Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf differenzielle Übertragungs-Diversity
und zugehörigen Diversity-Empfang und im Genaueren auf differenzielle Übertragungs-Diversity
und zugehörigen Diversity-Empfang unter Verwendung von Übertragungssymbolvektoren,
die multiple Längenwerte aufweisen.
Hintergrundtechnik
Drahtlose Kommunikationsübertragungs-Diversity-Techniken sind
eine bekannte Technologie zum Abschwächen der nachteiligen Effekte von Fading.
Eine Klasse von Übertragungs-Diversity-Technik verwendet sogenannte Raum-Zeit-Codes.
Raum-Zeit-Codes benötigen typischer Weise Information über Kanalkoeffizienten
an der Empfängerseite, deren Information von Übertragungskanalabschätzung
erhalten werden kann.
Jedoch ist Übertragungskanalabschätzung ein signifikantes
Problem in Mehrfacheingangs-Mehrfachausgangs MIMO drahtlosen Kommunikationssystemen,
da eine Vielzahl von Unterkanälen abgeschätzt werden muss und die Energie
von Pilotsymbolen über eine Vielzahl von Übertragungsantennen verteilt
werden muss.
In Anbetracht von dem Oberen wurde differenzielle Übertragungs-Diversity-Schemata,
die auf einheitliche Raum-Zeit-Modulierungsschemata basieren, vorgeschlagen in B.
Hochwald und W. Swelden: Differential Unitary Space-Time Modulation. IEEE Transactions
on Communications, 48(12): 2041–2052, Dezember 2000 und B. L. Hughes Differential
Space-Time Modulation. IEEE Transactions on Information Theory 46(7): 2567–2578,
November 2000, wo Übertragungssymbole zum Aufbauen von einheitlichen Übertragungssymbolmatrizen
verwendet werden.
Als eine andere Alternative wurden differenzielle Übertragungs-Diversity-Techniken,
die keine Kanalabschätzung benötigen und auf sogenannten orthogonalen
Anordnungen basieren, für zwei Übertragungsantennen vorgeschlagen in V.
Tarokh und H. Jafarkhani: A Differential Detection Scheme for Transmit Diversity.
IEEE Journal on Selected Areas in Communications, 18(7): 1169–1174, Juli
2000, und ferner wurde diese verallgemeinert auf mehr als zwei Übertragungsantennen
in H. Jafarkhani und V. Tarokh: Multiple Transmit Antenna Differential Detection
from Generalized Orthogonal Designs. IEEE Transactions on Information Theory, 47(6):
2626–2631, September 2001.
Einen Nachteil von differenziellen Raum-Zeit-Block-Codes von orthogonalen
Anordnung ist die Begrenzung auf Einheitslängenübertragungssymbolvektoren.
Hier werden Entfernungseigenschaften, die für die erreichbare Fehlerrate relevant
sind, bestimmt durch Abstände zwischen Konstellationselementen eines Phasenumtastungs-PSK-Modulierungsschemas,
das die Basis für die Einrichtung der differenziellen Raum-Zeit-Block-Codes
bildet. Es sollte angemerkt werden, dass die Abstandseigenschaften eines M-stufigen
Phasenumtastungs-PSK-Modulierungsschemas lediglich vorteilhaft sind für M ≤
8.
Mit anderen Worten wäre es für eine Modulierung einer höheren
Ordnung vorteilhaft, Information sowohl in Phase als auch Amplitude zu codieren,
z. B. durch Verwendung eines Quadraturamplitudenmodulierungs-QAM-Schemas. Für
differenzielle Modulierung mit Bezug auf Einzelübertragungsantennensystemen
existieren Vorschläge für Modulierungsschemata, die multiple Amplitudenniveaus
verwenden, z. B. in H. Rohling und V. Engels: Differential Amplitude Phase Shift
Keying (DAPSK) – a New Modulation Method for DTCB. In International Broadcasting
Convention, Seiten 102–108, 1995 und F. Adachi und M. Sawahashi: Decision
Feedback Differntial Detection of Differentially Encoded 16 APSK signals. IEEE Transactions
on Communications, 44, April 1996, Seiten 416–418. Gemäß dieser
Vorschläge ist eine Signalraumkonstellation gebildet bzw. konstruiert von konzentrischen
Phasenumtastungs-PSK-Konstellationen. Dies ist der Grund, weshalb das Verfahren
Differentialamplituden/Phasenumtastung DAPSK genannt wird.
