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Dokumentenidentifikation DE69935619T2 29.11.2007
EP-Veröffentlichungsnummer 0001210803
Titel AUF SCHÄTZUNG DER LEISTUNGSPEKTRALDICHTE BASIERTE FESTELLUNG DER DATENRATE
Anmelder Nokia Corp., Espoo, FI
Erfinder HORNEMAN, Kari, FIN-90800 Oulu, FI;
KEISALA, Jyrki, FIN-90570 Oulu, FI
Vertreter TBK-Patent, 80336 München
DE-Aktenzeichen 69935619
Vertragsstaaten DE, ES, FR, GB, IT, SE
Sprache des Dokument EN
EP-Anmeldetag 09.09.1999
EP-Aktenzeichen 999739949
WO-Anmeldetag 09.09.1999
PCT-Aktenzeichen PCT/EP99/06719
WO-Veröffentlichungsnummer 2001019043
WO-Veröffentlichungsdatum 15.03.2001
EP-Offenlegungsdatum 05.06.2002
EP date of grant 21.03.2007
Veröffentlichungstag im Patentblatt 29.11.2007
IPC-Hauptklasse H04L 25/02(2006.01)A, F, I, 20051017, B, H, EP

Beschreibung[de]
Gebiet der Erfindung

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren und Schaltungen zum Schätzen von Datenraten von Signalen, die zwischen Stationen in einem Kommunikationssystem übertragen werden, und insbesondere, jedoch nicht explizit, zwischen Stationen in einem zellularen Codemultiplex-Mehrfachzugriff-(CDMA-) Kommunikationssystem.

Hintergrund der Erfindung

In einem Kommunikationssystem können Signale mit variablen Datenübertragungsraten übertragen werden, wobei Daten als eine Vielzahl von Datensymbolen in aufeinander folgenden Datenrahmen übertragen werden. Bekanntlich werden in einem zellularen CDMA-(Codemultiplex-Mehrfachzugriff- bzw. "Code Division Multiple Access"-) System Daten zum Übertragen durch Modulieren von zu übertragenden Datensymbolen durch einen Spreizcode und einen eindeutigen Verscrambelcode für jeden Kanal codiert. Innerhalb jeder Zelle des zellularen Kommunikationssystems sind Verscrambelcodes vorzugsweise so weit wie möglich orthogonal, um es zu ermöglichen, dass eine Vielzahl unterschiedlicher Mobilstationen mit einer Basisstation auf wahlweise codierten Kanälen kommunizieren kann. Die Wirkung eines Spreizcodes ist, das Frequenzband zur Übertragung auf eine Chiprate Tc zu spreizen, die größer als die Bitrate Tb ist. Der Verscrambelcode ist für jede zu einer einzelnen Basisstation übertragenden Mobilstation eindeutig, so dass die Übertragung von einzelnen Mobilstationen bei der Basisstation unterschieden werden kann. Die Spreizcodes sind innerhalb von Nutzern ebenfalls so orthogonal wie möglich. Es ist zum Beispiel möglich, eine derartige Verbindung mit variabler Rate zu schaffen, bei der die Datenrate der Informationsbits, und somit der in der Spreizmodulation dieser Bits verwendete Spreizfaktor, von Funkrahmen zu Funkrahmen (z.B. alle 10 ms) variiert. Die in einer derartigen Verbindung verwendeten Datenraten sind nicht willkürlich, sondern es wird für jede Funkrahmendauer eine der vordefinierten Datenraten verwendet. Darüber hinaus ist jede höhere Datenrate durch eine geringere Datenrate teilbar, wobei der Teilungsfaktor 2k für ein k ≥ 0 beträgt. Diese Beschreibung legt ratenvariable Verbindungsdatenraten von 32, 64, 128, 256, 512 und 1024 kbps dar, es ist jedoch offensichtlich, dass auch andere Datenraten verwendet werden können, ohne vom grundlegenden Konzept der Übertragung mit variabler Datenrate (oder Mehrraten-Übertragung) abzuweichen.

Wenn ein Signal zwischen einer Basisstation und einer Mobilstation eines CDMA-Systems übertragen wird (entweder auf der Aufwärts- oder der Abwärtsstrecke), muss die Signalempfangseinheit anhand des empfangenen Signals einige Informationen über den Kommunikationspfad ermitteln, über den das sich das Signal ausgebreitet hat. Dies wird hier als "Kanalschätzung" bezeichnet, und wird üblicherweise in einer Kanalschätzeinheit durchgeführt, die eine Kanalimpulsantwort generiert. Verschiedene Techniken sind zur Kanalschätzung bekannt. Die Kanalimpulsantwort ist notwendig, um ankommende Daten richtig zu decodieren und zu demodulieren.

Die Datenübertragungsrate des empfangenen Signals kann in der Kanalschätzung verwendet werden. Falls jedoch die Datenrate eines empfangenen Funkrahmens zur Erfassungszeit am Empfänger nicht bekannt ist, werden die Informationssymbole in dem Funkrahmen üblicherweise mittels Erfassen der komplexen Datensymbole unter der Annahme erhalten, dass die höchstmögliche Datenrate zur Übertragung verwendet wird, und unter Verwendung des kleinstmöglichen Spreizfaktors in der empfangenden Station. Bei Annahme einer Datenrate von 1024 kbps für den empfangenen Funkrahmen entspricht dies dem bei der Erfassung der Datensymbole verwendetem Spreizfaktor von 4 (bei 4,096 Mcps). Das Ergebnis dieser Erfassung sollte ein Datenvektor aller erfassten komplexen Informationssymbole entsprechend dem empfangenen Funkrahmen sein. Anschließend muss geschätzt werden, welche die tatsächliche Datenrate des Signals bei der sendenden Station während der Übertragung war. Zum Beispiel kann diese Stufe eine Entscheidung ergeben, dass die tatsächliche Datenrate in dem empfangenen Funkrahmen 256 kbps war, nicht die angenommenen 1024 kbps. Schließlich werden gemäß der geschätzten Datenrate so viele benachbarte Symbole wie notwendig aufaddiert, um ein tatsächliches Informationssymbol zu erhalten. In diesem Beispiel würde dies zu einem Aufsummieren von jeweils vier benachbarten Symbolen führen, um ein tatsächliches Informationssymbol zu erhalten. Deshalb wäre es vorteilhaft, über die tatsächliche Datenrate der Übertragung zur Zeit der Erfassung bei der Empfängerschaltung zu verfügen.

