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Dokumentenidentifikation DE60306606T2 05.07.2007
EP-Veröffentlichungsnummer 0001424770
Titel Subharmonischer Gegentaktmischer
Anmelder Northrop Grumman Corp., Los Angeles, Calif., US
Erfinder Katz, Richard H., Torrance California 90503, US
Vertreter derzeit kein Vertreter bestellt
DE-Aktenzeichen 60306606
Vertragsstaaten DE, FR, GB
Sprache des Dokument EN
EP-Anmeldetag 20.09.2003
EP-Aktenzeichen 032559056
EP-Offenlegungsdatum 02.06.2004
EP date of grant 05.07.2006
Veröffentlichungstag im Patentblatt 05.07.2007
IPC-Hauptklasse H03D 7/14(2006.01)A, F, I, 20051017, B, H, EP

Beschreibung[de]
FACHGEBIET

Die vorliegende Erfindung betrifft im allgemeinen elektronische Schaltungen und insbesondere Schaltungen für das Mischen von Signalen mit unterschiedlichen Frequenzen.

HINTERGRUND DER ERFINDUNG

Die meisten Funkfrequenzempfänger wandeln empfangene Funkfrequenz-(RF-)Signale unter Verwendung von Mischern in niedrigere Frequenzen (zum Beispiel Basisband- oder Zwischenfrequenzen) um. Die Filterung und Verstärkung, die bei der Verarbeitung des RF-Signals in den niedrigeren Frequenzen durchgeführt werden, sind weniger kostspielig und genauer als die Verarbeitung in der RF-Frequenz. Normalerweise wird ein moduliertes RF-Signal in einem Mischer mit dem Signal eines Empfangsoszillators (LO) kombiniert, um ein Zwischenfrequenz-(ZF-)Signal zu erzeugen, das dann verstärkt und detektiert werden kann, um die auf den RF-Träger aufmodulierte Information wiederherzustellen. Der Prozeß kann auch umgekehrt werden, indem ein LO-Frequenzsignal mit einem ZF-Signal gemischt wird, um einen modulierten RF-Träger zu erzeugen, der verstärkt und als moduliertes Signal gesendet werden kann.

Ein Mischer ist ein nichtlineares Bauelement, das entweder Dioden oder Transistoren enthält und dessen Funktion darin besteht, Signale zweier unterschiedlicher Frequenzen derartig zu kombinieren, daß Energie auf anderen Frequenzen erzeugt wird. Verschiedene Mischerparameter, wie etwa die Bandbreite und die Trennung zwischen den Anschlüssen, müssen optimiert werden, um Bauelemente zu erzeugen, die imstande sind, in modernen RF-Systemen zu arbeiten. In den letzten Jahren hat es eine Zunahme von Submillimeterwellen-Empfängeranwendungen gegeben, die eine einfach herstellbare Mischertechnologie mit verbessertem Leistungsvermögen bei extrem hohen Frequenzen benötigen. Das Mischen eines Eingangs-(RF-)Signals mit einem LO-Signal ergibt Frequenzprodukte unterhalb und oberhalb der RF- und LO-Frequenzen. Jedes Frequenzprodukt entspricht der Summe aus den Eingangs-RF- und LO-Frequenzen, während das niedrigere Frequenzprodukt der Differenz zwischen den Eingangs-RF- und LO-Frequenzen entspricht.

Einige Mischertypen sind unsymmetrisch, einfach abgestimmt, doppelt abgestimmt und doppelt-doppelt abgestimmt (auch als dreifach abgestimmt bezeichnet). Alle diese Mischertypen sind Bauelemente mit drei Anschlüssen und umfassen einen Eingangsanschluß (den RF-Anschluß), einen Eingangsanschluß für den Empfangsoszillator (den LO-Anschluß) und einen Ausgangsanschluß (den ZF-Anschluß). Unsymmetrische Mischer sind die einfachste Art und werden unter Verwendung lediglich einer einzigen Diode realisiert. Die LO-, RF- und ZF-Anschlüsse sind nur durch Filter getrennt, um für ein gewisses Maß an Trennung zwischen den Anschlüssen zu sorgen. Unsymmetrische Mischer haben jedoch eine schmale Bandbreite, einen begrenzten Dynamikbereich und eine schlechte Trennung zwischen den Anschlüssen. Größere Bandbreiten und bessere Trennung können mit einem einfach abgestimmten Mischer erreicht werden. Ein einfach abgestimmter Mischer besteht aus zwei unsymmetrischen Mischern. Die Mischerdioden werden durch die LO- und RF-Signale gespeist. Es sind Oberschwingungsmischer genutzt worden, bei denen der Hauptausgang auf einer bestimmten Oberschwingung der LO-Frequenz liegt. Ein neuerer Typ eines mit einer geradzahligen Unterschwingung gepumpten Mischers verwendet zwei parallelgeschaltete Dioden entgegengesetzter Polarität, die als "antiparallele Dioden" bezeichnet werden. Die Unterschwingungsfrequenzen stellen Ausgangsfrequenzen als Kombination ausschließlich geradzahliger Oberschwingungen der Empfangsoszillatorfrequenz bereit.

Mischer nach dem Stand der Technik haben eine Anzahl von Nachteilen, die dem Fachmann bekannt sind. Zu diesen Nachteilen gehören die Trennung zwischen den Anschlüssen, die begrenzte Bandbreite, insbesondere die Zwischenfrequenzbandbreite, die relative Komplexität und Schwierigkeit bei der Implementierung in kompakter Form, die zur Aufnahme in monolithisch integrierte Mikrowellen-Schaltkreise (MMICs) geeignet sind. MMICs werden normalerweise unter Verwendung elementarer Wafer-Verarbeitungstechnologie für integrierte Halbleiterschaltkreise (ICs) auf und/oder in solchen Wafern aufgebaut. Normalerweise werden Breitbandmischer mit konzentrierten Bauelementen oder anderen Strukturen hergestellt, die mit IC-Herstellungsmethoden und -Geometrien kompatibel sind. Insbesondere ist es wichtig, daß sie von vergleichsweise geringer Größe sind, um nicht unverhältnismäßig große Substratflächen im Vergleich zu den Halbleiterdioden, -transistoren und so weiter zu belegen, die die Signale mischen, oder im Vergleich zu den Verstärkern oder anderen Signalverarbeitungsbauelementen, die der MMIC enthalten kann. Solche Bedenken sind im Frequenzbereich oberhalb von einem Gigahertz (GHz) wichtig, wo die Größen der verteilten Schaltungsbauelemente unhandlich sind. Insbesondere werden für Breitbandanwendungen viele konzentrierte oder verteilte Bauelemente verwendet, die in monolithischen Anwendungen eine erhebliche Chipfläche benötigen. Darum haben herkömmliche Mikrowellenmischer begrenzte Bandbreitenumfänge, was zu kundenspezifischen Mischern für Funkgeräte führt, die dafür ausgelegt sind, in spezifischen Bandbreiten zu arbeiten. Ein Funktechnikhersteller von Funkgeräten mit unterschiedlichen Bandbreiten muß dann vielerlei Mischer von unterschiedlicher Bandbreite im Lager halten, um die spezifischen Bandbreiteanforderungen der unterschiedlichen Funkgeräte zu erfüllen.

