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Dokumentenidentifikation DE112005001698T5 27.09.2007
Titel Vielschichtige Leistungszufuhr-Clamp-Schaltung zum elektrostatischen Entladungsschutz
Anmelder Intel Corp., Santa Clara, Calif., US
Erfinder Maloney, Timothy, Palo Alto, Calif., US;
Poon, Steven, Sunnyvale, Calif., US
Vertreter BOEHMERT & BOEHMERT, 28209 Bremen
DE-Aktenzeichen 112005001698
Vertragsstaaten AE, AG, AL, AM, AT, AU, AZ, BA, BB, BG, BR, BW, BY, BZ, CA, CH, CN, CO, CR, CU, CZ, DE, DK, DM, DZ, EC, EE, EG, ES, FI, GB, GD, GE, GH, GM, HR, HU, ID, IL, IN, IS, JP, KE, KG, KM, KP, KR, KZ, LC, LK, LR, LS, LT, LU, LV, LY, MA, MD, MG, MK, MN, MW, MX, MZ, NA, NG, NI, NO, NZ, OM, PG, PH, PL, PT, RO, RU, SC, SD, SE, SG, SK, SL, SM, SY, TJ, TM, TN, TR, TT, TZ, UA, UG, US, UZ, VC, VN, YU, ZA, ZM, ZW, EP, AT, BE, BG, CH, CY, CZ, DE, DK, EE, ES, FI, FR, GB, GR, HU, IE, IS, IT, LT, LU, LV, MC, NL, PL, PT, RO, SE, SI, SK, TR, OA, BF, BJ, CF, CG, CI, CM, GA, GN, GQ, GW, ML, MR, NE, SN, TD, TG, AP, BW, GH, GM, KE, LS, MW, MZ, NA, SD, SL, SZ, TZ, UG, ZM, ZW, EA, AM, AZ, BY, KG, KZ, MD, RU, TJ, TM
WO-Anmeldetag 29.09.2005
PCT-Aktenzeichen PCT/US2005/035421
WO-Veröffentlichungsnummer 2006039624
WO-Veröffentlichungsdatum 13.04.2006
Date of publication of WO application in German translation 27.09.2007
Veröffentlichungstag im Patentblatt 27.09.2007
IPC-Hauptklasse H01L 27/02(2006.01)A, F, I, 20050929, B, H, DE

Beschreibung[de]
Technisches Gebiet

Das vorliegende Patent betrifft allgemein elektrostatische Entladungs-Schutzsysteme und insbesondere Schutzschaltungen zum Abziehen von Strom während einer elektrostatischen Entladung.

Hintergrund der Erfindung

Elektrostatische Entladung (ESE) bezeichnet das Phänomen einer elektrischen Entladung mit einem hohen Strom für eine kurze Zeitdauer, der aus einer auf einem bestimmten IC-Package oder auf einem in der Nähe befindlichen Menschen aufgebauten statischen Ladung resultiert, der das bestimmte IC-Package handhabt. ESE-Ereignisse können schwerwiegende schädliche Effekte auf die Herstellung und das Leistungsverhalten von integrierten Schaltungen (ICs) und anderen mikroelektronischen Vorrichtungen, Systemen, die solche Vorrichtungen enthalten und Herstellungseinrichtungen, die sie produzieren, haben. Fortschritte in der Siliziumverarbeitungstechnologie haben zu der Entwicklung von zunehmend geringeren Größen für Transistoren und integrierte Schaltungen geführt. Die abnehmende Größe der Transistoren hat die Schaltungen ihrerseits zunehmend empfindlich für Beschädigung durch ESE-Ereignisse gemacht.

Mit Eintritt in das neue Jahrtausend fährt die Elektronikindustrie fort, Mikroelektronikstrukturen zu skalieren, um schnellere Vorrichtungen, neue Vorrichtungen und mehr Vorrichtungen pro Einheitsfläche zu erzielen. ESE bleibt eine Bedrohung für skalierte Strukturen, die unter Verwendung verschiedener neuer Technologien hergestellt werden, die in der Elektronikindustrie verwendet werden, wie beispielsweise Submicron-Vorrichtungstechnologien, hohe System-Betriebsgeschwindigkeiten, höhere Grade von Herstellungsautomation etc. Je mehr die integrierten Schaltungen in ihrer Dichte zunehmen und ihre Betriebs-Versorgungsspannungen abnehmen, desto empfindlicher werden die Schaltungen gegenüber den Effekten der ESE.

Insbesondere ist die ESE ein ernstes Problem für Halbleitervorrichtungen, da sie das Potential hat, einen gesamten IC zu zerstören. Da ESE-Ereignisse oft über Siliziumschaltungen auftreten, die mit IC-Package-Anschlüssen verbunden sind, haben Schaltungskonstrukteure ihre Bemühungen darauf konzentriert, adäquate Schutzmechanismen für diese empfindlichen Schaltungen zu entwickeln.

Eine Lösung ist die Verwendung eines Transistors mit geerdetem Gate als einfache ESE-Schutzschaltung. Der Transistor ist als eine Diode konfiguriert und hat eine Drain-Junction-Durchschlagsspannung, die geringer ist, als die dielektrische Gate-Durchschlagsspannung. Obwohl diese Schaltung etwas Schutz vor ESE-Ereignissen bietet, sollte eine ESE-Schutzschaltung auch in der Lage sein, einen IC vor statischer Entladung zu schützen, indem große Ströme in einer kurzen Zeit auf nicht destruktive Weise durch einen Pfad geringer Impedanz geleitet werden.

Elektronische Schaltungen, die als Leistungszufuhr-Klemmschaltungen bzw. sogenannte Clamp-Schaltungen bekannt sind, haben seit langem die Funktion erfüllt, Stromleitungen während ESE-Ereignissen zu schützen. 1 zeigt ein Blockdiagramm einer beispielhaften integrierten Schaltung, die dem Fachmann bekannt ist. 1 zeigt eine integrierte Schaltung 10, die eine Spannungsversorgungs-Eingangsverbindung 12 zum Empfangen einer extern bereitgestellten hohen Versorgungsspannung von einer Versorgungsschaltung 14 aufweist. Eine ESE-Schutzschaltung 16 ist vorgesehen, um eine interne Schaltung 18, die dazu ausgelegt ist, eine vorbestimmte Funktion zu erfüllen, vor einer elektrostatischen Entladung zu schützen. Die ESE-Schutzschaltung 16 wird unten im Detail beschrieben. Die integrierte Schaltung 10 kann irgendeine Art von integrierter Schaltung sein, die eine Versorgungsspannung empfängt, darunter, ohne auf diese beschränkt zu sein, ein Prozessor, ein Controller, eine Speichervorrichtung, eine anwendungsspezifische integrierte Schaltung („Application Specific Integrated Circuit", ASIC) etc.

Da bestimmte standardisierte oder Legacy-Versorgungsspannungen hoch genug sein können, um vorzeitiges Versagen bei Metalloxid-Halbleitervorrichtungen (Metal-Oxide Semiconductor, MOS) zu verursachen, die in integrierten Schaltungen verwendet werden, werden neu konzipierte Clamp-Schaltungen benötigt, um einen ESE-Schutz für Hochspannungspins bereitzustellen. Solche Schaltungen, die als spannungs-tolerante Clamps oder mehrschichtige Clamps („multi-stack clamps") bekannt sind, sind in der Lage, hohen Spannungen durch selbsterzeugte Vorspannungen Stand zu halten, die niedrig genug sind, daß MOS-Vorrichtungen daran angebracht werden können, ohne das eine Beschädigung verursacht wird.

Eine erstrebenswerte Vorspannungsschaltung sollte die Eigenschaften eines geringen Leistungsverbrauchs, eines starken Stromantriebs und einer begrenzten Verschlechterung des ESE-Leistungsvermögens der Clamp-Schaltung aufweisen. Ein geringer Leistungsverbrauch kann als ein Leistungsverbrauch definiert werden, der vernachlässigbar im Vergleich zum Gesamtleistungsverbrauch der Clamp-Schaltung ist. Ein starker Stromantrieb muß an seiner Fähigkeit gemessen werden, große Lasten anzutreiben bzw. zu fahren, während die Vorspannung auf dem Zielwert gehalten wird. Andererseits sollte sich eine begrenzte Verschlechterung des ESE-Leistungs-vermögens durch eine vernachlässigbare Verschiebung in der Puls-Strom-Spannung-Charakteristik der Clamp-Schaltung unter verschiedenen Betriebsbedingungen erweisen.