Ferner existiert ein Vorschlag, der differenzielle Übertragungs-Diversity
mit multiplen Amplitudenniveaus vorschlägt, siehe X.-G. Xia: Differentially
En/decoded Orthogonal Space-Time Block Codes with APSK Signals. IEEE Communications
Letters, 6(4): 150–152, April 2002. Es wird vorgeschlagen, Übertragungssymbole
für die Eingabe in den differenziellen Raum-Zeit-Modulator von einer Amplituden/Phasenumtastung
APSK Konstellation auszuwählen, im Genaueren eine konzentrische Phasenumtastung
PSK Konstellation, die multiple Phasen und multiple Niveaus von Amplituden aufweist.
Daher verwendet dieser Vorschlag lediglich differenzielle Amplituden/Phasenumtastung
DAPSK-Signale, wie vorgeschlagen sind in H. Rohling und V. Engels: Differnetial
Amplitude Phase Shift Keying DAPSK – a New Modulation Method for DTCB. In
International Broadcasting Convention, Seiten 102–108, 1995 als Eingabe für
einen einheitlichen Raum-Zeit-Modulator gemäß B. Hochwald und W. Swelden:
Differential Unitary Space-Time Modulation. IEEE Transactions on Communications,
48(12): 2041–2052, Dezember 2000.
Ferner ist in Tonello A.M.: „Performance of Space-Time Bit-Interleaved
Codes in Fading Channels with Simplified Iterative Decoding", VTC 2001 Spring, IEEE
VTS 53-te Fahrzeugtechnologiekonferenz, Rhodos, Griechenland, Mai 6–9, 2001,
IEEE Fahrzeugtechnologiekonferenz, New York, NY, IEEE, U.S., Vol. 2 von 4, Konferenz
53, Seiten 1357–1361, eine Performanzanalyse von Raum-Zeit Bit-Verschachtelten
Codes in nachlassenden bzw. abnehmenden Kanälen mit vereinfachter iterativer
Decodierung offenbart. Decodierung ist basiert auf iteratives inverses Abbilden
(Englisch: demapping) und Decodieren, wobei der inverse Abbilder (Englisch: demapper)
weiche Information zu dem Decoder liefert und Rückkopplung von dem Decoder
akzeptiert.
Zusammenfassung der Erfindung
In Anbetracht des oben gesagten ist ein Ziel der vorliegenden Erfindung
die Bereitstellung einer differenziellen Übertragungs-Diversity und zugehöriger
Diversity-Empfangsschemata, die Übertragungssymbolkonstellationen aufweisen,
die sich auf multiple Niveaus erstrecken.
Gemäß einem ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung wird
dieses Ziel erreicht durch ein Verfahren zum Erhalten von differenzieller Übertragungs-Diversity
mit multiplen Längen bzw. differenzieller Mehrweg-Übertragung mit multiplen
Längen unter Verwendung von mindestens zwei Übertragungsantennen, die
Eigenschaften von Anspruch 1 aufweisend.
Dafür überwindet die vorliegende Erfindung Begrenzungen,
die impliziert sind durch Einheitslängenvoraussetzungen für zuvor bekannte
differenzielle Übertragungs-Diversity-Schemata von orthogonalen Anordnungen.
Im Genaueren verbessert die differenzielle Übertragungs-Diversity mit multiplen
Längen Abstandseigenschaften des Modulierungsschemas, die relevant sind zum
Erreichen von Fehlerraten und erweitert Modulierung höherer Ordnung auch auf
den Bereich von differenziellen Übertragungs-Diversity-Schemata von orthogonalen
Anordnungen.
Ein anderer Vorteil der vorliegenden Erfindung ist, dass differenzielle
Übertragungs-Diversity mit multiplen Längen einen flexibleren Bereich
von Datenraten ermöglicht. Im Genaueren, durch Verwendung von zwei Untergruppen
von Übertragungs-Bits, kann die Anzahl von Informations-Bits frei ausgewählt
werden vor Zuordnung zu orthogonalen Anordnungen und anschließender Übertragung
davon.