Die Übertragung zwischen den Stationen kann explizite Informationen über die Datenraten des übertragenen Signals umfassen, oder nicht. Im ersten Fall, d.h. falls die ratenvariable Verbindung explizite Informationen über die verwendeten Datenraten für jeden empfangenen Funkrahmen umfasst, werden diese Informationen üblicherweise über einen separaten Kanal gegeben, zum Beispiel über einen DPCCH (Dedizierten Physikalischen Steuerkanal bzw. "Dedicated Physical Control Channel"). Diese Informationen sind jedoch häufig derart codiert, dass die tatsächliche Datenrate des empfangenen Funkrahmens zur Zeit der Erfassung der Datensymbole des Funkrahmens nicht bekannt ist. Zudem kann es notwendig sein, eine weitere Schätzung der Datenrate zu ermitteln, zum Beispiel zu Zwecken der Verifikation und/oder Korrektur der empfangenen Datenrateninformation. In letzterem Fall, d.h. falls die expliziten Informationen in dem empfangenen Signal nicht umfasst sind, kann bei der empfangenden Station eine so genannte unbekannte oder blinde Datenratenschätzung verwendet werden, um beim Empfänger die tatsächliche Datenrate des empfangenen Signals zu definieren.

Ein Vorschlag gemäß dem Stand der Technik zum Erfassen der Datenrate des empfangenen Signals basiert auf der Leistungsdifferenz der empfangenen Bits in dem Datenkanal und dem Steuerkanal. Dieses Verfahren ist relativ einfach, da es nur die mittleren Leistungsschätzungen der empfangenen Steuersymbole und Datensymbole benötigt. Der Nachteil des Verfahrens ist jedoch, dass das Rauschen in dem Erfassungsvorgang sehr dominant wird, falls von vornherein ein sehr niedriger Spreizfaktor beim Erfassen der Datensymbole (4 im obigen Beispiel) verwendet wird. Dadurch wird die Performanz der Datensymbolleistungsschätzung wesentlich verschlechtert.

Die GB 2301999A offenbart ein digitales CDMA-Kommunikationssystem mit vier möglichen Datenraten. Ein Sender Tx bündelt ein digitalisiertes Signal in einen digitalen Datenstrom mit variabler Datenrate, und sendet es zu einem Empfänger R×1. Der Empfänger decodiert das empfangene Signal mit einer tatsächlich übertragenen Datenrate. Aus diesem Grund muss der Empfänger die Codierungsdatenrate des empfangenen Signals schätzen. Der Empfänger decodiert das empfangene Signal bei einer Decodierungsrate, die dahingehend beurteilt wird, ob die Decodierungsrate korrekt ist oder nicht. Eine derartige Beurteilung wird zum Beispiel durch Messen einer Durchschnittsleistung, einer spektralen Leistungsdichte eines Rauschsignals, oder des S/N-Verhältnisses erreicht. Gemäß einer derartigen Schätzung schätzt der Empfänger die tatsächliche übertragene Datenrate. Der Empfänger kann eine Einrichtung zur Beurteilung von Decodierungseigenschaften gemäß den variablen Datenraten aufweisen, oder kann vorläufig zumindest einen Satz von Datenratenkandidaten auswählen.

Ein weiteres Verfahren gemäß dem Stand der Technik basiert auf einer CRC-(zyklische Redundanzprüfung bzw. "Cyclic Redundancy Check": ein Fehlererfassungssignal) Decodierung des empfangenen Signals. Das Verfahren basiert auf einer Annahme über die Datenrate bei jeder Decodierungsstufe und einer anschließenden Auswahl einer Datenrate, die ein korrektes CRC-Wort ergibt. Als Beispiel sei angenommen, dass die möglichen Datenraten 32, 64, 128, 256, 512 und 1024 kbps sind, wobei eine CRC-Prüfung direkt für die Informationssymbole des empfangenen Funkrahmens berechnet werden würde, wobei zunächst eine Datenrate von 1024 kbps angenommen werden würde. Das sich ergebende CRC-Wort wird gespeichert. Zwei benachbarte empfangene Symbole werden unter der Annahme einer Datenrate von 512 kbps aufaddiert, und für diese Informationssymbole wird eine weitere CRC-Prüfung berechnet. Das sich ergebende CRC-Wort wird gespeichert.

Der Vorgang fährt damit fort, für alle diese Informationsströme zwei benachbarte Informationssymbole aufzuaddieren und CRC-Prüfungen zu berechnen, bis eine kleinstmögliche Datenrate erreicht ist. Danach werden die gespeicherten CRC-Wörter verifiziert, und es wird eine derartige Datenrate ausgewählt, die der in dem Sender verwendeten Rate entspricht, wenn eine korrekte CRC-Prüfung erhalten wurde (falls sie überhaupt existiert). Ein Nachteil dieses Verfahrens ist sein Rechenaufwand: falls N mögliche Datenraten existieren, benötigt es N folgende CRC-Decodierungsvorgänge, bevor eine Entscheidung über die Senderdatenrate getroffen werden kann. Darüber hinaus ergibt das Verfahren keine Datenrate, falls der Algorithmus keine exakt stimmende CRC-Prüfung ergibt.

Ein Vorschlag gemäß dem Stand der Technik basiert auf Metriken einer Viterbi-Decodierung der Daten unter der Annahme (wie in dem CRC-Verfahren) einer bestimmten Datenrate bei jeder Stufe des Decodierungsvorgangs. Dieses Verfahren ist jedoch ebenfalls rechenaufwändig und verwendet Annahmen, die sogar zu komplizierteren arithmetischen Operationen und/oder ungenaueren Ergebnissen des Schätzverfahrens führen können.

Ein zusätzlicher Nachteil der beiden letzteren Verfahren gemäß dem Stand der Technik ist, dass sie die endgültige Entscheidung über die Datenrate des empfangenen Signals auf eine Stufe verzögern, wo zum ersten Mal eine gewisse Decodierung der Daten notwendig ist. Dies macht die Arbeitsweise für Empfängerstrukturen schwierig, die eine Schätzung der Datenübertragungsraten der empfangenen Signale in einer früheren Stufe als bei der Decodierung benötigen. Ein derartiger Empfänger weist einen Interferenzunterdrückungs-(IC-) Empfänger auf.

Kurze Beschreibung der Erfindung

Es ist eine Aufgabe der Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung, sich einem oder mehreren der Nachteile der Datenratenschätzung gemäß dem Stand der Technik zu widmen und/oder eine neuartige Lösung zur Datenratenschätzung bereitzustellen.

Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung ist ein Verfahren zum Schätzen einer Datenübertragungsrate in einem Kommunikationssystem mit variablen Datenübertragungsraten bereitgestellt, wobei ein Übertragungssignal eine Vielzahl von Datensymbolen über eine Sequenz von Datenrahmen umfasst, mit Klassifizieren eines Datenrahmens eines empfangenen Übertragungssignals gemäß einer vorbestimmten Klassifikation der Datenübertragungsraten, und Schätzen der Datenübertragungsrate des empfangenen Datenrahmens auf Basis der Klassifikation, dadurch gekennzeichnet, dass die Datenrahmen auf Basis einer Schätzung einer spektralen Leistungsdichtefunktion des empfangenen Übertragungssignals klassifiziert werden.

