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Beschreibung[de]

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Phasenrauschkompensation, insbesondere bei WCDMA-Signalen, und einen entsprechenden Messempfänger.

Ein Verfahren zum Abschätzen von Parametern wie des Frequenzversatzes, des Phasenversatzes, eines Zeitversatzes und von Verstärkungsfaktoren eines CDMA-Signals ist aus der DE 101 38 963 A1 bekannt. Das Verfahren benutzt die Hadamard-Transformation und ist daher numerisch relativ aufwendig. Eine Unterscheidung zwischen dem Rauschbeitrag des empfangenen Signals und dem Rauschbeitrag des Analogteils des Messempfängers findet nicht statt.

Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren zur Phasenkompensation, insbesondere bei WCDMA-Signalen, anzugeben, das eine Abschätzung des Eigenrauschanteils des Messempfängers ermöglicht und ohne größeren Aufwand implementiert werden kann, und einen entsprechenden Messempfänger zu schaffen.

Die Aufgabe wird bezüglich des Verfahrens durch die Merkmale des Anspruchs 1 und bezüglich des Messempfängers durch die Merkmale des Anspruchs 11 gelöst. Die Unteransprüche enthalten vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung.

Erfindungsgemäß werden zunächst die Phasenfehler für jedes Symbol ermittelt, in dem der reale Phasenwert des Symbols gemessen wird mit dem idealen Phasenwerts des Symbols verglichen wird. Erfindungsgemäß wird der Phasenfehler umso mehr korrigiert, je weniger der gemessene reale Phasenwert von dem idealen Phasenwert abweicht und umgekehrt der Phasenfehler umso weniger korrigiert, je weiter der gemessene reale Phasenwert von dem idealen Phasenwert abweicht. Dieser Vorgehensweise liegt die Erkenntnis zugrunde, dass kleine Phasenfehler tendenziell eher von internen Komponenten insbesondere des Analogteils des Messempfängers verursacht werden. Diese sind in hohem Maße zu korrigieren, um zu vermeiden, dass diese Phasenfluktuationen das Messergebnis beeinflussen. Relativ große Phasenfehler hingegen kommen nur mit sehr geringer Wahrscheinlichkeit von internen Komponenten, insbesondere dem lokalen Oszillator des Analogteils des Messempfängers, sondern stammen mit hoher Wahrscheinlichkeit von dem zu vermessenden Messobjekt. Diese Phasenfehler sollten möglichst wenig korrigiert werden, um zu vermeiden, dass die Kompensation das Messergebnis des Messobjekts verfälscht. Die wesentliche interne Störgröße des Messempfängers ist der lokale Oszillator in der Mischerstufe des Analogteils. Das von diesem erzeugte Phasenrauschen ist in der Regel gausverteilt, d.h. geringe Phasenfluktuationen des Oszillatorsignals sind relativ häufig, größere Phasenfluktuationen treten jedoch relativ selten auf.

Der Erfindung liegt nun die Idee zugrunde, nicht alle Phasefehler gleichmäßig zu behandeln, d.h. nicht alle Phasenfehler vollständig zu kompensieren, sondern die Phasenfehler nur entsprechend ihrer Auftrittswahrscheinlichkeit zu korrigieren. Dies führt dazu, dass geringe Phasenfehler, die mit hoher Wahrscheinlichkeit von dem internen Lokaloszillator herrühren, fast vollständig kompensiert werden, größere Phasenfehler jedoch, die nur mit sehr geringer Wahrscheinlichkeit von dem internen Oszillator und mit hoher Wahrscheinlichkeit von dem zu vermessenden Messobjekt herrühren, jedoch relativ wenig bzw. bei größeren Abweichungen so gut wie gar nicht mehr kompensiert werden. Auf diese Weise wird erreicht, dass im Wesentlichen nur die von den internen Komponenten, insbesondere dem analogen Oszillator herrührende Phasenfehler kompensiert werden, nicht jedoch die Phasenfehler des Messobjekts, die gerade gemessen werden sollen.

Es ist vorteilhaft, die Wahrscheinlichkeitsdichte-Funktion des Phasenfehlers zu ermitteln und dann jeden Phasenfehler genau um das Maß zu korrigieren, dass der Wahrscheinlichkeit des Auftretens dieses Phasenfehlers proportional ist. Tritt ein bestimmter Phasenfehler beispielsweise mit einer Wahrscheinlichkeit von 90% auf, so wird der ermittelte Phasenfehler z.B. um den Faktor 0,9 kompensiert, d.h. der gemessene Phasenwert wird bis auf 10% an den idealen Phasenwert herangeführt. Tritt der gemessene Phasenfehler jedoch gemäß der Wahrscheinlichkeitsdichte-Funktion nur mit einer Wahrscheinlichkeit von beispielsweise 10% auf, so wird dieser z.B. nur mit dem Faktor 0,1 kompensiert, d.h. es wird so gut wie keine Korrektur vorgenommen.