Ein weiterer Vorteil dieser bevorzugten Ausführungsform ist eine
niedrigere Detektierungskomplexität, da nach der Übertragung der Anzahl
der Vergleiche mit möglichen Übertragungssymbolen an der Empfängerseite
signifikant reduziert wird verglichen mit differenziellen Übertragungs-Diversity-Schemata
mit Einheitslänge. Im Genaueren, während ein differenzielles Übertragungs-Diversity-Schema
mit Einheitslänge einer M-stufigen Phasenumtastungs-PSK-Konstellation M2
Vergleiche benötigt, benötigt ein differenzielles Übertragungs-Diversity-Schema
mit multiplen Längen unter Verwendung einer M1-stufigen Phasenumtastungs-PSK-Konstellation
und log2(M2) Übertragungs-Bits für die zweite Untergruppe von
Übertragungs-Bits lediglich
M21 + 2(M2 – 1) + 1
Vergleiche. Unter der Annahme der Werte von M = 8, M1 = 6, M2
= 4 würde die Anzahl der Vergleiche von 64 auf 23 reduziert werden.
Gemäß der vorliegenden Erfindung ist die zweite Untergruppe
von Übertragungs-Bits in einer Längendifferenz von zwei aufeinanderfolgenden
Übertragungsymbolvektoren codiert.
Ein wichtiger Vorteil dieser bevorzugten Ausführungsform ist,
dass Codierung in einer Längendifferenz Diversity-Empfang ohne obligatorische
Anwendung von Kanalabschätzungstechniken und daher einfache Detektierung unterstütz.
Dies betrifft sowohl die erste Untergruppe von Übertragungs-Bits als auch die
zweite Untergruppe von Übertragungs-Bits.
Gemäß einer weiteren bevorzugten Ausführungsform der
vorliegenden Erfindung wird die ersten Untergruppe von Übertragungs-Bits und
die zweite Untergruppe von Übertragungs-Bits ausgewählt, um selektiven
Fehlerschutz zu erreichen.
Hier kann die vorliegende Erfindung unterschiedliche Bit-Fehlerwahrscheinlichkeiten
für Übertragungs-Bits unterstützen, die codiert
sind durch das differenzielle Übertragungs-Diversity-Codierungsschema und die
Übertragungs-Bits, die codiert sind durch Skalieren der Länge des Übertragungssymbolvektors.
Dies ist von besonderem Vorteil für Anwendungen mit ungleichmäßigen
Fehlerschutz, d. h. Anwendungen, wo unterschiedliche Bits unterschiedliche Signifikanz
aufweisen.
Gemäß einer weiteren bevorzugten Ausführungsform der
vorliegenden Erfindung wird der Schritt des Skalierens der Übertragungssymbolvektorlänge
erreicht in einer zyklischen Art und Weise als Funktion der Länge eines zuvor
übertragenen Übertragungssymbolvektors und der zweiten Untergruppe von
Übertragungs-Bits.
Zyklische Skalierung ist im Besonderen geeignet für Codieren
der zweiten Untergruppe von Übertragungs-Bits in eine Längendifferenz
des Übertragungssymbolvektors. Ferner ermöglicht zyklische Skalierung
eine sehr effiziente Implementierung des Skalierungsschrittes mit einer minimierten
Rechenkomplexität und Speicherbedarf.
Gemäß einem zweiten Aspekt der vorliegenden Erfindung wird
das Ziel der vorliegenden Erfindung erreicht durch ein Verfahren für differenziellen
Diversity-Empfang mit multiplen Längen von Übertragungssymbolen unter
Verwendung von mindestens einer Empfangsantenne, die Eigenschaften von Anspruch
7 aufweisend.
In einem ersten Schritt werden empfangene Übertragungssymbole
in einer Vielzahl von Empfangsvektoren gemäß einem vorbestimmten Schema
organisiert. In einem zweiten Schritt werden die Empfangsvektoren kombiniert zum
Bestimmen von mindestens einer ersten Entscheidungsvariable und einer zweiten Entscheidungsvariable
in Relation zu der ersten Untergruppe von Übertragungs-Bits und ferner für
die Bestimmung einer dritten Entscheidungsvariable in Relation zu der zweiten Untergruppe
von Übertragungs-Bits. In einem dritten Schritt wird eine erste Detektierungsausgabe
bestimmt in Beziehung zu der ersten Untergruppe von Übertragungs-Bits auf der
Basis von jeweils der ersten Entscheidungsvariable und der zweiten Entscheidungsvariable.
In einem vierten finalen Schritt wird eine zweite Detektierungsausgabe bestimmt
in Beziehung zu der zweiten Untergruppe von Übertragungs-Bits auf der Basis
der dritten Entscheidungsvariablen.
