführungsform weist einen Transistor 1 mit isoliertem Gate, einen Treiber 2 zum Treiben des Transistors 1 und eine Taktsteuerung 3 zum zeitlichen Steuern des Treibers 2.

Der Transistor 1 ist in 1 als IGBT gezeigt, er kann alternativ ein MOSFET sein. Der Treiber 2 weist eine Treiberschaltung 21 einer ersten Stufe und eine Treiberschaltung 22 einer zweiten Stufe auf. Die Treiberschaltung 21 erhält eine Spannung Va, die niedriger als eine Schwellenspannung des Transistors 1 ist, und eine negative Vorspannung von –5 V.

Der Ausgang der Treiberschaltung 21 ist mit der Gateelektrode des Transistors 1 verbunden. Die Treiberschaltung 22 erhält eine festgelegte Spannung von +15 V, die dem Transistor 1 zuzuführen ist, und eine negative Vorspannung von –5 V. Der Ausgang der Treiberschaltung 22 ist mit der Gateelektrode des Transistors 1 verbunden.

Die Taktsteuerung 3 weist einen Widerstand 31 und einen Kondensator 32 zur Erzeugung eines Gradienten einer Signalspannung auf. Der Widerstand 31 und der Kondensator 32 sind mit einer positiven Bezugsspannung von +5 V bzw. einer negativen Bezugsspannung von –5 V verbunden. Die Taktsteuerung 3 weist ferner einen Schmitt-Trigger 33 der ersten Stufe und einen Schmitt-Trigger 34 der zweiten Stufe auf.

Der Schmitt-Trigger 33 hat einen positiven Eingang, der mit der negativen Bezugsspannung von –5 V über einen Widerstand 35 und mit dem positiven Eingang des Schmitt-Triggers 34 über einen Widerstand 36 verbunden ist. Der positive Eingang des Schmitt-Triggers 34 ist ferner über einen Widerstand 37 mit der positiven Bezugsspannung von +5 V verbunden.

Die jeweiligen negativen Eingänge der Schmitt-Trigger 33 und 34 erhalten die Signalspannung, die einen durch den Widerstand 31 und den Kondensator 32 gegebenen Gradienten hat. Das Ausgangssignal des Schmitt-Triggers 33 wird der Treiberschaltung 21zugeführt. Das Ausgangssignal des Schmitt-Triggers 34 wird der Treiberschaltung 22 zugeführt.

Als nächstes wird der Betrieb der Treiberschaltung für ein Halbleiterbauelement gemäß der ersten bevorzugten Ausführungsform erläutert. Die 2A, 2B und 2C bilden gemeinsam ein Impulsdiagramm der Taktsteuerung 3. Zuerst wird die Signalspannung, die von niedrig in hoch übergeht und zum Treiben des Transistors 1 wirksam ist, der Taktsteuerung 3 zugeführt.

Diese Signalspannung erhält von dem Widerstand 31 und dem Kondensator 32 einen Gradienten. Eine resultierende Spannung Vs hat eine in 2A gezeigte Wellenform. Die Spannung Vs wird den jeweiligen negativen Eingängen der Schmitt-Trigger 33 und 34 zugeführt.

Die Eingangsspannung Vs wird mit Spannungen an den jeweiligen positiven Eingängen der Schmitt-Trigger 33 und 34, die durch Teilen der Bezugsspannungen durch die Widerstände 35, 36 und 37 erhalten sind, verglichen. Eine Spannung V2 an dem positiven Eingang des Schmitt-Triggers 34 ist höher als eine Spannung V1 an dem positiven Eingang des Schmitt-Triggers 33; diese Spannungen sind in 2A gezeigt.

Die Spannungen Vs und V1 werden in dem Schmitt-Trigger 33 verglichen. Zu dem Zeitpunkt, zu dem die Spannung Vs auf die Spannung V1 ansteigt, gibt der Schmitt-Trigger 33 eine Spannung aus, die dann an die Treiberschaltung 21 geführt wird. Zu dem Zeitpunkt, zu dem die Spannung Vs in 2A die Spannung V1 kreuzt, gibt der Schmitt-Trigger 33 eine Spannung aus, die in 2B gezeigt ist.

Gleichermaßen werden die Spannungen Vs und V2 in dem Schmitt-Trigger 34 verglichen. Zu dem Zeitpunkt, zu dem die Spannung Vs auf die Spannung V2 ansteigt, gibt der Schmitt-Trigger 34 eine Spannung aus, die dann an die Treiberschaltung 22 angelegt wird. Zu dem Zeitpunkt, zu dem die Spannung Vs gemäß 2A die Spannung V2 kreuzt, gibt der Schmitt-Trigger 34 eine Spannung aus, die in 2C gezeigt ist.

Die von dem Schmitt-Trigger 33 an die Treiberschaltung 21 geführte Spannung löst das Anlegen der der Treiberschaltung 21 zugeführten Spannung Va an die Gateelektrode des Transistors 1 aus. Die 3A, 3B, 3C und 3D bilden gemeinsam ein Impulsdiagramm, das den Betrieb des Transistors 1 gemäß der ersten bevorzugten Ausführungsform zeigt. 3A zeigt eine an die Gateelektrode angelegte Gatespannung.

Die von der Treiberschaltung 21 angelegte Gatespannung Va bewirkt einen Anstieg einer Gate-Emitterspannung, die in 3B gezeigt ist. Die Gatespannung Va ist niedriger als eine Schwellenspannung des Transistors 1, und somit verursacht das Anlegen der Gatespannung Va keinen Hauptstromfluß in dem Transistor 1. Der Hauptstromfluß in dem Transistor 1, der nachstehend als Kollektorstrom bezeichnet wird, ist in 3C gezeigt.