Ein anderes Problem mit Mischern besteht darin, daß die Einführung von Direktumwandlungsempfängern mit ihren starken LO-Signalen auf der Platine das Problem der Störung aufwirft. Genauer gesagt, kann unerwünschter LO-Leckstrom vom Empfänger in die Antenne eine Inband-Störung mit anderen nahegelegenen Empfängern bewirken, die auf den gleichen Kanal abgestimmt sind. Darum würde ein solcher Empfänger ein sehr hohes Maß an Trennung zwischen dem Empfangsoszillator und der Antenne erfordern, um die Verdrängung oder Sättigung der Empfänger jeglicher nahegelegener Funkgeräte zu vermeiden. Solche hohen Maße an Trennung sind aufgrund von Streu-Kapazitäten, die Energie des Empfangsoszillators direkt in die Antenne koppeln, sehr schwer zu erreichen. Bekannte Verfahren, die sich dem Problem des LO-Leckstroms widmen, sind folgende: Ausbildung einer Trennung im RF-Weg zur Antenne, Einfügen eines Trenngliedes wie etwa von Filtern in den Mischer und Verringern der Antriebsleistung des Empfangsoszillators auf sehr niedrige Pegel. Jedoch haben diese Verfahren Schwächen, da festgestellt worden ist, daß sie sich nachteilig auf den Dynamikbereich auswirken und die Empfindlichkeit herabsetzen sowie teuer in der Implementierung sind und den Platzbedarf auf dem Chip vergrößern.

Merenda et al., "4 to 40 GHz Even Harmonic Schottky Mixer", 1988 IEEE MTT-S Digest, Seite 695, beschreibt die Mischung der zweiten Oberschwingung von 4 bis 40 GHz mit einem LO von 2 bis 20 GHz unter Verwendung einer antiparallelen Achtdiodenbrücke in einer abgestimmten Mikrostreifenschaltung.

US 6 094 570 für Conzolazio beschreibt einen monolithisch integrierten Mikrowellen-Schaltkreis für einen doppelt abgestimmten Mischer, der auf einem GaAs-Substrat hergestellt ist, wobei darauf ein Funkfrequenz-Mikrostreifenbalun und ein Empfangsoszillator-Mikrostreifenbalun ausgebildet sind.

JP 11180852 (Mitsubishi Electric Corporation) beschreibt eine Schaltung, die für einen orthogonalen Modulator und einen orthogonalen Demodulator geeignet ist.

Daher besteht weiterhin der Bedarf an verbesserten Breitbandmischern und Verfahren zum Mischen von Signalen, die weniger Bauelemente verwenden und einfach aufzubauen sind und/oder Elemente verwenden, die sich leicht in und/oder auf MMICs integrieren lassen.

KURZE ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Das Folgende stellt eine vereinfachte Zusammenfassung der Erfindung dar, die ein Grundverständnis einiger Aspekte der Erfindung ermöglichen soll. Diese Zusammenfassung ist kein umfassender Überblick über die Erfindung. Sie ist weder dazu bestimmt, wesentliche oder kritische Elemente der Erfindung zu kennzeichnen, noch den Schutzbereich der vorliegenden Erfindung zu beschreiben. Ihr einziger Zweck besteht darin, einige Konzepte der Erfindung in vereinfachter Form vorzustellen, als Einleitung zur ausführlicheren Beschreibung, die später vorgestellt wird.

Nach Anspruch 1 wird ein Breitbandmischer zum Mischen von Signalen mit unterschiedlichen Frequenzen bereitgestellt. Der Mischer umfaßt die Übergabe des Signals eines Empfangsoszillators (LO) an einen Phasenteiler (zum Beispiel einen 180-Grad-Hybrid), der ein erstes LO-Zwischensignal und ein zweites LO-Zwischensignal bereitstellt, die gegeneinander um 180° phasenverschoben sind. Da sowohl das erste als auch das zweite LO-Zwischensignal um 180° phasenverschoben sind, wird der Grundschwingungs-LO-Leckstrom am RF-Anschluß durch die phasengleiche Kombination der um 180° phasenverschobenen LO-Töne gemildert, die einander auslöschen. Ein RF- oder Mikrowellen-Eingangssignal (zum Beispiel etwa 1 GHz bis etwa 100 GHz) wird an einen Leistungsteiler (zum Beispiel einen 3-dB-Leistungskombinator/Teiler) übergeben, um ein erstes RF-Zwischensignal und ein zweites RF-Zwischensignal bereitzustellen. Sowohl das erste RF-Zwischensignal als auch das zweite RF-Zwischensignal sind phasengleich mit dem RF-Eingangssignal und haben einen Leistungspegel, der etwa einer Hälfte des Leistungspegels des RF-Eingangssignals entspricht. Das erste LO-Zwischensignal wird mit dem ersten RF-Zwischensignal gemischt, und das zweite LO-Zwischensignal wird mit dem zweiten RF-Zwischensignal gemischt. Die gemischten Signale werden kombiniert, um ein Zwischenfrequenz-(ZF-)Signal am Ausgang des Mischers bereitzustellen.

Der Leistungsteiler und der Phasenteiler können breitbandig gewählt werden, so daß ein Breitbandmischer bereitgestellt wird, der relativ hohe Frequenzen im Mikrowellen-Frequenzbereich (zum Beispiel etwa 1 GHz bis etwa 100 GHz) verarbeiten kann. Außerdem sorgen der Leistungsteiler und der Phasenteiler für die nötige Trennung, für die vorher durch Filter und andere Bauelemente gesorgt wurde, wodurch ermöglicht wird, daß der Mischer auf einem relativ kleinen integrierten Schaltkreis verwendet werden kann. Der Mischer kann ein abgestimmter Unterschwingungsmischer sein, der ein erstes Paar von antiparallelen Dioden verwendet, um das erste LO-Zwischensignals mit dem ersten RF-Zwischensignal zu mischen, und ein zweites Paar von antiparallelen Dioden, um das zweite LO-Zwischensignals mit dem zweiten RF-Zwischensignal zu mischen. Der abgestimmte Unterschwingungsmischer stellt Ausgangsfrequenzen als Kombination von ausschließlich geradzahligen Oberschwingungen der LO-Frequenz bereit. Die geradzahligen Oberschwingungsfrequenzen der LO-Zwischensignale sind phasengleich mit dem RF-Signal.