Ein erster Vorteil des differenziellen Diversity-Empfangs-Verfahrens
mit multiplen Längen gemäß der vorliegenden Erfindung ist, dass es
auf eine nicht kohärente Art und Weise betrieben werden kann. Der Grund dafür
ist die Codierung der ersten Untergruppe von Übertragungs-Bits unter Verwendung
des differenziellen Übertragungs-Diversity-Schemas von einer orthogonalen Anordnung,
was die Bestimmung von Entscheidungsvariablen über einen einfachen Kombinationsschritt
ermöglicht.
Ein zweiter Vorteil des differentiellen Diversity-Empfangs-Verfahrens
mit multiplen Längen gemäß der vorliegenden Erfindung ist, dass dieses
ermöglicht zu Berücksichtigen, dass für Übertragungs-Diversity
mit multiplen Längen von orthogonalen Anordnungen die Rauschvarianz des Rauschens,
das auf der ersten Untergruppe der Übertragungs-Bits überlagert ist, sich
von der Rauschvarianz unterscheidet, die auf der zweiten Untergruppe von Übertragungs-Bits
überlagert ist. Im Genaueren ermöglicht die vorliegende Erfindung eine
passende Berechnung von Entscheidungsvariablen in Bezug auf die erste Untergruppe
von Übertragungs-Bits und der zweiten Untergruppe von Übertragungs-Bits
für die Behandlung von Rauschen, das auf Bits in unterschiedlichen Untergruppen
von Übertragungs-Bits überlagert ist.
Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden
Erfindung werden die unterschiedlichen Entscheidungsvariablen von einer Linearsystemrepräsentierung
des Mehrfacheingangs-Mehrfachausgangskanals und den aufgebauten Empfangsvektoren
berechnet.
Der Vorteil dieser bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden
Erfindung ist die Verwendung von einer sehr kleinen Anzahl von empfangen orthogonalen
Anordnungen für Entscheidungsvariablenberechnung, z. B. eine Anzahl von zwei.
Daher wird die Ausgabedetektierung mit einer niedrigen Komplexität und niedrigen
Verzögerung erreicht. Ferner haben zeitvariierende Mehrfacheingangs-Mehrfachausgangs-Übertragungskanäle
praktisch keinen Einfluss auf die Ausgangsdetektierungsperformanz.
Weiter bevorzugte Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung
beziehen sich auf die Ausgabedetektierung von der ersten Untergruppe von Übertragungs-Bits
und von der zweiten Untergruppe von Übertragungs-Bits. Hier unterstützt
die vorliegende Erfindung entweder feste Ausgabedetektierung oder weiche Ausgabedetektierung,
beide für die erste Untergruppe von Übertragungs-Bits und für die
zweite Untergruppe von Übertragungs-Bits. Ferner unterstützt die vorliegende
Erfindung jede hybride Form von fester Ausgabedetektierung und
weicher Ausgabedetektierung von unterschiedlichen Untergruppen von Übertragungs-Bits.
Ein Vorteil von fester Ausgabedetektierung ist, dass diese mit einer
sehr niedrigen Rechenkomplexität implementiert werden kann. In drahtlosen Kommunikationssystemen
sind andererseits differenzielle Übertragungs-Diversity-Schemata verbunden
mit anderen vorwärtsgerichteten Fehlerkorrektur-FEC-Codes, wobei die Verbindung
im Speziellen unterstützt wird durch weiche Ausgangsentscheidungsmechanismen.
Ferner ist jede Hybridform von weicher und fester Ausgabedetektierung
besonders geeignet für selektive Fehlerraten und zugehöriger Anwendungen,
wo Übertragungs-Bits, für welche eine niedrigere Fehlerrate benötigt
wird, behandelt werden durch weiche Ausgabedetektierung, und die übrige Übertragung
wird durch feste Ausgabedetektierung behandelt.
Gemäß einer anderen bevorzugten Ausführungsform der
vorliegenden Erfindung beruht weiche Ausgabedetektierung auf der Bestimmung von
log-Wahrscheinlichkeitsverhältnissen – entweder für die erste Untergruppe
von Übertragungs-Bits oder für die zweite Untergruppe von Übertragungs-Bits.
Vorzugsweise werden log-Wahrscheinlichkeitsverhältnisse von max-log-Annäherungen
berechnet.