Gemäß einem spezielleren Ausführungsbeispiel basiert die Klassifikation auf dem Frequenzinhalt des empfangenen Übertragungssignals. Die Klassifikation basiert auf einer Schätzung einer spektralen Leistungsdichtefunktion des empfangenen Übertragungssignals. Die Schätzung der spektralen Leistungsdichtefunktion kann unter Verwendung eines Algorithmus zur schnellen Fourier-Transformation und kohärenter Mittelung der Datensymbolsequenz des empfangenen Übertragungssignals berechnet werden.

Die Schätzung der spektralen Leistungsdichtefunktion kann auch durch Summieren der Elemente der spektralen Leistungsdichtefunktion zum Erhalten einer Summe der Elemente und durch Dividieren eines jeden der Elemente durch die Summe normiert werden.

Rauscheffekte können durch Subtrahieren einer Inversen der Anzahl von Elementen der spektralen Leistungsdichtefunktion von der spektralen Leistungsdichtefunktion entfernt werden.

Die Klassifikation kann weitere Schritte aufweisen zum Berechnen einer Variable anhand der spektralen Leistungsdichtefunktion zum Charakterisieren des Frequenzinhalts der spektralen Leistungsdichtefunktion, und Vergleichen der Variable mit Grenzwerten einer Klassifikations-Entscheidungsstruktur.

Die geschätzte Datenübertragungsrate kann zur Kanalschätzung verwendet werden.

Gemäß einem anderen Aspekt der vorliegenden Erfindung ist eine Signalempfangsschaltung zur Verwendung in einem Kommunikationssystem mit variablen Datenübertragungsraten bereitgestellt, wobei Daten als eine Vielzahl von Datensymbolen über eine Sequenz von Datenrahmen übertragen werden, wobei die Signalempfangsschaltung eine Ratenschätzeinheit zum Empfangen eines ankommenden Übertragungssignals, zum Klassifizieren eines Datenrahmens des Signals gemäß einer vorbestimmten Klassifikation der Datenübertragungsraten, und zum Bestimmen einer Schätzung der Datenübertragungsrate des empfangenen Datenrahmens anhand der Ergebnisse der Klassifikation aufweist, dadurch gekennzeichnet, dass die Ratenschätzeinheit dazu angepasst ist, das empfangene Signal auf Basis einer Schätzung einer spektralen Leistungsdichtefunktion des empfangenen Übertragungssignals zu klassifizieren.

Gemäß einem spezielleren Ausführungsbeispiel ist die Signalempfangsschaltung in einer Mobilstation und/oder einer Basisstation einer zellularen Kommunikationssystems umfasst.

Die Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung bieten mehrere Vorteile. Die Ausführungsbeispiele der Erfindung können in einer Situation verwendet werden, in der keine Rateninformationen übertragen werden. Zudem können die Ausführungsbeispiele der Erfindung in einer Situation verwendet werden, in der die Rateninformationen übertragen werden, aus gewissen Gründen jedoch nicht verwendet oder anhand des Signals während des Empfangsprozesses nicht erfasst werden können. Zudem besteht eine Verwendungsmöglichkeit darin, zusätzliche Datenrateninformationen bereitzustellen, die zum Beispiel zur Korrektur oder Fehlerprüfung von anhand des übertragenen Signals erfassten Rateninformationen verwendet werden können. Die Schätzung der Datenübertragungsrate kann auch in anderen Teilen der Empfangssignalverarbeitungsabfolge verwendet werden, zum Beispiel in einem IC-Empfänger. Die Möglichkeit einer frühen Erfassung der unbekannten Datenrate ermöglicht die Verwendung einer beliebigen derartigen Empfängerstruktur, die die Datenrateninformationen in einer frühen Stufe verwendet. Die Schätzung kann auch dazu verwendet werden, um die Ratenauswahl zur Viterbi-Decodierung der ankommenden Datensymbole zu unterstützen, oder bei einer nicht bestandenen Fehlerprüfung bei der Entscheidung einer alternativen Übertragungsrate zur Decodierung zu unterstützen. Zudem können Ausführungsbeispiele der Erfindung zur Bereitstellung eines Systems beitragen, das unempfindlicher bezüglich Schwankungen des SNR (Signal-Rausch-Abstand) ist.

Kurze Beschreibung der Zeichnung

Zum besseren Verständnis der Erfindung und um zu zeigen, wie sie verwirklicht werden kann, wird nun beispielhaft auf die beigefügte Zeichnung Bezug genommen, in der:

1 ein Blockschaltbild eines Mobilkommunikationssystems ist,

2 eine Empfangsschaltung in einer Station veranschaulicht,

3 eine Schlitzstruktur für physikalische Kanäle für eine Übertragung mit unbekannter Datenrate veranschaulicht,

4 einen blinden Ratenklassifikationsalgorithmus gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung veranschaulicht, und

5 ein Diagramm ist, das simulierte Verteilungen von Variablen für verschiedene Datenraten zeigt.

Beschreibung bevorzugter Ausführungsbeispiele der Erfindung

1 ist ein Blockschaltbild, das einen Kontext veranschaulicht, in dem die vorliegende Erfindung verwendet werden kann. Das heißt, ein CDMA-Mobilkommunikationssystem erlaubt es einer Vielzahl von Mobilstationen MS1, MS2, MS3, mit einer Basis-(Sende-Empfänger-) Station BTS in einer gemeinsamen Zelle über jeweilige Kanäle CH1, CH2, CH3 zu kommunizieren. Diese Kanäle werden durch Verwendung von Verscrambelcodes in einer an sich bekannten Weise voneinander unterschieden.

2 ist ein Blockschaltbild einer Empfangsschaltung bei einer Basisstation in einem WCDMA-System (Wideband-CDMA). Die Empfangsschaltung von 2 dient der Verwendung in Richtung der Aufwärtsstrecke, d.h. dem Empfangen von Signalen von den Mobilstationen (MS). Angemerkt sei, dass obwohl sich die tatsächliche Empfangsschaltungsimplementierung in Richtung der Abwärtsstrecke, d.h. bei der Mobilstation, etwas unterscheiden kann, die Erfindung auch auf Übertragungen auf der Abwärtsstrecke anwendbar ist.

