Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Kanalschätzung von zwischen mehreren Sendern und mindestens einem Empfänger jeweils bestehenden Übertragungskanälen in einem OFDM-Übertragungssystem.

In einem kohärenten Empfänger gemäß 1 ist vor der Demodulation des beispielsweise quadraturamplitudenmodulierten Übertragungssignals die Entzerrung des aufgrund von linearen bzw. nichtlinearen Verzerrungen des Übertragungskanals verzerrten Übertragungssignals durchzuführen. Zur Entzerrung des verzerrten Übertragungssignals ist das Übertragungsverhalten des Übertragungskanals zwischen Sender und Empfänger in Form der Kanalimpulsantwort h(t) und der Kanalübertragungsfunktion H(f) in einem Kanalschätzer zu schätzen.

In einem Mehrträger-Übertragungssystem mit mehreren Frequenzträgern, in denen jeweils zueinander orthogonale Übertragungssignale übertragen werden (Orthogonal-Frequency-Division-Multiplexing-Übertragungssystem (OFDM)), kann ein hochratiger Übertragungsdatenstrom in mehrere niederratige auf jeweils einem Frequenzträger gleichzeitig übertragene Übertragungsdatenströme aufgeteilt werden. Da aufgrund der niedrigeren Datenrate in den einzelnen Frequenzträgern die Symboldauer im Vergleich zu einem hochratigen Einträger-Übertragungssystem verlängert werden kann, gestaltet sich die Entzerrung, die jeweils je Frequenzträger separiert durchgeführt wird, deutlich einfacher.

Die Entzerrung in einem OFDM-Übertragungssystem erfolgt gemäß 1 üblicherweise im Frequenzbereich durch Multiplikation der Frequenztreansformierten R_k,n des Empfangssymbols im k-ten Frequenzträger und n-ten OFDM-Symbol jeweiligen OFDM-Übertragungsrahmens, die mittels eines Fast-Fourier-Transformators (FFT) aus dem im n-ten OFDM-Symbol und k-ten Frequenzträger des jeweiligen Übertragungsrahmens übertragenen Empfangssymbol r_n,k gebildet wird, und des inversen Übertragungsfaktors

Zur Realisierung einer Übertragung von Nutzdaten ist es sinnvoll, die Schätzung der Übertragungsfaktoren H_k,n der Übertragungsfunktion H(f) nicht in allen Frequenzträgern k und in allen OFDM-Symbolen n, sondern nur in einem bestimmten Raster aus Frequenzbändern und OFDM-Symbolen durchzuführen. Hierzu werden die Übertragungsfaktoren H_k,n der Übertragungsfunktion H(f) nur im Raster aus ausgewählten Frequenzbändern und OFDM-Symbolen mittels Pilotsymbolen geschätzt und anschließend die Übertragungsfaktoren H_{k ,n} in den dazwischenliegenden Frequenzbändern und OFDM-Symbolen mittels eines Interpolationsverfahrens interpoliert. Im Hinblick auf eine korrekte Rekonstruktion der Übertragungsfaktoren H_k,n mittels Interpolation ist für die Festlegung des Frequenz- und Zeitabstandes des Pilotsymbol-Rasters die Einhaltung des Abtasttheorems nach Nyquist erforderlich.

Da die Symboldauer T_S resp. die inverse Systembandbreite 1B in einem OFDM-Übertragungssystem systembedingt deutlich größer als die maximale Signalverzögerung &tgr;_MAX in allen Übertragungskanälen des OFDM-Übertragungssystems ausgelegt sind, sind gemäß Gleichung (1) mindestens N_P ^f Frequenzbänder mit jeweils einer Bandbreite &Dgr;f als minimaler Frequenzabstand des Kanalschätzrasters zur Erfüllung des Abtasttheorems in Frequenzrichtung vorzusehen.

Da andererseits die maximale Dopplerfrequenz f^D _MAX in einem OFDM-Übertragungssystem systembedingt deutlich kleiner als die Systembandbreite B auszulegen ist, sind gemäß Gleichung (2) mindestens N_P ^t OFDM-Symbole bestehend aus der Symboldauer T_S und dem Guard-Intervall T_G als minimaler Zeitabstand des Kanalschätzrasters zur Erfüllung des Abtasttheorems in Zeitrichtung vorzusehen.

Außerdem ist die Bedingung der Orthogonalität zwischen den einzelne Pilotsymbolen für die zeitgleichen Übertragung der zu den einzelnen Sendern jeweils gehörigen Pilotsymbolen erforderlich.