Zur Erfüllung der vorstehend genannten und verwandten Zwecke werden hierin gewisse der Veranschaulichung dienende Aspekte der vorliegenden Erfindung in Verbindung mit der folgenden Beschreibung und den beigefügten Zeichnungen beschrieben. Diese Aspekte geben jedoch nur einige wenige der verschiedenen Möglichkeiten an, wie die Prinzipien der vorliegenden Erfindung angewendet werden können, und es ist beabsichtigt, daß die vorliegende Erfindung alle derartigen Aspekte und ihre Äquivalente einschließt. Andere Vorteile und neuartige Merkmale der vorliegenden Erfindung werden aus der folgenden ausführlichen Beschreibung der Erfindung unter Berücksichtigung der Zeichnungen offensichtlich.

KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

1 stellt ein Blockschaltbild eines Funksystems dar, das einen Mischer gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung verwendet.

2 stellt ein Blockschaltbild eines abgestimmten Breitband-Unterschwingungsmischers gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung dar.

3 stellt eine vergrößerte Draufsicht eines auf einem integrierten Schaltkreis ausgebildeten Mischers gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung dar.

4 stellt eine vergrößerte Draufsicht eines auf einem integrierten Schaltkreis ausgebildeten Mischers gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung dar.

5 stellt eine schematische grafische Darstellung einer Spiralbalun-Struktur dar, die dafür konfiguriert ist, als ein 3-dB-Leistungskombinator/Teiler gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung zu arbeiten.

6 stellt eine schematische grafische Darstellung eines 3-dB-Wilkenson-Leistungskombinators/Teilers gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung dar.

7 stellt eine schematische grafische Darstellung einer Spiralbalun-Struktur dar, die dafür konfiguriert ist, als ein 180-Grad-Hybrid gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung zu arbeiten.

8 stellt eine Methodik zur Bereitstellung eines Zwischenfrequenzsignals durch Mischen eines RF-Eingangssignals mit einem LO-Signal gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung dar.

AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Breitbandmischer-Topologie, die den Leckstrom des Empfangsoszillators (LO) vermindert. Das LO-Signal wird an einen 180-Grad-Teiler (zum Beispiel einen 180-Grad-Hybrid) übergeben, der ein erstes LO-Zwischensignal und ein zweites LO-Zwischensignal bereitstellt, die gegeneinander um 180° phasenverschoben sind. Da sowohl das erste als auch das zweite LO-Zwischensignal um 180° phasenverschoben sind, wird der Grundschwingungs-LO-Leckstrom am RF-Anschluß durch die phasengleiche Kombination der um 180° phasenverschobenen LO-Töne gemildert, die einander auslöschen und für eine starke LO/RF-Unterdrückung sorgen. Ein RF- oder Mikrowellen-Eingangssignal (zum Beispiel etwa 1 GHz bis etwa 100 GHz) wird an einen Leistungsteiler (zum Beispiel einen 3-dB-Leistungskombinator/Teiler) übergeben, um ein erstes RF-Zwischensignal und ein zweites RF-Zwischensignal bereitzustellen. Sowohl das erste RF-Zwischensignal als auch das zweite RF-Zwischensignal sind phasengleich mit dem RF-Eingangssignal und haben einen Leistungspegel, der etwa einer Hälfte des Leistungspegels des RF-Eingangssignals entspricht. Das erste LO-Zwischensignal wird mit dem ersten RF-Zwischensignal gemischt, und das zweite LO-Zwischensignal wird mit dem zweiten RF-Zwischensignal gemischt. Die gemischten Signale werden kombiniert, um ein Zwischenfrequenz-(ZF-)Signal am Ausgang des Mischers bereitzustellen.

Außerdem kann unter Verwendung eines Leistungsteilers, wie etwa eines 3-dB-Leistungskombinators/Teilers, und eines 180-Grad-Teilers, wie etwa eines 180-Grad-Hybrids, ein Breitbandmischer bereitgestellt werden, der relativ hohe Frequenzen im Mikrowellen-Frequenzbereich von über etwa 1 GHz (zum Beispiel etwa 1 GHz bis etwa 100 GHz) ohne Verwendung einer Lösung mit konzentrierten Bauelementen verarbeiten kann, da der Leistungsteiler und der 180-Grad-Teiler Breitbandcharakter haben. Außerdem sorgen der 3-dB-Leistungskombinators/Teiler und der 180-Grad-Teiler für die nötige Trennung, für die vorher durch Filter und andere Bauelemente gesorgt wurde, wodurch ermöglicht wird, daß der Mischer auf einem relativ kleinen integrierten Schaltkreis verwendet werden kann. Daher kann ein einzelnes Bauteil verwendet werden, um mehrere Frequenzbänder abzudecken.

Gemäß einem Aspekt der Erfindung ist der Mischer ein abgestimmter Unterschwingungsmischer, der ein erstes Paar von antiparallelen Dioden verwendet, um das erste LO-Zwischensignals mit dem ersten RF-Zwischensignal zu mischen, und ein zweites Paar von antiparallelen Dioden, um das zweite LO-Zwischensignals mit dem zweiten RF-Zwischensignal zu mischen. Der abgestimmte Unterschwingungsmischer stellt Ausgangsfrequenzen als Kombination von ausschließlich geradzahligen Oberschwingungen der LO-Frequenz bereit. Die Ausgänge des ersten Paars und des zweiten Paars von antiparallelen Dioden sind mit einem gemeinsamen Punkt gekoppelt, um das ZF-Signal am Ausgang des Mischers bereitzustellen. Der gemeinsame Punkt stellt eine RF- und LO-Masse dar. Das LO-Signal wird um 180° phasenverschoben an die antiparallelen Dioden übergeben. Bei der 2. Oberschwingung der LO ist die Phase verdoppelt, daher ist sie phasengleich. Zum Beispiel ist das erste LO-Zwischensignal bei 0°, und die 2. Oberschwingung von 0° ist 0°. Außerdem ist das zweite LO-Zwischensignal bei –180°, und die 2. Oberschwingung von –180° ist –360° oder 0°. Daher sind sowohl das erste als auch das zweite LO-Zwischensignal bei der zweiten Oberschwingung phasengleich mit dem RF-Signal.