Vor einer genaueren Beschreibung der beispielhaften Empfangsschaltung von 2 wird kurz eine (nicht gezeigte) Sendeschaltung in einer sendenden Station beschrieben. Zwischen einer MS und einer BTS zu übertragende Daten können Sprachdaten, Videodaten oder andere Daten sein. Die Daten werden in eine zur Übertragung bei einer Bitrate Tb geeignete Form codiert, wobei die Bitrate wie vorangehend behandelt von der Quelle der Daten abhängt. Die codierten Nutzerdaten werden einem Rahmenmultiplexer zugeführt. Die Nutzerdaten können auch einem CRC-Codierer zugeführt werden, der für jeden Datenrahmen eine Prüfsequenz (CRC) generiert. Vor der Übertragung können in einer gemäß dem Stand der Technik bekannten Weise eine Fehlerkorrekturcodierung und ein Bit-Interleaving der Rahmensequenz bewerkstelligt werden. Die Fehlerkorrektur wird verwendet, um die Nutzerdaten vor Fehlern in einem Funkkanal zu schützen, so dass zum Beispiel ein Viterbi-Decodierer die codierten Daten selbst dann wiederherstellen kann, wenn einige der Bits korrumpiert sind. Zu Zwecken der Fehlercodierung und Decodierung können an das Ende einer Nutzerdatensequenz auch Endebits hinzugefügt werden, die das Ende einer jeden Nutzerdatensequenz definieren. Ein Bit-Interleaving spreizt in Funkkanälen üblicherweise auftretende Bündelfehler gleichmäßiger über der Zeit, um es dem Decodierer zu ermöglichen, die Fehler der codierten Daten effizienter zu korrigieren.

Ein Rahmenmultiplexer organisiert die Daten zur Übertragung in eine Rahmensequenz. 3 veranschaulicht ein Beispiel einer Schlitzstruktur für physikalische Kanäle DPCCH (Dedizierter Physikalischer Steuerkanal) und DPDCH (Dedizierter Physikalischer Datenkanal bzw. "Dedicated Physical Data Channel") in der Rahmensequenz. Der DPCCH-Teil des Rahmens enthält eine Pilotsequenz (PILOT), eine mögliche (nicht gezeigte) Rateninformationssequenz (RI), und eine Sendeleistungsregelungssequenz (TPC). Der DPDCH-Teil des Rahmens enthält die gesamte durch Interleaving verschachtelte Nutzerdatensequenz (Nutzerbits und mögliche CRC-Bits und mögliche Endebits). Die Nutzerdaten des DPDCH werden üblicherweise in Rahmenperioden von jeweils 10 Millisekunden unterteilt, und jeder Rahmen kann eine unterschiedliche Übertragungsrate aufweisen. Somit ist es möglich, Daten von verschiedenen Quellen zur Übertragung in die Rahmensequenz zu multiplexen, und in verschiedenen Rahmen der Rahmensequenz verschiedene Übertragungsraten bereitzustellen. In den folgenden beispielhaften Ausführungsbeispielen unterliegt die Datenratenerfassung der DPDCH-Sequenz des Rahmens.

Die Rahmensequenz wird einem Spreizer zugeführt, der Spreiz- und Verscrambelcodes von einem Codegenerator empfängt. Die Spreiz- und Verscrambelcodes werden gemäß bekannten CDMA-Verfahren generiert, und werden hier nicht weiter beschrieben. Die Wirkung des Spreizcodes ist, das Frequenzband zur Übertragung auf eine Chiprate Tc zu spreizen, die größer ist als die Bitrate Tb. Wie beschrieben ist der Verscrambelcode für jede zu einer einzelnen Basisstation sendenden Mobilstation eindeutig, so dass die Übertragung von einzelnen Mobilstationen bei der Basisstation unterschieden werden kann. Falls M parallele Codekanäle eingesetzt werden, werden M Datensymbole unter Verwendung verschiedener Codes gespreizt, und die Ergebnisse werden dann aufaddiert. Das Spreizsignal wird einem Modulator zugeführt, der das zur Übertragung bereite Signal moduliert, beispielsweise gemäß einer QPSK-Modulation. In einigen Systemen wird die Modulation vor dem Spreizen durchgeführt. Dieser Ablauf hat jedoch keinen Einfluss auf die vorliegende Erfindung. Das gespreizte, modulierte Signal wird einem Digital-Analog-Wandler (D/A-Wandler) zugeführt, und von da einer RF-Einheit zugeführt, die das zur Übertragung bereite Signal bereitstellt.

Nun wird die Empfangsseite der Aufwärtsstreckenverbindung mit Bezug auf 2 beschrieben. Bei einer Antenne 30 ankommende Signale werden durch eine RF-Einheit 28 empfangen, und einem Analog-Digital-Wandler (A/D-Wandler) 32 zugeführt. Es ist leicht verständlich, dass ein Signal bei der Empfangsstation ankommen kann, dass Mehrwege mit unterschiedlichen Ausbreitungsverzögerungen dn erfahren hat. Der A/D-Wandler 32 führt das digitale Eingabesignal einer Synchronisationseinheit 34, einer Kanalschätzeinheit 37 und jeder einer Vielzahl von Entspreizern 36a, 36b, 36c zu. Die Anzahl von Entspreizern hängt von der wahrscheinlichen Anzahl von Pfaden ab, die das Signal von der Basisstation zu der Mobilstation erfährt, und hängt somit von der Umgebung ab. Die Synchronisationseinheit 34 erledigt die Synchronisation der Mobilstation zur Basisstation BTS, sowohl nach dem Einschalten als auch im Fall eines Handovers. Dies umfasst die Suche nach Signalen, die mit dem eindeutigen Verscrambelcode für diese Mobilstation übertragen wurden. Somit empfängt die Synchronisationseinheit 34 den eindeutigen Code vom Codegenerator 22. Um diese Suchfunktion durchzuführen, verwendet die Synchronisationseinheit den eindeutigen Code von dem Codegenerator 22, und korreliert ihn mit dem ankommenden Signal, bis eine starke Korrelation erfasst wird. Nachdem das Synchronisationsverfahren abgeschlossen ist, kann ein dedizierter Verkehrskanal aufgebaut werden. Eine Impulsantwortmesseinheit 35 behandelt die Schätzung der Ausbreitungsverzögerungen dn, um jedem Entspreizer 36a, 36b, 36c benötigte Verscrambelcodephasen &PHgr; bereitstellen zu können. Der Phasenwert der stärksten Korrelation wird dem ersten Entspreizer 36a zugeführt, und der Vorgang wird fortgesetzt, um den verbleibenden Entspreizern 36b und 36c jeweilige Phasenwerte &PHgr; zuzuführen. Jeweilige Codegeneratoren innerhalb der Entspreizer 36a bis 36c können somit dazu verwendet werden, das Signal gemäß den bestimmten Phasendifferenz zu entspreizen, und die resultierenden Schmalbandsignale werden einer Kohärent-Bündler- bzw. "coherent combiner"- und Demodulatoreinheit 38 zugeführt.

Für den Bündelungs- und Demodulationsvorgang der Datensymbole ist eine Kanalphasenschätzung von der Kanalschätzeinheit 37 notwendig. Des Weiteren ist eine Schätzung der Datenrate von einem Ratenschätzer 40 notwendig, um entscheiden zu können, wie viele erfolgreiche Datensymbole aufzuaddieren sind.