Die Schätzung der Übertragungsfaktoren H_k,n im n-ten OFDM-Symbol und k-ten Frequenzträger erfolgt über Pilot-Symbole, die sendeseitig in die im OFDM-Übertragungssystem zyklisch zu übertragenen Übertragungsrahmen in einem Raster in Frequenzrichtung gemäß Gleichung (1) und in Zeitrichtung gemäß Gleichung (2) eingefügt werden und empfangsseitig – verzerrt durch den jeweiligen Übertragungskanal – durch Division mit dem dem jeweiligen Empfänger bekannten Pilotsymbol skaliert werden.

Anhand eines Übertragungsrahmens in einem OFDM-Übertragungssystem gemäß 3 ist beispielhaft die Positionierung der zu einzelnen Übertragungskanälen gehörigen Pilotsymbole in Frequenz- und Zeitrichtung dargestellt. Die Übertragungsfaktoren H_k,n in den dazwischenliegenden Frequenzbändern k und OFDM-Symbolen n der zyklisch übertragenen Übertragungsrahmen kann mittels eindimensionaler Interpolation in Zeit- oder Frequenzrichtung oder mittels zweidimensionaler Interpolation aus benachbarten Pilotsymbolen ermittelt werden.

Das OFDM-Übertragungssystem kann nicht nur im Einteilnehmer-Übertragungsverfahren zwischen einem einzigen Sender und einem einzigen Empfänger – Single-Input-Single-Output-System(SISO) –, sondern auch im Mehrteilnehmer-Übertragungsverfahren zwischen mehreren Sendern und einem Empfänger – Multiple-Input-Single-Output-System(MISO) – oder zwischen mehreren Sendern und mehreren Empfängern – Multiple-Input-multiple-Output(MIMO) – verwendet werden.

Analog zur Anordnung der Nutzdatensymbole im Übertragungsrahmen des OFDM-Übertragungssystem mittels der klassischen Vielfachzugriffsverfahren können auch die Pilotsymbole in einem MISO-Übertragungssystem gemäß 2A, 2B und 2C über die klassischen Vielfachzugriffsverfahren

• • Zeitmultiplex (Time-Division-Multiple-Access(TDMA)),
• • Frequenzmultiplex (Frequency-Division-Multiple-Access(FDMA)) und
• • Codemultiplex (Code-Division-Multiplex-Access(CDMA))

Da auch im Mehrteilnehmerbetrieb – MISO und MIMO-Übertragung – die Bedingungen des Abtasttheorems und der Orthogonalität zu wahren sind, steigt mit zunehmender Anzahl gleichzeitig aktiver Sender die Anzahl benötigter Pilotsymbole.

Durch die räumliche Verteilung der einzelnen Sender kommt es, wie in 4 dargestellt ist und weiter unten im Detail noch gezeigt wird, entsprechend der unterschiedlichen Laufzeiten zwischen jeweils einem Sender und einem der Empfänger zu einer Überlagerung der einzelnen zu jeweils einem Sender gehörigen und durch jeweils eine unterschiedliche Laufzeit charakterisierte Kanalimpulsantworten bei einem der Empfänger.

Die Kanalimpulsantwort der einzelnen Übertragungskanäle kann durch Kanalschätzung mittels Pilotsymbolen bestimmt werden. Sind Sender und Empfänger des einzelnen Übertragungskanals zueinander synchronisiert und ist gleichzeitig die Größe der einzelnen Mobilfunkzellen beschränkt, so kommt die Kanalimpulsantwort, wie in 4 dargestellt ist, innerhalb eines Übertragungsrahmens im so genannten Guard-Intervall bestehend aus jeweils N_G Abtastwerten zu liegen und kann vor der Übertragung des im Übertragungsrahmen jeweils übertragenen Nutzdatensymbols gemessen werden. Zu erkennen sind die Kanalimpulsantworten in den einzelnen Übertragungskanälen. Jede Kanalimpulsantwort weist aufgrund von unterschiedlichen Streuungen des jeweils gesendeten Pilotsymbols eine unterschiedliche Anzahl von Abtastwerten mit jeweils unterschiedlichen Pegeln – unterschiedliche Echos – und damit eine unterschiedliche Kanalimpulslänge sowie aufgrund der individuellen Distanz zwischen dem Sender und Empfänger eine individuelle absolute Signallaufzeit auf.

Bei einer Vielzahl von regional weit verteilten Sendern können Unterschiede in den absoluten Signallaufzeiten zu einem der Empfänger von einigen 10 Mikrosekunden auftreten, während die Längen der einzelnen Kanalimpulsantworten im Bereich von wenigen Mikrosekunden liegen.