Wie oben dargestellt verbessert die Zustellung von weichen Ausgabe-Bit-Entscheidungen,
die log-Wahrscheinlichkeitsverhältnisse verwenden, signifikant die Performanz
von nachfolgenden Detektierungsphasen, z. B. ein Fehlerkorrekturdecoder, verglichen
mit festen aus der Technik bekannten Ausgabedetektoren für Raum-Zeit-Blockcodes.
Die Verfügbarkeit von log-Wahrscheinlichkeitsverhältnissen für weiche
Ausgabedetektierung basiert auf bestimmten Eigenschaften des differenziellen Übertragungs-Diversity-Schemas,
das heißt zugehörige Konstellationspunkte des differenziellen Übertragungs-Diversity-Schemas,
auf die ein Satz von Eingangs-Bits von der ersten Untergruppe von Übertragungs-Bits
auf der Überträgerseite abgebildet werden, weisen eine Einheitslänge
auf.
Gemäß einer weiteren bevorzugten Ausführungsform der
vorliegenden Erfindung ist ein Schritt des Abschätzen eines Wertes eines resultierenden
Kanalkoeffizienten und Varianzen von Rauschen bereitgestellt, das während der
Übertragung überlagert ist, unter Verwendung von Einzeleingabe-/Einzelausgabeabschätzungstechniken.
Ferner zu dem oben gesagten, wo nicht kohärente Empfangs-Diversity
betont wurde, ermöglicht diese bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden
Erfindung, zusätzliche Information zur Erzeugung besonders während des
weichen Ausgabeentscheidungsprozesses, der von besonderem Wert für nachfolgende
Bearbeitungsstufen sein kann, z. B. Kanaldecodierung, Angleichung oder Turbo-Rückkopplung.
Da Einzeleingabe-Einzelausgabekanalabschätzung eine beträchtlich niedrigere
Komplexität als Mehrfacheingabe-Mehrfachausgabekanalabschätzung aufweist,
benötigt diese weniger Trainingssymbole und kann auch durchgeführt werden
unter Verwendung von Standardabschätzungstechniken.
Gemäß einer anderen bevorzugten Ausführungsform der
vorliegenden Erfindung ist ein Computerprogrammprodukt bereitgestellt, das direkt
in den internen Speicher eines differenziellen Diversity-Überträgers mit
multiplen Längen ladbar ist, der Softwarecodeabschnitte umfasst zum Durchführen
der Schritte des Verfahrens zum Erhalten von differenzieller Übertragungs-Diversity
mit multiplen Längen gemäß der vorliegenden Erfindung, wenn das Produkt
auf einem Prozessor des differenziellen Diversity-Überträgers mit multiplen
Längen laufengelassen wird.
Gemäß einer anderen bevorzugten Ausführungsform der
vorliegenden Erfindung ist ein Computerprogrammprodukt bereitgestellt, das direkt
in den internen Speicher eines differenziellen Diversity-Empfängers mit multiplen
Längen ladbar ist, der Softwarecodeabschnitte umfasst zum Durchführen
der Schritte des Verfahrens des nichtkohärenten differenziellen Diversity-Empfangs
mit multiplen Längen gemäß der vorliegenden Erfindung, wenn das Produkt
auf einem Prozessor des differenziellen Diversity-Empfängers mit multiplen
Längen laufengelassen wird.
Daher ist die vorliegende Erfindung auch bereitgestellt zum Erreichen
einer Implementierung der erfinderischen Verfahrensschritte auf Computer- oder Prozessorsystemen.
Zusammenfassend führt eine solche Implementierung zu der Bereitstellung eines
Computerprogrammproduktes für die Verwendung mit einem Computersystem oder
genauer einem Prozessor, der beispielsweise in einem differenziellen Diversity-Überträger
mit multiplen Längen oder einem differenziellen Diversity-Empfänger mit
multiplen Längen enthalten ist.
Die Programme, die die Funktion der vorliegenden Erfindung definieren,
können einem Computer/Prozessor auf viele Arten und Weisen
bereitgestellt werden, umfassend aber nicht begrenzend durch Information, die permanent
auf einem nichtbeschreibbaren Speichermedium gespeichert ist, z. B. schreibgeschützten
Vorrichtungen, so wie ROM oder CD-ROM Platten, die lesbar sind von Prozessoren oder
Computer-I/O-Anfügungen; Information, die auf beschreibbaren Speichermedium
gespeichert sind, d. h. Disketten und Festplatten, oder Informationen, die einem
Computer/Prozessor über Kommunikationsmedien, so wie einem lokalen Netzwerk
und/oder Telefonnetzwerken und/oder Internet oder Schnittstellenvorrichtungen übertragen.