Zusätzlich zu der Bewertung der Wahrscheinlichkeit des Auftretens des Phasenfehlers kann noch eine Tiefpassfilterung vorgenommen werden. Die Tiefpassfilterung ergibt sich automatisch, wenn es sich bei dem zu messenden Digitalsignal um einen codegespreiztes CDMA-Signal handelt, das entspreizt werden muss. Die bei der Entspreizung entstehende Mittelung über mehrere Chips zur Gewinnung eines Symbol-Werts entspricht dann einer Tiefpassfilterung. Dies ist insofern vorteilhaft, als das Spektrum des Phasenrauschens des lokalen Oszillators, welcher die hauptsächliche interne Rauschquelle darstellt, um das Träger-Signal herum verteilt ist und nur in der Nähe des Träger-Signals mit hoher Amplitude auftritt. Die Tiefpassfilterung im Basisband entspricht dann einer Bandpassfilterung um die Mittenfrequenz des Trägersignals des lokalen Oszillators, was dazu führt, dass spektrale Komponenten, die relativ weit von dem Trägersignal beabstandet sind, nicht mehr korrigiert werden. Dies ist sinnvoll, denn diese sprektralen Rauschkomponenten mit großer Entfernung von dem Trägersignal stammen mit hoher Wahrscheinlichkeit nicht von dem lokalen Oszillator, sondern von dem zu vermessenden Messobjekt.

Die Korrektur kann in einem digitalen Signalprozessor dadurch vorgenommen werden, dass zunächst das codegespreizte digitale CDMA-Signal entspreizt wird, dann der Phasenfehler und die zugehörigen Kompensationswerte ermittelt werden und schließlich ein digitaler Oszillator so angesteuert wird, dass das von ihm erzeugte Signal nach Multiplikation mit dem Messsignal die gewünschte Kompensation ergibt.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung wird nachfolgend unter Bezugnahme auf die Zeichnung näher erläutert. In der Zeichnung zeigen:

1 ein Blockschaltbild eines Empfängers, der für die Erfindung verwendet werden kann;

2 wesentliche Fehlergrößen des analogen Empfangsteils;

3 die Schätzung und Kompensation der Empfängerfehler;

4 ein Blockschaltbild für die Kompensation des Phasenrauschens;

5 das Spektrum eines Lokaloszillators mit starkem Phasenrauschen;

6 ein Konstellationsdiagramm des verrauschten Empfangssignals einschließlich dem Rauschen des lokalen Oszillators;

7 das Spektrum des Phasenrauschens nahe am Träger und das korrigierte Signal;

8 die Wahrscheinlichkeitsdichteverteilung des Phasenfehlers;

9 die Tiefpasscharakteristik des Mittelungsfilters;

10 den Phasenfehler der Pilotsymbole, die berechneten Korrekturwerte und den Phasenfehler des korrigierten Signals;

11 die Amplitude der Phasenfehler des Empfängers, die berechneten Korrekturwerte und den Phasenfehler des korrigierten Signals,

12 ein Vergleich der EVM-Werte eines empfangenen Signals mit den EVM-Werten des tatsächlich gesendeten Signals,

13 ein detailliertes Blockschaltbild des Digitalteils des Empfängers mit der Kompensation und

14 ein Diagramm zur Erläuterung der Mittelung.

In Messempfängern können über eine Messhardware Signale empfangen und demoduliert werden. Hierbei soll das Signalqualität und mögliche Fehler eines gesendeten Signals eines Testobjektes (DUT – device under test) bewertet werden. Der in 1 dargestellte Empfänger 1 besteht aus einem analogen Empfangsteil 2, einem Analog/Digital-Wandler 3 und einem Signalverarbeitungsprozessor 4 zur Verarbeitung der empfangenen Daten. Der analoge Empfangsteil 2 besteht aus einem Vorverstärker 5, einem Mischer 6 zur Mischung mit dem Oszillatorsignal eines lokalen Oszillator 7 und einem Bandpass 8 auf der Zwischenfrequenzebene 9.

Ein wichtiger Parameter zur Charakterisierung eines Signals ist der Messwert des „Error Vector Magnitude" im folgenden EVM genannt. Dieser beschreibt die Abweichung eines gesendeten Signals Ssent von einem idealen Signals Sideal. Der EVM-Wert des ausgewerteten Signals beschreibt nicht nur die Eigenschaften des empfangenen Signals, sondern enthält auch die durch den Empfänger 1 eingebrachten Störgrößen. Die Störungen kommen in erster Linie vom analogen Empfangsteil 2 und setzen sich wesentlich aus den folgenden Anteilen zusammen:

Phasenrauschen &Dgr;&phgr;(t) des lokal Oszillators 7, Frequenzablage &Dgr;&ohgr;(t) des lokal Oszillators 7, Amplitudenrauschen n(t) des Empfangsverstärkers 5, Mischers 6 und Bandpasses 8 sowie Abweichung der Abtastrate &dgr;{t-k(T-&Dgr;&tgr;)-&egr;} des Analog/Digital-Wandlers 3.

Diese Störgrößen sind in 2 veranschaulicht. Das Phasenrauschen &Dgr;&phgr;(t) des lokalen Oszillators 7 wird in dem Störgrößenmodell in dem Multiplizierer 10 und die Frequenzablage &Dgr;&ohgr;(t) des lokalen Oszillators 7 wird in dem Multiplizierer 11 zugesetzt. Das Amplitudenrauschen n(t) wird in dem Addierer 12 addiert und die Abweichung der Abtastrate wird in dem Multiplizierer 13 berücksichtigt.