2 zeigt eine beispielhafte Implementierung einer spannungstoleranten Clamp-Schaltung 20 aus dem Stand der Technik. Die Clamp-Schaltung 20 umfaßt einen Spannungsteiler 22, der durch Bauelemente 24 und 26 zwischen Knoten 28 und 30 gebildet ist, eine Steuerschaltung 32, die neben anderen Bauelementen ein Bauelement 34 umfaßt, und eine Stromzieh-Vorrichtung („current sinking device") 36 mit Stromzieh-Vorrichtungs-Transistoren 38 und 40. Die von der Stromzieh-Vorrichtung 36 verwendeten Transistoren 38 und 40 können irgendwelche herkömmlicherweise verwendete Transistoren sein. Beispielsweise können die Transistoren 38 und 40 der beispielhaften Implementierung der Stromzieh-Vorrichtung 36 p-Kanal-Transistoren sein.

Ein Spannungsteiler einer Clamp-Schaltung, wie beispielsweise der Spannungsteiler 22, erzeugt eine Vorspannung oder Referenzspannung und wird daher auch als Referenzspannungserzeuger oder Vorspannungserzeuger bezeichnet. Wie in 2 gezeigt ist, wird der einfache Spannungsteiler 22 des Standes der Technik verwendet, um die hohe Zufuhrspannung auf dem Knoten 28 auf eine geringere Spannung auf dem Knoten 30 zu verringern. Bei der Clamp-Schaltung 20 besteht die Hauptlast auf dem Spannungsteiler 22 in dem Leckverlust unterhalb der Schwelle durch das n-Kanal-Bauelement 34. Bei einem resistiven Spannungsteiler sollte diese Last gering im Vergleich zum Stromverbrauch des Teilers selbst sein, um eine gute Spannungsteilung beizubehalten. Diese Anforderung wird im Falle des Spannungsteilers 22 gelockert, bei dem die diodenverbundenen p-Kanal-Bauelemente 24 und 26 mit nicht-linearen Strom-Spannungs-Charakteristika anstelle von resistiven Elementen verwendet werden. Eine vernünftige Spannungsteilung kann erreicht werden, wenn der Stromverbrauch des Spannungsteilers 22, definiert als Strom durch Bauelement 26, vergleichbar oder sogar geringer ist, als der Stromverbrauch einer Last. Da das Bauelement 34 üblicherweise viel kleiner ist als die Bauelemente 24 und 26, und da der Stromverbrauch des Spannungsteilers 22 vergleichbar mit dem Leckverlust („leakage") durch das Bauelement 34 ist, kann der Spannungsteiler 22 optimiert werden, um einen Leckstrom zu verbrauchen, der gering im Vergleich zum gesamten Leckverlust der Clamp-Schaltung ist.

Die Steuerschaltung 32 ist mit einem Steuerungsknoten der Stromzieh-Vorrichtung 36 gekoppelt, so daß die Steuerschaltung 32 während eines ESE-Ereignisses auf der Leistungsversorgungs-Verbindung 28 den Steuerungsknoten mit einem Erdungspotential koppelt, so daß ein Spannungsabfall von dem Steuerungsknoten zum Erdungspotential geringer ist, als eine Schwellenspannung eines n-Kanal-Transistors, wie beispielsweise des Steuerungs-Transistors 34. Der Betrieb der Steuerschaltung 32 ist mehr im Detail im US Patent Nr. 5,956,219 erläutert, welches in seiner Gesamtheit durch Bezugnahme in die vorliegende Beschreibung aufgenommen wird.

Eines der Probleme, das mit der Verwendung der Clamp-Schaltung 20 zusammenhängt, besteht darin, daß der Leckverlust des Spannungsteilers 22 nur basierend auf einem bestimmten Lastzustand optimiert werden kann. Obwohl der Leckverlust unterhalb der Schwelle des Bauelements 34 eine starke Funktion der Temperatur und anderer Prozeßvariationen ist, beeinflussen diese Änderungen die Bauelemente im Spannungsteiler 22 nicht im gleichen Maße. Um eine zufriedenstellende Spannungsteilung bei allen vernünftigen Nutzungsbedingungen sicherzustellen, muß der Stromantrieb des Spannungsteilers 22 ansteigen, um den ungünstigsten Bedingungen bezüglich Änderungen in der Zimmertemperatur, Verfälschungen durch schnelle Prozesse etc. gerecht zu werden. Leider kann dies zu einer erheblichen Über-Konstruktion führen, was erzwingen kann, daß der Stromverbrauch des Spannungsteilers 22 ein wesentlicher Anteil des gesamten Leckverlustes der Clamp-Schaltung unter typischen Betriebsbedingungen wird.

Ebenso ist es erstrebenswert, einen verbesserten Spannungserzeugungs-Unterschaltkreis für die Verringerung des gesamten Stromverbrauchs einer Clamp-Schaltung zu haben. Eine in

3 offenbarte Clamp-Schaltung 50 aus dem Stand der Technik versucht dieses Problem anzugehen, indem ein Spannungsteiler 52 mit geringem Leckverlust verwendet wird, der durch einen analogen Spannungsfolger 54 gepuffert ist und von einer Steuerschaltung 56 gefolgt wird. Bei der Clamp-Schaltung 50 stellt der Spannungsfolger 54 einen niedrigen Ausgangswiderstand bereit, um den Leckverlust durch die Steuerungsvorrichtung 58 anzutreiben, und er präsentiert dem Spannungsteiler 52 darüberhinaus nur eine geringe Last, so daß man es sich leisten kann, den Stromverbrauch des Spannungsteilers, gering zu lassen. Damit der Spannungsfolger 54 effektiv arbeiten kann, müssen sich leider der Eingang und der Ausgang des Spannungsfolgers 54 um eine Schwellenspannung plus einer unspezifizierten Spannungsmenge unterscheiden, die notwendig ist, um einen der Transistoren im Spannungsfolger 54 einzuschalten. Demzufolge ist es schwierig, eine hochpräzise Vorspannung unter Verwendung der Clamp-Schaltung 50 zu erzeugen. Dies ist ein mit den Fortschritten in der Schaltungstechnologie zunehmend wichtiges Problem, weil die Genauigkeit in der Spannungsreferenz kritischer wird, da die maximale Spannung, welcher Transistoren in ICs Stand halten können, mit jeder Prozeßgeneration abnimmt.

Um die obigen Probleme anzugehen, ist es erstrebenswert, eine verbesserte ESE-Clamp-Schaltung anzugeben, bei der die innere Vorspannung der Clamp-Schaltung die Leistungszufuhr über den gesamten Bereich von Prozeßvariationen genau verfolgt und bei der die Clamp-Schaltung mit einem minimalen Leckstrom über einem weiten Bereich von Betriebsbedingungen arbeitet.

Kurze Beschreibung der Figuren

Das vorliegende Patent wird anhand von Beispielen und nicht von Beschränkungen in den beigefügten Figuren illustriert, bei denen gleiche Bezugszeichen ähnliche Elemente bezeichnen, und bei denen:

1 ein Blockdiagramm einer beispielhaften integrierten Schaltung zeigt;

2 eine beispielhafte Implementierung einer spannungstoleranten Clamp-Schaltung des Standes der Technik zeigt;

3 eine weitere beispielhafte Implementierung einer spannungstoleranten Clamp-Schaltung des Standes der Technik zeigt;

4 ein Blockdiagramm einer zweischichtigen Clamp-Schaltung mit einer verbesserten Vorspannungserzeugung zeigt;

5 ein beispielhaftes Schaltungsdiagramm der zweischichtigen Clamp-Schaltung von 4 zeigt;

6 eine simulierte gepulste Strom-Spannungs-Charakteristik der Clamp-Schaltung von 5 zeigt;

7 ein beispielhaftes Schaltungsdiagramm einer zweischichtigen Clamp-Schaltung mit komplementärem selbst-vorspannenden Differenzverstärker zeigt;

8 ein beispielhaftes Schaltungsdiagramm einer dreischichtigen Clamp-Schaltung mit verbesserter Vorspannungserzeugung zeigt;

9 ein beispielhaftes Schaltungsdiagramm einer zweischichtigen Clamp-Schaltung mit einem Gate-Leckverlust-Umleitungswiderstand zeigt;

10 ein beispielhaftes Schaltungsdiagramm einer zweischichtigen spannungstoleranten Clamp-Schaltung mit einem Gate-Leckverlust-Umleitungsverbindungsgate zeigt;

11 ein beispielhaftes Schaltungsdiagramm einer zweischichtigen spannungstoleranten Clamp-Schaltung mit einem Gate-Leckverlust-Umleitungs-PMOS zeigt; und

12 ein beispielhaftes Schaltungsdiagramm einer dreischichtigen spannungstoleranten Clamp-Schaltung mit Gate-Leckverlust-Umleitungs-PFETs zeigt.