1 stellt ein Funksystem 10 dar, das einen Mischer 12 gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung verwendet. Das Funksystem 10 weist eine Antenne 20 auf, die mit einem Funkeingangs-Bauelement 22 gekoppelt ist. Ein RF- oder Mikrowellen-Eingangssignal wird durch die Antenne 20 empfangen, die das RF-Eingangssignal erfaßt und das RF-Eingangssignal an das Funkeingangs-Bauelement 22 überträgt. Das Funkeingangs-Bauelement 22 kann das RF-Eingangssignal verstärken und filtern, um Signale (zum Beispiel Rauschen, Störung) zu eliminieren, die außerhalb des erwünschten Frequenzbandes liegen. Es ist anzuerkennen, daß viele Varianten der Funkeingangs-Verarbeitung existieren. Das RF-Eingangssignal wird dann an einen RF-Anschluß des Mischers 12 übergeben. Der Mischer 12 weist den RF-Anschluß, einen LO-Anschluß und einen ZF-Anschluß auf. Ein Empfangsoszillator 24 ist mit dem LO-Anschluß gekoppelt, und das Funkeingangs-Bauelement 22 ist mit dem RF-Anschluß gekoppelt. Der Mischer 12 mischt das RF-Eingangssignal und ein LO-Eingangssignal und stellt aus dem ZF-Anschluß ein ZF-Signal bereit. Wenngleich der Mischer 12 als Teil eines Empfangsabschnitts des Funksystems 10 dargestellt ist, ist anzuerkennen, daß der Mischer 12 in einem Sendeabschnitt des Funksystems 10 verwendet werden kann, indem der ZF-Anschluß und der LO-Anschluß als Eingänge und der RF-Anschluß als Ausgang genutzt werden.

Das LO-Eingangssignal wird an einen 180-Grad-Phasenteiler 18 (zum Beispiel einen 180-Grad-Hybrid) übergeben, der an einem ersten Knoten 32 ein erstes LO-Zwischensignal und an einem zweiten Knoten 34 ein zweites LO-Zwischensignal bereitstellt. Das zweite LO-Zwischensignal ist gegenüber dem ersten LO-Zwischensignal und dem LO-Eingangssignal um 180° phasenverschoben. Da sowohl das erste als auch das zweite LO-Zwischensignal um 180° phasenverschoben sind, wird der Grundschwingungs-LO-Leckstrom am RF-Anschluß durch die phasengleiche Kombination der um 180° phasenverschobenen LO-Töne gemildert, die einander auslöschen und dadurch für eine starke LO/RF-Unterdrückung sorgen. Das RF- oder Mikrowellen-Eingangssignal wird an einen Leistungsteiler/Kombinator 14 übergeben, um ein am ersten Knoten 32 erstes RF-Zwischensignal und am zweiten Knoten 34 ein zweites RF-Zwischensignal bereitzustellen. Sowohl das erste RF-Zwischensignal als auch das zweite RF-Zwischensignal sind phasengleich mit dem RF-Eingangssignal und haben einen Leistungspegel, der etwa einer Hälfte des Leistungspegels des RF-Eingangssignals entspricht. In einer Mischstufe 16 werden das erste LO-Zwischensignal mit dem ersten RF-Zwischensignal und das zweite LO-Zwischensignal mit dem zweiten RF-Zwischensignal gemischt. Die gemischten Signale werden kombiniert, um am Ausgang des Mischers 12 ein Zwischenfrequenz-(ZF-)Signal bereitzustellen. Das ZF-Signal wird dann an ein ZF-Filter 26 übergeben, das unerwünschte Signale aus dem ZF-Signal entfernt. Das gefilterte ZF-Signal wird dann zur weiteren Verarbeitung, wie etwa Analog/Digital-Umsetzung und Demodulation, an ein Funkausgangs-Bauelement 28 übergeben. Das Signal wird dann zur endgültigen Verarbeitung (zum Beispiel Decodierung, Datenextraktion) an einen Signalprozessor 30 übergeben.

2 stellt einen abgestimmten Breitband-Unterschwingungsmischer 40 gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung dar. Der Mischer 40 weist einen 3-dB-Leistungskombinator/Teiler 42 auf, der mit einem RF-Anschluß gekoppelt ist, und einen 180-Grad-Hybrid 44, der durch ein optionales Tiefpaßfilter 46 mit einem LO-Anschluß gekoppelt ist. Ein 180-Grad-Hybrid ist eine Wandler- oder Wellenleiterschaltung, die so angeordnet ist, daß ein Signal, daß an einem Anschluß eintritt, aufgeteilt wird und mit einer Phasendifferenz von 180 Grad aus zwei benachbarten Anschlüssen austritt. Der 3-dB-Leistungskombinator/Teiler 42 empfängt ein RF- oder Mikrowellen-Eingangssignal und übergibt ein erstes RF-Zwischensignal an einen ersten Knoten 45 und ein zweites RF-Zwischensignal an einen zweiten Knoten 47. Sowohl das erste RF-Zwischensignal als auch das zweite RF-Zwischensignal sind phasengleich mit dem RF-Eingangssignal und haben einen Leistungspegel, der etwa einer Hälfte des Leistungspegels des RF-Eingangssignals entspricht. Der 180-Grad-Hybrid 44 empfängt ein LO-Signal und übergibt ein erstes LO-Zwischensignal an den ersten Knoten 45 und ein zweites LO-Zwischensignal an den zweiten Knoten 47. Das zweite LO-Zwischensignal ist gegenüber dem ersten LO-Zwischensignal und dem LO-Eingangssignal um 180° phasenverschoben.

Der Mischer 40 weist ein erstes antiparalleles Diodenpaar auf, das aus den Dioden D1 und D2 besteht, und ein zweites antiparalleles Diodenpaar, das aus den Dioden D3 und D4 besteht. Die Dioden D1–D4 sind zum Beispiel Schottky-Dioden. Das erste antiparallele Diodenpaar sorgt für die Mischung des ersten RF-Zwischensignals mit dem ersten LO-Zwischensignal, und das zweite antiparallele Diodenpaar sorgt für die Mischung des zweiten RF-Zwischensignals mit dem zweiten LO-Zwischensignal. Die Ausgänge des ersten Paars und des zweiten Paars von antiparallelen Dioden sind mit einem gemeinsamen Knoten 49 gekoppelt, um das ZF-Signal an einem ZF-Anschluß des Mischers 40 bereitzustellen. Ein erster Kondensator C1 verbindet den gemeinsamen Knoten mit Masse, und ein zweiter Kondensator C2 ist am ZF-Anschluß ausgebildet, um den ZF-Anschluß mit Masse zu verbinden. Der gemeinsame Knoten 49 stellt eine RF- und LO-Masse dar.