Diese durch den Empfänger 1 verursachte Abweichung des empfangenen Signals Sreceived vom gesendeten Signal Ssent beeinflusst das Messergebnis der EVM-Werte und muss während der Demodulation im digitalen Signalprozessors 4 berücksichtigt und kompensiert werden. Dazu ist es notwendig, die Fehlerparameter zu ermitteln und anhand dieser Parameter die Empfängerfehler zu kompensieren.

Dies ist in 3 veranschaulicht. Nach der Kompensation der zeitliche Drift &egr; und des Versatzes &Dgr;&tgr; der Abtastrate im Block 20 erfolgt im Block 21 die Kompensation des Frequenzversatzes &Dgr;&ohgr;. Anschließend erfolgt im Block 22 die erfindungsgemäße Kompensation des Phasenrauschens &Dgr;&phgr;(t), bevor im Block 23 die Demodulation und die Reduktion des Gauß-Rauschens erfolgt.

Nach der Kompensation der Empfängerfehler kann aus dem korrigierten Signal im Block 24 ein ideales Referenzsignal Sideal zur Berechnung des EVM-Wertes abgeleitet werden. Je besser hierbei die Einflüsse des Empfängers 1 kompensiert sind, desto genauer ist das angezeigte Messergebnis des Empfängers 1. Von den in 3 aufgeführten Blöcken 2023 zur Kompensation der Empfängerfehler soll hier nur der dritte Block 22 zur Kompensation des Phasenrauschens &Dgr;&phgr;(t) des Lokaloszillators 7 betrachtet werden. Die dieser Kompensation zugrunde liegenden Schätz- und Kompensationsalgorithmen sind Gegenstand der vorliegenden Anmeldung.

Das Phasenrauschen eines Messempfängers zur Demodulation von Vektor-Signalen soll kompensiert werden. Nach der Kompensation soll der Eigenanteil des Phasenrauschens des Messempfängers 1 spürbar gesenkt werden. Das Verfahren soll für den Empfang und die Auswertung von WCDMA-Signalen genutzt werden

Hierzu wird das statistische Verhalten des Phasenrauschens des Messempfängers 1 ermittelt. Die Wahrscheinlichkeitsdichtefunktion des gemessenen Phasenfehlers ergibt üblicherweise eine Normalverteilung nach Gauß, die in 8 dargestellt ist. Die Standardabweichung &sgr; dieser Glockenkurve wird bestimmt und als Korrekturparameter für das Phasenrauschen des Empfängers 1 genutzt. Da das Phasenrauschen des Empfängers 1 bandbegrenzt ist, soll auch nur das Rauschen innerhalb einer Bandbreite nahe am Träger kompensiert werden. Hierbei ist zu beachten, dass Phasenrauschen, welches von einem zu vermessenden Signal des Messobjekts (DUT) kommt, nicht kompensiert werden darf. Die Unterscheidung, ob der Rauschanteil vom Messobjekt (DUT) oder vom Empfänger 1 selber kommt, wird hier anhand der Bandbreite und der Wahrscheinlichkeitsdichtefunktion des Rauschens vorgenommen.

Wie in 4 gezeigt, wird das empfangene WCDMA-Signal im Block 30 entwürfelt und die Pilotsymbole werden im Block 31 entspreizt. Durch den Vorgang des Entspreizens wird ein Mittelungsfilter gebildet, dessen Länge vom Spreizfaktor des Pilotkanals (SF = 256) abhängt. Dieses führt gleichzeitig zu einer Tiefpassfilterung. Aus den so gewonnen Pilotsymbolen kann der Phasenfehler der durch das Phasenrauschen des lokalen Oszillators 7 erzeugt wurde, im Block 32 ermittelt werden.

Zur Berechnung des Korrekturwertes wird dieser Fehler im Block 33 mit der Wahrscheinlichkeitsdichtefunktion des Phasenrauschens gewichtet. Anschließend wird durch lineare Interpolation das Phasenprofil für einen numerischen Oszillator (NCO) und die Werte des numerischen Oszillators im Block 34 (NCO) berechnet. Mit Hilfe des numerischen Oszillators (NCO) kann nun das Phasenrauschen des WCDMA-Signals im Block 35 kompensiert werden.

Zur Demodulation von vektormodulierten Signalen ist die Messung des „Error Vector Magnitude" (EVM) eine wichtige Größe. Für eine genaue messtechnische Erfassung der Messgröße EVM ist es wichtig, dass das empfangene Signal durch das Eigenrauschen des Empfängers 1 so gering wie möglich beeinflusst wird. Ist das Eigenrauschen des Messempfängers 1 größer oder gleich dem Rauschen des zu messenden Objektes (DUT), so wird das Messergebnis verfälscht. Die Rauschanteile eines Messempfängers 1 können in Phasenrauschen &Dgr;&phgr;(t) und Amplitudenrauschen n(t) unterteilt werden. Bei Messempfängern mit einem stark rauschbehaftetem Lokaloszillator 7 überwiegt der Anteil des Phasenrauschens. Um diesen Anteil des Rauschens zu kompensieren, muss er zunächst erfasst und anschließend in einem Fehlermodell berücksichtigt und korrigiert werden.