Die von dem Schmitt-Trigger 34 an die Treiberschaltung 22 angelegte Spannung löst das Anlegen der festgelegten Spannung von +15 V, die der Treiberschaltung 22 zugeführt wird, an die Gateelektrode des Transistors 1 aus. Gemäß 3A hat die an die Gateelektrode des Transistors 1 angelegte Gatespannung eine Stufenwellenform, die von der Spannung Va auf die festgelegte Spannung von +15 V veränderlich ist.

Das Anlegen der festgelegten Spannung von +15 V an die Gateelektrode bewirkt einen Anstieg der Gate-Emitterspannung, so daß der Kollektorstrom zum Fließen gebracht wird. Die 3B bzw. 3C zeigen den Anstieg der Gate-Emitterspannung bzw. des Kollektorstroms.

Der Anstieg der Gate-Emitterspannung wird für eine bestimmte Zeitdauer vorübergehend unterbrochen, nachdem der Kollektorstrom seinen Maximalwert in 3C erreicht hat; dieses Phänomen ist durch den Spiegeleffekt des Transistors 1 verursacht, und die Zeitdauer wird als Spiegeleffektzeitdauer bezeichnet. Während dieser Spiegeleffektzeitdauer fällt die Kollektor-Emitterspannung entsprechend 3D ab. Der schraffierte Bereich in 3C stellt einen Erholungsstrom dar.

Wie erläutert wird, soll die Treiberschaltung für ein Halbleiterbauelement gemäß der ersten bevorzugten Ausführungsform den Transistor 1 mit isoliertem Gate treiben und weist den Treiber 2 zum Anlegen einer Gatespannung an den Transistor 1 und die Taktsteuerung 3 für die zeitliche Steuerung des Treibers 2 auf. Der Treiber ist imstande, die Gatespannung Va, die niedriger als eine Schwellenspannung des Transistors 1 ist, und eine Gatespannung von +15 V als festgelegte Spannung zum Treiben des Transistors 1 anzulegen.

Die Gatespannung Va und die Gatespannung von +15 V sind als Gatespannung zum Transistor 1 wirksam. Die Taktsteuerung 3 steuert den Treiber 2 so, daß das Anlegen der Gatespannung Va vor dem Anlegen der festgelegten Spannung von +15 V an den Transistor 1 erfolgt.

Die Spannung Va, die nicht zu einem Schalten des Transistors 1 führt, wird daher vorher zwischen Gate und Emitter angelegt, so daß der Transistor zum Zeitpunkt des Anlegens der festgelegten Spannung von +15 V, die zeitlich mit dem gewünschten Schalten koinzident ist, ruhig eingeschaltet werden kann. Infolgedessen wird zum Zeitpunkt des Einschaltens des Transistors 1 die Erzeugung von Stromstößen und Rauschen unterdrückt. Außerdem sind die Schaltverluste verringert, und die Schaltzeit ist verkürzt.

Zweite bevorzugte Ausführungsform

4 ist ein Schaltbild einer Treiberschaltung für ein Halbleiterbauelement gemäß einer zweiten bevorzugten Ausführungsform der Erfindung. Die Treiberschaltung für ein Halbleiterbauelement gemäß der zweiten bevorzugten Ausführungsform weist ebenfalls den Transistor 1 mit isoliertem Gate, den Treiber 2 zum Treiben des Transistors 1 und die Taktsteuerung 3 zur zeitlichen Steuerung des Treibers 2 auf. Der Transistor 1 ist in 4 als IGBT gezeigt.

Der Treiber 2 hat eine Treiberschaltung 23 einer ersten Stufe, eine Treiberschaltung 24 einer zweiten Stufe und eine Treiberschaltung 25 einer dritten Stufe. Die Treiberschaltung 23 empfängt die Spannung Va, die niedriger als eine Schwellenspannung des Transistors 1 ist, und eine negative Vorspannung von –5 V. Der Ausgang der Treiberschaltung 23 ist mit der Gateelektrode des Transistors 1 verbunden.

Die Treiberschaltung 25 empfängt eine festgelegte Spannung von +15 V, die dem Transistor 1 zuzuführen ist, und eine negative Vorspannung von –5 V. Der Ausgang der Treiberschaltung 25 ist mit der Gateelektrode des Transistors 1 verbunden. Die Treiberschaltung 24 empfängt eine Spannung Vc, die höher als die Spannung Va und niedriger als die festgelegte Spannung von +15 V ist, und eine negative Vorspannung von –5 V. Die beispielhafte Möglichkeit der Einstellung des Werts der Spannung Vc ist wie folgt.

Zuerst wird ein Gatespannungswert bestimmt, nachdem der Transistor 1 eingeschaltet ist, was einen erwünschten Kollektorstrom zum Fließen bringt, wenn der Transistor 1 aktiv ist. Wenn ein Hochgeschwindigkeitsschalten erwünscht ist, dann ist die bestimmte Spannung plus eine Spannung in der Größenordnung von 5 V die Spannung Vc. Wenn ein langsames Schalten gewünscht wird, ist die bestimmte Spannung minus eine Spannung in der Größenordnung von 1 V die Spannung Vc.

Die Zeitsteuerung 3 weist einen Widerstand 41 und einen Kondensator 42 auf, um einer Signalspannung einen Gradienten zu verleihen. Der Widerstand 41 und der Kondensator 42 sind mit einer positiven Bezugsspannung von +5 V bzw. einer negativen Bezugsspannung von –5 V verbunden. Die Zeitsteuerung 3 weist ferner einen Schmitt-Trigger 43 einer ersten Stufe, einen Schmitt-Trigger 44 einer zweiten Stufe und einen Schmitt-Trigger 45 einer dritten Stufe auf.

Der Schmitt-Trigger 43 hat einen positiven Eingang, der über einen Widerstand 46 mit der negativen Bezugsspannung von –5 V und über einen Widerstand 47 mit dem positiven Eingang des Schmitt-Triggers 44 verbunden ist. Der positive Eingang des Schmitt-Triggers 44 ist ferner über einen Widerstand 48 mit dem positiven Eingang des Schmitt-Triggers 45 verbunden. Der positive Eingang des Schmitt-Triggers 45 ist ferner über einen Widerstand 49 mit der positiven Bezugsspannung von +5 V verbunden.