Detaillierte Beschreibung der Ausführungsbeispiele

In der folgenden detaillierten Beschreibung von mehreren unterschiedlichen Ausführungsformen wird auf die beigefügten Zeichnungen Bezug genommen, die einen Teil der vorliegenden Beschreibung bilden, und in denen zum Zwecke der Illustration spezifische Ausführungsformen gezeigt sind, durch die das vorliegende Patent implementiert werden kann. In den Zeichnungen beschreiben gleiche Bezugszeichen im wesentlichen ähnliche Komponenten innerhalb der mehreren Ansichten. Diese Ausführungsformen werden in ausreichendem Detail beschrieben, um den Fachmann in die Lage zu versetzen, das vorliegende Patent auszuführen. Andere Ausführungsformen können verwendet werden, und strukturelle, logische und elektrische Änderungen können vorgenommen werden, ohne den Rahmen des vorliegenden Patentes zu verlassen. Die folgende detaillierte Beschreibung soll daher nicht auf beschränkende Weise aufgefaßt werden, und der Schutzumfang des vorliegenden Patentes wird nur durch die anhängenden Ansprüche definiert, zusammen mit deren vollständigem Äquivalenzbereich, der diesen Ansprüchen zusteht.

Eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt eine zweischichtige ESE-Clamp-Schaltung mit einem Differenzverstärker zum Bereitstellen einer verbesserten Vorspannung. Insbesondere umfaßt die ESE-Clamp-Schaltung einen Spannungsteiler, einen Differenzverstärker, einen Spannungsfolger, eine Steuerschaltung und eine Stromziehschaltung. Der Differenzverstärker ist in der Lage, einen benötigten Spannungsabfall über dem Spannungsfolger durch negative Rückkopplung einzustellen. Somit neigt die Verstärkung des Differenzverstärkers dazu, den Spannungsfolgereingang hochzufahren, bis die beiden Eingänge des Differenzverstärkers auf demselben Potential liegen.

Eine alternative Ausführungsform des vorliegenden Patents zeigt eine mehrschichtige ESE-Clamp-Schaltung mit einem Differenzverstärker zum Bereitstellen einer verbesserten Vorspannung.

Noch eine andere Ausführungsform des vorliegenden Patents zeigt eine zweischichtige Clamp-Schaltung mit einem Widerstand, der einen Drain eines ersten Transistor-Bauelements innerhalb einer Stromziehschaltung der Clamp-Schaltung mit einem Gate eines zweiten Transistor-Bauelements innerhalb der Stromziehschaltung verbindet, wobei der Widerstand gestattet, daß die Stromlast auf dem Drain des zweiten Transistors verringert wird.

Eine weitere Ausführungsform des vorliegenden Patents zeigt eine zweischichtige Clampschaltung mit einem Verbindungs-FET („pass-FET"), der einen Drain eines ersten Transistor-Bauelements innerhalb einer Stromziehschaltung der Clamp-Schaltung mit einem Gate eines zweiten Transistor-Bauelements innerhalb der Stromziehschaltung verbindet, wobei der Verbindungs-FET gestattet, daß die Stromlast auf dem Drain des zweiten Transistors verringert wird.

Noch eine weitere Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt eine zweischichtige Clamp-Schaltung mit einem p-Kanal-FET mit geerdetem Gate, der einen Drain eines ersten Transistor-Bauelements innerhalb einer Stromziehschaltung der Clamp-Schaltung mit einem Gate eines zweiten Transistor-Bauelements innerhalb der Stromziehschaltung verbindet, wobei der p-Kanal-FET gestattet, daß die Spannungslast auf dem Drain eines zweiten Transistors innerhalb der Stromziehschaltung verringert wird.

Unter Bezugnahme nun auf die beigefügten Figuren zeigt 4 ein Blockdiagramm einer beispielhaften zweischichtigen Clamp-Schaltung 100 mit einer verbesserten Vorspannungserzeugung. Die Clamp-Schaltung 100 umfaßt einen Spannungsteiler 102, der über einen Differenzverstärker 104 mit einem Spannungsfolger 106 verbunden ist, welcher wiederum mit einer Steuerschaltung 108 verbunden ist, die eine Stromziehvorrichtung 110 steuert. Eine spezifische Implementierung der zweischichtigen Clamp-Schaltung 100 ist mehr im Detail in 5 gezeigt.

Unter Bezugnahme speziell auf 5 ist der Spannungsteiler 102 ein Spannungsteiler mit geringem Leckverlust, der Reihentransistoren 112 bis 122 umfaßt, und er ist mit einer Spannungsversorgung über einen Verbindungs-Gate-Transistor 124 verbunden. Der Spannungsteiler 102 stellt eine Referenzspannung bzw. Vorspannung am Vorspannungspunkt 126 für den Differenzverstärker 104 bereit.

Der Differenzverstärker 104 umfaßt Transistoren 130 bis 138. Der Differenzverstärker 104 neigt dazu, den Eingang zum Spannungsfolger 106 hochzufahren, bis die Eingänge der Transistoren 134 und 136 sich auf demselben Potential befinden. Somit stellt der Differenzverstärker 104 durch negative Rückkopplung einen erwünschten Spannungsabfall über dem Spannungsfolger 106 ein. Im allgemeinen benötigen der Spannungsteiler 102 und der Spannungsfolger 106 nur eine geringe Menge von Leckstrom, daher ist es, um den Gesamtstromverbrauch der Clamp-Schaltung 100 auf einem niedrigen Wert zu halten, notwendig, daß der Stromverbrauch des Differenzverstärkers 104 ebenfalls niedrig gehalten wird.

Die zweischichtige Clamp-Schaltung 100 erreicht einen niedrigen Strom durch den Differenzverstärker 104, indem das Gate des Transistors 138 auf eine niedrige Spannung vorgespannt wird. Die niedrige Vorspannung am Gate des Transistors 138 kann von irgendeinem der verschiedenen Knoten genommen werden, die durch die Transistoren 112 bis 122 des Spannungsteilers 102 bereitgestellt sind. Um sicherzustellen, daß das Laden in dem Transistor 138, das durch den Gate-Abfluß bzw. Gate-Leckverlust („gate leakage") verursacht wird, nicht die Spannungsreferenz stört, die vom Spannungsteiler 102 bereitgestellt wird, kann der Transistor 138 in einer relativ geringen Größe ausgeführt sein. Die geringere Höhe des Stroms durch den Differenzverstärker 104 verringert auch die Geschwindigkeit des Differenzverstärkers 104. Darüberhinaus braucht der Differenzverstärker 104 nur eine DC-Spannungsreferenz bereitzustellen, daher ist die Verringerung in der Schaltgeschwindigkeit des Differenzverstärkers 104 im allgemeinen nicht von Belang. Jedoch beeinflußt die Verstärkung des Differenzverstärkers 104 die Präzision der Spannungsreferenz, die durch den Differenzverstärker 104 bereitgestellt wird, daher ist die Verstärkung bzw. der Verstärkungsgrad des Differenzverstärkers 104 ein Hauptziel der Optimierung. Durch verschiedene Simulationen wurde gezeigt, daß ein akzeptabler Verstärkungsgrad für den Differenzverstärker 104 bei Niveaus erreicht werden kann, die verglichen mit dem gesamten Clamp-Abfluß bzw. -Leckverlust der Clamp-Schaltung 100 gering sind.

Aufgrund der Verwendung des Differenzverstärkers 104 hat der Stromantrieb des Vorspannungsgenerators einen sehr breiten Bereich, der im allgemeinen viel höher ist als bei den traditionellen Clamp-Schaltungen, die oben in 2 und 3 offenbart sind. Wenn die Last am Ausgang des Spannungsfolgers 106 übermäßig ist, beispielsweise unter Burn-in bzw. Voralterungsbedingungen, kann die Eingangsspannung des Spannungsfolgers 103 so hoch schweben, wie der Ausgang des Differenzverstärkers 104 erlauben kann. Andererseits kann unter Bedingungen, die zu einem geringen Abfluß führen, wie beispielsweise bei einer niedrigen Temperatur oder einer Ecke eines langsamen Prozesses („slow process corner") die Eingangsspannung in den Spannungsfolger 106 auch auf einen niedrigeren Pegel zurückschweben. Solch eine Flexibilität in der Eingangsspannung des Spannungsfolgers 106 ist ein Ergebnis der Verwendung des Differenzverstärkers 104. Die traditionellen Clamp-Schaltungen von 2 und 3 bieten solch eine Flexibilität nicht. Somit gestattet die Verwendung des Differenzverstärkers 104, daß die Clamp-Schaltung 100 eine genaue Spannungsreferenz unter verschiedenen Bereichen von Betriebsbedingungen bereitstellt.