Es sollte verstanden werden, dass solche Medien, wenn diese prozessorlesbare Instruktionen
aufweisen, die das erfinderische Konzept implementieren, alternative Ausführungsformen
der vorliegenden Erfindung repräsentieren.
Beschreibung der Zeichnungen
Im Folgenden werden der beste Modus und bevorzugte Ausführungsformen
der vorliegenden Erfindung mit Bezug auf die Zeichnungen erklärt.
1 zeigt ein Schemadiagramm eines flachen nachlassenden
Mehrfacheingangs-Mehrfachausgangskanalmodels als Basis für differenzielle Übertragungs-Diversity
mit multiplen Längen und zugehörigen Diversity-Empfang gemäß
der vorliegenden Erfindung.
2 zeigt ein Schemadiagramm einer Codiereinrichtung
für ein differenzielles Übertragungs-Diversity-Schema von orthogonalen
Anordnungen unter Verwendung eines differenziellen Raum-Zeit-Blockcodes für
nT = 2 Übertragungsantennen gemäß der vorliegenden Erfindung.
3 zeigt ein Schemadiagramm eines Überträgers
zum Erhalten von differenzieller Übertragungs-Diversity mit multiplen Längen
gemäß der vorliegenden Erfindung.
4 zeigt ein Flussdiagramm des Betriebs für den
Überträger, der in 3 gezeigt ist.
5 zeigt ein weiteres detailliertes Schemadiagramm für
den Überträger zum Erhalten von differenzieller Übertragungs-Diversity
mit multiplen Längen gemäß der vorliegenden Erfindung.
6 zeigt ein Schemadiagramm eines differenziellen Diversity-Empfängers
mit multiplen Längen gemäß der vorliegenden Erfindung.
7 zeigt ein Flussdiagramm des Betriebs für den
differenziellen Diversity-Empfänger mit multiplen Längen, der in
6 gezeigt ist.
8 zeigt eine Implementierung eines linearen Systems,
das ein Mehrfacheingangs-Mehrfachausgangsübertragungskanal formt und zugehöriges
Kombinieren der empfangenen Vektoren zum Bestimmen von Entscheidungsvariablen.
9 zeigt ein weiteres detailliertes Schemablockdiagramm
des differenziellen Diversity-Empfängers mit multiplen Längen, der in
6 gezeigt ist.
10 zeigt ein weiteres detailliertes Schemadiagramm
des ersten Ausgabedetektors, der in 6 gezeigt ist.
11 zeigt ein weiteres detailliertes Schemadiagramm
eines zweiten Ausgabedetektors, der in 6 gezeigt ist.
Beschreibung des besten Modus und der bevorzugten Ausführungsformen
Im Folgenden werden der beste Modus und die bevorzugten Ausführungsformen
der vorliegenden Erfindung mit Bezug auf die Zeichnungen erklärt. Anfangs werden
einige grundlegende Konzepte, die der differenziellen Übertragungs-Diversity
mit multiplen Längen und der zugehörigen Diversity-Empfang zugrunde liegen,
erklärt für ein besseres Verständnis der vorliegenden Erfindung.
Kanalmodell
1 zeigt ein Schemadiagramm eines flach abnehmenden
Mehrfacheingangs-Mehrfachausgangskanalmodell als Basis für differenzielle Übertragungs-Diversity
mit multiplen Längen und zugehörigen Diversity-Empfang
gemäß der vorliegenden Erfindung.
Wie in 1 gezeigt beschreibt ein flach
abnehmender Mehrfacheingangs-Mehrfachausgangs-(MIMO)-Kanal ein System mit nT
Übertragungsantennen und nR Empfangsantennen. Die Kanalverstärkung
der Übertragungsantenne i bis zur Empfangsantenne j zu einer Zeit k ist gekennzeichnet
durch
h(ij)k.
Ferner ist das Symbol, das von der Antenne i zu einer Zeit k übertragen wird,
gekennzeichnet durch
x(i)k.
Der beobachtete Wert an der Empfangsantenne j zu einer Zeit k ist gegeben durch
wobei
n(j)k
das zusätzliche Rauschen an der Empfangsantenne j ist.