Das Phasenrauschen des Empfängers 1 wird in erster Linie durch das Phasenrauschen des lokalen Oszillators 7 des Empfängers 1 charakterisiert. Dieses ist für den gewählten Oszillator charakteristisch. Im Frequenzbereich äußert es sich als ein Spektrum, dass mit steigendem Abstand zur Träger-Frequenz abfällt, wie dies in 5 gezeigt ist. Zur Charakterisierung dieses Spektrums wird üblicherweise die Leistung bezogen auf die Trägerleistung (dBc) der Spektrallinien in einem bestimmten Abstand zum Träger 36 angegeben.

Aus 5 ist ersichtlich, dass die Amplitude des Phasenrauschens für niedrige Frequenzen relative groß und für größere Frequenzablagen relative klein ist. Die Phasenrauschleistung innerhalb eines Trägerabstandes von ±5 kHz ist mit –20 dBc am größten. Für die Genauigkeit einer EVM-Messung ist die Amplitude des Phasenrauschens ausschlaggebend. So ist es das Ziel, das Phasenrauschen des lokalen Oszillators 7 in der Nähe des Trägers zu korrigieren.

Die empfangenen Symbole Sreceived werden durch das Phasenrauschen des lokalen Oszillators 7 von ihren idealen Konstellationspunkten ausgelenkt, was in 6 dargestellt ist. Die Standardabweichung der Phase von einem idealen QPSK Konstellationsdiagramm beträgt hier ca. 6 Grad. Dieses führt zu einer Verschlechterung des EVM-Wertes durch den analogen Empfänger. Die Verschlechterung des EVM-Wertes durch das eigene Phasenrauschen beträgt hier ca. 12%. Da in der Praxis Signale mit einem EVM-Wert von bis zu wenigstens 8% vermessen werden sollen, ist dieser Wert für die Eigenstörung des Geräts viel zu groß.

Die idealen Konstellationspunkte sind in 6 mit dem Bezugszeichen 70a, 70b, 70c und 70d versehen. Das Phasenrauschen führt nun zu einem Phasenfehler. In 6 sind beispielhaft ein Fall eines relativ kleinen Phasenfehlers &Dgr;&phgr;1 und der Fall eines relativ großen Phasenfehlers &Dgr;&phgr;2 dargestellt. Dargestellt sind außerdem die zugehörigen Kompensationswerte &phgr;comp,1 und &phgr;comp,2. Diese werden anhand der Wahrscheinlichkeitsdichte-Funktion, welche in 8 dargestellt ist, ermittelt. Bei der in

8 dargestellten Wahrscheinlichkeitsdichte-Funktion handelt es sich um die Gaussverteilung. Beträgt &Dgr;&phgr;1 beispielsweise ca. 3°, so beträgt die zugehörige Auftrittswahrscheinlichkeit 90%. Der zugehörige Kompensationswert &phgr;comp,1 ist nun proportional zu dieser Auftrittswahrscheinlichkeit. Es gilt in diesem Beispiel &phgr;comp,1 = 0,9·&Dgr;&phgr;1.(1)

Der Phasenfehler &Dgr;&phgr;1 wird also zu 90% kompensiert.

Beträgt der Phasenfehler &Dgr;&phgr;2 beispielsweise ca. 13°, so ist die zugehörige Auftrittswahrscheinlichkeit 10%. Es ergibt sich somit ein Kompensationswert von &phgr;comp,2 = 0,1·&Dgr;&phgr;2.(2)

Während der relativ kleine Phasenfehler &Dgr;&phgr;1 somit zu 90% kompensiert wird, wird der relativ große Phasenfehler &Dgr;&phgr;2 nur zu 10% kompensiert. Kleine Phasenfehler, die mit hoher Wahrscheinlichkeit von den internen Komponenten des Analogteils des Messempfängers 1, insbesondere von dem lokalen Oszillator 7 herrühren, werden daher fast vollständig kompensiert, während relativ große Phasenfehler, die mit hoher Wahrscheinlichkeit nicht von den internen Komponenten des Messempfängers 1, sondern von dem Messobjekt DUT herrühren, kaum kompensiert werden. Das Phasenrauschen des Messobjekts DUT bleibt für die Auswertung daher fast vollständig erhalten.

Um den Einfluss des Phasenrauschens des Empfängers 1 auf das empfangene Signal zu minimieren, kann dieses leicht kompensiert werden, wenn man das statistische Verhalten des Rauschens kennt. Hierbei ist zu beachten, dass der Kompensationsalgorithmen Signalverzerrungen des tatsächlich gesendeten Signals nicht kompensiert. Über das Phasenrauschverhalten ist bekannt, dass es bandbegrenzt ist. Daraus folgt, dass eine Kompensation der Phasenfehler auch nur in einem begrenzten Frequenzbereich erfolgen sollte. 7 zeigt die Unterdrückung des Phasenrauschens durch eine Phasenrauschkompensation des empfangenen Signals. In einem Frequenzbereich von 0.5 bis 5 kHz Frequenzablage konnte hier eine mittlere Dämpfung des Phasenrauschens von 7 dB erreicht werden. Dieses führt zu einer Verbesserung des geräteeigenen EVM-Wertes von 12% auf 5%. Phasenrauschen außerhalb dieser Frequenzablage kommt nicht vom lokalen Oszillator 7 des Empfängers 1, sondern vom Testsignal und darf deshalb nicht kompensiert werden.