Der Spannungsfolger 106 besteht aus Transistoren 140144 und ist über einen variablen Widerstand 148 mit der Versorgung 146 verbunden. Demgegenüber besteht die Steuerung 108 aus einer Reihe von Transistoren 150164 und einem Widerstand (in 5 nicht gezeigt). Schließlich umfaßt die Stromziehvorrichtung 110 Transistoren 170 und 172. Der Aufbau des Differenzverstärkers 104, des Spannungsfolgers 106 und der Steuerung 108 ist dem Fachmann wohl bekannt und wird hier daher nicht weiter im Detail diskutiert.

Um sicherzustellen, daß die Zufügung des Differenzverstärkers 104 keinen negativen Effekt auf die Funktionalität der Clamp-Schaltung 100 hat, ist es wichtig, sicherzustellen, daß die Neigung des Spannungsfolger-Transistors 140 dem Mittelknoten 180 eine Referenzspannung aufzuerlegen, nicht die Fähigkeit des Steuerungstransistors 164 übersteigt, den Transistor 172der ESE-Clamping 110 einzuschalten. Dies wird dadurch erreicht, daß die Kanalbreite des Spannungsfolger-Transistors 140 gering im Vergleich zur Kanalbreite des Steuerungs-Transistors 164 gemacht wird, so daß der Steuerungs-Transistor 164 stets in der Lage ist, den Transistor 172 der Stromziehvorrichtung einzuschalten. Demzufolge ist in einem stationären Zustand und unter normalem Betrieb der Steuerungs-Transistor 164 ausgeschaltet, und der Spannungsfolger-Transistor 142 übernimmt die Steuerung.

Eine alternative Lösung zur Verringerung der Stärke des Spannungsfolger-Transistors 140 während eines ESE-Ereignisses besteht darin, den Verbindungs-Gate-Transistor 124 oben am Spannungsteiler 102 zu verwenden, der während eines ESE-Ereignisses ausgeschaltet werden kann, so daß die Gate-Spannung am Differenzverstärker-Transistor 136 verringert wird. Noch eine andere Ausführungsform der Clamp-Schaltung 100 kann einen Kondensator umfassen, der zwischen das Gate des Differenzverstärker-Transistors 136 und Massepotential geschaltet ist, so daß die Gatespannung des Differenzverstärker-Transistors 136 während des ESE-Ereignisses niedrig bleibt.

In einer jeden der verschiedenen oben diskutierten Ausführungsformen ist es erforderlich, daß keine der obigen Änderungen das Verhalten bzw. Leistungsvermögen der Clamp-Schaltung 100 während einer ESE beeinflußt. Ergebnisse von Simulationen für die Ausführungsform der in 5 gezeigten Clamp-Schaltung 100 sind in dem in 6 gezeigten Graph 200 gezeigt. Speziell zeigt der Graph 200 das Verhältnis zwischen der Clamp-Spannung und einem Clamp-Strom für eine Clamp-Schaltung mit dem Differenzverstärker (modifizierte Clamp-Schaltung) und ohne den Differenzverstärker (nicht modifizierte Clamp-Schaltung). Wie dem Graph 200 zu entnehmen ist, gibt es keine Verschlechterung im Verhalten bzw. Leistungsvermögen der Clamp-Schaltung 100 mit Differenzverstärker 104 im Vergleich zu einer Clamp-Schaltung ohne einen Differenzverstärker.

Ergebnisse von Simulationen, darunter Simulationen der Spannung am Mittelknoten 180, der Oxid-Lebensdauer der Clamp-Schaltung 100 und von Abfluß- bzw. Leckverlust-Daten für die Clamp-Schaltung 100 unter verschiedenen Betriebsbedingungen zeigen, daß die Clamp-Schaltung 100 klar eine größere Kontrolle über die Spannung am Mittelknoten 180 über einen breiten Bereich von Betriebsbedingungen gewährt, inklusive unter Bedingungen hoher Spannung und hoher Temperatur. Beispielsweise führt unter Betriebsbedingungen mit einer Spannung von 3,08 V und einer Temperatur von 125°C die Clamp-Schaltung 100 zu einer Abweichung von nur 21,5 mV, verglichen mit viel höheren Abweichungen von 158,7 mV und 106 mV für die Clamp-Schaltungen 20 bzw. 50. Die geringere Abweichung der Mittelknoten-Spannung gestattet es, Zeit-bis-Versagen-Studien für die Clamp-Schltung 100 mit höherer Genauigkeit durchzuführen.

Auf ähnliche Weise zeigen Simulationsergebnisse auch, daß zusätzlich zum Vorteil der besseren Kontrolle über die Mittelknoten-Spannung die ungünstigste Oxid-Lebensdauer der Clamp-Schaltung 100 nahe bei 51 Jahren liegt, während die ungünstigste Oxid-Lebensdauer der Clamp-Schaltungen 20 und 50 nur ungefähr 7 Jahre beträgt. Die erhöhte ungünstigste Oxid-Lebensdauer stellt auch einen gesteigerten Sicherheitsbereich für den Betrieb der Clamp-Schaltung 100 bereit.

Selbst wenn die Clamp-Schaltung 20 stark leckverlust-optimiert ist, so daß sie nur eine Lebensdauer von ungefähr sieben Jahren hat, hat sie darüberhinaus einen wesentlich höheren Leckverlust als die Clamp-Schaltung 100. Simulationsergebnisse zeigen, daß obwohl die Clamp-Schaltung 50 einen etwas geringeren Clamp-Strom geben kann als die Clamp-Schaltung 100, die Clamp-Schaltung 50 bei dem entscheidenen Kriterium des Bereitstellens einer genauen und stabilen Spannungsreferenz versagt. Man beachte, daß bei höheren Temperaturen die Verbesserung im Leckstrom zwischen den Clamp-Schaltungen 20 und 100 weniger stark ausgeprägt ist. Diese verringerte Verbesserung ergibt sich dadurch, daß bei höheren Temperaturen der Leckverlust der Stromzieh-Transistoren 38 und 40 der Clamp-Schaltung 20 den Leckverlust des Spannungsteilers 22 dominiert, während der Leckverlust der Transistoren 170 und 172 der Clamp-Schaltung 100 den Leckverlust des Spannungsteilers 102 dominiert.

Jedoch ist es bei leckverlust-empfindlichen Anwendungen, wie beispielsweise der Bereitstellung eines batteriegetriebenen Realzeit-Taktgebers, oft nötig, den Leckverlust bei Zimmertemperaturen zu minimieren, um Produktspezifikationen zu erfüllen, und die Clamp-Schaltung 100 bietet mehr Flexibilität beim Erfüllen solcher Anforderungen. Wie in Tabellen 1 und 2 gezeigt ist, sind die Clamp-Schaltungen 20 und 50 darüberhinaus stark verletzlich gegenüber Prozeßänderungen, während die Clamp-Schaltung in dieser Hinsicht weniger empfindlich ist, so daß die Clamp-Schaltung 100, die für einen Hochleistungs-90 nm-Prozeß ausgelegt ist, auch in einem Niedrigleistungs-90 nm-Prozeß verwendet werden kann. Während andererseits die Clamp-Schaltung 20, die für den Hochleistungs-90 nm-Prozeß ausgelegt ist für einen Niedrigleistungs-90 nm-Prozeß verwendet werden kann, wird in diesem Fall der Spannungsteiler 22 der Clamp-Schaltung 20 stark über-konstruiert sein, wenn er in einem Prozeß mit geringem Leckverlust wie beispielsweise einem Niedrigleistungs-90 nm-Prozeß verwendet wird. Darüberhinaus führt eine Prozeßänderung, die den Transistor-Leckverlust erhöht und/oder den Stromantrieb in einem Spannungsteiler verringert, bei den Clamp-Schaltungen 20 und 50 zu verringerten Oxid-Lebensdauern. Im Vergleich dazu hat die Clamp-Schaltung 100, die eine stärkere Spannungsreferenz aufweist, eine viel bessere Chance, routinemäßige Prozeßänderungen zu überleben.

Obwohl die obige Implementierung der Clamp-Schaltung 100 einen einfachen Aktivlast-Differenzverstärker 104 als Verstärkungselement verwendet, kann auch eine beliebige andere Art von Differenzverstärker verwendet werden, die eine hohe Verstärkung und einen geringen Leckverlust bietet. 7 zeigt ein Beispiel einer Clamp-Schaltung 220, die einen komplementären selbst vorspannenden Differenzverstärker 222 („complementary self-biased differential amplifier") verwendet, der zwischen den Spannungsteiler 102 und den Spannungsfolger 106 geschaltet ist. Man beachte, daß andere Arten von Differenzverstärkern, wie beispielsweise Kaskadenverstärker etc. ebenfalls verwendet werden können, um den Verstärkungsgrad zu erhöhen.