Das gebündelte demodulierte Signal wird einer (nicht gezeigten) Biterfassungseinheit zugeführt, die eine weiche oder harte Entscheidung über die empfangenen Symbole hinsichtlich der übertragenen Bits trifft. Die erfasste Bitsequenz wird von der Biterfassungseinheit einer (nicht gezeigten) Deinterleaving-Einheit zugeführt, die die Aktion des Interleavers des Senders gewissermaßen rückgängig macht. Das Signal nach dem Deinterleaving kann einem (nicht gezeigten) Decodierer weitergeleitet werden, der die fehlerkorrekturcodierten Bits zurück in die gesendeten Nutzerbits und mögliche CRC-Bits decodiert.

Angemerkt sei, dass für das in 2 gezeigte Ausführungsbeispiel mehrere alternative Schaltungsstrukturen möglich sind, um die Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung zu implementieren. Es ist jedoch allgemein ratsam, die Ratenschätzung so früh wie möglich im Empfangsvorgang durchzuführen, so dass sie die Datenratenschätzung nicht länger als nötig aufhält.

Wie vorangehend bereits kurz erwähnt ist die Schaltung mit der Ratenschätzeinheit 40 versehen, die dazu angepasst ist, das entspreizte Signal von dem Entspreizer 36a zu empfangen. Das Signal von Entspreizer 36a wird als das stärkste Signal angenommen (d.h. als das Signal, das entlang dem primären Pfad gekommen ist). Wie durch die gestrichelten Linien zwischen den Signalen (Zweigen) von den Entspreizern 36b und 36c gezeigt ist es auch möglich, dem Ratenschätzer Informationen von einer Vielzahl der Entspreizer zuzuführen. Gemäß einer (nicht gezeigten) Option ist in den Schaltungen mehr als ein Schätzer 40 bereitgestellt. Falls eine Vielzahl von Schätzern verwendet wird, kann jeder der Schätzer die Datenrate eines einzelnen Signalausgabezweigs von Entspreizern 36a bis 36c schätzen. Zwei oder mehr Signalzweige können auch vor der Schätzung in einem der mehreren Schätzer gebündelt werden, zum Beispiel derart, dass der eine Schätzer das stärkste Signal schätzt, während ein zweiter Schätzer die zwei nächststärksten Pfade schätzt, und so weiter.

Der Ratenschätzer 40 schätzt die Datenübertragungsrate durch Untersuchen der Struktur der entspreizten Daten. Das Folgende beschreibt ein Ausführungsbeispiel zum Schätzen der Übertragungsdatenrate aufeinander folgender Rahmen durch Klassifizieren der Datenrate eines empfangenen Signals bei dem Schätzer 40 in eine von vordefinierten Kategorien, woraufhin die Entscheidung über die tatsächliche Datenrate des empfangenen Signals auf der vorbestimmten Kategorie basiert.

Die Klassifikation des empfangenen Signals kann durch Untersuchen des Frequenzinhalts des empfangenen Signals erreicht werden, zum Beispiel mittels einer geschätzten einseitigen spektralen Leistungsdichtefunktion (PSD) des empfangenen Signals, wie in 4 gezeigt. Dies basiert auf der Erkenntnis, dass eine N-Punkt-PSD-Funktion des Signals für ein N-Punkt-Komlexzeitbereichsignal definiert werden kann, wobei die Funktion Informationen über den Frequenzinhalt des Signals bereitstellt. Eine grobe Schätzung der PSD-Funktion für ein Signal x kann anhand einer Fouriertransformation (FT) des Signals x durch folgende Gleichung berechnet werden: PSD(x) = Re(FT(x))·Re(FT(x)) + Im(FT(x))· Im(FT(x))(1)

Die PSD-Funktion umfasst N reelle Werte, und die relativen Amplituden dieser Werte können in den relativen Betrag verschiedener in dem Signal vorhandener Frequenzen umgewandelt werden, beginnend mit der Frequenz f = 0 als das erste Element der PSD-Funktion und unter Abdeckung eines Frequenzbereichs bis zur Nyquistgrenzfrequenz

wobei Ts = Symboldauer eines empfangenen Symbols, entspreizt unter Verwendung eines Spreizfaktors von 4. Da ein Funkrahmen von 10 ms 16·10·64 = 10240 derartige Symbole umfasst, ist die Symboldauer nun:

Ts = 10 ms/10240 = 0, 977 &mgr;s und somit

Das Vorangehende entspricht einer Datenrate von 512 kbps, was bedeutet, dass es in diesem Ausführungsbeispiel, d.h. mit einer Abtastrate von 0,977 &mgr;s (unter Verwendung eines Spreizfaktors von 4), nicht möglich ist, Datenraten über 512 kbps in der PSD-Funktion zu unterscheiden. Dies liegt in der Natur des Fouriertransformationsalgorithmus, d.h. im Empfänger sind zwei Abtastwerte für jedes übertragene Symbol notwendig, um eine bestimmte Datenrate (Frequenz) durch eine Fouriertransformation unterscheiden zu können. Da die Datenrate 1024 kbps bedeutet, dass im Sender ein Spreizfaktor von 4 verwendet wird, sollte dann im Empfänger ein Spreizfaktor von 2 verwendet werden, um 2 Abtastwerte bzw. Sample eines jeden übertragenen Datensymbols zu erhalten.

Lediglich fc = 512 kHz zu haben bedeutet allgemein, dass im Fall der höchsten Datenrate die Frequenzen über 512 kHz einem Aliasing bezüglich der PSD-Funktion unterliegen, dass heißt, dass sie irgendwo zwischen 0 und 512 kHz abgebildet werden. Dies hat jedoch keine nachteilige Auswirkung auf das Ausführungsbeispiel, da es nicht notwendig ist, den Frequenzinhalt des Signals (das heißt die relativen Amplituden der PSD-Funktion) direkt zu analysieren. Stattdessen ist der Zweck dieses Verfahrens, den Frequenzinhalt des Signals zu interpretieren, so dass eine einzige Entscheidungsvariable zum Zwecke der Klassifikation erhalten wird. Beispiele der Berechnungen zum Erhalten der Variable werden später in dieser Beschreibung erläutert.

Um die PSD der empfangenen 10240 reellen Symbole eines Funkrahmens zu schätzen ist es möglich, das Schätzverfahren direkt durch Berechnen der Fouriertransformation aller 10240 Symbole durchzuführen, und nachfolgend anhand der Fouriertransformation eine PSD-Schätzung zu berechnen. Dieses grundlegende PSD-Verfahren reicht aus, um eine Implementierung des vorangehenden Verfahrens zu ermöglichen. Ein im Folgenden diskutiertes bevorzugtes Verfahren führt jedoch zu noch besseren Ergebnissen.

