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Dokumentenidentifikation EP1816742 20.09.2007
EP-Veröffentlichungsnummer 0001816742
Titel Differenzverstärker und Funksystem mit Differenzverstärker
Anmelder ATMEL Germany GmbH, 74072 Heilbronn, DE
Erfinder Kluge, Wolfram Dr., 01109 Dresden, DE
Vertragsstaaten AT, BE, BG, CH, CY, CZ, DE, DK, EE, ES, FI, FR, GB, GR, HU, IE, IS, IT, LI, LT, LU, LV, MC, NL, PL, PT, RO, SE, SI, SK, TR
Sprache des Dokument DE
EP-Anmeldetag 25.01.2007
EP-Aktenzeichen 070015623
EP-Offenlegungsdatum 08.08.2007
Veröffentlichungstag im Patentblatt 20.09.2007
IPC-Hauptklasse H03F 3/191(2006.01)A, F, I, 20070710, B, H, EP
IPC-Nebenklasse H03F 3/45(2006.01)A, L, I, 20070710, B, H, EP   

Beschreibung[de]

Die vorliegende Erfindung betrifft einen Differenzverstärker und ein Funksystem mit einem Differenzverstärker.

Hochfrequenz-Verstärker werden für eine Vielzahl von Anwendungsfällen benötigt. So dienen Hochfrequenz-Verstärker der Verstärkung von empfangenen oder zu sendenden Radiosignalen. Weiterhin werden Hochfrequenz-Verstärker in Sensorsystemen, in Mobiltelefonen oder Radaranlagen verwendet. Für mehrere Anwendungen ist es dabei ausreichend, dass der Verstärker lediglich ein schmales Frequenzband im Bereich einer Betriebsfrequenz verstärkt. Ein derartiger Verstärker wird auch als Selektivverstärker bezeichnet. Bekannte Verstärkerschaltungen sind beispielsweise der Differenzverstärker.

Ein Differenzverstärker ist beispielsweise in " Analoge Schaltungen"; Seifart; 4. Aufl.; Verlag Technik Berlin; 1994; Seiten 107 ff . offenbart. Die Ausgangsspannung des Differenzverstärkers ist proportional zur Differenzspannung zwischen beiden Eingangsklemmen. Gleichtaktspannungen, die an beiden Eingängen in gleicher Amplitude und Phasenlage wirken, werden vom idealen Differenzverstärker nicht verstärkt. Die vorteilhaften Eigenschaften erhält der Differenzverstärker durch seinen weitgehend symmetrischen Aufbau. Die Emitter der beiden Eingangstransistoren sind dabei üblicherweise miteinander und mit einer Konstantstromquelle verbunden.

In IEEE Journal of Solid-State Circuits, VOL. 38, NO. 2, Feb. 2003 ; Seiten 176 ff. ist ein Niederleistungs - 2,4 GHz - Sender/Empfänger - CMOS IC mit einem Differenzverstärker bekannt. Aus IEEE Journal of Solid-State Circuits, VOL. 38, NO. 4, April 2003 ist ein 5,2 GHz Nieder-Rauschen-Verstärker in 0,35 µm CMOS-Technologie mit einem Differenzverstärker bekannt.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zu Grunde, für eine Hochfrequenz einen Differenzverstärker mit möglichst verbesserten elektrischen Eigenschaften weiter zu entwickeln. Diese Aufgabe wird durch einen Differenzverstärker mit den Merkmalen des Anspruchs 1 gelöst. Eine weitere Aufgabe besteht darin ein Funksystem mit einem möglichst verbesserten Differenzverstärker zu entwickeln. Diese Aufgabe wird durch ein Funksystem mit den Merkmalen des Anspruchs 19 gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind Gegenstand von Unteransprüchen.

Demzufolge ist ein Differenzverstärker vorgesehen, der eine erste Induktivität aufweist, die mit einer zweiten Induktivität magnetisch gekoppelt ist. Weiterhin weist der Differenzverstärker eine Kapazität auf. Die Kapazität, die erste Induktivität und die zweite Induktivität sind derart zu einem Resonanzkreis verschaltet, dass der Resonanzkreis für ein Gleichtaktsignal eine Gleichtakt-Impedanz und für ein Gegentaktsignal eine von der Gleichtakt-Impedanz verschiedene Gegentakt-Impedanz aufweist.

Unter einem Gleichtaktsignal wird dabei ein Signal verstanden, dass an beiden Eingängen des Differenzverstärkers mit gleicher Frequenz und gleicher Phasenlage und gleicher Amplitude anliegt. Unter einem Gegentaktsignal wird ein an den Eingängen anliegendes Signal mit gleicher Frequenz, gleicher Amplitude und einer um 180° verschobenen Phase verstanden. Gleichtaktsignale und Gegentaktsignale können auch einander überlagert sein. Das Gegentaktsignal ist dabei üblicherweise das Nutzsignal.

Zur Ausbildung der Resonanz für das Gleichtaktsignal werden bei deren Auslegung vorzugsweise eine effektive Eingangsimpedanz einer nachfolgenden Stufe und/oder beeinflussende parasitäre Impedanzen berücksichtigt. Vorteilhafterweise ist der Differenzverstärker als Selektivverstärker zur Verstärkung von Signalen einer oder mehrerer Betriebsfrequenzen ausgebildet. Vorzugsweise ist dabei die Resonanz des Resonanzkreises auf zumindest eine Betriebsfrequenz, insbesondere 2,4 GHz, abgestimmt. Der Resonanzkreis kann auch als Schwingkreis bezeichnet werden. Vorteilhafterweise sind die erste Induktivität und die zweite Induktivität im Rahmen der Fertigungstoleranzen gleich ausgebildet.