Obwohl die unterschiedlichen Implementierungen der Clamp-Schaltungen 20, 50, 100 und 220, die in 2, 3, 5 und 7 gezeigt sind, eine zweischichtige („two-stack") Clamp-Schaltung verwenden, wie beispielsweise die Stromziehvorrichtung 110, können diese Clamp-Schaltungen leicht unter Verwendung vielschichtiger Stromziehvorrichtungen verallgemeinert werden. Als Beispiel offenbart 8 eine Clamp-Schaltung 240 mit einer dreischichtigen Stromziehvorrichtung 242 und einem Vorspannungserzeuger 244, wobei der Vorspannungserzeuger 244 einen gemeinsamen Spannungsteiler 246 umfaßt, einen ersten Differenzverstärker 248 zusammen mit einem ersten Spannungsfolger 250, der eine Vorspannung für eine Schicht bereitstellt, und einen zweiten Differenzverstärker 252 mit einem zweiten Spannungsfolger 254, der eine Vorspannung für eine andere Schicht der dreischichtigen Stromziehvorrichtung 242 bereitstellt. Die Clamp-Schaltung 240 umfaßt außerdem eine Steuerschaltung 256, die den ersten Spannungsfolger 250 und den zweiten Spannungsfolger 254 mit der dreischichtigen Stromziehvorrichtung 242 verbindet.

Die Beschreibungen der Clamp-Schaltungen 20, 50, 100, 220 und 240, die in 2, 3, 5, 7 und 8 gezeigt sind, sind im Kontext von 180 nm-Technologie-Vorrichtungen angegeben. Beginnend mit 130 nm-Technologie-Vorrichtungen, die zunehmend in der Industrie populär sind, wurde das Phänomen des Gate-Leckverlusts wesentlich. Allgemein kann der Gate-Leckverlust als Leckverlust bzw. Abfluß zwischen dem Gate und dem Drain eines Transistor-Bauelements in Folge eines hohen elektrischen Felds unter dem Gate- und Drain-Überlappbbereich des Transistor-Bauelements beschrieben werden, welches zu einem Band-zu-Band-Tunneleffekt führt. Es wurde projiziert, daß der Gate-Leckverlust-Effekt in integrierten Schaltungs-Bauelementen in der nahen Zukunft vergleichbar mit dem Leckverlust unterhalb der Schwelle („sub-threshold leakage") werden wird.

Im Anbetracht solch einer Möglichkeit ist es notwendig, die oben beschriebenen Schaltungen zu re-analysieren, um die Effekte des Gate-Leckstroms auf die Stromlast erneut zu erwägen, die die Vorspannungserzeuger von Clamp-Schaltungen handhaben müssen. Wenn man beispielsweise die Clamp-Schaltung 20 von 2 in Betracht zieht, ist die größte neue Zugabe zur Stromlast auf den Spannungsteiler 22 der Gate-zu-Source-Leckverlust durch den Stromzieh-Transistor 40, der zum bestehenden Leckverlust unterhalb der Schwelle des Steuerungstransistors 34 hinzukommt. Wenn die Gate-Leckverluste bzw. -ableitungen eines jeden der Transistoren 34 und 40 mit ihren Leckverlusten unterhalb ihrer Schwelle vergleichbar sind, wird aufgrund der erheblich größeren Größe des Stromzieh-Transistors 40 im Vergleich zum Steuerungstransistor 34 der Gatestrom durch den Stromzieh-Transistor 40 den Leckverlust durch den Steuerungstransistor 34 in den Schatten stellen. Außerdem gibt es die Gate-Leckverluste durch die Steuerungstransistoren 34 und 42, die die Stromlast beeinflussen, aber sie sind verglichen mit dem Gate-Leckverlust des Bauelements 40 gering, wiederum aufgrund der relativ größeren Größe des Stromzieh-Transistors 40. Ein jeder dieser Gate-Leckverluste wird die Strom-Antriebsanforderung des Spannungsteilers 22 erhöhen, von der viel auf unproduktive Weise von dem Element 26 des Spannungsteilers 22 genutzt wird.

Obwohl der Gate-Leckverlust des Stromzieh-Transistors 40 über ein größeres Bauelement verteilt ist, muß dieselbe Menge Strom und zusätzlich der unproduktive Strom durch Element 26 durch das relativ kleine Bauelement 24 fließen. Die sich daraus ergebende Dichte des Stroms durch das Bauelement 24 kann hoch genug sein, als daß ein Konstrukteur des Spannungsteilers 22 Elektro-Migration und andere langfristige Sachverhalte in Erwägung ziehen muß. Der hohe Gate-Leckverlust des Stromziehtransistors 40 zusammen mit den Gate-Leckverlusten der Steuerungs-Transistoren 34 und 42 beansprucht einfache Spannungsteiler wie beispielsweise den Spannungsteiler 22 stark. Daher ist eine stärkere Spannungsreferenz, wie beispielsweise der Spannungsteiler 102 von 5, erstrebenswert.

Obwohl es ein großes Ausmaß an Gate-zu-Drain-Strom durch den Stromzieh-Transistor 40 gibt, gibt es auch eine ähnliche Menge an Gate-zu-Drain-Leckstrom durch den Stromzieh-Transistor 38. Somit unterstützt der Drain des Stromzieh-Transistors 40 nicht nur den unterhalb der Schwelle liegenden Leckverlust des Stromzieh-Transistors 40, sondern zwei Dosen von Gate-zu-Drain-Leckströmen, nämlich diejenigen des Stromzieh-Transistors 38 und des Stromzieh-Transistors 40. Wenn man also in der Lage wäre, den Gate-zu-Drain-Leckstrom des Stromzieh-Transistors 38 zum Gate des Stromzieh-Transistors 40 zu leiten, müßte der Drain des Stromzieh-Transistors 40 nur den Leckverlust unterhalb der Schwelle von einer Dosis von Gate-zu-Drain-Leckverlust unterstützen, nämlich diejenige des Stromzieh-Transistors 40. Dies kann in der Praxis getan werden, indem entweder ein Widerstand oder ein Verbindungs-FET zwischen dem Drain des Stromzieh-Transistors 38 und dem Gate des Stromzieh-Transistors 40 verbunden wird.

9 zeigt eine alternative Implementierung einer Clamp-Schaltung 270 mit einem Spannungsteiler 272, einem Differenzverstärker 274, einem Spannungsfolger 276, einer Steuerschaltung 278 und einer Stromzieh-Vorrichtung 280, wobei die Stromzieh-Vorrichtung 280 einen Stromzieh-Transistor 282 und einen Stromzieh-Transistor 284 umfaßt, wobei ein Widerstand 286 zwischen den Drain des Stromzieh-Transistors 282 und das Gate des Stromzieh-Transistors 284 geschaltet ist. Der Widerstand 286 gestattet es, den Gate-zu-Drain-Leckstrom des Stromzieh-Transistors 282 zum Gate des Stromzieh-Transistors 284 zu leiten, wodurch die Stromlast auf dem Drain des Stromzieh-Transistors 284 verringert wird.

10 zeigt eine alternative Implementierung einer Clamp-Schaltung 300 mit einem Spannungsteiler 302, einem Differenzverstärker 304, einen Spannungsfolger 306, einer Steuerschaltung 308 und einer Stromzieh-Vorrichtung 310, wobei die Stromzieh-Vorrichtung 310 einen Stromzieh-Transistor 312 und einen Stromzieh-Transistor 314 umfaßt, wobei ein Verbindungs-FET 316 zwischen dem Drain des Stromzieh-Transistors 312 und dem Gate des Stromzieh-Transistors 314 verbunden ist. Der Verbindungs-FET 316 gestattet es, den Gate-zu-Drain-Leckstrom des Stromzieh-Transistors 312 zum Gate des Stromzieh-Transistors 314 zu führen, wodurch die Stromlast auf dem Drain des Stromzieh-Transistors 314 verringert wird.

11 zeigt eine alternative Implementierung einer Clamp-Schaltung 330 mit einem Spannungsteiler 332, einem Differenzverstärker 334, einem Spannungsfolger 336, einer Steuerschaltung 338 und einer Stromzieh-Vorrichtung 340, wobei die Stromzieh-Vorrichtung 340 einen Stromzieh-Transistor 342 und einen Stromzieh-Transistor 344 umfaßt. Die Clamp-Schaltung 330 hat einen p-Kanal-FET 346, der zwischen dem Drain des Stromzieh-Transistors 342 und dem Gate des Stromzieh-Transistors 344 verbunden ist, wobei das Gate des p-Kanal-FETs 346 entweder mit dem Drain des Steuerungstransistors 348 oder der Erde (Massepotential) verbunden ist. Der p-Kanal-FET 346 gestattet es, den Gate-zu-Drain-Leckstrom des Stromzieh-Transistors 342 zum Gate des Stromzieh-Transistors 344 zu leiten, wodurch die Stromlast auf dem Drain des Stromzieh-Transistors 344 verringert wird.