Die jeweiligen negativen Eingänge der Schmitt-Trigger 43, 44 und 45 erhalten die Signalspannung, die einen von dem Widerstand 41 und dem Kondensator 42 gegebenen Gradienten hat. Die Ausgangssignale der Schmitt-Trigger 44 und 45 werden den Treiberschaltungen 24 bzw. 25 zugeführt.

Als nächstes wird der Betrieb der Treiberschaltung für ein Halbleiterbauelement gemäß der zweiten bevorzugten Ausführungsform erörtert. Die 5A, 5B, 5C und 5D bilden gemeinsam ein Impulsdiagramm der Zeitsteuerung 3. Zuerst wird die Signalspannung, die einen Übergang von niedrig zu hoch durchläuft und zum Treiben des Transistors 1 wirksam ist, der Zeitsteuerung 3 zugeführt.

Diese Signalspannung erhält durch den Widerstand 41 und den Kondensator 42 einen Gradienten. Die resultierende Spannung Vs hat eine in 5A gezeigte Wellenform. Die Spannung Vs wird den jeweiligen Eingängen der Schmitt-Trigger 43, 44 und 45 zugeführt.

Die Eingangsspannung Vs wird mit Spannungen an den jeweiligen positiven Eingängen der Schmitt-Trigger 43, 44 und 45 verglichen, die durch Teilung der Bezugsspannungen durch die Widerstände 46, 47, 48 und 49 erhalten sind. Eine Spannung V2 an dem positiven Eingang des Schmitt-Triggers 44 ist höher als eine Spannung V1 an dem positiven Eingang des Schmitt-Triggers 43. Eine Spannung V3 am positiven Eingang des Schmitt-Triggers 45 ist höher als die Spannung V2. 5A zeigt die Spannungen V1, V2 und V3.

Die Spannungen Vs und V1 werden in dem Schmitt-Trigger 43 verglichen. Zu dem Zeitpunkt, zu dem die Spannung Vs auf die Spannung V1 ansteigt, gibt der Schmitt-Trigger 43 eine Spannung ab, die dann der Treiberschaltung 23 zugeführt wird. Zu dem Zeitpunkt, zu dem die Spannung Vs in 5A die Spannung V1 kreuzt, gibt der Schmitt-Trigger 43 eine Spannung aus, die in 5B gezeigt ist.

Die Spannungen Vs und V2 werden in dem Schmitt-Trigger 44 verglichen. Zu dem Zeitpunkt, zu dem die Spannung Vs auf die Spannung V2 ansteigt, gibt der Schmitt-Trigger 44 eine Spannung ab, die dann der Treiberschaltung 24 zugeführt wird. Zu dem Zeitpunkt, zu dem in 5A die Spannung Vs die Spannung V2 kreuzt, gibt der Schmitt-Trigger 44 eine Spannung aus, die in 5C gezeigt ist.

Die Spannungen Vs und V3 werden in dem Schmitt-Trigger 45 verglichen. Zu dem Zeitpunkt, zu dem die Spannung Vs auf die Spannung V3 ansteigt, gibt der Schmitt-Trigger 45 eine Spannung ab, die dann der Treiberschaltung 25 zugeführt wird. Zu dem Zeitpunkt, zu dem in 5A die Spannung Vs die Spannung V3 kreuzt, gibt der Schmitt-Trigger 45 eine Spannung ab, die in 5D gezeigt ist.

Die von dem Schmitt-Trigger 43 an die Treiberschaltung 23 angelegte Spannung löst das Anlegen der der Treiberschaltung 23 zugeführten Spannung Va an die Gateelektrode des Transistors 1 aus. Die 6A, 6B, 6C und 6D bilden gemeinsam ein Impulsdiagramm des Transistors 1 gemäß der zweiten bevorzugten Ausführungsform. 6A zeigt eine Gatespannung, die an die Gateelektrode angelegt wird.

Die von der Treiberschaltung 23 angelegte Gatespannung Va bewirkt einen Anstieg der Gate-Emitterspannung in 6B. Die Gatespannung Va ist niedriger als eine Schwellenspannung des Transistors 1, und somit verursacht das Anlegen der Gatespannung Va keinen Fluß eines in 6C gezeigten Kollektorstroms.

Die von dem Schmitt-Trigger 44 an die Treiberschaltung 24 angelegte Spannung bewirkt das Anlegen der der Treiberschaltung 24 zugeführten Spannung Vc an die Gateelektrode des Transistors 1. Gemäß 6A hat die an die Gateelektrode des Transistors 1 angelegte Gatespannung eine Stufenwellenform, die sich von der Spannung Va zu der Spannung Vc ändert.

Das Anlegen der Spannung Vc an die Gateelektrode bewirkt einen Anstieg der Gate-Emitterspannung, so daß der Kollektorstrom zum Fließen kommt. Die 6B bzw. 6C zeigen den Anstieg der Gate-Emitterspannung bzw. des Kollektorstroms.

Die von dem Schmitt-Trigger 45 an die Treiberschaltung 25 angelegte Spannung löst das Anlegen der festgelegten Spannung von +15 V, die der Treiberschaltung 25 zugeführt wird, an die Gateelektrode des Transistors 1 aus. Gemäß 6A erfolgt das Anlegen der festgelegten Spannung von +15 V an die Gateelektrode des Transistors 1 zeitlich nach dem Fließen eines Erholungsstroms des Kollektorstroms, der durch gestrichelte Linien dargestellt ist, innerhalb der Spiegeleffektzeit, wobei dieser Zeitpunkt beispielsweise durch experimentelles Ermitteln der jeweiligen Werte der Widerstände 41, 46, 47, 48 und 49 und des Kondensators 42 gesteuert wird.