Bevorzugt ist der Differenzverstärker zur Verstärkung von Hochfrequenzsignalen ausgebildet, wobei unter Hochfrequenz ein Bereich verstanden wird, in dem das transiente Verhalten der Transistoren wesentlich durch parasitäre Impedanzen, insbesondere durch den Miller-Effekt beeinflusst wird.

Der Resonanzkreis kann beispielsweise eine Gleichtakt-Eingangsimpedanz und eine Gegentakt-Eingangsimpedanz bilden, um das Gegentakt-Eingangssignal geringer zu Dämpfen als das Gleichtakt-Eingangssignal. In einer bevorzugten Weiterbildung sind jedoch ein erster Transistor und ein zweiter Transistor vorgesehen, wobei der Resonanzkreis mit dem ersten Transistor und dem zweiten Transistor derart verbunden ist, dass der Resonanzkreis eine insbesondere symmetrische Last für den ersten Transistor und für den zweiten Transistor ausbildet. Vorteilhafterweise sind der erste Transistor und der zweite Transistor im Rahmen der Fertigungstoleranzen gleich ausgebildete (engl. matching). Vorzugsweise ist die Verstärkung durch den ersten Transistor und den zweiten Transistor von der Höhe der Impedanz abhängig.

In einer vorteilhaften Weiterbildung der Erfindung ist vorgesehen, dass der erste Transistor und der zweite Transistor in Gateschaltung (dt. auch Torschaltung) verschaltet sind. Werden anstelle von Feldeffekttransistoren Bipolartransistoren verwendet, sind diese vorteilhafterweise in Basisschaltung verschaltet. In der Gateschaltung sind die Gate-Anschlüsse (dt. auch Tor-Anschluss) mit einer konstanten Spannungsquelle verbunden und somit bezüglich des zu verstärkenden Signals gegen Masse wechselspannungsmäßig kurzgeschlossen. In der Basisschaltung sind die Basen des ersten Transistors und des zweiten Transistors mit einer Konstant-Spannungsquelle verbunden und somit ebenfalls wechselspannungsmäßig nach Masse kurzgeschlossen. Alternative Weiterbildungen weisen Transistoren in Source-Schaltung (dt. Quellenschaltung) oder Emitterschaltung auf. Ebenfalls ist die Variante mit einer Drain-Schaltung (dt. Senken-Schaltung) oder einer Kollektorschaltung zur Erzielung einer sehr hohen Eingangsimpedanz vorteilhaft. Bevorzugt ist in jeder dieser Weiterbildungen der Resonanzkreis die Last der differentiell verschalteten Transistoren.

Gemäß einer bevorzugten Ausgestaltung dieser Weiterbildung der Erfindung sind ein erster Source-Anschluss (dt. auch Quelle-Anschluss) beziehungsweise ein erster Emitter-Anschluss des ersten Transistors mit einem ersten Eingang des Differenzverstärkers und ein zweiter Source-Anschluss beziehungsweise ein zweiter Emitteranschluss des zweiten Transistors mit einem zweiten Eingang des Differenzverstärkers verbunden. Bevorzugt sind mit diesen Eingangstransistoren, dabei keine Stromquelle oder Stromsenke verbunden.

Diese Weiterbildung weiterhin vorteilhaft ausgestaltend sind eine Steilheit des ersten Transistors und eine Steilheit des zweiten Transistors zur Bildung einer Eingangsimpedanz des Differenzverstärkers von 50 Ohm ausgebildet. Vorzugsweise sind die Geometrien (Kanalbreite/Kanallänge) und/oder das Dotierprofil an die Anforderungen der Eingangsimpedanz angepasst. Vorteilhafterweise ist der erste Source-Anschluss beziehungsweise der erste Emitter-Anschluss des ersten Transistors und der zweite Source-Anschluss beziehungsweise der zweite Emitteranschluss des zweiten Transistors mit einem weiteren Resonanzkreis des Differenzverstärkers verbunden.

In einer vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung ist für das Gegentaktsignal die Resonanzfrequenz beider Resonanzkreise im Rahmen der Fertigungstoleranzen gleich (engl. matching).

Bevorzugt sind die erste Induktivität und die zweite Induktivität durch symmetrische Spulenwicklungen gebildet. Der Wickelsinn bestimmt dabei das Vorzeichen der magnetischen Kopplung. Die magnetische Kopplung ist bei einer symmetrischen Spulenwicklung vorzugsweise positiv.

Gemäß einer besonders bevorzugten Ausgestaltung der Erfindung ist vorgesehen, dass die erste Induktivität und die zweite Induktivität durch eine integrierte Spule mit Mittelabgriff gebildet sind.

Um die Erfindung vorteilhaft auszugestalten sind die erste Induktivität und die zweite Induktivität derart magnetisch gekoppelt, dass sich für Gleichtaktsignale das durch einen Laststrom durch die erste Induktivität abfallende Spannungssignal und das induzierte Spannungssignal destruktiv überlagern. Hingegen überlagern sich das durch einen Laststrom durch die erste Induktivität abfallende Spannungssignal und das induzierte Spannungssignal für Gegentaktsignale konstruktiv. Das induzierte Spannungssignal wird dabei durch ein Magnetfeld induziert, das von der zweiten Induktivität erzeugt ist. Dasselbe gilt natürlich auch für den umgekehrten Fall, in dem in der zweiten Induktivität ein Spannungssignal induziert wird.