Der Phasenfehler des Signals des lokalen Oszillators 7 ist normal verteilt. Die Standardabweichung des Phasenfehlers ist 6 Grad, was in 8 dargestellt ist. Die Wahrscheinlichkeit des Auftretens eines Phasenfehlers kann ebenfalls bei der Korrektur eines Phasenfehlers berücksichtigt werden. Phasenfehler die kleiner als die Standardabweichung sind, kommen mit hoher Wahrscheinlichkeit vom Messempfänger 1 selbst und können kompensiert werden. Die Phasenfehler die außerhalb der Standardabweichung liegen, kommen mit hoher Wahrscheinlichkeit vom empfangenen Signal und dürfen nicht oder nur zu einem geringfügigen Anteil kompensiert werden.

Zur Kompensation des Phasenrauschens wird, wie in 4 gezeigt, das empfangene WCDMA-Signal entwürfelt, die CPICH-Pilotsymbole entspreizt. Anschließend wird der Phasenfehler geschätzt und die Korrekturwerte zur Kompensation des Phasenfehlers werden berechnet. Anhand der Korrekturwerte wird dann ein numerisch gesteuerter Oszillator (NCO) berechnet, mit dem abschließend das Phasenrauschen kompensiert wird.

In einem empfangenen WCDMA-Signal liegen die gespreizten Daten als „Chips" vor. Die Chiprate beträgt z. B. 3.84 MHz. Um ein Breitbandsignal zu erhalten und um die Information der Kennung einer Basisstation mit zu übertragen, sind diese Daten „verwürfelt" (scrambled data). Für die Bestimmung der CPICH-Symbole muß diese Verwürfelung aufgehoben werden. Das Signal wird dazu im Block 30 mit einem passenden Scrambling Code entwürfelt.

In einem WCDMA-Signal werden in einem ausgewählten Codekanal (CPICH) Pilotsymbole gesendet, deren Phasenlage bekannt ist. Zum Demodulieren dieser Symbole muß das Signal mit einem bekannten Spreizcode entspreizt werden. Das Entspreizen eines Symbols ist im Wesentlichen eine Skalarproduktbildung aus Spreizcode und dem empfangenen Signal. Diese Bildung des Skalar-Produkts führt zu einer Mittelung des Phasenrauschens des empfangenen Signals über die Länge des skalaren Produktvektors (N = 256).

Diese Mittelung führt zu einer Tiefpassfilterung durch eine si-Funktion, was in 9 gezeigt ist. Anhand des Spreizfaktors (SF = N = 256), und der Chiprate von 3.84 MHz, kann die Pilotsymboldauer zu 66.6 &mgr;s bestimmt werden. Die Filterkurve im Frequenzbereich entspricht somit einer si-Funktion mit den Nullstellen bei 15 kHz und einer 3 dB Eckfrequenz von ca. 6 kHz.

Die durch die Entspreizung hervorgerufene Tiefpassfilterung bewirkt, dass spektrale Komponenten des Rauschspektrums in der Nähe der Trägerfrequenz des lokalen Oszillators 7 wesentlich stärker in die Phasenkorrektur einbezogen werden, als spektrale Komponenten im großen Abstand zu der Trägerfrequenz. Da das Rauschspektrum des lokalen Oszillators 7 aber im Wesentlichen um die die sich in größerem spektralen Abstand zur Trägerfrequenz befinden, in der Regel von dem Messobjekt DUT herrühren, hat die Tiefpassfilterung zur Folge, dass der Rauschanteil des lokalen Oszillators 7 wesentlich stärker in die vorstehend beschriebene Phasenfehlerkompensation einbezogen wird, als der Rauschanteil des Messobjekts DUT. Die vorstehend beschriebene Maßnahme der Phasenkompensation in Abhängigkeit von der Auftrittswahrscheinlichkeit des Phasenfehlers und die durch die Entspreizung entstehende Tiefpassfilterung ergänzen sich also gegenseitig.

Da die Phasenlage der gesendeten Pilotsymbole bekannt ist, kann der Phasenfehler der Pilotsymbole leicht aus der Phasenabweichung des empfangenen Pilotsymbols zu einer erwarteten idealen Phaselage berechnet werden: &Dgr;&phgr;k = phase(Pilotk) – phase(1 + j) k ∈ [0 ... K – 1](4)

Mit Hilfe der Standardabweichung &sgr; des Phasenrauschens und dem bestimmten Phasefehler &Dgr;&phgr;k der empfangenen Pilotsymbolen wird eine Korrekturkurve für den Phasenfehler berechnet. Hierzu wird der Wert des Phasenfehlers mit dem Wert der Wahrscheinlichkeitsdichtefunktion gewichtet.