Das n-Kanal-Bauelement 316, wie es in der Clamp-Schaltung 300 verwendet wird, kann dafür anfällig sein, zerstört zu werden oder während eines Zurückschnellens, dem sogenannten „Snap-Back" in einen Hoch-Strom-Zustand zu fallen. Wenn im Vergleich dazu der p-Kanal-FET 346 mit geerdetem Gate wie in der Clamp-Schaltung 330 verwendet wird, sollte der p-Kanal-FET 364 mit geerdetem Gate auf solche Weise ausgelegt sein, daß er viel schwächer ist, als der Steuerungstransistor 348. Dies stellt sicher, daß der Steuerungstransistor 348 den p-Kanal-FET 346 mit geerdetem Gate überwinden kann, wenn die resultierende Clamp-Schaltung in einem ESE-Modus arbeitet. Wenn andererseits das n-Kanal-Bauelement 316 wie in der Clamp-Schaltung 300 verwendet wird, kann es während eines ESE-Ereignisses ausgeschaltet werden, was gestattet, ein n-Kanal-Bauelement beliebiger Stärke zu verwenden.

Die verschiedenen Lösungen, die eingesetzt wurden, um das Problem des Gate-zu-Drain-Leckstroms anzugehen, wie durch die Clamp-Schaltungen 270, 300 und 330 gezeigt wird, bieten außerdem den sehr willkommenen Vorteil, daß die Last auf die jeweiligen Vorspannungs-Generatoren 272, 302 und 332 verringert werden. Dies geschieht als Resultat der Zufuhr des Gate-Leckverlustes der Stromzieh-Transistoren 284, 314 und 344 über die Stromzieh-Transistoren 282, 312 bzw. 342, anstatt über die jeweiligen Spannungsreferenzen einer jeder dieser Clamp-Schaltungen.

Die oben beschriebenen Lösungen sind im allgemeinen für Gate-Leckverluste optimiert, so daß das gesamte Ausmaß des Gate-Stroms durch die Stromzieh-Transistoren 282, 312 und 342 zum Gate der Stromzieh-Transistoren 284, 314 bzw. 344 umgelenkt wird. Da jedoch die Gate-zu-Source-Spannung der Stromzieh-Transistoren 284, 314 und 344 durch den Körpereffekt („body effect") ungleich null ist, ist es, wenn ein jedes der Paare 282 und 284, 312 und 314 und 342 und 344 in demselben Topf („well") enthalten sind, möglich, mehr als den optimierten Strom zu den Stromzieh-Transistoren 284, 314 und 344 umzuleiten. Wenn über das Ziel hinausgegangen wird, führt dies zu einer Abnahme in dem Gate-Leckverlust und einem Anstieg in dem Leckverlust unterhalb der Schwelle für die Stromzieh-Transistoren 284, 314 und 344, und in Abhängigkeit von dem Verhältnis des Gate-Leckstroms und des Leckverlusts unterhalb der Schwelle der verwendeten Technologie können die oben beschriebenen Lösungen zu Stromeinsparungen führen oder nicht. Nichts desto weniger bleibt der Vorteil der Verringerung der Last auf die Spannungsreferenzen 272, 302 und 332, wie er oben beschrieben wurde, bestehen.

In einem alternativen Szenario, bei dem ein jedes der Paare 282 und 284, 312 und 314, und 342 und 344 in unterschiedlichen Töpfen enthalten sind, mit einer Masse („bulk"), die mit der Source eines jeden der Stromzieh-Transistoren verbunden ist, werden die Leckverluste unterhalb der Schwelle minimiert werden, wenn die Gate-zu-Source-Spannungen der Stromzieh-Transistoren 274, 304 und 334 null sind. In diesem Szenario werden die oben beschriebenen Lösungen nur nützlich Effekte für die Schaltungen 270, 300 und 330 aufweisen.

Simulationsergebnisse haben gezeigt, daß die Zugabe des Verbindungs-FET 316, wie er in 10 gezeigt ist, die Stromlast auf der Spannungsreferenz 302 um ein wesentliches Ausmaß verringert. Dies liegt daran, daß der Verbindungs-FET 316 das meiste vom Gate-Strom durch den Stromzieh-Transistor 314 bereitstellt.

Obwohl die stärkste Berechtigung für das Einfügen des Verbindungs-FET 316 in die Clamp-Schaltung 300 oder des Widerstands 286 in die Clamp-Schaltung 270 in der erhöhten Genauigkeit und verringerter Zuverlässigkeitsbedenken für die Spannungsreferenzen der zugehörigen Clamp-Schaltungen 300 und 270 liegt, führen diese Änderungen auch zu einem verringerten Gesamtstrom. Beispielsweise haben Simulationsergebnisse gezeigt, daß die Verringerung im Gesamtstrom bei der Clamp-Schaltung 300 als Resultat der Verwendung des Verbindungs-FET 316 in der Größenordnung von dreißig Prozent liegt.

Obwohl die obigen Implementierungen der Clamp-Schaltungen 270, 300 und 330 unter Verwendung von zweischichtigen Stromzieh-Vorrichtungen 280, 310 und 340 gezeigt wurden, können diese Clamp-Schaltungen wie oben diskutiert auch unter Verwendung von mehrschichtigen Stromzieh-Vorrichtungen implementiert werden. 12 zeigt eine Implementierung einer Clamp-Schaltung 360 unter Verwendung einer dreischichtigen Stromzieh-Vorrichtung 374, die eine Last-Verringerungstechnik verwendet, die ähnlich zu derjenigen ist, die in der Clamp-Schaltung 300 verwendet wurde. Im speziellen verwendet die Clamp-Schaltung 360 einen Spannungsteiler 362, der einen Satz von Spannungsreferenzen bereitstellt, Differenzverstärker 364 und 366, Spannungsfolger 368 und 370, eine Steuerschaltung 372 und eine dreischichtige Stromzieh-Vorrichtung 374. Die dreischichtige Stromzieh-Vorrichtung 374 umfaßt Stromzieh-Transistoren 376, 378 und 380, wobei ein erster Verbindungs-FET 382 zwischen dem Drain des Stromzieh-Transistors 376 und dem Gate des Stromzieh-Transistors 378 verbunden ist, und ein zweiter Verbindungs-FET 384 zwischen dem Drain des Stromzieh-Transistors 378 und dem Gate des Stromzieh-Transistors 380 verbunden ist.

Da ein jeder der Stromzieh-Transistoren 376, 378 und 380 seinen eigenen Gate-Strom benötigt, würde die dreischichtige Stromzieh-Vorrichtung 374 ohne die vorgeschlagenen Verbindungs-FET-Bauelemente 382 und 384 drei Dosen von Gatestrom benötigen, während die vorgeschlagene Stromzieh-Vorrichtung 374 mit den Verbindungs-FET-Bauelementen 382 und 384 nur eine Dosis von Gate-Strom benötigt, was zu einer Verringerung des gesamten Clamp-Last-Stroms führt. Wie dem Fachmann ersichtlich ist, kann der Vorteil des verringerten Clamp-Last-Stroms auf eine n-schichtige Clamp-Schaltung extrapoliert werden, wobei anstelle von n Dosen von Gatestrom nur eine Dosis von Gatestrom in der n-schichtigen Stromzieh-Vorrichtung benötigt wird, die Verbindungs-FETs verwendet, um den Drain der ersten n – 1 Stromzieh-Transistoren mit den Gates der folgenden n – 1 Stromzieh-Transistoren zu verbinden.

Obwohl der vorhergehende Text eine detaillierte Beschreibung von zahlreichen unterschiedlichen Ausführungsformen bereitstellt, versteht es sich, daß der Schutzbereich des Patents durch die Worte der Ansprüche definiert ist, wie sie am Ende dieses Patents angegeben sind. Die detaillierte Beschreibung sollte als lediglich beispielhaft aufgefaßt werden, und sie beschreibt nicht jede mögliche Ausführungsform, weil die Beschreibung einer jeden möglichen Ausführungsform inpraktikabel wenn nicht unmöglich wäre. Zahlreiche alternative Ausführungsformen könnten implementiert werden, unter Verwendung entweder gegenwärtiger Technologie oder Technologie, die nach der Anmeldung dieses Patents entwickelt wurde, die immer noch in den Schutzbereich der Ansprüche dieses Patents fallen würden.