Eine vorteilhafte Weiterbildung der Erfindung weist zwei kaskadierte Verstärkerstufen auf. Dabei weist eine erste Verstärkerstufe den ersten Transistor und den zweiten Transistor auf. Eine zweite Verstärkerstufe weist einen dritten Transistor und einen vierten Transistor auf. Vorzugsweise sind die erste Verstärkerstufe und die zweite Verstärkerstufe durch einen identischen Betriebsstrom betrieben, der sowohl durch die erste Verstärkerstufe als auch durch die zweite Verstärkerstufe fließt. Vorteilhafterweise sind der dritte Transistor und der vierte Transistor im Rahmen der Fertigungstoleranzen gleich ausgebildet (engl. matching).

Gemäß einer vorteilhaften Weiterbildung ist vorgesehen, dass der dritte Transistor und der vierte Transistor jeweils in Sourceschaltung (dt. auch Quellenschaltung) beziehungsweise in Emitterschaltung verschaltet sind. Bevorzugt ist ein dritter Gate-Anschluss beziehungsweise ein dritter Basis-Anschluss des dritten Transistors über eine erste Koppel-Kapazität mit dem ersten Drain-Anschluss (dt. auch Senken-Anschluss) beziehungsweise mit dem ersten Kollektor-Anschluss des ersten Transistors verbunden. Ebenfalls bevorzugt ist ein vierter Gate-Anschluss beziehungsweise ein vierter Basis-Anschluss des vierten Transistors über eine zweite Koppel-Kapazität mit dem zweiten Drain-Anschluss beziehungsweise mit dem zweiten Kollektor-Anschluss des zweiten Transistors verbunden.

In einer Weiterbildung sind ein fünfter Transistor und eine sechster Transistor vorgesehen. Der fünfte Transistor ist mit dem dritten Transistor zu einer ersten Kaskodestufe verbunden. Der sechste Transistor ist mit dem vierten Transistor zu einer zweiten Kaskodestufe verbunden.

In einer anderen Weiterbildung sind Kapazitäten zur Neutralisation der Millerkapazitäten des dritten Transistors und des vierten Transistors vorgesehen. Bevorzugt sind ein fünfter Transistor und ein sechster Transistor als Kapazitäten zur Neutralisation vorgesehen. Der fünfte Transistor ist mit dem dritten Transistor und dem vierten Transistor zur Neutralisation der Millerkapazität des dritten Transistors verbunden. Der sechste Transistor ist mit dem vierten Transistor und dem dritten Transistor zur Neutralisation der Millerkapazität des vierten Transistors verbunden.

Gemäß einer besonders vorteilhaften Weiterbildung der Erfindung ist ein wiederum weiterer Resonanzkreis als Last der zweiten Verstärkerstufe vorgesehen. Der Resonanzkreis ist mit dem dritten Transistor und dem vierten Transistor verbunden, sofern keine Kaskodestufe verwendet wird. Andernfalls ist der weitere Resonanzkreis mit dem fünften Transistor und dem sechsten Transistor zur Ausbildung der zweiten Verstärkerstufe verbunden.

Die der Erfindung zu Grunde liegende Aufgabe wird weiterhin durch ein Funksystem gelöst. Das Funksystem weist vorzugsweise Sende- und Empfangseinheiten zur Kommunikation auf. Das Funksystem weist einen Differenzverstärker zur Verstärkung einer Übertragungsfrequenz auf. Die Übertragungsfrequenz beträgt vorteilhafterweise 2,4 GHz. Der Differenzverstärker weist vorteilhafterweise eine erste Induktivität, die mit einer zweiten Induktivität magnetisch gekoppelt ist, und eine Kapazität auf.

Die Kapazität, die erste Induktivität und die zweite Induktivität sind vorzugsweise derart zu einem Resonanzkreis verschaltet, dass der Resonanzkreis für ein Gleichtaktsignal der Übertragungsfrequenz eine Gleichtakt-Impedanz aufweist. Weiterhin weist der Resonanzkreis für ein Gegentaktsignal eine von der Gleichtakt-Impedanz verschiedene Gegentakt-Impedanz auf.

Im Folgenden wird die Erfindung in Ausführungsbeispielen anhand von Zeichnungen näher erläutert.

Dabei zeigen

Fig. 1
einen ersten Schaltkreis eines Differenzverstärkers,
Fig. 2
einen zweiten Schaltkreis eines Differenzverstärkers mit zwei Kaskodeanordnungen,
Fig. 3
einen dritten Schaltkreis eines Differenzverstärkers mit einer Neutralisation der Millerkapazitäten, und
Fig. 4
einen vierten Schaltkreis eines Differenzverstärkers mit differentiellen npn-Bipolartransistoren in Emitterschaltung.

In Fig. 1 ist ein erstes Ausführungsbeispiel eines Differenzverstärkers dargestellt. Der Differenzverstärker der Fig. 1 ist für eine Betriebsfrequenz von vorzugsweise 2,4 GHz ausgelegt. Es ist daher ausreichend, dass der Differenzverstärker als Selektivverstärker ausgebildet ist und einen Frequenzbereich um die Betriebsfrequenz verstärkt. Der Differenzverstärker der Fig. 1 weist einen ersten positiven Eingang Ip und einen zweiten negativen Eingang In zur Verstärkung eines Differenzsignals auf.