Die korrigierte Phase des empfangenen Signals ergibt sich als die Differenz aus dem Symbolphasenfehler des empfangenen Signals und dem Kompensationswert. &phgr;corrected(k) = &Dgr;&phgr;(k) – &phgr;comp(k) k ∈ [0...K – 1] K → NmbOfPilots(6)

Die Gewichtung des Phasenfehlers mit einer Gauss-Verteilungsfunktion stellt sicher, dass nur die Phasenabweichungen kompensiert werden, die mit großer Wahrscheinlichkeit vom Messempfänger kommen. Phasenfehler, die groß bezogen auf die Standartabweichung &sgr; sind, werden entsprechend wenig kompensiert, da es sich hier mit hoher Wahrscheinlichkeit um ein Verhalten des Testsignals und nicht das Verhalten des Messempfängers handelt. Phasenabweichungen die klein bezogen auf die Standardabweichung des Phasenfehlers sind, kommen mit großer Wahrscheinlichkeit vom Messempfänger 1 und werden entsprechen stark kompensiert.

Dies ist in 10 veranschaulicht. Es zeigt sich, dass für große Phasenfehler, der Korrekturwert (Kurve 41) gegen 0 strebt, und somit der Phasenfehler des empfangenen Signals (Kurve 40) mit dem des korrigierten Signals (Kurve 42) übereinstimmt und das Messergebnis nicht durch die Kompensation verfälscht wird. Für kleine Phasenfehler, die im Bereich hoher Phasenrauschwahrscheinlichkeit des Empfängers liegen, wird das Phasenrauschen des Empfängers weitgehend kompensiert.

Dadurch ist gewährleistet, dass durch die Korrektur ein Phasenfehler des Messobjekts (DUT) vom Eigenrauschen des Empfängers unterschieden werden kann. Ein durch das Messobjekt hervorgerufener Phasenfehler wird nicht wegkorrigiert. Lediglich der Einfluss des eigenen Phasenrauschens des Empfängers 1 wird reduziert. Der Phasenfehler des Messobjekts beeinflusst direkt den Messwert EVM und muss daher so genau wie möglich für das Messobjekt bestimmt werden. Der Einfluss des Messempfängers 1 wird hierbei so gering wie möglich gehalten.

Nach der Bestimmung der Korrekturwerte zur Kompensation des Phasenrauschens für die Pilotsymbole wird ein kontinuierliches Phasenprofil berechnet, mit dem das empfangene Signal so kompensiert werden kann, dass sich der Einfluss des Phasenrauschens auf das EVM minimiert. Die Korrekturwerte liegen jedoch nur an den Symbolzeitpunkten der Pilotsymbole vor. Um zu einem kontinuierlichen Phasenkompensationsprofil zu gelangen, werden diese Korrekturwerte stückweise linear interpoliert. Hierbei ist zu beachten, dass das Integral über die Korrekturphase dem Wert des zu korrigierenden Symbolphasenwertes entspricht.

Das stückweise lineare Phasenprofil ist durch die folgende Parameter charakterisiert:

fk
– lineare Anstieg des Phasenprofils
&phgr;k
– Anfangswert des linearen Phasenprofils
K
– Zahl der Pilotsymbole
SF
– Spreizfaktor der Pilotsymbole (SF = 256)
T
– Dauer eines Pilotsymbols in chips (T = 256 chips)
&phgr;chip(t)
– stückweise lineares Phasenprofil
&phgr;k – &phgr;comp(k)
SF = 2cc = 28 = 256 k ∈ [0 ... K – 2] K → NmbOfPilots f0 = 0; fK = 0;

Wird basierend auf dieser Berechnung ein typisches Phasenprofil (Kurve 60 in 11) kompensiert (Kurve 61 in 11) so ist ersichtlich, dass sich die Amplitude der Phasenfehler verringert aber aufgrund der Gewichtung mit der Wahrscheinlichkeitsdichtefunktion nicht vollständig kompensiert wird. Phasenfehler mit hohen Frequenzen werden aufgrund des Mittelungsfilters nicht kompensiert.

Mit dem so gewonnen Phasenprofil zur Kompensation des Phasenrauschens, wird ein numerisch berechnetes Oszillatorsignal erzeugt, mit dem das empfangene Signal Sreceived komplex multipliziert wird, um das korrigierte Signal Scorrected (Kurve 62 in 11) zu erhalten. Scorrected = Sreceived·exp{–j·&phgr;chip(t)}(8)

Die statistische Auswertung in 12 zeigt, dass die beschrieben Methode zur Reduktion der Einflüsse des Phasenrauschens auf das EVM tatsächlich funktioniert. Hierzu wurden Testsignale (DUT – Signale) mit verschiedenen EVM-Werten erzeugt. Es kann gezeigt werden, dass ohne Kompensation des Phasenrauschens (Kurve 51), die EVM-Werte oberhalb der tatsächlichen EVM Werte Referenzkurve 50 liegen. Wird die Phasenkompensation eingeschaltet, so liegen die angezeigten EVM Werte (Kurve 52) relative gut auf der blauen Referenzkurve. Zu Abweichungen kommt es erst unterhalb eines EVM-Werts, der sich bei einem Phasenrauschen gleich dem Eigenrauschen des Empfängers 1 ergibt.