Der abgestimmte Unterschwingungsmischer 40 stellt Ausgangsfrequenzen als eine Kombination von ausschließlich geradzahligen Oberschwingungen der LO-Frequenz bereit. Das ersten LO-Zwischensignal wird phasengleich bei 0° an das erste antiparallele Diodenpaar übergeben, und da die Phase der 2. Oberschwingung des LO verdoppelt ist, ist die zweite Oberschwingung des ersten LO-Zwischensignals bei 0° und somit phasengleich. Das zweite LO-Zwischensignal wird phasenverschoben bei –180° an das zweite antiparallele Diodenpaar übergeben, und da die Phase der 2. Oberschwingung des LO verdoppelt ist, ist die zweite Oberschwingung des zweiten LO-Zwischensignals bei –360° oder 0° und somit phasengleich. Darum sind sowohl das erste als auch das zweite LO-Zwischensignal bei der zweiten Oberschwingung phasengleich mit der Grundfrequenz des RF-Eingangssignals und des ersten und des zweiten RF-Zwischensignals. Der gemeinsame Knoten 49 ist mit dem ZF-Anschluß gekoppelt, um das erwünschte ZF-Frequenzsignal bereitzustellen. Die Frequenz des ZF-Signals ist gleich der Frequenz des RF-Eingangssignals minus zweimal die Frequenz des LO-Signals.

Die Schaltungsausführungen des 3-dB-Leistungskombinators/Teilers 42 und des 180-Grad-Hybrids 44 sind von sich aus breitbandig und sind außerdem imstande, hohe Frequenzen von über 1 GHz (zum Beispiel etwa 1 GHz bis etwa 100 GHz) zu handhaben. Zusätzlich kann, da der 3-dB-Leistungskombinator/Teiler 42 und der 180-Grad-Hybrid 44 für die nötige Trennung der RF- und LO-Signale sorgen, die Anzahl der Bauelemente verringert werden, die erforderlich sind, um die RF- und LO-Signale zur Bereitstellung des ZF-Signals zu mischen. Darum kann der Mischer 40 einfach auf einem integrierten Schaltkreis von relativ geringer Größe integriert werden.

3 stellt einen auf einem integrierten Schaltkreis ausgebildeten Mischer 50 gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung dar. Der Mischer 50 verwendet einen Spiralbalun-Leistungskombinator/Teiler 58 und kann in einem relativ breitbandigen Mikrowellenbereich (zum Beispiel etwa 20 GHz bis etwa 30 GHz, etwa 37 GHz bis etwa 44 GHz) arbeiten. Daher kann der Mischer 50 in Funksystemen verwendet werden, die in unterschiedlichen Bändern innerhalb des breitbandigen Mikrowellen-Frequenzbereichs arbeiten. Zum Beispiel kann ein Mischer, der in einem Breitband-Mikrowellenbereich von ungefähr 20 GHz bis etwa 30 GHz arbeitet, in einem Funkgerät verwendet werden, das in einem Band von 24–27 GHz arbeitet, und auch in einem Funkgerät, das in einem Band von 27–30 GHz arbeitet. Ein Mischer, der in einem Breitband-Mikrowellenbereich von etwa 37 GHz bis etwa 44 GHz arbeitet, kann in einem Funkgerät verwendet werden, das in einem Band von 37–40 GHz arbeitet und auch in einem Funkgerät, das in einem Band von 40–44 GHz arbeitet. Darum kann ein einziges Bauteil für Funkgeräte in unterschiedlichen Betriebsbändern verwendet werden.

Unter bestimmten Aspekten der vorliegenden Erfindung wird eine Balunstruktur verwendet, um die erwünschte Leistungsteilung und Phasenteilung bereitzustellen. Ein Balun ist ein Bauelement für die Wandlung zwischen abgestimmt und nicht abgestimmt. Ein Balun stellt abgestimmte Ausgangssignale aus einem nicht abgestimmten Eingangssignal bereit. Ein abgestimmtes Ausgangssignal für drahtlose Anwendungen erfordert die halbe Eingangssignalamplitude an jedem der beiden Ausgangsanschlüsse, die gegeneinander um 180 Grad phasenverschoben sind. Grundsätzlich können auch herkömmliche Wandlerausführungen dieses Ergebnis erbringen. Jedoch haben herkömmliche Wandlerausführungen, normalerweise drahtgewickelte Bauelemente, aufgrund des magnetischen Streuflusses und der kapazitiven Kopplung zwischen den Wicklungen eine obere Frequenzgrenze von einigen hundert Megahertz. Heutige drahtlose Anwendungen erfordern einen Betrieb mit sehr hoher Frequenz bei niedriger Leistung. Passive Baluns ermöglichen einen Betrieb mit hoher Frequenz ohne den hohen Gleichstromverbrauch der aktiven Baluns. Die bekannten passiven Balun-Schaltungsausführungen weisen Spiralbaluns auf, die für eine exzellente Abstimmung sorgen und in kleinen, leicht zu integrierenden Geometrien hergestellt werden können. Der Spiralbalun kann unter Verwendung von GaAs-MMIC-Technologie und zwei nebeneinanderliegenden spiralförmigen Mikrostreifenleitungen implementiert werden.

Der Mischer 50 weist einen RF-Anschluß 52 auf, der mit einer ersten Spiralbalun-Konstruktion gekoppelt ist, die dafür konfiguriert ist, als Leistungskombinator/Teiler 58 zu arbeiten. Der Leistungskombinator/Teiler 58 weist eine Vielzahl von Trennungswiderständen 62 und außerdem einen Trennwiderstand 64 auf. Zwei Anschlüsse des Leistungskombinators/Teilers 58 sind mit Massekontakten 80 gekoppelt. Durch jeweilige Widerstände 68 sind ein erster RF-Zwischenausgangsanschluß mit einem ersten antiparallelen Diodenpaar 70 und ein zweiter RF-Zwischenausgangsanschluß mit einem zweiten antiparallelen Diodenpaar 72 gekoppelt. Das erste antiparallele Diodenpaar 70 und das zweite antiparallele Diodenpaar 72 sind mit einem gemeinsamen Knoten gekoppelt. Der gemeinsame Knoten ist über einen Kondensator 74 mit einem Massekontakt 80 gekoppelt. Der gemeinsame Knoten ist außerdem mit einem ZF-Anschluß 56 gekoppelt. Ein Kondensator 78 koppelt den ZF-Anschluß 56 mit einem Massekontakt 80. Ein LO-Anschluß ist mit einem Eingang einer zweiten Spiralbalun-Konstruktion gekoppelt, die als ein 180-Grad-Hybrid 60 konfiguriert ist. Ein Anschluß des 180-Grad-Hybrids wird offen gelassen während ein anderer Anschluß mit dem Massakontakt 80 gekoppelt wird. Ein erster LO-Zwischenausgangsanschluß ist mit dem ersten antiparallelen Diodenpaar 70 gekoppelt, und ein zweiter LO-Zwischenausgangsanschluß ist mit dem zweiten antiparallelen Diodenpaar 72 gekoppelt. Der integrierte Mischerschaltkreis 50 weist eine Vielzahl von Kopplungskondensatoren 84, Massekontakten 80 und Bondkontakten 82 auf, wie es für die Produktion von integrierten Schaltkreisen üblich ist.