Das Anlegen der festgelegten Spannung von +15 V an die Gateelektrode des Transistors 1 verursacht einen Anstieg der Gate-Emitterspannung, während gleichzeitig der Kollektorstrom auf einem Konstantpegel gehalten wird. Die 6B und 6C zeigen jeweils Variationen der Gate-Emitterspannung und des Kollektorstroms.

Wie erläutert, ist in der Treiberschaltung für ein Halbleiterbauelement gemäß der zweiten bevorzugten Ausführungsform der Treiber 2 imstande, an den Transistor 1 ferner die Gatespannung Vc, die höher als die Gatespannung Va und niedriger als die festgelegte Spannung von +15 V ist, anzulegen. Die Zeitsteuerung 3 steuert den Treiber 2 so, daß das Anlegen der Gatespannung Vc auf das Anlegen der Gatespannung Va folgt, und das Anlegen der festgelegten Spannung von +15 V ist zeitlich so gesteuert, daß es nach dem Fließen eines Erholungsstroms des Kollektorstroms des Transistors 1 und innerhalb der Spiegeleffektzeit erfolgt.

Infolgedessen wird die Erzeugung von Stromstößen und Rauschen zum Einschaltzeitpunkt des Transistors 1 unter Kontrolle gehalten. Außerdem werden verringerte Schaltverluste und verkürzte Schaltzeiten ermöglicht. Ferner verhindert das Einschalten des Transistors 1 in drei Stufen einen Anstieg der durch den Einschaltzustand des Transistors 1 verursachten regulären Verluste.

Außerdem wird das Anlegen der Gatespannung so gesteuert, daß der Anstieg der Gate-Emitterspannung zeitlich so bestimmt ist, daß er mit dem Einschwingen der Erholung koinzident ist, deren Auftreten bei der ersten bevorzugten Ausführungsform wahrscheinlich ist und die in einer Fließrichtung des Kollektorstroms des Transistors 1 wirksam ist, um eine Welligkeit des Kollektorstroms zu verhindern. Infolgedessen wird die Stabilität des Kollektorstroms erreicht.

Dritte bevorzugte Ausführungsform

Eine Treiberschaltung für ein Halbleiterbauelement gemäß einer dritten bevorzugten Ausführungsform enthält eine Spannungsversorgungseinheit in der Treiberschaltung der zweiten bevorzugten Ausführungsform. 7 ist ein Schaltbild einer solchen Spannungsversorgungseinheit 5, welche die Spannung Vc auf der Basis des Kollektorstroms des Transistors 1 erzeugt und die erzeugte Spannung Vc der Treiberschaltung 24 der zweiten Stufe gemäß 4 zuführt.

Die Spannungsversorgungseinheit 5 gemäß 7 detektiert den Kollektorstrom des Transistors 1, um die der Treiberschaltung 24 zuzuführende Spannung Vc zu steuern. Die Spannungsversorgungseinheit 5 weist einen Abschaltkreis 6, einen Spannungshaltekreis 8 und einen Spannungseinstellkreis 9 auf.

Der Abschaltkreis 6 wird zuerst erläutert. Der Kollektorstrom des Transistors 1 wird dem positiven Eingang eines Operationsverstärkers 61 zugeführt. Der Operationsverstärker 61 hat einen negativen Eingang, der mit Masse und über einen Widerstand 62 mit seinem positiven Eingang verbunden ist.

Der Abschaltkreis 6 steuert den Operationsverstärker 61 so, daß er eine von dem Kollektorstrom erhaltene Spannung an den Spannungshaltekreis 8 ausgibt. Der Spannungshaltekreis 8 und der Operationsverstärker 61 sind über einen Widerstand 63 miteinander verbunden.

Der Operationsverstärker 61 wird von einer Signalspannung gesteuert, die einen durch einen Widerstand 64 und einen Kondensator 65 gegebenen Gradienten hat. Der Widerstand 64 und der Kondensator 65 sind mit einer positiven Bezugsspannung von +5 V bzw. einer negativen Bezugsspannung von –5 V verbunden. Die einen Gradienten aufweisende Signalspannung wird dem negativen Eingang eines Schmitt-Triggers 66 zugeführt.

Der Schmitt-Trigger 66 hat einen positiven Eingang, der über einen Widerstand 67 mit der positiven Bezugsspannung von +5 V und über einen Widerstand 68 mit der negativen Bezugsspannung von –5 V verbunden ist. Der Ausgang des Schmitt-Triggers 66 ist mit der Basiselektrode eines Transistors 70 über einen Widerstand 69 verbunden.

Eine Emitterelektrode des Transistors 70 ist mit der negativen Bezugsspannung von –5 V verbunden, und eine Kollektorelektrode ist mit dem Operationsverstärker 61 verbunden, um diesen zu steuern. Die Kollektorelektrode des Transistors 70 ist außerdem über einen Widerstand 71 mit der positiven Bezugsspannung von +5 V verbunden.

Als nächstes wird der Spannungshaltekreis 8 erläutert. Der Spannungshaltekreis 8 ist wirksam, um eine aus dem Kollektorstrom erhaltene Spannung zu halten und sie an den Spannungseinstellkreis 9 abzugeben. Der Spannungshaltekreis 8 weist einen Kondensator 81 und einen Verstärker 82 mit veränderlicher Verstärkung auf.

Der Kondensator 81 ist zwischen den Ausgang des Operationsverstärkers 61 und Masse geschaltet und mit dem Eingang des Verstärkers 82 mit veränderlicher Verstärkung verbunden. Dem Verstärker 82 mit veränderlicher Verstärkung wird eine externe Spannung zugeführt, und er erzeugt ein Ausgangssignal, das mit dem Spannungseinstellkreis 9 zu verbinden ist.