Der Differenzverstärker der Fig. 1 ist dabei derart ausgebildet, dass ein Gegentaktsignal an den Eingängen In und Ip signifikant höher verstärkt wird als ein an den Eingängen In und Ip anliegendes Gleichtaktsignal. Das Verhältnis der Verstärkung des Gegentaktsignals zu der Verstärkung des Gleichtaktsignals wird auch als Gleichtaktunterdrückung bezeichnet. Diese Gleichtaktunterdrückung wird für den differentiellen Eingang In Ip gefordert, um eine Unterdrückung von Störungen zu erreichen, die als Schaltrauschen im Digitalteil einer integrierten Schaltung entstehen können.

Der Differenzverstärker der Fig. 1 weist eine erste Verstärkerstufe und eine zweite Verstärkerstufe auf, die kaskadiert sind. Die erste Verstärkerstufe weist einen ersten N-Kanal-Feldeffekttransistor M1, der mit dem positiven Eingang Ip verbunden ist, und einen zweiten N-Kanal-Feldeffekttransistor M2 auf, der mit dem negativen Eingang In verbunden ist, auf. Der erste Transistor M1 und der zweite Transistor M2 sind in Gate-Schaltung verschaltet, wobei das erste Gate G1 des ersten Transistors M1 und das zweite Gate G2 des zweiten Transistors M2 auf einem im Wesentlichen konstanten Spannungspotential VB1 liegen.

Die Gate-Schaltung der Fig. 1 weist den Vorteil auf, dass eine Eingangskapazität gegenüber einer Source-Schaltung signifikant verringert ist, da bei gegebener Transistorweite die Source-Kapazität kleiner ist als die Gate-Kapazität. Weiterhin ist der Source-Anschluss S1, S2 gegenüber einer elektrostatischen Entladung wesentlich robuster als der Gate-Anschluss G1, G2 desselben Transistors M1, M2. Ein weiterer Vorteil der Schaltung in Fig. 1 ist der, dass der gewünschte Eingangswiderstand von beispielsweise 50 Ohm einfach eingestellt werden kann. Der Eingangswiderstand ist dabei umgekehrt proportional zur Steilheit des Transistors M1, M2. Durch Dotierstoffprofile und die Geometrie (Länge, Breite) des Transistors M1, M2 kann dessen Steilheit applikationsspezifisch eingestellt werden.

Ein erster Drain-Anschluss D1 des ersten Transistor M1 ist mit einem Resonanzkreis verbunden. Ein zweiter Drain-Anschluss D2 des zweiten Transistor M2 ist ebenfalls mit dem Resonanzkreis verbunden. Der Resonanzkreis ist dabei als Last für den ersten Transistor M1 und den zweiten Transistor M2 verschaltet. Der Resonanzkreis weist eine erste Induktivität L1p und eine zweite Induktivität L1n auf, die über eine magnetische Kopplung M miteinander wirkverbunden sind.

Die erste Induktivität L1p ist mit dem ersten Drain-Anschluss D1 des ersten Transistors M1 verbunden. Die zweite Induktivität L1n ist mit dem zweiten Drain-Anschluss D2 des zweiten Transistors M2 verbunden. Weiterhin sind die erste Induktivität L1p und die zweite Induktivität L1n mit einem Kondensator Czw verbunden, der die elektrische Verbindung der beiden Induktivitäten L1p, L1n nach Masse GND bezüglich der Betriebsfrequenz kurzschließt. Weiterhin weist der Resonanzkreis eine Kapazität C1 auf, der zum einen mit dem ersten Drain-Anschluss D1 des ersten Transistors M1 und der ersten Induktivität L1p und zum anderen mit dem zweiten Drain-Anschluss D2 des zweiten Transistors M2 und der zweiten Induktivität L1n verbunden ist. Die magnetisch gekoppelten Induktivitäten L1p, L1n sind beispielsweise als integrierte Spule mit Mittelabgriff ausgebildet. Zur Integration dieser Spulen können Verdrahtungsebenen eines Chips verwendet werden, wobei innerhalb der Spulenwicklungen ein Isolator (SiO2 oder dergleichen) mit einer relativen Permeabilität von 1 verwendet wird. Die Kapazität C1 ist beispielsweise als integrierter Plattenkondensator ausgebildet.

Die Resonanz des Resonanzkreises L1p, L1n, C1 ist unter Einbeziehung weiterer angeschlossener Impedanzen, wie beispielsweise die Kapazitäten CKp und CKn, auf ein an den Eingängen In und Ip anliegendes, die Betriebsfrequenz aufweisendes Gegentakt-Eingangssignal derart abgestimmt, dass der Resonanzkreis L1p, L1n, C1 für das Gegentakt-Eingangssignal auf der Betriebsfrequenz in oder nahe der Resonanz ein Impedanzmaximum aufweist. Für das Impedanzmaximum erreicht die erste Verstärkerstufe mit den Transistoren M1 und M2 in Basisschaltung ein Verstärkungsmaximum.