Gemäß einem Aspekt der Erfindung ist der Mischer 50 betriebsfähig, auf der Grundlage der ausgewählten Entwurfsparameter des Leistungskombinators/Teilers 58 und des 180-Grad-Hybrids 60 RF- oder Mikrowellenfrequenz-Signale im Bereich von etwa 20 GHz bis etwa 30 GHz zu empfangen. Ein LO-Signal kann an den LO-Anschluß übergeben werden, der die geradzahligen Oberschwingungen des LO-Signals mit den RF-Grundfrequenzen mischt. Ein Zwischenfrequenzsignal wird dann am ZF-Anschluß bereitgestellt. Das Zwischenfrequenzsignal kann dann gefiltert werden, um Signale unerwünschter geradzahliger Oberschwingungen zu entfernen. Das erwünschte Zwischenfrequenzsignal kann dann weiter demoduliert und verarbeitet werden, um die auf den RF-Träger aufmodulierte Information wiederherzustellen. Unter einem anderen Aspekt der Erfindung ist der Mischer 50 betriebsfähig, auf der Grundlage der ausgewählten Entwurfsparameter des Leistungskombinators/Teilers 58 und des 180-Grad-Hybrids 60 RF- oder Mikrowellenfrequenz-Signale im Bereich von etwa 37 GHz bis etwa 44 GHz zu empfangen. Man sollte anerkennen, daß die ausgewählten Parameter des Leistungskombinators/Teilers mit Spiralbalun-Konstruktion modifiziert werden können, um einen Breitbandbereich für Frequenzen bereitzustellen, die in Bereichen von etwa 1 GHz bis etwa 50 GHz liegen. Die oben erwähnten ausgewählten Parameter sind für einen Fachmann für Mischer-Schaltungsausführungen offensichtlich.

4 stellt einen auf einem integrierten Schaltkreis ausgebildeten Mischer 90 gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung dar. Der Mischer 90 verwendet einen phasengleichen Wilkenson-Leistungskombinator/Teiler 104 und kann in einem relativ breitbandigen Mikrowellenbereich (zum Beispiel etwa 50 GHz bis etwa 70 GHz, etwa 70 GHz bis etwa 80 GHz) arbeiten. Darum kann der Mischer 90 in Funkgeräten verwendet werden, die in unterschiedlichen Bändern innerhalb des breitbandigen Mikrowellenfrequenzbereichs arbeiten. Zum Beispiel kann ein Mischer, der in einem Breitband-Mikrowellenbereich von ungefähr 50 GHz bis etwa 70 GHz arbeitet, in einem Funkgerät verwendet werden, das in einem Band von 57–60 GHz arbeitet, und auch in einem Funkgerät, das in einem Band von 60–65 GHz arbeitet. Ein Mischer, der in einem Breitband-Mikrowellenbereich von etwa 70 GHz bis etwa 80 GHz arbeitet, kann in einem Funkgerät verwendet werden, das in einem Band von 70–74 GHz arbeitet und auch in einem Funkgerät, das in einem Band von 75–80 GHz arbeitet. Daher kann ein einziges Bauteil für Funkgeräte in unterschiedlichen Betriebsbändern verwendet werden.

Der Mischer 90 weist einen RF-Anschluß 98 auf, der mit einem Wilkenson-Leistungskombinator/Teiler 104 gekoppelt ist. Der Leistungskombinator/Teiler 104 weist einen Trennwiderstand (zum Beispiel 100 Ohm) auf. Durch entsprechende Widerstände 110 sind ein erster RF-Zwischenausgangsanschluß mit einem ersten antiparallelen Diodenpaar 112 und ein zweiter RF-Zwischenausgangsanschluß mit einem zweiten antiparallelen Diodenpaar 114 gekoppelt. Das erste antiparallele Diodenpaar 112 und das zweite antiparallele Diodenpaar 114 sind mit einem gemeinsamen Knoten gekoppelt. Der gemeinsame Knoten ist über einen Kondensator 92 mit einem Massekontakt 118 gekoppelt. Der gemeinsame Knoten ist außerdem mit einem ZF-Anschluß 102 gekoppelt. Ein Kondensator 94 koppelt den ZF-Anschluß 102 mit einem Massekontakt 118. Ein LO-Anschluß 100 ist mit einem Eingang einer Spiralbalun-Konstruktion gekoppelt, die als 180-Grad-Hybrid 106 konfiguriert ist. Ein Anschluß des 180-Grad-Hybrids wird offen gelassen, während der andere Anschluß mit einem Massekontakt 118 gekoppelt ist. Ein erster LO-Zwischenausgangsanschluß ist mit dem ersten antiparallelen Diodenpaar 112 gekoppelt und ein zweiter LO-Zwischenausgangsanschluß ist mit dem zweiten antiparallelen Diodenpaar 114 gekoppelt. Der integrierte Mischerschaltkreis 90 weist eine Vielzahl von Kopplungskondensatoren 116, Massekontakten 118 und Bondkontakten 120 auf, wie es bei der Produktion von integrierten Schaltkreisen üblich ist.

Gemäß einem Aspekt der Erfindung ist der Mischer 90 betriebsfähig, auf der Grundlage der ausgewählten Entwurfsparameter des Wilkenson-Leistungskombinators/Teilers 104 und des 180-Grad-Hybrids 106 RF- oder Mikrowellenfrequenz-Signale im Bereich von etwa 50 GHz bis etwa 70 GHz zu empfangen. Ein LO-Signal kann an den LO-Anschluß 100 übergeben werden, der die geradzahligen Oberschwingungen des LO-Signals mit den RF-Grundfrequenzen mischt. Ein Zwischenfrequenzsignal wird dann am ZF-Anschluß 102 bereitgestellt. Das Zwischenfrequenzsignal kann dann gefiltert werden, um unerwünschte geradzahlige Oberschwingungssignale zu entfernen. Das erwünschte Zwischenfrequenzsignal kann dann weiter demoduliert und verarbeitet werden, um die auf den RF-Träger aufmodulierte Information wiederherzustellen. Gemäß einem weiteren Aspekt der Erfindung ist der Mischer 90 betriebsfähig, auf der Grundlage der ausgewählten Entwurfsparameter des Wilkenson-Leistungskombinators/Teilers 104 und des 180-Grad-Hybrids 106 RF- oder Mikrowellenfrequenz-Signale im Bereich von etwa 70 GHz bis etwa 80 GHz zu empfangen. Man sollte anerkennen, daß die ausgewählten Parameter des Wilkenson-Leistungskombinators/Teilers 104 modifiziert werden können, um einen Breitbandbereich für Frequenzen bereitzustellen, die in Bereichen von etwa 50 GHz bis etwa 100 GHz liegen. Die oben erwähnten ausgewählten Parameter sind für einen Fachmann für Mischer-Schaltungsausführungen offensichtlich.