Für eine korrekte Schätzung der Kanalübertragungsfunktion in den einzelnen Übertragungskanälen, ist die Struktur der Pilotsymbole an die maximale relative Laufzeit zwischen den einzelnen Kanalimpulsantworten anzupassen. Somit ist aufgrund der vergleichsweise langen relativen Signallaufzeiten zwischen unterschiedlichen Übertragungskanälen in einem MISO- oder MIMO-Übertragungssystem der Abstand der Pilotsymbole in Frequenzrichtung gemäß Gleichung (1) zu reduzieren, was einen erhöhten Bedarf an Pilotsymbolen innerhalb der einzelnen Übertragungsrahmen bedeutet.

Die durch die relativen Signallaufzeiten zwischen den einzelnen Übertragungskanälen bedingte Erhöhung der maximalen Signalverzögerung &tgr;_MAX im Guard-Intervall des Mehrteilnehmerverfahrens gegenüber dem Einteilnehmerübertragungsverfahrens und die damit einhergehende zeitliche Verlängerung des Guard-Intervalls führt gegenüber einer Kanalschätzung in einem SISO-Übertragungssystem nachteilig zu einem erhöhten Overhead an Pilotsymbolen zur Kanalschätzung und einer reduzierten Anzahl von Nutzdatensymbolen.

In der WO 03/034644 A1 wird die Anzahl von Pilotsymbolen in einem MIMO-OFDM-Übertragungssystem durch „rautenförmige„ Anordnung der Pilotsymbole im Frequenz-Zeit-Raster der Übertragungsrahmen reduziert. Bedingt durch die „rautenförmige" Anordnung der Pilotsymbole kann auf diese Weise einzig eine Reduzierung der Pilotsymbole um den Faktor zwei realisiert werden. Eine Reduzierung der Pilotsymbole um einen Faktor in der Größenordnung 10 bis 100, wie sie im Fall einer um den Faktor 10 bis 100 angestiegenen maximalen Signalverzögerung &tgr;_MAX bei einem MISO- oder MIMO-Übertragungssystem erforderlich wäre, ist mit einer derartigen Anordnung der Pilotsymbole nicht zu verwirklichen.

Eine gezielte Verringerung der maximalen Signalverzögerung &tgr;_MAX und damit eine Reduzierung der Anzahl von Pilotsymbolen wird nach dem Stand der Technik durch eine aufeinander abgestimmte Steuerung der einzelnen Sendezeiten der Kanalimpulse in den einzelnen Sendern entsprechend der relativen Signallaufzeiten zwischen den einzelnen Übertragungskanälen verwirklicht. Bei einem derartigen Timing-Advance genannten Verfahren treffen die einzelnen Kanalimpulsantworten zur selben Zeit im jeweiligen Empfänger ein und führen über eine derartige Minimierung der maximalen Laufzeit &tgr;_MAX zu einer minimalen Anzahl von Pilotsymbolen und damit zu einen effizienten Nutzdatenbelegung in den Übertragungsrahmen. Das Timing-Advance-Verfahren erfordert aber eine kontinuierliche Vermessung der relativen Signallaufzeiten und eine kontinuierliche Signalisierung der einzelnen relativen Signallaufzeiten. an die einzelnen Sender.

Die Aufgabe der Erfindung ist es deshalb, ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Kanalschätzung für ein Mehrteilnehmer-Übertragungssystem zu schaffen, das auch bei einer maximalen relativen Signallaufzeit &tgr;_MAX zwischen den einzelnen Übertragungskanälen eine minimale Anzahl von Pilotsymbolen wie bei einem Einteilnehmer-Übertragungssystem benötigt.

Die Erfindungsaufgabe wird durch ein Verfahren zur Kanalschätzung mit den Merkmalen des Anspruchs 1 und durch eine Vorrichtung zur Kanalschätzung mit den Merkmalen des Anspruchs 20 gelöst.

Erfindungsgemäß werden die relativen Signallaufzeiten zwischen den. einzelnen Übertragungskanälen nicht in den einzelnen Sendern, sondern im Empfänger bzw. in den Empfängern kompensiert.

Die zu den einzelnen Kanalimpulsantworten gehörigen Übertragungsfunktionen eines Übertragungskanals können sich im Frequenzbereich in jedem einzelnen Frequenzträger zu einer frequenzträgerspezifischen Übertragungsfunktion überlagern. Die zu jeweils einer Kanalimpulswort eines Übertragungskanals gehörige Übertragungsfunktion im Frequenzträger eines Referenz-Übertragungskanals weist aufgrund der relativen Signallaufzeit zur Referenz-Kanalimpulsantwort des Referenz-Übertragungskanals und des Frequenzabstandes zwischen den Frequenzträgern des Übertragungskanals und des Referenz-Übertragungskanals jeweils eine Phasenverschiebung zur Übertragungsfunktion des Referenz-Übertragungskanals im Frequenzträger des Referenz-Übertragungskanals auf.