Zum besseren Verständnis der Erfindung zeigt 13 ein Ausführungsbeispiel eines Blockschaltbilds der erfindungsgemäßen Funktion des digitalen Signalprozessors 4, wobei darauf hingewiesen wird, dass der digitale Signalprozessor 4 neben den erfindungsgemäßen Funktionen auch noch eine Vielzahl anderer Funktionen hat, auf die hier nicht eingegangen wird.

An den Analog/Digital-Wandler 3 schließt sich ein erster digitaler Mischer bzw. Multiplizierer 80 an, der das von dem Analog/Digital-Wandler 3 auf Zwischenfrequenzebene erzeugte Digitalsignal durch Multiplikation mit einem von einem ersten numerisch gesteuerten Oszillator 81 erzeugten Oszillatorsignal in das Basisband mischt. Dort wird zunächst eine Frequenzkompensation vorgenommen, indem das codegespreizte CDMA-Signal in der Einheit zum Entspreizen 82 entspreizt wird. Anschließend erfolgt in einer Einheit zur Frequenzschätzung 83 eine Schätzung des Frequenzversatzes &Dgr;f. In Abhängigkeit von dem Frequenzversatz &Dgr;f wird ein Steuersignal erzeugt, welches einen zweiten numerisch steuerbaren Oszillator 84 ansteuert. Die Ansteuerung erfolgt dabei so, dass der zweite numerisch gesteuerte Oszillator 84 ein Oszillatorsignal erzeugt, welches durch Mischung mit dem Basisbandsignal in dem Multiplizierer 84 ein frequenzkorrigiertes Basisbandsignal erzeugt, bei welchem der Frequenzversatz &Dgr;f kompensiert ist.

Anschließend erfolgt die erfindungsgemäße Kompensation des Phasenversatzes &Dgr;&phgr;. In einer zweiten Einheit zum Entspreizen 86 wird das digitale CDMA-Signal wiederum entspreizt und der Phasenfehler &Dgr;&phgr; in der Einheit 87 ermittelt. In der Einheit 88 werden die entsprechenden Kompensationswerte &Dgr;&phgr;comp erzeugt, welche einen dritten numerisch steuerbaren Oszillator 89 ansteuern. Die Ansteuerung erfolgt dabei so, dass das Basisbandsignal durch Multiplikation mit dem Oszillatorsignal des dritten numerisch steuerbaren Oszillators 89 in einem Mischer 90 bezüglich des Phasenfehlers kompensiert wird. Der dritte numerisch steuerbare Oszillator 89 ist kein Oszillator in dem Sinne, dass dieser ein zyklisch oszillierendes Signal erzeugt. Von dem dritten numerisch steuerbaren Oszillator 89 wird vielmehr ein Phasensignal erzeugt, welches um Null herum schwankt. Ist das Signal negativ, so werden positive Phasenfehler kompensiert. Ist das Signal positiv, werden negative Phasenfehler in dem Multiplizierer 90 kompensiert.

14 veranschaulicht den in der Formel (7) angegebenen Sachverhalt der Interpolation des Phasenprofils. Die Kompensationswerte &phgr;k = &phgr;comp(k) werden nur für die Symbolzeitpunkte ermittelt. Für die dazwischen liegenden Chipzeitpunkte müssen die Kompensationswerte der Symbole interpoliert werden. Dabei wäre es zunächst naheliegend, entsprechen der Kurve 100 unmittelbar linear zwischen den Symbolkompensationswerten zu interpolieren. Sinnvollerweise sollte aber der Mittelwert des Interpolationsintervalls bzw. das numierte Integral über das Integrationsintervall gerade dem korrigierten Phasenwerts zum Symbolzeitpunkt entsprechen. Es ist daher sinnvoll, die Interpolationsgrenzen entsprechend der Kurven 101 so zu verschieben, dass die Intervallgrenzen zwischen den Symbolwerten liegen. Dies wird in der Formel (7) durch den Summanden T8(fk – fk+1) erreicht.

Die Erfindung ist nicht auf das dargestellte Ausführungsbeispiel beschränkt. Der digitale Signalprozessor 4 kann auch anders als in der 13 dargestellt aufgebaut sein. Es ist nicht unbedingt nötig die Wahrscheinlichkeitsdichte-Funktion als Grundlage für das Maß der Korrektur des Phasenfehlers zu verwenden. Grundsätzlich ist es auch möglich, ein hartes Entscheidungskriterium zu verwenden, in dem unterhalb eines vorgegebenen Schwellwerts der Phasenfehler vollständig korrigiert wird und oberhalb des Schwellwerts keine Korrektur des Phasenfehlers erfolgt. Diese harte Entscheidungsschwelle kann auch durch mehrere Entscheidungsschwellen ersetzt werden, so dass sich eine abgestufte Phasenkorrektur ergibt. Die abgestufte Vorgehensweise hat gegenüber der kontinuierlichen Berechnung unter Verwendung der Wahrscheinlichkeitsdichte-Funktion entsprechend der Formel (5) den Vorteil eines geringeren Rechenaufwands, jedoch den Nachteil relativ harter Übergänge. Wird nur eine Entscheidungsschwelle verwendet, so ist es sinnvoll diese bei der Standardabweichung &sgr; der Wahrscheinlichkeitsdichte-Funktion anzusetzen.