Als nächstes wird der Spannungseinstellkreis 9 erläutert. Der Spannungseinstellkreis 9 ist wirksam, um die von dem Spannungshaltekreis 8 erhaltene Spannung einzustellen und die resultierende Spannung der Treiberschaltung 24 zuzuführen. Der positive Eingang eines Operationsverstärkers 91 ist mit dem Ausgang des Verstärkers 82 mit veränderlicher Verstärkung verbunden, und ein negativer Eingang ist mit einer positiven externen Spannung über einen Widerstand 92 und mit der negativen Bezugsspannung von –5 V über einen Widerstand 93 verbunden.

Widerstände 94, 95 und eine Z-Diode 96 sind zwischen den negativen Eingang und den Ausgang des Operationsverstärkers 91 geschaltet. Die Widerstände 94 und 95 sind parallelgeschaltet, und der Widerstand 95 und die Z-Diode 96 sind in Reihe geschaltet.

Der Ausgang des Operationsverstärkers 91 ist über einen Widerstand 97 mit der Basiselektrode eines Transistors 98 verbunden. Die Emitterelektrode des Transistors 98 ist mit der Treiberschaltung 24 und mit Masse über einen Kondensator 99 verbunden, und eine Kollektorelektrode ist mit der positiven Bezugsspannung von +5 V verbunden.

Als nächstes wird der Betrieb der Treiberschaltung für ein Halbleiterbauelement gemäß der dritten bevorzugten Ausführungsform erläutert. Die 8A, 8B, 8C, 8D und 8E bilden gemeinsam ein Impulsdiagramm der Zeitsteuerung 3 und der Spannungsversorgungseinheit 5 gemäß der dritten bevorzugten Ausführungsform. Zuerst erhält die Signalspannung zum Treiben des Transistors 1 durch den Widerstand 41 und den Kondensator 42 einen Gradienten.

Die resultierende Spannung Vs hat eine in 8A gezeigte Wellenform. Diese Signalspannung wird auch dem Abschaltkreis 6 zugeführt und erhält durch den Widerstand 64 und den Kondensator 65 einen Gradienten. Die resultierende Spannung Vs hat ebenfalls eine in 8A gezeigte Wellenform.

Die der Zeitsteuerung 3 zugeführte Spannung Vs wird den jeweiligen negativen Eingängen der Schmitt-Trigger 43, 44 und 45 zugeführt, so daß die Treiberschaltungen 23, 24 und 25 jeweils zum Treiben des Transistors 1 gesteuert werden. Die Einzelheiten dieser zeitlichen Steuerung werden in Verbindung mit der zweiten bevorzugten Ausführungsform erläutert, und ihre Erläuterung entfällt somit bei der dritten bevorzugten Ausführungsform.

Die dem Abschaltkreis 6 zugeführte Spannung Vs wird dem negativen Eingang des Schmitt-Triggers 66 zugeführt. In dem Schmitt-Trigger 66 wird die Spannung Vs an dem negativen Eingang mit einer Spannung verglichen, die dem positiven Eingang zugeführt und durch Teilung der Bezugsspannungen durch die Widerstände 67 und 68 erhalten ist. Eine Spannung V4 am positiven Eingang des Schmitt-Triggers 66 ist höher als die Spannung V3 am positiven Eingang des Schmitt-Triggers 45. 8A zeigt die Spannungen V1, V2, V3 und V4.

Die Spannungen Vs und V4 werden in dem Schmitt-Trigger 66 verglichen. Zu dem Zeitpunkt, zu dem die Spannung Vs auf die Spannung V4 ansteigt, gibt der Schmitt-Trigger 66 eine Spannung ab, die dem Transistor 70 über den Widerstand 69 zugeführt wird. Zu dem Zeitpunkt, zu dem in 8A die Spannung Vs die Spannung V4 kreuzt, gibt der Schmitt-Trigger 66 eine Spannung aus, die in 8E gezeigt ist.

Das Anlegen des Ausgangssignals von dem Schmitt-Trigger 66 an den Transistor 70 bringt einen Emitter-Kollektorstrom in dem Transistor 70 zum Fließen, so daß ein Abschaltzustand des Operationsverstärkers 61 aufgehoben wird. Der Operationsverstärker ist im Abschaltzustand nicht wirksam, um dem Spannungshaltekreis 8 die aus dem Kollektorstrom des Transistors 1 abgeleitete Spannung zuzuführen.

Andererseits kann diese Spannung dem Spannungshaltekreis 8 zu dem Zeitpunkt zugeführt werden, zu dem der Abschaltzustand des Operationsverstärkers 61 aufgehoben wird. Das heißt, die aus dem Kollektorstrom erhaltene Spannung wird von dem Kondensator 81 gehalten.

9 ist ein Impulsdiagramm, das die Beziehung zwischen dem Ausgang des Schmitt-Triggers 66, der Spannung am Kondensator 81 und dem Kollektorstrom des Transistors 1 zeigt. Wie 9 zeigt, bewirkt die von dem Schmitt-Trigger 66 ausgegebene Spannung einen Anstieg der Spannung am Kondensator 81 infolge des Anstiegs des Kollektorstroms.

Wenn die von dem Schmitt-Trigger 66 abgegebene Spannung aufhört, wird die Spannung am Kondensator 81 ungeachtet von Änderungen des Kollektorstroms konstant. Die Periode, in der die Spannungsausgabe von dem Schmitt-Trigger 66 stattfindet, wird als Abschalt-Aufhebungszeit bezeichnet. Die Periode, in der keine Spannungsausgabe von dem Schmitt-Trigger 66 stattfindet, wird als Abschaltzeit bezeichnet.