Durch Multiplikation der zur jeweiligen Kanalimpulsantwort gehörigen Übertragungsfunktion mit einem die relative Signallaufzeit zwischen der jeweiligen Kanalimpulsantwort und der Referenz-Kanalimpulsantwort enthaltenden linearen Phasenkorrekturterm wird die relative Signallaufzeit zwischen der jeweiligen Kanalimpulsantwort und der Referenz-Kanalimpulsantwort ausgeglichen.

Auf diese Weise wird der Schwerpunkt der jeweiligen Kanalimpulsantwort in den Schwerpunkt der Referenz-Kanalimpulsantwort verschoben. Analog weist die zugehörige Übertragungsfunktion die durch die relative Signallaufzeit bedingte Phasenverschiebung zur Referenz-Übertragungsfunktion im Frequenzträger des Referenz-Übertragungskanals nicht mehr auf. Bei einer weiterhin vorhandenen maximalen Signallaufzeit &tgr;{MAX} zwischen den einzelnen Übertragungskanälen des Mehrteilnehmer-Betriebs, welche nur durch den Mehrwegekanal und nicht durch die Entfernung der Teilnehmer vom Empfänger bestimmt ist, verlängert sich das Guard-Intervall des OFDM-Übertragungsrahmens gegenüber dem Einteilnehmer-Betrieb nicht und minimiert deshalb weiterhin den Bedarf an Pilotsymbolen zur Schätzung der Kanalimpulsantworten der einzelnen Übertragungskanäle.

Die einzelnen Pilotsymbole bei einem MISO-OFDM-Übertragungssystem können in Analogie zu den Nuzdatensymbolen in einem OFDM-Übertragungssystem nach den klassischen Vielfachzugriffsverfahren des Zeitmultiplex, Frequenzmultiplex und Codemultiplex angeordnet werden.

Zur Schätzung der relativen Signallaufzeiten zwischen den einzelnen Übertragungskanälen und der relativen Frequenzverschiebung zwischen dem Sender und dem Empfänger der einzelnen Übertragungskanäle werden am Beginn jedes zyklisch übertragenen Übertragungsrahmens in äquidistanten Frequenzträger-Paaren aus jeweils zwei benachbarten Frequenzträgern für jeweils einen Übertragungskanal in zwei aufeinander folgen Zeitintervallen jeweils vier Pilotsymbole angeordnet. Die relative Signallaufzeit zwischen zwei Übertragungskanälen geht aus der Differenz der absoluten Signallaufzeit jeder der beiden Übertragungskanäle hervor, die sich aus der Phasendifferenz der Übertragungsfunktionen in mit Pilotsymbolen versehenen, zum jeweiligen Übertragungskanal gehörigen Frequenzträger-Paar aus zwei benachbarten Frequenzträgern in jeweils zeitgleichen OFDM-Symbolen ergibt. Die Frequenzabweichung zwischen dem Sender und dem Empfänger des zum Frequenzträger-Paar gehörigen Übertragungskanals ergibt sich analog aus der Phasendifferenz der Übertragungsfunktionen in mit Pilotsymbolen versehenen und zum Übertragungskanal gehörigen Frequenzträger in zwei aufeinander folgenden OFDM-Symbolen. Im Hinblick auf eine erhöhte Genauigkeit der Schätzwerte für die relative Signallaufzeit und die Frequenzabweichung werden die kohärenten Mittelwerte der Phasendifferenzen der Übertragungsfunktionen aller zum jeweiligen Übertragungskanal gehörigen Frequenzträger-Paare berechnet.

Die Schätzung der Schätzwerte der Übertragungsfunktion in den mit Pilotsymbolen versehenen Frequenzbändern und OFDM-Symbolen des Frequenz-Zeit-Rasters der zyklisch übertragenen Übertragungsrahmen erfolgt typischerweise über eine Least-Squares-Kanalschätzung. Die Interpolation der Übertragungsfunktion in den nicht mit Pilotsymbolen versehenen Frequenzträgern-OFDM-Symbol-Positionen des Frequenz-Zeit-Rasters der zyklisch übertragenen Übertragungsrahmen erfolgt über Interpolationsfilter, die als Finite-Impulse-Response-Filter(FIR-Filter) eine zweidimensionale Interpolation durchführen. Das zweidimensionalen Interpolationsfilter ist in bekannter Weise ein nach dem Mimimum-Mean-Square-Error-Kriterium(MMSE-Kriterium) optimierte Wiener-Filter. Der Durchlassbereich des Interpolationsfilters ist an die Länge der Kanalimpulsantwort angepasst. Zur Vermeidung eines Aliasing im Interpolationsfilter sind die Abstände der Pilotsymbole im Frequenz-Zeit-Raster der Übertragungsrahmen in Frequenzrichtung nach Gleichung (1) und in Zeitrichtung nach Gleichung (2) um einen Überabtastungsfaktor reduziert.