5 stellt eine Spiralbalun-Konstruktion 150 gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung dar, die dafür konfiguriert ist, als ein 3-dB-Leistungskombinator/Teiler zu arbeiten. Die Spiralbalun-Konstruktion 150 weist einen Mittelabgriff auf, der einen ersten Anschluß (1) bildet, der mit einer Signalquelle RFIN gekoppelt ist. Ein vierter Anschluß und einer fünfter Anschluß sind mit Masse verbunden. Ein Trennwiderstand R1 ist zwischen die Balunkonstruktion 150 geschaltet, um für eine angemessene Trennung für die Balunkonstruktion 150 zu sorgen. Ein zweiter Anschluß (2) stellt ein erstes RF-Zwischensignal bereit, und ein dritter Anschluß (3) stellt ein zweites RF-Zwischensignal bereit, wobei jeweils die halbe Leistung wie das RF-Eingangssignal RFIN haben und phasengleich zu ihm sind. Ein in reihe geschaltetes RC-Glied R2, C2 und R3 ist zwischen den zweiten Anschluß (2) und dem dritten Anschluß (3) gekoppelt, um das Leistungsvermögen der Balunkonstruktion 150 abzustimmen und für ein Breitband-Leistungsvermögen mit guter Rückflußdämpfung an allen Anschlüssen zu sorgen sowie für die Trennung zwischen dem zweiten und dritten Anschluß zu sorgen. Die Balunkonstruktion 150 ist als ein 3-dB-Leistungskombinator/Teiler konfiguriert, der auf der Grundlage von ausgewählten Parametern (zum Beispiel der Abmessungen der spiralförmigen Mikrostreifenleitung) der Spiralbalun-Konstruktion 150 innerhalb eines Breitbandbereich für Frequenzen arbeiten kann, die in Bereichen von etwa 1 GHz bis etwa 50 GHz liegen.

6 stellt einen 3-dB-Wilkenson-Leistungskombinator/Teiler 160 gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung dar. Ein Eingangsanschluß ist mit einer Signalquelle RFIN gekoppelt. Der Eingangsanschluß ist mit einem Mittenbereich einer im wesentlichen ovalen Konfiguration gekoppelt. Ein erster halbkreisförmiger Arm erstreckt sich vom Mittenbereich in eine erste Richtung und weist ein Ende auf, das einen ersten Ausgangsanschluß bereitstellt, und ein zweiter halbkreisförmiger Arm erstreckt sich vom Mittenbereich in eine zweite Richtung und weist ein Ende auf, das einen zweiten Ausgangsanschluß bereitstellt. Ein Trennwiderstand R4 ist zwischen den ersten Ausgangsanschluß und den zweiten Ausgangsanschluß geschaltet. Die Eingangsimpedanz des Wilkenson-Leistungskombinators/Teilers 160 beruht auf der Eingangsimpedanz des Wilkenson-Leistungskombinators/Teilers 160 selbst und dem ausgewählten Wert des Widerstands R4. Der Wilkenson-Leistungskombinator/Teiler 160 ist betriebsfähig, ein RF- oder Mikrowellen-Eingangssignal am Eingangsanschluß zu empfangen, und erzeugt ein erstes RF-Zwischensignal am ersten Ausgangsanschluß und ein zweites RF-Zwischensignal am zweiten Ausgangsanschluß, die jeweils die halbe Leistung wie das Eingangssignal RFIN haben und mit dem Eingangssignal RFIN phasengleich sind. Der Wilkenson-Leistungskombinator/Teiler 160 kann auf der Grundlage von ausgewählten Parametern (zum Beispiel Armlänge, Armdicke) des Wilkenson-Leistungskombinators/Teilers 160 innerhalb eines Breitbandbereichs von wesentlich hohen Frequenzen arbeiten, die in Bereichen von etwa 50 GHz bis etwa 100 GHz liegen.

7 stellt eine schematische grafische Darstellung einer Spiralbalun-Struktur 170 dar, die dafür konfiguriert ist, als ein 180-Grad-Hybrid gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung zu arbeiten. Ein fünfter Anschluß (5) ist mit einer LO-Signalquelle LOIN gekoppelt, während ein Mittelabgriff einen dritten Anschluß (3) bereitstellt, der mit Masse verbunden ist, und ein vierter Anschluß wird offen gelassen. Ein Trennwiderstand R5 ist zwischen die Spiralbalun-Konstruktion 170 geschaltet, um für angemessene Trennung für die Spiralbalun-Konstruktion 170 zu sorgen. Ein erster Anschluß (1) stellt über einen Widerstand R6 ein erstes Zwischen-LO-Ausgangssignal LOOUT1 bereit, das phasengleich mit dem LO-Eingangssignal LOIN ist. Ein zweiter Ausgangsanschluß (2) stellt über einen Widerstand R7 ein zweites Zwischen-LO-Ausgangssignal LOOUT2 bereit, der gegenüber dem LO-Eingangssignal LOIN und dem ersten Zwischen-LO-Ausgangssignal LOOUT1 um 180° phasenverschoben ist. Die Spiralbalun-Konstruktion 170 ist betriebsfähig, um einen 180-Grad-Hybriden bereitzustellen, der auf der Grundlage von ausgewählten Parametern (zum Beispiel der Abmessungen der spiralförmigen Mikrostreifenleitung) der Spiralbalun-Konstruktion 170 innerhalb eines Breitbandbereichs für Frequenzen arbeiten kann, die in Bereichen von etwa 1 GHz bis etwa 100 GHz liegen.

In Anbetracht der vorhergehenden strukturellen und funktionalen Merkmale, die oben beschrieben wurden, wird eine Verfahrensweise unter verschiedenen Aspekten der vorliegenden Erfindung mit Bezug auf 8 besser anerkannt. Wenngleich zum Zweck der Vereinfachung der Erklärung die Verfahrensweise von 8 so gezeigt und beschrieben ist, daß sie seriell ausgeführt wird, versteht es sich und ist anzuerkennen, daß die vorliegende Erfindung nicht durch die dargestellte Reihenfolge begrenzt wird, da einige Aspekte gemäß der vorliegenden Erfindung in anderer Reihenfolge als der hierin gezeigten und beschriebenen und/oder gleichzeitig mit anderen Aspekten auftreten können. Außerdem müssen nicht alle dargestellten Merkmale erforderlich sein, um eine Verfahrensweise gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung zu implementieren.