Wenn die Gesamtanzahl empfangener Symbole P = 10240 ist, werden die P Symbole in K Blöcke von N aufeinander folgenden Punkten in jedem Block unterteilt. In diesem Beispiel ist N = 64, und somit K = P/N = 160. Für jeden Block von jeweils N reellen Symbolen wird dann jeweils eine N/2-Punkt-FT berechnet. Mit der Definition M = N/2 ergibt dies M (= 32) komplexe Werte je FT. Die reelle M-Punkt-PSD-Funktionsschätzung kann dann für jeden Datenblock durch Summieren der quadrierten reellen und imaginären Punkte für jede Frequenz berechnet werden (siehe Gleichung (1)). Schließlich wird die endgültige PSD-Funktionsschätzung durch Mitteln dieser K einzelnen PSD-Funktionsschätzungen berechnet.

Bei diesem Verfahren konnte beobachtet werden, dass es die Varianz der PSD-Funktionsschätzung im Vergleich zum grundlegenden PSD-Verfahren um einen Faktor von √K (= 12,65) reduziert. Das letztere Verfahren ist in den meisten Fällen auch bezüglich des Rechenaufwands effizienter, da die Fouriertransformationen des Signals üblicherweise mit einer Art eines Algorithmus zur schnellen Fouriertransformation (FFT) berechnet werden, und diese Algorithmen haben allgemein eine Komplexität der Ordnung log2(N). Obwohl beide Verfahren verwendet werden können ist es somit in den meisten Fällen logarithmisch effizienter, mehrere kurze FFTs anstelle einer langen FT zu verwenden.

In Hinblick auf den Rechenaufwand liegt der größte Aufwand des obigen Verfahrens in der Berechnung der komplexen 32-Punkt-Fouriertransformation der 64 reellen Symbole eines bestimmten Blocks. Die Komplexität des Algorithmus kann jedoch durch Verwendung eines intelligenten FFT-Algorithmus deutlich reduziert werden, vorzugsweise durch einen, der speziell dahingehend modifiziert wurde, dass er bestimmte Symmetrien hinsichtlich der FTs von reellen Daten berücksichtigt. Derartige Algorithmen sind an sich bekannt und werden hier nicht ausführlicher diskutiert.

In einer Pseudocode-Darstellung kann das Schätzen der PSD-Funktion nun wie folgt geschrieben werden:

Nachdem die K M-Punkt-PSD-Funktionen zu einer M-Punkt-PSD-Funktionsschätzung Bemittelt wurden kann es vorteilhaft sein, die Schätzung zu normieren, so dass die Gesamtleistung der PSD-Funktion 1 ist. Die Normierung wird durch Summieren aller M Elemente der psd() und Dividieren aller Elemente durch diese Summe durchgeführt. Dadurch ist die Summe der Elemente der PSD-Funktion, als PSD-Behälter bzw. PSD-Bins bezeichnet, gleich 1.

Bei Berücksichtigung von additivem weißen Gauß'schem Rauschen (AWGN) des Signals ist eine seiner Eigenschaften, dass es weiß ist, d.h. nicht-selektiv. Mit anderen Worten erstreckt sich das Rauschen gleichmäßig über alle Frequenzen. Aus Sicht der PSD-Funktion würde dies bedeuten, dass die PSD-Funktion des AWGN nur eine flache Linie sein würde, mit dem Wert jedes Behälters = 1/M. Für ein Signal eindeutiger Frequenzen 0...fc plus dem AWGN-Rauschen im Signal würde die PSD-Funktion somit eine Verzerrung von 1/M aufweisen, und für die eindeutigen Frequenzen würde der entsprechende Behälter der PSD-Funktion größer als 1/M. Da für das vorgeschlagene Schätzverfahren nur die Frequenzen interessant. sind, deren relativer Betrag in der PSD-Funktion das Rauschen überschreitet, kann 1/M von der PSD-Funktion subtrahiert werden, und alle möglichen resultierenden negativen Behälter können auf Null rückgesetzt werden.

In Pseudocode-Darstellung können die Operationen zur Normierung und Entfernung von Verzerrung geschrieben werden als

Vor der eigentlichen Klassifikation des ankommenden Signals muss eine endgültige Datenratenentscheidungsvariable berechnet werden. Wie vorangehend erwähnt ergeben sich aus der Form der PSD-Funktion Informationen über ihren Frequenzinhalt. Für eine Übertragung niedrigerer Datenraten, zum Beispiel 32 kbps, wurde festgestellt, dass sich die PSD-Funktion des empfangenen Signals mehr bei den niedrigeren Behältern konzentriert, wogegen für eine Übertragung mit höherer Datenrate, zum Beispiel 1024 kbps, viel höhere Frequenzen in dem Signal vorhanden sind. Der relative Betrag der in der PSD-Funktion vorhandenen größeren Behälter muss somit größer sein. Um diese Beobachtung ausnutzen zu können wird eine Variable berechnet, die den Frequenzinhalt der PSD-Funktion charakterisiert. Eine mögliche Variable hierfür ist das so genannte Momentenzentrum (bzw. "center-of-moment", CM) der PSD-Funktion:

Die Bedeutung der Variable CM ist wie folgt: je größer CM, desto größer der relative Betrag der höheren Frequenzen, die in der PSD-Funktion vorhanden sind, und somit ist es wahrscheinlicher, dass die Senderdatenrate relativ hoch war.

Der vorangehende Algorithmus wurde durch umfangreiche Simulationen getestet, die durch eine MATLAB Simulationssoftware, bereitgestellt durch The MathWorks Inc, durchgeführt wurden. Die Verteilungen der PSD-Momentenzentrumsvariable für verschiedene Übertragungsdatenraten sind in 5 durch ein Histogramm veranschaulicht, in dem die horizontale Achse die Anzahl der PSD-Behälter und die vertikale Achse die Anzahl von Ereignissen definiert. Die Achse der Anzahl von Ereignissen könnte auch in der normierten Form, d.h. 0 bis 1, dargestellt sein, anstelle des Bereichs von 0 bis 2200. Die Verteilungskurven für verschiedene Datenraten sind von links nach rechts: 32, 64, 128, 256, 512 und 1024 kbps. Wie in 5 zu erkennen ist sind die höheren Datenraten oder Bitraten (256 und darüber) sehr klar voneinander getrennt, was zu einer zuverlässigen Erfassung der höheren Bitraten führt.