Die durch Kanalschätzung bzw. Interpolation ermittelten Werte der Übertragungsfunktion in den einzelnen Frequenzbändern und OFDM-Symbolen der zyklisch übertragenen Übertragungsrahmen werden im Hinblick auf eine Wiederherstellung der individuellen absoluten Signallaufzeiten in jedem der Übertragungskanäle jeweils mit einem die negative relative Signallaufzeit zwischen dem jeweiligen Übertragungskanal und dem Referenz-Übertragungskanal enthaltenden linearen Phasenkorrekturterm multipliziert.

Alternativ werden die in dem jeweiligen Übertragungskanal übertragenen Nutzdatensymbole um die relative Signallaufzeit zwischen dem jeweiligen Übertragungskanal und dem Referenz-Übertragungskanal verzögert.

Ausführungsformen des erfindungsgemäßen Verfahrens und der erfindungsgemäßen Vorrichtung zur Kanalschätzung in einem OFDM-Übertragungssystem zwischen mehreren Sendern und mindestens einem Empfänger werden im Folgenden anhand der Zeichnung im Detail beschrieben. Die Figuren der Zeichnung zeigen:

1 ein Blockdiagramm eines OFDM-Über tragungssystem nach dem Stand der Technik,

2A, 2B, 2C eine Anordnung der Pilotsymbole im Frequenz-Zeit-Raster eines OFDM-Übertragungsrahmens im Zeit-, Frequenz- und Codemultiplex,

3 eine prinzipielle Darstellung der Interpolationsarten im Frequenz-Zeit-Raster eines OFDM-Übertragungsrahmens,

4 ein Zeitdiagramm der in das Guard-Intervall eines OFDM-Überetragungsrahmen transformierten Kanalimpulsantworten mehrerer Übertragungskanäle,

5 ein Zeitdiagramm der erfindungsgemäßen Beseitigung relativer Signallaufzeiten zwischen mehreren Kanalimpulsantworten im Guard-Intervall eines OFDM-Übertragungsrahmens,

6 eine Anordnung der Pilotsymbole im Frequenz-Zeit-Raster eines OFDM-Übertragungsrahmen zur Schätzung relativer Signallaufzeiten und relativer Frequenzabweichungen zwischen Sender und Empfänger,

7A, 7B ein Zeitdiagramm der Kanalimpulsantwort bei Interpolation ohne Überabtastung und mit Überabtastung,

8 ein Blockdiagramm einer erfindungsgemäßen Vorrichtung zur Kanalschätzung in einem OFDM-System mit mehreren Sendern und mindestens einem Empfänger und

9 ein Flussdiagramm eines erfindungsgemäßen Verfahrens zur Kanalschätzung in einem OFDM-System mit mehreren Sendern und mindestens einem Empfänger.

Bevor anhand der 5 bis 9 das erfindungsgemäße Verfahren und die erfindungsgemäße Vorrichtung zur Kanalschätzung in einem OFDM-System mit mehreren Sendern und mindestens einem Empfänger im Detail erklärt wird, werden im folgenden die für das Verständnis der Erfindung erforderlichen mathematischen Grundlagen diskutiert.

In einem OFDM-Übertragungssystem gemäß 1 ergibt sich das Empfangssignal r(t) zum Zeitpunkt t gemäß Gleichung (3) aus der Faltung des Sendesignals s(&tgr;) mit der zeitvarianten Kanalimpulsantwort h(&tgr;, t) zuzüglich einem komplex gaußverteilten, weißen Rauschsignal n(t). r(t) = s(&tgr;)·h(&tgr;, t) + n(t)(3)

Bei allen Signalen r(t), s(&tgr;), h(&tgr;, t) und n(t) handelt es sich um komplexe Basisbandsignale.

Die zeitvariante Kanalimpulsantwort h(&tgr;, t) ergibt sich aus der additiven Überlagerung der über die einzelnen Ausbreitungspfade übertragenen Impulsantworten – Echos – zum Zeitpunkt t gemäß Gleichung (4).

Hierbei sind N_R die Anzahl der Ausbreitungspfade, &tgr;_r die Signalverzögerung, h_r die Amplitude, &phgr;_r die Phase und f_r ^D die Doppler-Verschiebung des r-ten Ausbreitungspfades.

Die Kanalübertragungsfunktion H(f, t) ergibt sich gemäß Gleichung (5) als Fourier-Transformierte der Kanalimpulsantwort h(&tgr;, t) bezüglich der Verzögerung &tgr; in den einzelnen Ausbreitungspfaden.