Dagegen ist der Resonanzkreis L1p, L1n, C1 für Gleichtaktsignale derart abgestimmt, dass die Impedanz des Resonanzkreises L1p, L1n, C1 für diese Signale signifikant geringer ist als das Impedanzmaximum für Gegentaktsignale der Betriebsfrequenz. Die unterschiedlichen Impedanzen für Gegentakt- und Gleichtaktsignale werden zum einen dadurch bewirkt, dass die Kapazität C1 für Gleichtaktsignale wirkungslos ist. Weiterhin bewirkt die induktive Kopplung M der ersten Induktivität L1p mit der zweiten Induktivität L1n dass sich die Gleichtaktsignale in jeder Induktivität L1p, L1n destruktiv überlagern und somit die resonanzbestimmenden Induktivitäten L1p, L1n entsprechend reduziert wirken. Die Kopplung M ist vorzugsweise derart ausgebildet sein, dass im Gegentaktbetrieb die Gesamtinduktivität im Resonanzkreis um den zweifachen Wert der induktiven Kopplung M erhöht ist.

Im Gegentaktbetrieb ist die Gesamtinduktivität L = L 1 p + L 1 n + 2 M und im Gleichtaktbetrieb L = L 1 p + L 1 n - 2 M .

Die geringere Gesamtinduktivität im Gleichtaktbetrieb führt zu einer höheren Resonanzfrequenz des Lastschwingkreises L1p, L1n, C1 und damit zu einer geringeren Verstärkung bei der Betriebsfrequenz, auf die der Resonanzkreis L1p, L1n, C1 bei Gegentaktbetrieb abgestimmt ist. Bei geringen Spulengüten von 5 bis 6, die für integrierte Induktivitäten L1p und L1n erzielbar sind, lassen sich durch den Schaltungsaufbau der Fig. 1 Gleichtaktunterdrückungen von 15dB bis 20dB pro Verstärkerstufe erreichen.

Die Schaltung der Fig. 1 weist zudem den Vorteil auf, dass auf eine Stromquelle an den Source-Anschlüssen S1 und S2 des ersten Transistors M1 und des zweiten Transistors M2 verzichtet werden kann. Eine derartige Stromquelle würde einen zusätzlichen Spannungsabfall benötigen, der den Verstärkerstufen verloren geht und damit den maximalen Spannungshub reduziert. Anstelle einer Stromquelle sind die Transistoren M1 und M2 in Source-Schaltung verschaltet.

Parallel zu den Eingängen ist ein weiterer Resonanzkreis L0p, L0n, C0 gegen Masse GND geschaltet. Wiederum sind zwei magnetisch gekoppelte Induktivitäten L0p und L0n vorgesehen, wobei die erste Induktivität L0p mit Masse GND und mit dem ersten Source-Anschluss S1 des ersten Transistors M1 verbunden ist. Die zweite Induktivität L0n ist mit Masse GND und mit dem zweiten Source-Anschluss S2 des zweiten Transistors M2 verbunden. Wiederum bildet dieser Resonanzkreis ein Impedanzmaximum für Gegentaktsignale für die Betriebsfrequenz aus. Durch die Parallelschaltung der Eingangsimpedanz von 50 Ohm des ersten Transistors M1 und des zweiten Transistors M2 ist die Gesamt-Eingangsimpedanz des Differenzverstärkers der Fig. 1 jedoch auf diese 50 Ohm begrenzt. Für Gleichtaktsignale der Betriebsfrequenz kann die Gesamt-Eingangsimpedanz entsprechend den obigen Ausführungen zur Lastimpedanz niedriger sein.

Die Schaltung der Fig. 1 ist als kaskadierte Anordnung von zwei Verstärkerstufen ausgebildet. Beide Verstärkerstufen nutzen dabei denselben Ruhestrom zur Arbeitspunkteinstellung. Die Summe der Gleichströme, die durch den ersten Transistor M1 und durch den zweiten Transistor M2 fließt, entspricht dabei der Summe der Gleichströme, die durch den dritten Transistor M3 und den vierten Transistor M4 fließen. Durch einen Kondensator Czw sind beide Stufen bezüglich der Betriebfrequenz entkoppelt, da dieser Kondensator Czw für die Betriebsfrequenz einen Wechselspannungs-Kurzschluss nach Masse GND darstellt. Für konstante Arbeitspunktströme fällt über diesen Kondensator Czw daher eine im Wesentlichen konstante Zwischen-Spannung ab.

Der differentielle Ausgang der ersten Verstärkerstufe ist mit dem differentiellen Eingang der zweiten Verstärkerstufe aus den Transistoren M3 und M4 über zwei integrierte Koppelkondensatoren CKp und CKn wechselspannungsmäßig gekoppelt. Der dritte Transistor M3 und der vierte Transistor M4 sind in Source-Schaltung verschaltet. Das dritte Gate G3 des dritten Transistors M3 ist über einen hochohmigen Widerstand R3 mit einer Konstantspannungsquelle VB2 zur Arbeitspunkteinstellung und mit dem Kondensator CKp zur Einkopplung des Wechselspannungs-Signals verbunden. Das vierte Gate G4 des vierten Transistors M4 ist über einen hochohmigen Widerstand R4 mit derselben Konstantspannungsquelle VB2 zur Arbeitspunkteinstellung und mit dem Kondensator CKn zur Einkopplung des Wechselspannungs-Signals verbunden.

An dem dritten Drain-Anschluss D3 des dritten Transistors M3 und an dem vierten Drain-Anschluss D4 des vierten Transistors M4 ist wiederum ein weiterer Resonanzkreis L2p, L2n, C2 als Last angeschlossen. Weiterhin ist an dem dritten Drain-Anschluss D3 des dritten Transistors M3 der negative Ausgang On des Differenzverstärkers und an dem vierten Drain-Anschluss D4 des vierten Transistors M4 der positive Ausgang Op des Differenzverstärkers angeschlossen.