Anspruch[de]
Verfahren zur Kompensation von Phasenrauschen in einem digitalen Signal,

wobei der Phasenfehler (&Dgr;&phgr;k) für jedes Symbol ermittelt wird, indem der reale Phasenwert (phase(Pilotk)) des Symbols gemessen wird und mit den idealen Phasenwert (phase(1 + j)) des Symbols verglichen wird und

wobei der Phasenfehler (&Dgr;&phgr;k) um so mehr korrigiert wird, je weniger der gemessene reale Phasenwert von den idealen Phasenwert abweicht, und der Phasenfehler (&Dgr;&phgr;k) um so weniger korrigiert wird, je weiter der gemessene reale Phasenwert von dem idealen Phasenwert abweicht.
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass Phasenfehler (&Dgr;&phgr;k), die mit hoher Wahrscheinlichkeit auftreten, stärker korrigiert werden als Phasenfehler (&Dgr;&phgr;k), die mit geringer Wahrscheinlichkeit auftreten. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Wahrscheinlichkeitsdichte-Funktion des Phasenfehlers (&Dgr;&phgr;k) ermittelt wird und jeder Phasenfehler (&Dgr;&phgr;k) um ein Maß korrigiert wird, das eine Funktion der Wahrscheinlichkeit des Auftretens dieses Phasenfehlers ist. Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass Phasenfehler (&Dgr;&phgr;k), die kleiner als die Standardabweichung (&sgr;) der Wahrscheinlichkeitsdichte-Funktion sind, stärker korrigiert werden als Phasenfehler (&Dgr;&phgr;k), die größer als die Standardabweichung (&sgr;) der Wahrscheinlichkeitsdichte-Funktion sind. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 4,

dadurch gekennzeichnet,

dass ein erster Anteil kleinerer Phasenfehler (&Dgr;&phgr;k) durch eine interne Einheit (7) des Messempfängers (1) hervorgerufen wird, während ein zweiter Anteil größerer Phasenfehler (&Dgr;&phgr;k) durch das zu untersuchende Messobjekt (DUT) hervorgerufen wird,

wobei der erste Anteil der kleineren Phasenfehler stärker korrigiert wird als der zweite Anteil der größeren Phasenfehler.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass eine Tiefpassfilterung (31) des digitalen Signals im Basisband vorgenommen wird. Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass es sich bei dem digitalen Signal um ein codegespreiztes CDMA-Signal handelt und die Tiefpassfilterung (31) durch Entspreizen des CDMA-Signals erfolgt. Verfahren nach Anspruch 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, dass ein erster Anteil der Phasenfehler (&Dgr;&phgr;k) durch eine interne Einheit (7) des Messempfängers (1) in einem niederfrequenten Bereich des Basisbands hervorgerufen wird, während ein zweiter Anteil der Phasenfehler (&Dgr;&phgr;k) durch das zu untersuchende Messobjekt (DUT) in einem höherfrequenten Bereich des Basisbands hervorgerufen wird, wobei durch die Tiefpassfilterung (31) der erste Anteil der Phasenfehler stärker korrigiert wird als der zweite Anteil der Phasenfehler. Verfahren nach Anspruch 5 oder 8, dadurch gekennzeichnet, dass es sich bei der internen Einheit um einen analogen lokalen Oszillator (7) des Messempfängers (1) handelt. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, dass die Korrektur ((&phgr;comp(k)) der Phasenfehler zwischen den Zeitpunkten der Symbole derart interpoliert wird, dass der Mittelwert über die korrigierten Phasenwerte des Interpolationsintervalls (T) dem korrigierten Phasenwert zum Zeitpunkt des zugehörigen Symbols entspricht. Messempfänger (1) mit einem analogen Mischer (6), der mit einem analogen Oszillator (7) in Verbindung steht, einem Analog/Digital-Wandler (3) und einem digitalen Signalprozessor (4), der das Phasenrauschen des analogen Oszillators (7) und/oder des analogen Mischers (6) in dem vom dem Messempfänger (1) empfangenen digitalen Signal kompensiert,

wobei der digitale Signalprozessor (4) den Phasenfehler für jedes Symbol ermittelt, indem der reale Phasenwert des Symbols gemessen wird und mit den idealen Phasenwert des Symbols verglichen wird und

wobei der digitale Signalprozessor (4) den Phasenfehler um so mehr korrigiert, je weniger der gemessene Phasenwert von den idealen Phasenwert abweicht, und den Phasenfehler um so weniger korrigiert, je weiter der gemessene Phasenwert von dem idealen Phasenwert abweicht.
Messempfänger nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass das digitale Signal ein codegespreiztes CDMA-Signal ist und der digitale Signalprozessor (4) eine Einheit (86) zum Entspreizen des codegespreizten digitalen CDMA-Signals, eine Einheit (87) zum Ermitteln des Phasenfehlers, eine Einheit (88) zum Ermitteln eines Kompensationswerts in Abhängigkeit von jedem ermittelten Phasenfehlern, einen digitalen Oszillator (89), der ein digitales Oszillatorsignal in Abhängigkeit von den Kompensationswerten erzeugt und einen Multiplizierer (90) aufweist, der das digitale Signal mit dem Oszillatorsignal komplex multipliziert.






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