Das Sendesignal s(&tgr;) ergibt sich gemäß Gleichung (6) aus der additiven Überlagerung von in insgesamt N_C orthogonalen Frequenzträgern k im jeweils n_&mgr;-ten OFDM-Symbol des OFDM-Übertragungsrahmens jeweils übertragenen komplexen Sendesymbolen

Hierbei stellt T_S die Dauer des OFDM-Symbols und g_k&ngr;(&tgr;) die Impulsantwort des Sendefilters des k_&ngr;-ten Frequenzträgers gemäß Gleichung (7) dar. Die Frequenz

Die Empfangssymbole

Die Impulsantwort

Die zeitdiskrete Darstellung s_l des Sendesignals s(&tgr;) gemäß Gleichung (11) als Abtastung des Sendesignals s(&tgr;) mit der Abtastrate

Die auf den Frequenzträgern des n_&mgr;-ten OFDM-Symbols übertragenen Sendesymbole können gemäß Gleichung (12) zu einem Sendesymbol-Vektor

Die Multiplikation des Sendesymbol-Vektors

Analog lässt sich das Empfangssymbol

Fasst man die Abtastwerte

Um den systemtheoretischen Zusammenhang zwischen dem Empfangssymbol-Vektor

Die Faltung der Abtastwerte

Nach Durchführung der inversen diskreten Fourier-Transformation am Sendesymbol-Vektor

Die Enternung der Guard-Intervalle im Empfänger erfolgt durch Multiplikation des Vektors

Somit ergibt sich der systemtheoretische Zusammenhang zwischen dem Empfangssymbol-Vektor

Die Matrizenmultiplikation R_cp·h·T_cp in Gleichung (23) ergibt wieder eine Kanalimpulsantwort-Matrix h_c gemäß Gleichung (24), die dieselben Matrixelemente wie die Kanalimpulsantwort-Matrix h – aufgrund der Matrizenmultiplikation einzig in anderer Zyklusreihenfolge – aufweist.

Der systemtheoretische Zusammenhang zwischen dem Empfangssymbol-Vektor

Die Diagonalelemente

Das Empfangssymbol

Die Schätzung

Die Schätzung

Im Mehrteilnehmer-Betrieb einer MISO- oder MIMO-OFDM-Übertragung existieren mehrere Übertragungskanäle, deren Kanalimpulsantworten h(&tgr;, t) gemäß Gleichung (4) jeweils eine unterschiedliche Anzahl von Abtastwerten mit jeweils unterschiedlichen Amplituden h_r, Phasen &phgr;_r, Doppler-Verschiebungen f_r ^D und Signalverzögerungen &tgr;_r aufweisen.

Im folgenden werden gemäß 6 zwei benachbarte Frequenzträger k₀ und k₁ (k₁ = k₀ + 1) des OFDM-Übertragungssystems betrachtet, die jeweils von einem einzigen Übertragungskanal benutzt werden. Außerdem wird vorausgesetzt, dass gemäß Gleichung (4) die zweiten, dritten und folgenden Abtastwerte der Kanalimpulsantwort h(&tgr;, t) des im Frequenzträger k₀ und k₁ des OFD-Übertragungssystems lokalisierten Übertragungskanals – beispielsweise nach einer Filterung – nicht mehr berücksichtigt werden.

Die Amplituden und

Der komplexe Übertragungsfaktor

Bildet man ausgehend von Gleichung (30A) und (30B) die Phasendifferenz der komplexen und konjugiert komplexen Übertragungsfaktoren der Übertragungsfunktion H(f, t) im k₀-ten und k₁-ten Frequenzband und n_&mgr;-ten OFDM-Symbol des OFDM-Übertragungssystems, so erhält man nach mathematischer Umformung die absolute Signallaufzeit

Wird beispielsweise der Übertragungskanal im Frequenzträger k₀ bzw. k₁ des OFDM-Übertragungssystems zum Referenz-Übertragungskanal im Referenz-Frequenzträger k_ref definiert, so kann die relative Signallaufzeit

Eine Kompensation der relativen Signallaufzeit

Durch eine Kompensation der relativen Signallaufzeiten in allen Frequenzträgern des OFDM-Übertragungsrahmen entsprechend Gleichung (33) werden gemäß 5 die absoluten Signallaufzeiten der Kanalimpulsantworten in alle Frequenzträgern k₂, .., k_&ngr;, ..,

Eine Verbesserung der Schätzung der absoluten Signallaufzeit gegenüber Gleichung (31) ergibt sich durch eine kohärente Mittelung über die Phasendifferenzen der komplexen und konjugiert komplexen Übertragungsfaktoren der Übertragungsfunktion H(f, t) im k₀·N_U-ten und k₁·N_U = k₀·N_U + 1-ten Frequenzträger und im n_&mgr;-ten OFDM-Symbol über alle N_K zu jeweils einem Übertragungskanal jeweils gehörigen Frequenzträger k₀·N_U gemäß Gleichung (34).