Der weitere Resonanzkreis L2p, L2n, C2 der zweiten Verstärkerstufe wirkt als Last analog dem Lastschwingkreis L1p, L1n, C1 der ersten Verstärkerstufe. Für Gegentaktsignale der Betriebsfrequenz weist der weitere Resonanzkreis L2p, L2n, C2 in seiner Resonanz ein Impedanzmaximum auf, so dass die Verstärkung der zweiten Verstärkungsstufe für Gegentaktsignale maximiert ist. Hingegen ist für Gleichtaktsignale die Impedanz signifikant kleiner und somit auch die Verstärkung dieser Gleichtaktsignale. Durch beide Verstärkerstufen kann somit eine Gleichtaktunterdrückung von 30dB bis 40dB erzielt werden.

Um gegebenenfalls Rückwirkungen der Miller-Kapazität des dritten Transistors M3 und des vierten Transistors M4 zu reduzierten, sind in den Figuren 2 und 3 andere Ausführungsbeispiele der Erfindung dargestellt, die den Miller-Effekt größtenteils kompensieren.

Fig. 2 zeigt eine zweite Verstärkerstufe, die zusätzliche zu dem dritten Transistor M3 und dem vierten Transistor M4 einen fünften Transistor M5 und einen sechsten Transistor M6 aufweist. Der fünfte Transistor M5 ist mit dem dritten Transistor M3 zu einer ersten Kaskodeanordnung verschaltet. Der vierte Transistor M4 ist mit dem sechsten Transistor M6 zu einer zweiten Kaskodeanordnung verschaltet. Die Gate-Anschlüsse G5 und G6 des fünften Transistors M5 und des sechsten Transistors M6 sind an eine Konstant-Spannungsquelle VB2 angeschlossen.

Die Drain-Anschlüsse D5 und D6 des fünften Transistors M5 und des sechsten Transistors M6 sind mit dem weiteren Resonanzkreis L2p, L2n, C2 und den Ausgängen Op und On verbunden. Zusätzlich zur Verhinderung des Miller-Effektes hat die Kaskodeanordnung den Vorteil inne, dass eine größere Verstärkung durch die zweite Stufe erzielbar ist. Weiterhin müssen lediglich die Transistoren M5 und M6 für den Ausgangsspannungshub die notwendige Durchbruchspannungsfestigkeit aufweisen.

Ein drittes Ausführungsbeispiel ist in Fig. 3 dargestellt. Die zweite Verstärkerstufe weist zusätzlich zu dem dritten Transistor M3 und dem vierten Transistor M4 in Emitterschaltung die Transistoren M5' und M6' auf. Die Transistoren M5' und M6' sind in einer Neutralisierungsschaltung (engl. cross quad) zur Neutralisierung der Miller-Kapazitäten verschaltet. Zur Neutralisation der Miller-Kapazität des vierten Transistors M4 ist der sechste Gate-Anschluss G6 des sechsten Transistors M6' mit dem vierten Gate-Anschluss G4 des vierten Transistors M4 verbunden. Weiterhin ist der sechste Drain-Anschluss D6 des sechsten Transistors M6' mit dem dritten Drain-Anschluss D3 des dritten Transistors M3 verbunden. Zur Neutralisation der Miller-Kapazität des dritten Transistors M3 ist der der fünfte Gate-Anschluss G5 des fünften Transistors M5' mit dem dritten Gate-Anschluss G3 des dritten Transistors M3 verbunden. Weiterhin ist der fünfte Drain-Anschluss D5 des fünften Transistors M5' mit dem vierten Drain-Anschluss D4 des vierten Transistors M4 verbunden. Die Source-Anschlüsse S5 und S6 sind nicht verbunden.

Die Ausführungsvariante aus Fig. 3 hat gegenüber der Ausführungsvariante der Fig. 2 den Vorteil, dass im Arbeitspunkt die über die zweite Verstärkerstufe abfallende Gleichspannung geringer ist, so dass ein größerer Ausgangshub bei kleinen Versorgungsspannungen VDD zur Verfügung steht. Weiterhin weist das Ausführungsbeispiel gegenüber einer Kaskodeschaltung eine verbesserte Stabilität auf.

Eine weitere Ausführungsvariante ist in Fig. 4 dargestellt. Eine erste Basis B1 eines ersten npn-Bipolartransistor Q1 ist mit einem Eingang Ip des Differenzverstärkers verbunden. Eine zweite Basis B2 eines zweiten npn-Bipolartransistor Q2 ist mit einem weiteren Eingang In des Differenzverstärkers verbunden. Der erste npn-Bipolartransistor Q1 und der zweite npn-Bipolartransistor sind differentiell in Emitter-Schaltung verschaltet. Die Emitter E1 und E2 der beiden npn-Bipolartransistoren Q1 und Q2 sind mit einem Resonanzkreis aus einer Kapazität C1 und einer Spule mit Mittelabgriff gebildet, deren erste Induktivität L1p mit der zweiten Induktivität L1n über den Koppelfaktor M gekoppelt ist. Der Wickelsinn beider Spulenteile ist, wie in Fig. 4 dargestellt, gleich. Die Ausgänge On und Op des einstufigen Differenzverstärkers sind mit den Kollektoren K1 beziehungsweise K2 der npn-Bipolartransistoren Q1 beziehungsweise Q2 verbunden. Dieses Ausführungsbeispiel weist die Vorteile eine höheren Eingangsimpedanz und einer sehr geringen Versorgungsspannung auf. Bauelemente zur Arbeitspunkteinstellung sind in Fig. 4 zu Gunsten einer vereinfachten Darstellung fortgelassen.