Die Abschalt-Aufhebungszeit wird unter Bezugnahme auf ein Zeitdiagramm des Kollektorstroms gemäß 10 im einzelnen erläutert. In 10 wird die Periode, in der der Kollektorstrom Übergänge von niedrig nach hoch und von hoch nach niedrig ausführt, als Totzeit bezeichnet. Während der Totzeit tritt eine Instabilität des Kollektorstroms auf, und somit detektiert die Spannungsversorgungseinheit 5 den Kollektorstrom nicht. In 10 wird die Periode, in der der Kollektorstrom annähernd monoton ansteigt, als Abtast-und-Haltezeit bezeichnet.

Die Abtast-und-Haltezeit entspricht der Abschalt-Aufhebungszeit von 9. Der in diesem Zeitraum detektierte Kollektorstrom wird genutzt, um eine der Treiberschaltung 24 zuzuführende Spannung zu bestimmen. Bei der dritten bevorzugten Ausführungsform wird der Abschaltkreis 6 so gesteuert, daß der Kollektorstrom nur in der Periode detektiert wird, in der der Kollektorstrom stabil ist.

Die von dem Operationsverstärker 61 abgegebene Spannung wird in der Abschalt-Aufhebungszeit von dem Kondensator 81 gehalten. Unter Bezugnahme auf 9 wird die Spannung auf ihrem Maximalwert in der Abschalt-Aufhebungszeit schließlich von dem Kondensator 81 gehalten.

Die von dem Kondensator 81 gehaltene Spannung wird durch den Verstärker 82 mit variabler Verstärkung in ein Eingangs-/Ausgangsverhältnis geändert, und die resultierende Spannung wird dann dem Spannungseinstellkreis 9 zugeführt. Die von dem Kondensator 81 gehaltene Spannung wird ferner der Treiberschaltung 24 zum anschließenden Schalten des Transistors 1 zugeführt. Die Spannung auf ihrem Maximalwert in der anschließenden Abschalt-Aufhebungszeit wird von dem Kondensator 81 gehalten.

Die an den Spannungseinstellkreis 9 angelegte Spannung wird entsprechend einer vorbestimmten Funktion eingestellt, die den Kollektorstrom als eine Variable enthält. Eine von dem Spannungseinstellkreis 9 abzugebende Spannung Vg wird durch die folgende Gleichung ermittelt: Vg = 0,8884 × (Ic)1/2 + 8,085, wobei Ic der Kollektorstrom ist. Um eine Spannung zu erhalten, die zu der Quadratwurzel des Kollektorstroms proportional ist, sollte der Spannungseinstellkreis 9 eine Schaltungskonfiguration haben, wie sie in 7 gezeigt ist. Um einen Koeffizienten mit 0,8884 und eine Konstante mit 8,085 einzustellen, sollte die Z-Diode 96 einen Wert von 17 V haben, und die Widerstände 95, 94, 93 und 92 sollten jeweils einen Wert von 4,7 k&OHgr;, 91 k&OHgr;, 33 k&OHgr; bzw. 15 k&OHgr; haben.

Es wird nun erläutert, weshalb die in 7 gezeigte Schaltungskonfiguration des Spannungseinstellkreises 9 charakteristisch wirksam ist, um die Ausgangsspannung Vg so einzustellen, daß sie zu der Quadratwurzel des Kollektorstroms proportional ist. Wenn die Potentialdifferenz über dem Eingang und dem Ausgang des Operationsverstärkers 91 kleiner als ein konstanter Wert (Zener-Spannung) ist, dann ist die Z-Diode 96 als Isolator wirksam, so daß eine nur durch den Widerstand 94 bestimmte Verstärkung erhalten wird.

Wenn diese Potentialdifferenz nicht kleiner als der konstante Wert (Z-Spannung) oder höher ist, wird in der Z-Diode 96 ein Strom zum Fließen gebracht, so daß eine Verstärkung erhalten wird, die durch den kombinierten Widerstandswert der Widerstände 94 und 95 bestimmt ist. Dieser kombinierte Widerstandswert ist niedriger als der Widerstandswert des Widerstands 94 selber, so daß eine geringere Verstärkung erhalten wird.

Andererseits führt ein Stromfluß in der Z-Diode 96 zu einem Stromfluß in dem Widerstand 95, der in Reihe mit der Z-Diode 96 verbunden ist, was zu einem entsprechenden Spannungsabfall in dem Widerstand 95 führt. Die an die Z-Diode 96 angelegte Spannung fällt also auf einen Pegel, der niedriger als der Konstantwert (Z-Spannung) ist, was die Z-Diode 96 in einen isolierten Zustand bringt.

Ein Anstieg der Potentialdifferenz über dem Eingang und dem Ausgang führt somit zu einer geringeren Verstärkung des Operationsverstärkers 91, so daß die Ausgangsspannung Vg so eingestellt wird, daß sie zu der Quadratwurzel des Kollektorstroms im wesentlichen proportional ist.

Die dritte bevorzugte Ausführungsform verlangt die vorbestimmte Funktion, um ein Ergebnis zu liefern, das zu der Quadratwurzel des Kollektorstroms proportional ist, während bei der vorliegenden Erfindung eine alternative Funktion anwendbar ist. Die Ausgangsspannung Vg des Spannungseinstellkreises 9 wird von der Emitterelektrode des Transistors 98 der Treiberschaltung 24 zugeführt.

Das heißt, die Ausgangsspannung Vg des Spannungseinstellkreises 9 ist die Spannung Vc, die der Treiberschaltung 24 schließlich zugeführt wird. 11 zeigt die Beziehung zwischen dem detektierten Kollektorstrom und der Spannung Vc.

Wie erläutert wurde, dient die Treiberschaltung für ein Halbleiterbauelement gemäß der dritten bevorzugten Ausführungsform dazu, den Transistor 1 mit isoliertem Gate zu treiben, und umfaßt die Spannungsversorgungseinheit 5 zum Erzeugen der dem Transistor 1 zuzuführenden Gatespannung auf der Basis des Kollektorstroms des Transistors 1, den Treiber 2 zum Anlegen der von der Spannungsversorgungseinheit 5 erzeugten Gatespannung an den Transistor 1 und die Zeitsteuerung 3 zur Steuerung des Zeitpunkts, zu dem die Gatespannung von dem Treiber 2 angelegt wird.