Ein relativer Frequenzfehler

In Analogie zu Gleichung (31) bei der Ermittlung der absoluten Signallaufzeit in einem Übertragungskanal kann gemäß Gleichung (36) der relativer Frequenzfehler

Alternativ zu Gleichung (34) bei der Verbesserung der Schätzung der absoluten Signallaufzeit kann auch die relative Frequenzabweichung

Sind die einzelnen relativen Signallaufzeiten

Die Interpolation erfolgt gemäß Gleichung (38) durch Matrizenmultiplikation der phasenkompensierten und geschätzten Übertragungsfaktoren

Die Filtermatrix W^H des zwei-dimensionalen Interpolationsfilters ergibt sich aus der Minimierung des mittleren, quadratischen Interpolationsfehlers J – Minimum-Mean-Squares-Error-Kriterium(MMSE-Kriterium) – der Übertragungsfaktoren H und

Die Lösung ergibt sich gemäß Gleichung (41) aus der Orthogonalität der an den Positionen der Pilotsymbole geschätzten Übertragungsfaktoren Ĥ und des Fehlervektors E ^H. E{Ĥ·E^H} = 0(41)

Die Lösung dieses Optimierungsproblem stellt die Wiener-Hopf-Gleichung gemäß Gleichung (42) mit der Kovarianmatrix

Die durch die Phasenkompensation gemäß Gleichung (33) verursachten Fehler in der zum jeweiligen Übertragungskanal im Frequenzträger k_&ngr; gehörigen absoluten Signallaufzeit

Anstelle einer Laufzeitkorrektur mittels Phasenkorrekturterm gemäß Gleichung (43A) und (43B) kann alternativ im Anschluss an die Demodulation gemäß 1 eine Laufzeitkorrektur von Nutzdaten enthaltenden Demodulationssymbolen

Auf der Grundlage dieser mathematischen Herleitungen wird die erfindungsgemäße Vorrichtung und das erfindungsgemäße Verfahren zur Kanalschätzung in einem OFDM-Übertragungssystem zwischen mehreren Sendern und mindestens einem Empfänger anhand der 8 und 9 im folgenden beschrieben.

Die erfindungsgemäße Vorrichtung zur Kanalschätzung in 8 kann in einen OFDM-Empfänger nach dem Stand der Technik gemäß 1 anstelle des dort integrierten Kanalschätzers nach dem Stand der Technik zur Anwendung kommen.

Die erfindungsgemäße Vorrichtung zur Kanalschätzung besteht aus einem Kanalschätzer 1, der von einem Fast-Fourier-Transformator des OFDM-Empfängers Empfangssymbole

Vorab wird dem Kanalschätzer 1 das von allen Sendern jeweils gesendete Pilotsymbol

Der Kanalschätzer ermittelt für jeden Sender bei einem MISO-OFDM-Übertragungssystem und für jeden Übertragungskanal bei einem MIMO-OFDM-Übertragungssystem die Schätzwerte

Zu Beginn jedes zyklisch zu übertragenden OFDM-Übertragungsrahmens ermittelt der Kanalschätzer 1 abweichend vom Pilot-Frequenz-Zeit-Raster der 2A, 2B oder 2C die Schätzwerte

Der nachfolgende Schätzer der relativen Signallaufzeiten 2 ermittelt anhand der Schätzwerte

Der ebenfalls dem Kanalschätzer 1 nachfolgende Schätzer der Frequenzabweichungen 3 ermittelt anhand der Schätzwerte

Aus den für jeden Übertragungskanal in Bezug zu einem Referenz-Übertragungskanal ermittelten relativen Signallaufzeit

Die hinsichtlich der relativen Signallaufzeit

Der durch die Kompensation der relativen Signallaufzeiten

Der Laufzeitkorrektor 6 kann in einer weiteren Ausführungsform der erfindungsgemäßen Vorrichtung zur Kanalschätzung entfallen, wenn anstelle der Laufzeitkorrektur im Laufzeitkorrektor 6 die jeweils Nutzdatensymbole enthaltenden Demodulationssymbole

Das korrespondierende erfindungsgemäße Verfahren zur Kanalschätzung in 9 führt im ersten Verfahrensschritt S10 die Schätzung der Schätzwerte

Im darauf folgenden Verfahrensschritt S20 werden am Beginn jedes empfangenen OFDM-Übertragungsrahmens anhand von zwei Pilotsymbolen in einem zu jeweils einem Übertragungskanal gehörigen Frequenzträgerpaar aus jeweils zwei benachbarten Frequenzträgern k_&ngr; und k_&ngr;+1 = k_&ngr; + 1 gemäß 6 die identische absolute Signallaufzeit