Alternativ zu den in den Figuren 1 bis 4 dargestellten Ausführungsbeispielen können auch P-Kanal-Feldeffekttransistoren verwendet werden. Ebenfalls ist eine gemischte Verwendung von N-Kanal-Feldeffekttransistoren und P-Kanal-Feldeffekttransistoren vorteilhaft, um beispielsweise das niedrigere Transistorrauschen eines P-Kanal-Feldeffekttransistors in der Eingangs-Verstärkerstufe zu verwenden. Ebenfalls vorteilhaft ist eine gemischte Verwendung von Feldeffekttransistoren und Bipolartransistoren in ein und demselben Differenzverstärker. Demnach können eine differentielle Gate-Schaltung, eine differentielle Basis-Schaltung, eine differentielle Source-Schaltung, eine differentielle Emitter-Schaltung, eine differentielle Drain-Schaltung und/oder eine differentielle Kollektorschaltung oder eine Kombination verschiedener Verstärkergrundschaltungen verschaltet sein. Entsprechend des Typus der verschalteten differentiellen Verstärkergrundschaltung kann die Eingangimpedanz und Frequenzgang des Differenzverstärkers der Applikation angepasst werden.

Bezugszeichenliste

M1, M2, M3, M4, M5, M6, M5', M6'
N-MOSFET
Q1, Q2
npn-Bipolartransistor
C0, C1, C2, CKp, CKn, Czw
Kapazität, Kondensator
R3, R4
Widerstand
L0p und L0n, L1p und L1n, L2p und L2n
magnetisch gekoppelte Induktivitäten
M
magnetische Kopplung
VDD
Versorgungsspannung
GND
Masse
VB1, VB2, VB3
Konstantspannung
In
negativer Eingang
Ip
positiver Eingang
On
negativer Ausgang
Op
positiver Ausgang