Die Erzeugung von Stromstößen und Rauschen wird somit zum Einschaltzeitpunkt des Transistors 1 unterdrückt. Ferner kann der Transistor 1 mit optimaler Schaltzeit bei verringerten Schaltverlusten getrieben werden.

Außerdem wird es ermöglicht, daß sich die auf der Basis des Kollektorstroms erzeugte Gatespannung konsekutiv ändert. Ferner wird der Transistor 1 ständig zeitlich so gesteuert, daß er von der Spannungsversorgungseinheit 5 und der Zeitsteuerung 3 als separate Einheiten eingeschaltet wird, so daß sich die Gatespannung immer in den entsprechenden Stufen ändern kann.

Die Treiberschaltung für ein Halbleiterbauelement gemäß der dritten bevorzugten Ausführungsform weist die Spannungsversorgungseinheit 5 auf zum Erzeugen der Gatespannung Vc auf der Basis eines Kollektorstroms und zum Zuführen der erzeugten Gatespannung Vc zu dem Treiber 2.

Somit kann sich die Gatespannung zum Einschaltzeitpunkt konsekutiv ändern, und die dem Transistor 1 zugeführte Spannung Vc basiert auf dem Kollektorstrom. Infolgedessen kann der Transistor 1 mit optimaler Schaltzeit und verringerten Schaltverlusten getrieben werden.

Die Spannungsversorgungseinheit 5 der dritten bevorzugten Ausführungsform erzeugt außerdem charakteristisch eine Gatespannung gemäß der vorbestimmten Funktion, die einen Kollektorstrom als eine Variable hat. Somit ermöglicht die Gatespannung, die aus der vorbestimmten Funktion erhalten ist, welche die Quadratwurzel des Kollektorstroms umfaßt, geringere Schaltverluste und eine optimale Schaltzeit zum Treiben des Transistors im Gegensatz zu einer Gatespannung auf einem konstanten Pegel.

Ferner basiert die Erzeugung einer Gatespannung an der Spannungsversorgungseinheit 5 auf einem Kollektorstrom, der in einer Periode fließt, die das Ein- und Ausschalten des Transistors 1 ausschließt. Das heißt, der Kollektorstrom, der zum Zeitpunkt des Ein- und Ausschaltens instabil ist, hat keine Auswirkung auf die Gatespannung, so daß Stöße und Einschwingen des Kollektorstroms nicht zu einer fehlerhaften Funktion beim Schaltvorgang führen.

Ferner hält die Spannungsversorgungseinheit 5 den Maximalwert eines Kollektorstroms in der Treibperiode des Transistors, und dieser Wert wird genutzt, um eine Gatespannung zu erzeugen, die beim anschließenden Schalten des Transistors 1 angelegt wird. Infolgedessen können ein Rauscheffekt als Ergebnis einer momentanen Detektierung und eine Instabilität als Ergebnis eines geringen Präzisionsgrads bei der Detektierung des Kollektorstroms vermieden werden.

In der Treiberschaltung für ein Halbleiterbauelement gemäß der zweiten Ausführungsform, die an den Transistor 1 eine Gatespannung in drei Stufen anlegt, ist die Spannungsversorgungseinheit 5 der dritten bevorzugten Ausführungsform wirksam, um die Gatespannung der zweiten Stufe zu erzeugen. Die Operation der Spannungsversorgungseinheit 5 ist aber nicht darauf beschränkt.

Beispielsweise kann die Spannungsversorgungseinheit 5 in einer Treiberschaltung für ein Halbleiterbauelement alternativ für die Erzeugung einer Gatespannung zuständig sein, die an den Transistor 1 in einer Stufe angelegt werden soll. Als weitere Alternative kann in einer Treiberschaltung für ein Halbleiterbauelement die Spannungsversorgungseinheit 5 für die Erzeugung einer Gatespannung zuständig sein, die in drei Stufen an den Transistor 1 angelegt werden soll.

Die dritte bevorzugte Ausführungsform erfordert einen komplizierten Vorgang, wie etwa die Einstellung einer Gatespannung in der Spannungsversorgungseinheit 5 derart, daß sie zu der Quadratwurzel eines Kollektorstroms proportional ist. Die Spannungsversorgungseinheit 5 kann aber bei der vorliegenden Erfindung einfach eine Gatespannung erzeugen, die als Resultat eines Anstiegs des Kollektorstroms größer ist.

In diesem Fall wird die Schaltgeschwindigkeit erhöht, um Energieverluste in Abhängigkeit von dem in großer Menge auftretenden Kollektorstromfluß, der zu starken Energieverlusten führt, zu unterdrücken, und wird verringert, um das Erzeugen von Rauschen in Abhängigkeit von dem in kleinen Mengen auftretenden Kollektorstromfluß, der geringe Energieverluste erzeugt, zu unterdrücken.

Wenn ein Kollektorstrom einen bestimmten Wert unterschreitet, kann eine Gatespannung an der Spannungsversorgungseinheit so eingestellt werden, daß eine Verminderung der Schaltgeschwindigkeit des Transistors 1 ermöglicht wird. Wenn dabei ein Kollektorstrom ein Prozent oder weniger eines Nennstroms ist, werden das Einschalten und Ausschalten in lang dauernden Perioden ausgeführt, die das Doppelte der jeweiligen üblichen Perioden oder mehr betragen. In diesem Fall führt bei einem Stromfluß in sehr kleinen Mengen, was vermutlich eine starke Auswirkung auf die Erzeugung von Rauschen hat, eine Verlangsamung der Schaltgeschwindigkeit zu einer Verringerung von Rauschen.