8 stellt eine Verfahrensweise zur Bereitstellung eines Zwischenfrequenzsignals durch Mischung eines RF-Eingangssignals mit einem LO-Signal gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung dar. Die Verfahrensweise beginnt bei 200, wo ein LO-Eingangssignal durch einen Mischer empfangen wird, zum Beispiel an einem LO-Anschluß des Mischers. Bei 210 wird das LO-Eingangssignal in ein erstes LO-Zwischensignal und ein zweites LO-Zwischensignal geteilt. Das erste LO-Zwischensignal ist mit dem LO-Eingangssignal phasengleich. Das zweite LO-Zwischensignal ist gegenüber dem LO-Eingangssignal und dem zweiten LO-Zwischensignal um 180° phasenverschoben. Das erste LO-Zwischensignal und das zweite LO-Zwischensignal können unter Verwendung eines 180-Grad-Phasenteilers, wie etwa eines 180-Grad-Hybrids, bereitgestellt werden. Die Verfahrensweise geht dann mit 220 weiter. Bei 220 wird ein RF- oder Mikrowellen-Signal empfangen, zum Beispiel an einem RF-Anschluß eines Mischers. Das RF- oder Mikrowellen-Signal kann in einem Hochfrequenz-Bandbereich liegen, wie etwa einem Bereich innerhalb von etwa 1 GHz bis etwa 100 GHz. Bei 230 wird das RF- oder Mikrowellen-Signal in ein erstes RF-Zwischensignal und ein zweites RF-Zwischensignal aufgeteilt. Das erste RF-Zwischensignal und das zweite RF-Zwischensignal haben jeweils die halbe Leistung wie das RF-Eingangssignal und sind phasengleich zu ihm. Das erste RF-Zwischensignal und ein zweites RF-Zwischensignal können durch Verwendung eines 3-dB-Leistungskombinators/Teilers bereitgestellt werden. Die Verfahrensweise geht dann mit 240 weiter.

Bei 240 werden das erste RF-Zwischensignal und das erste LO-Zwischensignal gemischt, zum Beispiel unter Verwendung eines Mischer-Bauelements, wie etwa eines ersten antiparallelen Diodenpaares. Das zweite RF-Zwischensignal und das zweite LO-Zwischensignal werden zum Beispiel unter Verwendung eines Mischer-Bauelements, wie etwa eines zweiten antiparallelen Diodenpaares, gemischt. Wenn die Mischer-Bauelemente antiparallele Diodenpaare sind, dann werden die geradzahligen Oberschwingungsfrequenzen der LO-Zwischensignale mit den RF-Zwischensignalen vermischt. Außerdem wird, da sowohl das erste als auch das zweite LO-Zwischensignale um 180° phasenverschoben ist, der Grundschwingungs-LO-Leckstrom am RF-Anschluß durch die phasengleiche Kombination der um 180° phasenverschobenen LO-Töne vermindert, die einander auslöschen und dadurch für eine starke LO/RF-Unterdrückung sorgen. Bei 250 werden die gemischten ersten und zweiten Zwischensignale kombiniert, um ein Zwischenfrequenzsignal bereitzustellen. Das Zwischenfrequenzsignal kann an einem ZF-Anschluß eines Mischers bereitgestellt werden.

Was oben beschrieben worden ist, weist beispielhafte Implementierungen der vorliegenden Erfindung auf. Es ist natürlich nicht möglich, zum Zweck der Beschreibung der vorliegenden Erfindung jede denkbare Kombination von Bauelementen oder Verfahrensweisen zu beschreiben, aber der Fachmann wird anerkennen, daß viele weitere Kombinationen der vorliegenden Erfindung möglich sind. Dementsprechend soll die vorliegende Erfindung alle derartigen Veränderungen, Modifikationen und Änderungen einzuschließen, die im Schutzbereich der beigefügten Ansprüche liegen.


Anspruch[de]
Breitbandmischer (12) zum Mischen von Signalen mit unterschiedlichen Frequenzen, wobei der Mischer (12) folgendes umfaßt:

einen Leistungsteiler (14), der ein Funkfrequenz-, FF, -Eingangssignal empfängt und ein erstes Zwischen-FF-Signal und ein zweites Zwischen-FF-Signal erzeugt, die phasengleich mit dem FF-Eingangssignal sind und einen Leistungspegel haben, der etwa die Hälfte des Leistungspegels des FF-Eingangssignals beträgt;

einen Phasenteiler (18), der ein Lokaloszillator-(LO-)Eingangssignal empfängt und ein erstes Zwischen-LO-Signal und ein zweites Zwischen-LO-Signal erzeugt, wobei das zweite Zwischen-LO-Signal bezüglich des ersten Zwischen-LO-Signals und des LO-Eingangssignals um 180° phasenverschoben ist; und

eine Mischstufe (16), die aus einem ersten antiparallelen Diodenpaar (D1, D2), das das erste Zwischen-FF-Signal mit dem ersten Zwischen-LO-Signal mischt, und einem zweiten antiparallelen Diodenpaar (D3, D4) besteht, das das zweite Zwischen-FF-Signal mit dem zweiten Zwischen-LO-Signal mischt, wobei das erste und zweite antiparallele Diodenpaar (D1, D2, D3, D4) mit einem gemeinsamen Knoten (49) gekoppelt sind, wobei die Mischstufe (16) die gemischten Zwischensignale kombiniert, um ein Zwischenfrequenz-(ZF-)Signal zu erzeugen, wobei das ZF-Signal am gemeinsamen Knoten (49) bereitgestellt wird.
Mischer (12) nach Anspruch 1, wobei der Mischer (12) ein Unterschwingungsmischer ist, so daß die geradzahligen Oberschwingungen der LO-Signale mit der Grundfrequenz der FF-Signale gemischt werden. Mischer (12) nach Anspruch 1, wobei der gemeinsame Knoten eine FF- und LO-Erdung bereitstellt. Mischer (12) nach Anspruch 3, wobei der gemeinsame Knoten über den Kondensator mit einer Erdung gekoppelt ist. Mischer (12) nach Anspruch 1, wobei der Leistungsteiler (42) entweder eine gewickelte Spiralbalun-Konstruktion, die als ein 3-dB-Leistungskombinator/Teiler konfiguriert ist, oder ein 3-dB-Wilkenson-Leistungskombinator/Teiler ist. Mischer (12) nach Anspruch 1, wobei der Mischer (12) eine Bandbreite in einem Frequenzbereich von einem der folgenden hat: etwa 20 GHz bis etwa 30 GHz, etwa 37 GHz bis etwa 44 GHz, etwa 50 GHz bis etwa 70 GHz und etwa 70 GHz bis etwa 80 GHz. Mischer (12) nach Anspruch 1, wobei der Phasenteiler (42) eine gewickelte Spiralbalun-Konstruktion ist, die als ein 180-Grad-Hybrid konfiguriert ist. Integrierte Schaltung, die den Mischer nach Anspruch 1 umfaßt. Funksystem, das den Mischer nach Anspruch 1 umfaßt.






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