Eine Verbesserung der Schätzung der absoluten Signallaufzeit

Durch die Wahl eines Übertragungskanals zum Referenz-Übertragungskanal kann ausgehend von den für jeden Übertragungskanal entsprechend Gleichung (31) oder alternativ entsprechend Gleichung (34) geschätzten absoluten Signallaufzeiten

Im darauf folgenden Verfahrensschritt S30 erfolgt am Beginn jedes empfangenen OFDM-Übertragungsrahmens die Schätzung der relativen Frequenzabweichung

Zur Verbesserung der Schätzung der relativen Frequenzabweichung

Im darauf folgenden Verfahrensschritt S40 erfolgt für jeden im Pilot-Frequenz-Zeit-Rasters n_Pilot&mgr;,k_{Pilot &ngr;} ermittelten Schätzwert

Die im Verfahrensschritt S40 jeweils im Pilot-Frequenz-Zeit-Raster n_Pilot&mgr;,k_{Pilot &ngr;} ermittelten, hinsichtlich der relativen Signallaufzeit

Übertragungskanal gehörigen Pilot-Frequenz-Zeit-Raster-Positionen liegen. Die Interpolation erfolgt mit einem Interpolator 5, der als Wiener-Interpolationsfilter realisiert ist und die einzelnen phasenkompensierten Schätzwerte

Aufgrund der begrenzten Anzahl von Frequenzträgern in jeweils einem OFDM-Übertragungsrahmen ist die Abtastung der Übertragungsfunktion H(f, t) in Frequenzrichtung begrenzt – nach unten begrenzte Frequenzträgerbandbreite &Dgr;F -, so dass die aus der Frequenzabtastung der Übertragungsfunktion H(f, t) resultierende Periodizität N_G·T_A der korrespondierenden periodisch fortgesetzten zeitdiskreten Kanalimpulsantwort h(n) im Guard-Intervall nach oben begrenzt ist. Da die zeitliche Länge des Interpolationsfilters sich nicht nur aus der Länge N_G·T_A der zeitdiskreten Kanalimpulsantwort h(n), sondern auch aus der Zeit zur Durchführung der Interpolation zusammensetzt, kann es gemäß 7A zu einem Aliasing des Interpolationsfilters kommen, bei dem das Interpolationsfilter in seinem Übergangsbereich in die nächste zeitdiskrete Kanalimpulsantwort h(n) der im Zeitbereich periodisch fortgesetzten Kanalimpulsantworten reicht. Der durch das Aliasing bedingte Interpolationsfehler kann durch eine Überabtastung der Übertragungsfunktion H(f, t) um einen Überabtastungsfaktor Q gegenüber den in den Gleichungen (1) und (2) festgelegten Maximalwerten N_P ^f und N_P ^t für den Pilotsymbolabstand in Frequenz- und Zeitrichtung verringert werden. Eine Überabtastung in Frequenzrichtung um den Überabtastungsfaktor Q bewirkt gemäß 7B eine Verlängerung der Periodizität der periodisch fortgesetzten zeitdiskreten Kanalimpulsantworten h(n) zu Q·N_G·T_A. Eine Überabtastung in Zeitrichtung um den Überabtastungsfaktor Q bewirkt gemäß 7B eine Verkürzung der Länge der einzelnen zeitdiskreten Kanalimpulsantworten h(n) zu

Im abschließenden Verfahrensschritt S60 werden die aus der Kompensation der relativen Signallaufzeiten

Alternativ kann in einer weiteren Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens zur Kanalschätzung die Laufzeitkorrektur durch Multiplikation der jeweils ein Nutzdatensymbol enthaltenden Demodulationssymbole

Die Erfindung ist nicht auf die dargestellten Ausführungsformen beschränkt. Von der Erfindung sind nicht nur die angeführten Verfahren zur Kanalschätzung – Least-Squares-Verfahren – und Interpolation – Wiener-Filterung –, sondern auch dazu äquivalente numerische Verfahren abgedeckt. Auch die in den 2A, 2B und 2C sowie 6 dargestellten äquidistanten Anordnungen der Pilotsymbole zur Schätzung des Übertragungsfunktion, der absoluten bzw. relativen Signallaufzeit und der Frequenzabweichung zwischen Sender und Empfänger in den einzelnen Übertragungskanälen können durch andere Pilotsymbol-Anordnungen – beispielsweise blockweise, gespreizte und freie Pilotsymbol-Anordnungen – ersetzt werden und sind von dieser Erfindung abgedeckt.