Charakteristisch hat die dritte bevorzugte Ausführungsform die Tendenz, einen Anstieg der Gatespannung infolge eines Anstiegs des Kollektorstroms und einen Abfall der Gatespannung infolge einer Verringerung des Kollektorstroms zu bewirken. Die 12A und 12B zeigen Änderungen einer Gatespannung und einer Kollektor-Emitterspannung als Resultat von Änderungen eines Kollektorstroms.

Der Kollektorstrom fließt in 12A in kleinen Mengen, und in diesem Fall zeigt die Gatespannung kleine Änderungen an einer zweiten Stufe, während sich gleichzeitig die Kollektor-Emitterspannung sanft ändert. In 12B fließt der Kollektorstrom in großen Mengen, und in diesem Fall zeigt die Gatespannung große Änderungen an der zweiten Stufe, während sich gleichzeitig die Kollektor-Emitterspannung steil ändert.

Bei der dritten bevorzugten Ausführungsform hält die Spannungsversorgungseinheit 5 den Maximalwert des Kollektorstroms in der Treiberperiode des Transistors 1. Die Funktion der Spannungsversorgungseinheit 5 ist aber nicht darauf beschränkt. Beispielsweise kann die Spannungsversorgungseinheit 5 den Mittelwert eines Kollektorstroms, der aus einer Vielzahl von Treiberperioden erhalten ist, berechnen und eine Gatespannung erzeugen, die in einer anschließenden Treiberperiode an den Transistor 1 anzulegen ist.

Ein solcher in der Spannungsversorgungseinheit 5 gehaltener Mittelwert führt zu einem geringeren Einfluß von Rauschen und einer verbesserten Genauigkeit bei der Detektierung des Kollektorstroms als im Fall des Maximalwerts. Zur Berechnung des Mittelwerts des Kollektorstroms sollte der Spannungshaltekreis 8 einen Speicher und eine Operationseinheit aufweisen.


Anspruch[de]
Treiberschaltung für ein Halbleiterbauelement zum Treiben eines Transistors (1) mit isoliertem Gate, die folgendes aufweist:

– einen Treiber (2) zum Anlegen einer Gate-Spannung an den Transistor (1); und

– eine Taktsteuerung (3) zur zeitlichen Steuerung des Treibers (2),

– wobei der Treiber (2) imstande ist, als Gate-Spannung eine erste Gate-Spannung (Va) und eine zweite Gate-Spannung an den Transistor (1) anzulegen, wobei die erste Gate-Spannung (Va) niedriger als eine Schwellenspannung des Transistors (1) und höher als die im Ausschaltzustand an dem Transistor (1) anliegende Gate-Spannung ist, und wobei die zweite Gate-Spannung eine festgelegte Spannung zum Treiben des Transistors (1) ist, und

– wobei die Taktsteuerung (3) den Treiber (2) so steuert, daß das Anlegen der ersten Gate-Spannung (Va) vor dem Anlegen der zweiten Gate-Spannung erfolgt,

dadurch gekennzeichnet,

daß der Treiber (2) imstande ist, als Gate-Spannung ferner eine dritte Gate-Spannung (Vc) an den Transistor (1) anzulegen, wobei die dritte Gate-Spannung (Vc) höher als die erste Gate-Spannung (Va) und niedriger als die zweite Gate-Spannung ist,

und daß die Taktsteuerung (3) den Treiber (2) so steuert, daß das Anlegen der dritten Gate-Spannung (Vc) auf das Anlegen der ersten Gate-Spannung (Va) folgt und das Anlegen der zweiten Gate-Spannung auf einen Erholungsstrom eines Hauptstroms des Transistors (1) innerhalb einer Spiegeleffektzeit des Transistors (1) folgt.
Treiberschaltung nach Anspruch 1, welche ferner eine Spannungsversorgungseinheit (5) zum Erzeugen der dritten Gate-Spannung (Vc) auf der Basis des Hauptstroms und zum Zuführen der dritten Gate-Spannung (Vc) zu dem Treiber (2) aufweist. Treiberschaltung nach Anspruch 2, wobei die Spannungsversorgungseinrichtung (5) die Gate-Spannung (Vc) auf der Basis einer vorbestimmten Funktion erzeugt, die als eine Variable den Hauptstrom enthält. Treiberschaltung nach Anspruch 2 oder 3, wobei die Spannungsversorgungseinheit (5) die Gate-Spannung (Vc) auf der Basis des Hauptstroms erzeugt, der in einer Periode fließt, die das Einschalten und Ausschalten des Transistors (1) ausschließt. Treiberschaltung nach einem der Ansprüche 2 bis 4, wobei die Spannungsversorgungseinrichtung (5) den Maximalwert des Hauptstroms in einer Treiberperiode des Transistors (1) hält, um auf der Basis des Maximalwerts die Gate-Spannung (Vc) zu erzeugen, die in einer anschließenden Treiberperiode des Transistors (1) anzulegen ist. Treiberschaltung nach einem der Ansprüche 2 bis 4, wobei die Spannungsversorgungseinheit (5) den Mittelwert des Hauptstroms, der aus einer Vielzahl von Treiberperioden des Transistors (1) erhalten ist, berechnet, um auf der Basis dieses Mittelwerts die Gate-Spannung (Vc) zu erzeugen, die in einer anschließenden Treiberperiode des Transistors (1) anzulegen ist. Treiberschaltung nach einem der Ansprüche 2 bis 6, wobei die Spannungsversorgungseinheit (5) die Gate-Spannung (Vc) erzeugt, die mit dem Anstieg des Hauptstroms ansteigt. Treiberschaltung nach einem der Ansprüche 2 bis 6, wobei die Spannungsversorgungseinheit (5) die Gate-Spannung (Vc) steuert, um eine Verlangsamung der Schaltgeschwindigkeit des Transistors (1) zu ermöglichen, wenn der Hauptstrom einen vorbestimmten Wert unterschreitet.






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