Es ist möglich, die Verteilung der CM-Variablen für alle verwendeten (und somit möglichen) Senderdatenraten (32, 64, 128, 256, 512 und 1024 kbps in dem Beispiel) zu definieren. Basierend auf den vordefinierten Verteilungen ist es dann möglich, Klassifikationsgrenzen für die eigentliche Datenratenentscheidung festzulegen. Die Senderdatenratenschätzung kann somit mittels der CM-Variablenberechnung bereitgestellt werden, gefolgt durch eine Klassifikation der Variable gemäß vordefinierter Klassifikationsregeln, zum Beispiel durch eine Schätzstruktur, die die vordefinierten Klassifikationsgrenzen nutzt. Die tatsächliche Datenrate kann dann direkt anhand der Klasse definiert werden. Eine mögliche Entscheidungsstruktur für die endgültige Schätzung ist nachfolgend in Pseudocode-Darstellung gezeigt, wobei sf = Schätzung des in dem Sender verwendeten Spreizfaktors:

Die vorangehende Struktur hat in den durchgeführten Simulationen einen vernünftige Performanz gezeigt. Es sei angemerkt, dass die vorangehenden Entscheidungsgrenzen nur vorläufig sind. Zudem ist die vorangehend veranschaulichte Anzahl von Datenübertragungsratenklassen nur ein Beispiel der möglichen Anzahl von Klassen. Andere Grenzwerte können in verschiedenen Ausführungsbeispielen verwendet werden, und die Anzahl von Datenübertragungsratenklassen kann für verschiedene Implementierungen frei gewählt werden.

Zudem sei angemerkt, dass obwohl in einem bevorzugten Ausführungsbeispiel die Anzahl der Datenratenklassen der Anzahl der möglichen Senderdatenraten entspricht, die Anzahl der Klassen nicht notwendigerweise der Anzahl der verschiedenen möglichen Senderdatenraten entsprechen muss. Zum Beispiel kann eine geringere Anzahl von Klassen verwendet werden, so dass zwei oder mehr der niedrigeren Senderdatenraten in einer Datenratenklasse enthalten sind, wodurch sich das Klassifikationsverfahren vereinfacht und mögliche Probleme vermieden werden, die durch die gelegentlich verschachtelten Verteilungen der Variablen für die niedrigeren Datenraten verursacht werden. Anstatt die tatsächlichen Datenraten zu verwenden können zudem die Datenratenklassen beispielsweise auch als niedrig, relativ niedrig, mittel, relativ hoch und hoch bezeichnet werden, und derart, dass einige der Klassen oder alle Klassen mehr als eine Senderdatenrate enthalten.

Die durchgeführten Simulationen haben belegt, dass das vorangehende Ausführungsbeispiel anscheinend nicht unter niedrigen Signal-zu-Rausch-Verhältnissen leidet, wie es in den weiter vorne in dieser Beschreibung diskutierten leistungsbasierten Verfahren gemäß dem Stand der Technik der Fall ist. Die Simulationen wurden mit ES/N0 = 10 dB durchgeführt, wobei das leistungsbasierte Verfahren keine Datenraten der empfangenen Übertragung erfassen konnte. Bei dieser Größenordnung des ES/N0 hat das vorangehend beschriebene Ausführungsbeispiel jedoch die folgenden Wahrscheinlichkeiten korrekter Datenratenerfassung erreicht (die Simulation wurde für 10000 Funkrahmen durchgeführt):

Im Vergleich zu den beschriebenen auf der CRC-Decodierung und den Metriken der Viterbi-Decodierung basierenden Verfahren gemäß dem Stand der Technik ist das vorangehende Ausführungsbeispiel darin vorteilhaft, dass die Datenratenschätzung nicht bis nach den Decodierungsvorgang verzögert wird. Deshalb ist das Ausführungsbeispiel für zum Beispiel verschiedene Interferenzunterdrückungsverfahren im Empfänger besser geeignet als die Vorschläge gemäß dem Stand der Technik. Darüber hinaus ist das vorangehend beschriebene Verfahren weniger komplex als die auf CRC oder Viterbi-Decodierung der Daten basierenden Verfahren.

Wie aus 5 und der vorangehenden Tabelle ersichtlich ist, kann das beschriebene Ausführungsbeispiel nicht in allen Fällen die niedrigsten Datenraten von 32 und 64 kbps zuverlässig voneinander unterscheiden. Dies liegt daran, dass jede höhere Datenrate ein ganzzahliges Vielfaches von zwei einer niedrigeren Datenrate ist, wobei die Datenraten 32 und 64 kbps relativ nahe beieinander liegen. Deshalb können die Verteilungen der Entscheidungsvariable (CM) überlappen. Falls die Miteinbeziehung der niedrigeren Datenraten in eine Klasse nicht gewünscht ist und eine bessere Performanz bei der Trennung der niedrigeren Datenraten notwendig ist (auf Kosten der Trennung der höheren Datenraten), könnte die Abtastrate des Empfängers reduziert werden, beispielsweise durch Erhöhen des Spreizfaktors in dem Empfänger von 4 auf 16. Falls die Länge der Fouriertransformation unverändert gelassen wird (zum Beispiel 64), würde dies zu einer Reduzierung der kritischen Nyquistfrequenz fc führen, um somit die Frequenzauflösung bei den niedrigeren Frequenzen unter gleichzeitiger Verschmälerung des Fensters der erfassbaren Frequenzen verbessern. Angemerkt sei, dass dieser Vorgang in einigen Fällen für Frequenzen größer als fc zu starkem Aliasing führen kann, falls sie in dem System trotzdem vorhanden sind (d.h. es gibt eine Wahrscheinlichkeit, dass trotzdem zum Beispiel 1024 kbps in dem Sender verwendet wird). Dieser Aliasing-Effekt kann jedoch leicht durch Verwendung einer Tiefpassfilterung des empfangenen Signals vor der Datenratenerfassung reduziert werden.

Obwohl die Erfindung im Zusammenhang mit einem CDMA-basierten System beschrieben wurde ist nachvollziehbar, dass ähnliche Prinzipien in anderen Kommunikationssystemen angewendet werden können, zum Beispiel in einem TDMA-System oder in einem beliebigen Telekommunikationssystem, in dem Daten mit variablen Raten empfangen werden, und Informationen über die Datenübertragungsrate notwendig sind, wie beispielsweise bei Modems.

Während die Erfindung vorangehend in Verbindung mit der blinden Datenratenerfassung beschrieben wurde, kann das beschriebene Datenratenschätzverfahren zusammen mit Rateninformationsbits oder ähnlichen Datenrateninformationen verwendet werden, um eine verifizierte und/oder korrigierte Datenratenschätzung zu erzeugen. In diesem Fall ist eine Verbindung zwischen der Ratenschätzeinheit 40 und der Kanalschätzeinheit 37 oder einer ähnlichen Einheit der die Verifikation/Korrektur durchführenden Schaltungen bereitzustellen. Dies ist insbesondere in Implementierungen mit hohen Anforderungen an die Genauigkeit der Übertragungsratenschätzung eine brauchbare Alternative.

Zudem sei hier angemerkt, dass während das Vorangehende beispielhafte Ausführungsbeispiele der Erfindung beschreibt, mehrere Variationen und Modifikationen existieren, die hinsichtlich der offenbarten Lösung gemacht werden können, ohne von dem wie in den beigefügten Ansprüchen definierten Rahmen der vorliegenden Erfindung abzuweichen.