Anspruch[de]
Differenzverstärker - mit einer ersten Induktivität (L0p, L1p, L2p), die mit einer zweiten Induktivität (L0n, L1n, L2n) magnetisch gekoppelt ist, und - mit einer Kapazität (C0, C1, C2), wobei die Kapazität (C0, C1, C2), die erste Induktivität (L0p, L1p, L2p) und die zweite Induktivität (L0n, L1n, L2n) derart zu einem Resonanzkreis ([C0, L0p, L0n], [C1, L1p, L1n], [C2, L2p, L2n]) verschaltet sind, dass der Resonanzkreis ([C0, L0p, L0n], [C1, L1p, L1n], [C2, L2p, L2n]) für ein Gleichtaktsignal eine Gleichtakt-Impedanz und für ein Gegentaktsignal eine von der Gleichtakt-Impedanz verschiedene Gegentakt-Impedanz aufweist. Differenzverstärker nach Anspruch 1, - mit einem ersten Transistor (M1, Q1) und - mit einem zweiten Transistor (M2, Q2), wobei der Resonanzkreis (C1, L1p, L1n) mit dem ersten Transistor (M1, Q1) und dem zweiten Transistor (M2, Q2) derart verbunden ist, dass der Resonanzkreis (C1, L1p, L1n) eine (symmetrische) Last für den ersten Transistor (M1, Q1) und für den zweiten Transistor (M2, Q2) ausbildet. Differenzverstärker nach Anspruch 2, bei dem der erste Transistor (M1) und der zweite Transistor (M2) in Gateschaltung beziehungsweise Basisschaltung verschaltet sind. Differenzverstärker nach Anspruch 2, bei dem der erste Transistor (Q1) und der zweite Transistor (Q2) in Sourceschaltung beziehungsweise Emitterschaltung verschaltet sind. Differenzverstärker nach einem der Ansprüche 2 oder 3, bei dem ein erster Source-Anschluss (S1) beziehungsweise ein erster Emitter-Anschluss des ersten Transistors (M1) mit einem ersten Eingang (Ip) des Differenzverstärkers und bei dem ein zweiter Source-Anschluss (S2) beziehungsweise ein zweiter Emitteranschluss des zweiten Transistors (M2) mit einem zweiten Eingang (In) des Differenzverstärkers verbunden sind. Differenzverstärker nach Anspruch 5, bei dem eine Steilheit des ersten Transistors (M1) und eine Steilheit des zweiten Transistors (M2) im Rahmen der Fertigungstoleranzen zur Bildung einer Eingangsimpedanz des Differenzverstärkers von 50 Ohm ausgebildet sind. Differenzverstärker nach einem der Ansprüche 2 bis 6, bei dem ein erster Source-Anschluss (S1) beziehungsweise ein erster Emitter-Anschluss des ersten Transistors (M1) und ein zweiter Source-Anschluss (S2) beziehungsweise ein zweiter Emitteranschluss des zweiten Transistors (M2) mit einem weiteren Resonanzkreis (C1, L1p, L1n) des Differenzverstärkers verbunden sind. Differenzverstärker nach Anspruch 7, bei dem für das Gegentaktsignal die Resonanzfrequenz beider Resonanzkreise ([C0, L0p, L0n], [C1, L1p, L1n]) im Rahmen der Fertigungstoleranzen gleich ist. Differenzverstärker nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem die erste Induktivität (L0p, L1p, L2p) und die zweite Induktivität (L0n, L1n, L2n) durch symmetrische Spulenwicklungen gebildet sind. Differenzverstärker nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem die erste Induktivität (L0p, L1p, L2p) und die zweite Induktivität (L0n, L1n, L2n) durch eine integrierte Spule mit Mittelabgriff gebildet sind. Differenzverstärker nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem die erste Induktivität (L0p, L1p, L2p) und die zweite Induktivität (L0n, L1n, L2n) derart magnetisch gekoppelt sind, dass sich für Gleichtaktsignale das durch einen Laststrom durch die erste Induktivität (L0p, L1p, L2p) abfallende Spannungssignal und das durch das von der zweiten Induktivität (L0n, L1n, L2n) erzeugte Magnetfeld bewirkte induzierte Spannungssignal destruktiv und für Gegentaktsignale konstruktiv überlagern. Differenzverstärker nach einem der vorhergehenden Ansprüche, der als Selektivverstärker zur Verstärkung einer Betriebsfrequenz ausgebildet ist, wobei eine Resonanz des Resonanzkreises ([C0, L0p, L0n], [C1, L1p, L1n], [C2, L2p, L2n]) im Rahmen der Fertigungstoleranzen der Betriebsfrequenz, insbesondere 2,4 GHz, entspricht. Differenzverstärker nach einem der vorhergehenden Ansprüche, mit zwei kaskadierten Verstärkerstufen, - bei dem die erste Verstärkerstufe den ersten Transistor (M1) und den zweiten Transistor (M2) aufweist, - bei dem die zweite Verstärkerstufe einen dritten Transistor (M3) und einen vierten Transistor (M4) aufweist, - bei dem die erste Verstärkerstufe und die zweite Verstärkerstufe durch einen identischen Betriebsstrom betrieben sind, der sowohl durch die erste Verstärkerstufe als auch durch die zweite Verstärkerstufe fließt. Differenzverstärker nach Anspruch 13, - bei dem der dritte Transistor (M3) und der vierte Transistor (M4) jeweils in Sourceschaltung beziehungsweise in Emitterschaltung verschaltet sind, - bei dem ein dritter Gate-Anschluss (G3) beziehungsweise ein dritter Basis-Anschluss des dritten Transistors (M3) über eine erste Koppel-Kapazität (CKp) mit dem ersten Drain-Anschluss (D1) beziehungsweise mit dem ersten Kollektor-Anschluss des ersten Transistors (M1) verbunden ist, und - bei dem ein vierter Gate-Anschluss (G4) beziehungsweise ein vierter Basis-Anschluss des vierten Transistors (M4) über eine zweite Koppel-Kapazität (CKn) mit dem zweiten Drain-Anschluss (D2) beziehungsweise mit dem zweiten Kollektor-Anschluss des zweiten Transistors (M2) verbunden ist. Differenzverstärker nach einem der Ansprüche 13 oder 14, - mit einem fünften Transistor (M5), der mit dem dritten Transistor (M3) zu einer ersten Kaskodestufe verbunden ist, - mit einem sechsten Transistor (M6), der mit dem vierten Transistor (M4) zu einer zweiten Kaskodestufe verbunden ist. Differenzverstärker nach einem der Ansprüche 13 oder 14, - mit einer ersten Neutralisations-Kapazität (M5'), die mit dem dritten Transistor (M3) und dem vierten Transistor (M4) zur Neutralisation der Millerkapazität des dritten Transistors (M3) verbunden ist, und - mit einer zweiten Neutralisations-Kapazität (M6'), die mit dem vierten Transistor (M4) und dem dritten Transistor (M3) zur Neutralisation der Millerkapazität des vierten Transistors (M4) verbunden ist. Differenzverstärker nach Anspruch 16, bei der - die erste Neutralisations-Kapazität durch einen fünften Transistor (M5') und - die zweite Neutralisations-Kapazität durch einen sechsten Transistor (M6') gebildet ist. Differenzverstärker nach einem der Ansprüche 13 bis 16, mit einem wiederum weiteren Resonanzkreis (C2, L2p, L2n) als Last der zweiten Verstärkerstufe, wobei der Resonanzkreis (C2, L2p, L2n) mit dem dritten Transistor (M3) und dem vierten Transistor (M4) oder mit dem fünften Transistor (M5) und dem sechsten Transistor (M6) zur Ausbildung der zweiten Verstärkerstufe verbunden ist. Funksystem zur Kommunikation, das einen Differenzverstärker zur Verstärkung einer Übertragungsfrequenz, insbesondere 2,4 GHz, aufweist, wobei der Differenzverstärker - eine erste Induktivität (L0p, L1p, L2p), die mit einer zweiten Induktivität (L0n, L1n, L2n) magnetisch gekoppelt ist, und - eine Kapazität (C0, C1, C2) aufweist, wobei die Kapazität (C0, C1, C2), die erste Induktivität (L0p, L1p, L2p) und die zweite Induktivität (L0n, L1n, L2n) derart zu einem Resonanzkreis ([C0, L0p, L0n], [C1, L1p, L1n], [C2, L2p, L2n]) verschaltet sind, dass der Resonanzkreis ([C0, L0p, L0n], [C1, L1p, L1n], [C2, L2p, L2n]) für ein Gleichtaktsignal eine Gleichtakt-Impedanz und für ein Gegentaktsignal eine von der Gleichtakt-Impedanz verschiedene Gegentakt-Impedanz aufweist.






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