Somit können viele Modifizierungen und Variationen an den Techniken und Strukturen vorgenommen werden, die hier beschrieben und gezeigt wurden, ohne den Geist und den Rahmen des vorliegenden Patentes zu verlassen. Dementsprechend versteht es sich, daß die hier beschriebenen Verfahren und Vorrichtungen nur illustrativ sind und nicht den Schutzbereich des Patents einschränken.

Zusammenfassung

Es wird eine mehrschichtige Leistungszufuhr-Clamp-Schaltung zum Bereitstellen eines elektrostatischen Entladungsschutzes (ESE-Schutzes) angegeben, um das Leistungsverhalten von fortgeschrittenen Submicron-Prozessen zu verbessern. Die Clamp-Schaltung umfaßt einen Vorspannungserzeuger mit geringem Leistungsverlust und hohen Strom-Antriebsfähigkeiten, und Mitteln zum Erleichtern der Stromlast auf den Spannungserzeuger durch verringerten Gate-Leckverlust. Der Vorspannungserzeuger umfaßt einen Differenzverstärker. Die mehrschichtige Clamp-Schaltung stellt einen spannungstoleranten ESE-Schutz mit optimiertem Leckverlust, verringerter Empfindlichkeit gegenüber Betriebsbedingungen und einer Toleranz gegenüber einem erhöhten Gatestrom in neuen Prozeßtechnologien bereit.


Anspruch[de]
Leistungszufuhr-Clamp-Schaltung, die folgendes umfaßt:

eine schaltbare Stromzieh-Schaltung, die mit einem Leistungszufuhrknoten verbunden ist, wobei die schaltbare Stromzieh-Schaltung eine Mehrzahl von in Reihe geschalteten Transistoren umfaßt;

eine Steuerschaltung, die mit einem Steuerungsknoten der schaltbaren Stromzieh-Schaltung verbunden ist, wobei die Stromzieh-Schaltung geeignet ist, den Steuerungsknoten mit einem Erdungspotential zu verbinden, so daß während eines elektrostatischen Entladungsereignisses an dem Leistungszufuhr-Knoten ein Spannungsabfall vom Steuerungsknoten zum Erdungspotential geringer ist, als eine Schwellenspannung eines Lasttransistors des n-Typs innerhalb der Steuerschaltung;

eine Spannungsteiler-Schaltung, die mit dem Leistungszufuhr-Knoten verbunden ist und geeignet ist, der Steuerschaltung eine Referenzspannung bereitzustellen;

eine Spannungsfolger-Schaltung, die geeignet ist, der Spannungsteiler-Schaltung einen geringen Ausgangswiderstand bereitzustellen und mit der Steuerschaltung am Steuerungsknoten der schaltbaren Stromzieh-Schaltung verbunden ist; und

eine Differenzverstärker-Schaltung, die geeignet ist, einen benötigten Spannungsabfall über dem Spannungsfolger durch negative Rückkopplung einzustellen.
Leistungszufuhr-Clamp-Schaltung nach Anspruch 1, bei der die Differenzverstärker-Schaltung eine Stromspiegel-Differenzverstärker-Schaltung ist. Leistungszufuhr-Clamp-Schaltung nach Anspruch 1, bei der die Mehrzahl von in Reihe geschalteten Transistoren Komplementär-Metalloxid-Halbleiter (CMOS) Transistoren des p-Typs sind. Leistungszufuhr-Clamp-Schaltung nach Anspruch 1, bei der die Differenzverstärker-Schaltung ein komplementärer selbstvorspannender Differenzverstärker ist. Leistungszufuhr-Clamp-Schaltung nach Anspruch 1, bei der die Mehrzahl von in Reihe geschalteter Transistoren einen ersten Stromzieh-Transistor des p-Typs und einen zweiten Stromzieh-Transistor des p-Typs umfaßt, wobei die Source des ersten p-Typ-Stromzieh-Transistors mit dem Leistungszufuhrknoten verbunden ist, der Drain des ersten p-Typ-Stromzieh-Transistors mit der Source des zweiten p-Typ-Stromzieh-Transistors verbunden ist, der Drain des zweiten p-Typ-Stromzieh-Transistors mit der Erde verbunden ist und das Gate des zweiten p-Typ-Stromzieh-Transistors den Steuerungsknoten der schaltbaren Stromzieh-Schaltung bildet. Leistungszufuhr-Clamp-Schaltung nach Anspruch 5, bei der der Drain des ersten p-Typ-Stromzieh-Transistors mit dem Gate des zweiten p-Typ-Stromzieh-Transistors über einen Widerstand verbunden ist. Leistungszufuhr-Clamp-Schaltung nach Anspruch 5, bei der der Drain des ersten p-Typ-Stromzieh-Transistors mit dem Gate des zweiten p-Typ-Stromzieh-Transistors über einen Verbindungs-FET verbunden ist, wobei das Gate des Verbindungs-FET mit dem Gate des ersten p-Typ-Stromzieh-Transistors verbunden ist. Leistungszufuhr-Clamp-Schaltung nach Anspruch 5, bei der der Drain des ersten p-Typ-Stromzieh-Transistors mit dem Gate des zweiten p-Typ-Stromzieh-Transistors über einen p-Typ-Transistor mit geerdetem Gate verbunden ist. Leistungszufuhr-Clamp-Schaltung nach Anspruch 1, bei der die Differenzverstärker-Schaltung eine erste Eingabe von der Spannungsteiler-Schaltung und eine zweite Eingabe von der Spannungsfolger-Schaltung empfängt, und bei der der Differenzverstärker geeignet ist, eine Eingangsspannung in den Spannungsfolger derart hochzufahren, daß die erste Eingabe und die zweite Eingabe in den Differenzverstärker auf demselben Potential liegen. Leistungszufuhr-Clamp-Schaltung nach Anspruch 1, bei der die Mehrzahl von in Reihe geschalteten Transistoren einen ersten p-Typ-Stromzieh-Transistor, einen zweiten p-Typ-Stromzieh-Transistor und einen dritten p-Typ-Stromzieh-Transistor umfaßt, und bei der die Source des ersten p-Typ-Stromzieh-Transistors mit dem Leistungszufuhrknoten verbunden ist, der Drain des ersten p-Typ-Stromzieh-Transistors mit der Source des zweiten p-Typ-Stromzieh-Transistors verbunden ist, der Drain des zweiten p-Typ-Stromzieh-Transistors mit der Source des dritten p-Typ-Stromzieh-Transistors verbunden ist, der Drain des dritten p-Typ-Stromzieh-Transistors mit der Erde verbunden ist und das Gate des dritten p-Typ-Stromzieh-Transistors mit dem Steuerungsknoten verbunden ist. Leistungszufuhr-Clamp-Schaltung nach Anspruch 10, bei der die Spannungsfolger-Schaltung eine erste Spannungsfolger-Schaltung umfaßt, die zwischen dem Leistungszufuhrknoten und dem Steuerungsknoten verbunden ist, und eine zweite Spannungsfolger-Schaltung, die zwischen dem Steuerungsknoten und der Erde verbunden ist, und bei der die Differenzverstärker-Schaltung eine erste Differenzverstärker-Schaltung umfaßt, um einen ersten benötigten Spannungsabfall über der ersten Spannungsfolger-Schaltung einzustellen, und eine zweite Differenzverstärker-Schaltung, um einen zweiten benötigten Spannungsabfall über der zweiten Spannungsfolger-Schaltung einzustellen. Leistungszufuhr-Clamp-Schaltung nach Anspruch 11, bei der die erste Differenzverstärker-Schaltung und die zweite Differenzverstärker-Schaltung Stromspiegel-Differenzverstärker-Schaltungen sind. Leistungszufuhr-Clamp-Schaltung nach Anspruch 11, bei der der Drain des ersten p-Typ-Stromzieh-Transistors mit dem Gate des zweiten p-Typ-Stromzieh-Transistors über einen ersten Verbindungs-FET verbunden ist und der Drain des zweiten p-Typ-Stromzieh-Transistors mit dem Gate des dritten p-Typ-Stromzieh-Transistors über einen zweiten Verbindungs-FET verbunden ist, und bei der das Gate des ersten Verbindungs-FET mit dem Gate des ersten p-Typ-Stromzieh-Transistors verbunden ist und das Gate des zweiten Verbindungs-FET mit dem Gate des zweiten p-Typ-Stromzieh-Transistors verbunden ist. Leistungszufuhr-Clamp-Schaltung nach Anspruch 11, bei der der Drain des ersten p-Typ-Stromzieh-Transistors mit dem Gate des zweiten p-Typ-Stromzieh-Transistors über einen ersten Widerstand verbunden ist, und der Drain des zweiten p-Typ-Stromzieh-Transistors mit dem Gate des dritten p-Typ-Stromzieh-Transistors über einen zweiten Widerstand verbunden ist. Integrierte Schaltungsanordnung, die folgendes umfaßt:

eine integrierte Schaltung, die zwischen einem Leistungszufuhrknoten und einem Erdungsknoten verbunden ist; und

eine elektrostatische Entladungs-(ESE)-Schutzvorrichtung, die zwischen dem Leistungszufuhrknoten und dem Erdungsknoten verbunden ist, wobei die ESE-Schutzvorrichtung folgendes umfaßt:

eine schaltbare Stromzieh-Schaltung, die mit dem Leistungszufuhrknoten verbunden ist, wobei die schaltbare Stromzieh-Schaltung eine Mehrzahl von in Reihe geschalteten Transistoren aufweist,

eine Steuerschaltung, die mit einem Steuerungsknoten der schaltbaren Stromzieh-Schaltung verbunden ist, wobei die Steuerschaltung geeignet ist, den Steuerungsknoten mit einem Erdungspotential zu verbinden, so daß während eines elektrostatischen Entladungsereignisses an dem Leistungszufuhrknoten ein Spannungsabfall vom Steuerungsknoten zum Erdungspotential geringer ist, als eine Schwellenspannung eines Lasttransistors des n-Typs innerhalb der Steuerschaltung,

eine Spannungsteilerschaltung, die mit dem Spannungszufuhrknoten verbunden ist, um der Steuerschaltung eine Referenzspannung bereitzustellen,

eine Spannungsfolger-Schaltung, um einen niedrigen Ausgangswiderstand für die Spannungsteiler-Schaltung bereitzustellen und die mit der Steuerschaltung am Steuerknoten der schaltbaren Stromzieh-Schaltung verbunden ist, und

eine Differenzverstärker-Schaltung, um einen erforderlichen Spannungsabfall über dem Spannungsfolger durch negative Rückkopplung einzustellen.
Integrierte Schaltungsanordnung nach Anspruch 15, bei der die Differenzverstärkerschaltung ein komplementärer selbstvorspannender Differenzverstärker ist. Integrierte Schaltungsanordnung nach Anspruch 15, bei der die schaltbare Stromzieh-Schaltung einen ersten p-Typ-Stromziehtransistor und einen zweiten p-Typ-Stromzieh-Transistor umfaßt, wobei die Source des ersten p-Typ-Stromzieh-Transistors mit dem Leistungszufuhrknoten verbunden ist, der Drain des ersten p-Typ-Stromzieh-Transistors mit der Source des zweiten p-Typ-Stromzieh-Transistors verbunden ist, der Drain des zweiten p-Typ-Stromzieh-Transistors mit der Erde verbunden ist und das Gate des zweiten p-Typ-Stromzieh-Transistors den Steuerungsknoten der schaltbaren Stromzieh-Schaltung bildet, und wobei die schaltbare Stromzieh-Schaltung geeignet ist, einen Stromabflußmechanismus bereitzustellen, der einen Gate-Leckstrom des ersten p-Typ-Stromzieh-Transistors über das Gate des zweiten p-Typ-Stromzieh-Transistors abführt. Integrierte Schaltungsanordnung nach Anspruch 17, bei der der Strom-Abflußmechanismus (1) ein Widerstand, (2) ein Verbindungs-FET oder (3) ein p-Kanal-FET mit geerdetem Gate ist. Integrierte Schaltungsanordnung nach Anspruch 15, bei der die schaltbare Stromzieh-Schaltung drei p-Typ-Stromzieh-Transistoren umfaßt, wobei die Spannungsfolger-Schaltung eine erste Spannungsfolger-Schaltung umfaßt, die zwischen dem Leistungszufuhrknoten und dem Steuerungsknoten verbunden ist, und eine zweite Spannungsfolger-Schaltung, die zwischen dem Steuerungsknoten und der Erde verbunden ist, und wobei die Differenzverstärker-Schaltung einen ersten Differenzverstärker umfaßt, um einen ersten erforderlichen Spannungsabfall über der ersten Spannungsfolger-Schaltung einzustellen, und eine zweite Differenzverstärker-Schaltung, um einen zweiten erforderlichen Spannungsabfall über der zweiten Spannungsfolger-Schaltung einzustellen. Verfahren zum Bereitstellen eines elektrostatischen Entladungsschutzes (ESE-Schutzes) für eine integrierte Schaltung, die zwischen einem Leistungszufuhrknoten und einem Erdungsknoten verbunden ist, indem der Strom zwischen dem Leistungszufuhrknoten und dem Erdungsknoten über eine schaltbare Stromzieh-Schaltung, die mit dem Leistungszufuhrknoten verbunden ist, abgeführt wird, wobei die schaltbare Stromzieh-Schaltung eine Mehrzahl von in Reihe geschalteten Transistoren aufweist, wobei das Abführen des Stroms zwischen dem Leistungszufuhrknoten und dem Erdungsknoten folgendes umfaßt:

Koppeln eines Steuerungsknotens innerhalb der schaltbaren Stromzieh-Schaltung mit einem Erdungspotential während eines ESE-Ereignisses;

Teilen der Spannung zwischen dem Leistungszufuhrknoten und dem Erdungsknoten unter Verwendung einer Spannungsteilerschaltung, um ein Referenzspannungspotential für die Steuerschaltung bereitzustellen;

Bereitstellen eines Niedrigspannungs-Ausgangswiderstands für die Spannungsteilerschaltung durch Verwendung einer Spannungsfolger-Schaltung; und

Einstellen eines erforderlichen Spannungsabfalls über der Spannungsfolger-Schaltung unter Verwendung einer Differenzverstärker-Schaltung.
Verfahren nach Anspruch 20, das ferner das Abführen von Gate-Leckstrom vom Drain von einem aus der Mehrzahl von Transistoren innerhalb der schaltbaren Stromzieh-Schaltung zum Gate eines anderen der Mehrzahl von Transistoren über einen Widerstand umfaßt, der zwischen dem Drain des einen aus der Mehrzahl von Transistoren und dem Gate des anderen aus der Mehrzahl von Transistoren verbunden ist. Verfahren nach Anspruch 20, bei dem das Einstellen eines erforderlichen Spannungsabfalls über der Spannungsfolger-Schaltung das Bereitstellen einer negativen Rückkopplung für die Spannungsfolger-Schaltung durch die Differenzverstärker-Schaltung umfaßt. Verfahren nach Anspruch 22, bei dem das Bereitstellen der negativen Rückkopplung für die Spannungsfolger-Schaltung das Hochfahren eines Eingangs in die Spannungsfolger-Schaltung umfaßt, bis zwei Eingänge in die Differenzverstärker-Schaltungen auf demselben Potential sind. Leistungszufuhr-Clamp-Schaltung nach Anspruch 1, bei der die Mehrzahl von in Reihe geschalteten Transistoren durch komplementäre n-Typ-Metalloxidhalbleiter (CMOS) Transistoren gebildet werden. Leistungszufuhr-Clamp-Schaltung nach Anspruch 1, bei der die Mehrzahl von in Reihe geschalteten Transistoren einen ersten n-Typ-Stromzieh-Transistor und einen zweiten n-Typ-Stromzieh-Transistor umfaßt, wobei der Drain des ersten n-Typ-Stromzieh-Transistors mit dem Leistungszufuhrknoten verbunden ist, die Source des ersten n-Typ-Stromzieh-Transistors mit dem Drain des zweiten n-Typ-Stromzieh-Transistors verbunden ist, die Source des zweiten n-Typ-Stromziehtransistors mit der Erde verbunden ist und das Gate des zweiten n-Typ-Stromzieh-Transistors den Steuerungsknoten der schaltbaren Stromzieh-Schaltung bildet. Leistungszufuhr-Clamp-Schaltung nach Anspruch 25, bei der das Gate des ersten n-Typ-Stromzieh-Transistors mit dem Drain des zweiten n-Typ-Stromzieh-Transistors über einen Widerstand gekoppelt ist. Leistungszufuhr-Clamp-Schaltung nach Anspruch 25, bei der das Gate des ersten n-Typ-Stromzieh-Transistors mit dem Drain des zweiten n-Typ-Stromzieh-Transistors über einen Verbindungs-FET mit dem Gate des Verbindungs-FET verbunden ist, welcher mit dem Gate des zweiten n-Typ-Stromzieh-Transistors verbunden ist. Leistungszufuhr-Clamp-Schaltung nach Anspruch 25, bei der das Gate des ersten n-Typ-Stromzieh-Transistors mit dem Drain des zweiten n-Typ-Stromzieh-Transistors über einen n-Typ-Transistor verbunden ist, wobei das Gate des n-Typ-Transistors mit der Leistungsversorgung verbunden ist.






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