Anspruch[de]
Verfahren zum Schätzen einer Datenübertragungsrate in einem Kommunikationssystem mit variablen Datenübertragungsraten, wobei ein Übertragungssignal eine Vielzahl von Datensymbolen über eine Sequenz von Datenrahmen umfasst, mit:

Klassifizieren eines Datenrahmens eines empfangenen Übertragungssignals gemäß einer vorbestimmten Klassifikation der Datenübertragungsraten, und

Schätzen der Datenübertragungsrate des empfangenen Datenrahmens auf Basis der Klassifikation,

dadurch gekennzeichnet, dass die Datenrahmen auf Basis einer Schätzung einer spektralen Leistungsdichtefunktion des empfangenen Übertragungssignals klassifiziert werden.
Verfahren gemäß Anspruch 1, wobei die Datenrahmen auf Basis des Frequenzinhalts des empfangenen Übertragungssignals klassifiziert werden. Verfahren gemäß Anspruch 1, wobei die Schätzung der spektralen Leistungsdichtefunktion des empfangenen Übertragungssignals unter Verwendung eines Algorithmus zur schnellen Fourier-Transformation und kohärenter Mittelung der Datensymbolsequenz des empfangenen Übertragungssignals berechnet wird. Verfahren gemäß Anspruch 3, wobei ein modifizierter Algorithmus zur schnellen Fourier-Transformation verwendet wird, wobei der modifizierte Algorithmus zur schnellen Fourier-Transformation vorbestimmte Symmetrien der übertragenen Datensymbole berücksichtigt. Verfahren gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Schätzung der spektralen Leistungsdichtefunktion die Schritte aufweist:

Unterteilen der gesamten Anzahl von empfangenen Datensymbolen in Blöcke, wobei jeder Block eine vorbestimmte Menge aufeinanderfolgender Punkte des Signals umfasst,

Berechnen einer individuellen Fourier-Transformation für jeden der Blöcke, um für jede Frequenz des Signals quadrierte reelle und imaginäre Punkte zu erhalten,

Berechnen einer individuellen Schätzung der spektralen Leistungsfunktion für jeden der Blöcke durch Summieren der quadrierten reellen und imaginären Punkte, und

Berechnen der Schätzung der spektralen Leistungsdichtefunktion durch Mitteln der individuellen Schätzungen der spektralen Leistungsfunktionen.
Verfahren gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Schätzung der spektralen Leistungsdichtefunktion durch Summieren der Elemente der spektralen Leistungsdichtefunktion zum Erhalten einer Summe der Elemente und durch Dividieren eines jeden der Elemente durch die Summe normalisiert wird. Verfahren gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Klassifikation zudem einen Schritt zum Entfernen von Rauscheffekten aufweist. Verfahren gemäß Anspruch 7, wobei die Rauschentfernung das Subtrahieren einer Inversen der Anzahl von Elementen der spektralen Leistungsdichtefunktion von der spektralen Leistungsdichtefunktion aufweist. Verfahren gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Klassifikation zudem aufweist:

Berechnen einer Variable anhand der spektralen Leistungsdichtefunktion zum Charakterisieren des Frequenzinhalts der spektralen Leistungsdichtefunktion, und

Vergleichen der Variable mit Grenzwerten einer Klassifikations-Entscheidungsstruktur.
Verfahren gemäß Anspruch 9, wobei die den Frequenzinhalt des empfangenen Übertragungssignals charakterisierende Variable das Momentenzentrum der spektralen Leistungsdichtefunktion aufweist. Verfahren gemäß Anspruch 9 oder 10, wobei die Größe der Variable die relative Menge von in der spektralen Leistungsdichtefunktion vorhandenen hohen Frequenzen anzeigt. Verfahren gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei das Kommunikationssystem ein zellulares Kommunikationsnetz mit Codemultiplex-Mehrfachzugriff aufweist, und die Daten zwischen einer Mobilstation und einer Basisstation des Netzes über eine Funkschnittstelle übertragen werden. Verfahren gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Anzahl von Datenübertragungsraten-Klassen der vorbestimmten Klassifikation gleich der Anzahl der möglichen Datenübertragungsraten ist. Verfahren gemäß einem der Ansprüche 1 bis 12, wobei die Anzahl von Datenübertragungsraten-Klassen der vorbestimmten Klassifikation kleiner ist als die Anzahl der möglichen Datenübertragungsraten. Verfahren zur Kanalschätzung in einem zellularen Kommunikationssystem mit Codemultiplex-Mehrfachzugriff, wobei die Datenübertragungsrate gemäß einem der Ansprüche 1 bis 14 geschätzt wird. Verfahren gemäß Anspruch 15, wobei die Schätzung der Datenübertragungsrate verwendet wird, um die Ratenauswahl zur Viterbi-Decodierung der empfangenen Datensymbole zu unterstützen. Verfahren gemäß Anspruch 15 oder 16, wobei sowohl von einer übertragenden Station empfangene Datenrateninformationen als auch die geschätzte Datenübertragungsrate zur Kanalschätzung verwendet werden. Signalempfangsschaltung zur Verwendung in einem Kommunikationssystem mit variablen Datenübertragungsraten, wobei Daten als eine Vielzahl von Datensymbolen über eine Sequenz von Datenrahmen übertragen werden, wobei die Signalempfangsschaltung eine Ratenschätzeinheit (40) zum Empfangen eines ankommenden Übertragungssignals, zum Klassifizieren eines Datenrahmens des Signals gemäß einer vorbestimmten Klassifikation der Datenübertragungsraten, und zum Bestimmen einer Schätzung der Datenübertragungsrate des empfangenen Datenrahmens anhand der Ergebnisse der Klassifikation aufweist, dadurch gekennzeichnet, dass die Ratenschätzeinheit (40) dazu angepasst ist, das empfangene Signal auf Basis einer Schätzung einer spektralen Leistungsdichtefunktion des empfangenen Übertragungssignals zu klassifizieren. Signalempfangsschaltung gemäß Anspruch 18, wobei die Ratenschätzeinheit (40) dazu angepasst ist, die Datenübertragungsrate auf Basis des Frequenzinhalts des empfangenen Signals zu schätzen. Signalempfangsschaltung gemäß Anspruch 18 oder Anspruch 19, mit einer Kanalschätzeinheit (37), die dazu angepasst ist, die geschätzte Datenübertragungsrate des empfangenen Signals bei der Kanalschätzung zu nutzen. Mobilstation (MS1, MS2, MS3), die eine Signalempfangsschaltung gemäß einem der Ansprüche 18 bis 20 aufweist. Basisstation (BST), die eine Signalempfangsschaltung gemäß einem der Ansprüche 18 bis 20 aufweist.






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