Es ist anzumerken, dass 1 einen flachen
Frequenz-Mehrfacheingangs-Mehrfachausgangs-Kanal für die Erklärung der
differenziellen Übertragungs-Diversity mit multiplen Längen und zugehörigen
Diversity-Empfangs-Schemata im folgenden zeigt. Jedoch sind die unterschiedlichen
Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung auch anwendbar auf frequenzselektive
Mehrfacheingangs-Mehrfachausgangs-Kanäle, welche aufgespalten sind in einen
Satz von flach abnehmenden Kanälen, unter Verwendung von geeigneten Techniken,
z. B. Verwenden von orthogonal Multiplexverfahren und einem Schutzintervall.
Prinzip von differenziellen Raum-Zeit-Blockcodes von orthogonalen Anordnungen
Ferner zu der oben gegebenen Erklärung des Kanalmodels werden
im Folgenden die Prinzipien von differenziellen Raum-Zeit-Blockcodes von orthogonalen
Anordnungen erklärt.
Die Basis für differenzielle Raum-Zeit-Blockcodes von orthogonalen
Anordnungen sind nicht differenzielle Übertragungs-Diversity-Techniken, die
orthogonale Anordnungen verwenden, z. B. wie vorgeschlagen für zwei Übertragungsantennen
in S. Alamouti: A Simple Transmitter Diversity Technique for Wireless Communications.
IEEE Journal on Selected Areas of Communications, Special Issue on Signal Processing
for Wireless Communications, 16(8): 1451–1458, 1998, durch Bezugnehmen hiermit
aufgenommen, und weiter verallgemeinert auf mehr als zwei Übertragungsantennen
in V. Tarokh, J. Jafarkhani, und A.R. Calderbank: Space-Time Block Codes From Orthogonal
Designs. IEEE Transactions on Information Theory, 45(5): 1456–1467, Juni
1999, auch hier durch Bezugnehmen mitaufgenommen.
Ungeachtet des Typs der Übertragungs-Diversity wird während
der Datenübertragung eine Quelle von Informationen eine Sequenz von Eingangs-Bits
für einen Modulator erzeugen, der unterschiedliche Eingangs-Bits auf unterschiedliche
Konstellationspunkte eines vorbestimmten Modulationsschemas abbilden wird, z. B.
ein 8-Phasenumtastungsmodulierungsschema. Für Übertragungs-Diversity vom
nichtdifferenziellen Typ werden die erzeugten Konstellationspunkte die Basis für
den Aufbau einer sogenannten orthogonalen Anordnung bilden, die repräsentiert
werden kann durch eine Matrix gemäß
Hier entspricht die Anzahl der Spalten nT in der orthogonalen
Anordnung der Anzahl der Übertragungsantennen, und die Anzahl der Reihen P
entspricht der Anzahl der Zeitschlitze, die für die Übertragung verwendet
werden. Wie bereits oben ausgeführt wurde, sind die Elemente der orthogonalen
Anordnungselemente eines Modulierungskonstellationsschemas komplex Konjugierte von
diesen Elementen und lineare Kombinationen davon.
Raum-Zeit-Blockcodierung bedeutet daher Einträge der orthogonalen
Anordnung von einer vorbestimmten Anzahl von Konstellationspunkten des Modulierungskonstellationsschemas
aufzubauen. Alle Einträge in der gleichen Reihe der orthogonalen Anordnung
werden simultan von einer entsprechenden Anzahl von Übertragungsantennen übertragen.
Ferner werden Einträge in derselben Spalte der orthogonalen Anordnung von der
gleichen Übertragungsantenne in sukzessive Zeitschlitzen übertragen. Daher
repräsentieren Spalten in der orthogonalen Anordnung Zeit, während Reihen
der orthogonalen Anordnung den Raum repräsentieren. Aufgrund der Orthogonalität
der orthogonalen Anordnung ermöglicht an der Empfängerseite eine einfache
lineare Kombination die Empfangs-Diversity.
Im Hinblick auf das oben gesagte wurde differenzielle Übertragungs-Diversity-Techniken,
die auf orthogonalen Anordnungen basieren, vorgeschlagen für zwei Übertragungsantennen
in V. Tarokh und H. Jafarkhani: A differential Detection Scheme for Transmit Diversity.
IEEE Journal on Selected Areas in Communications, 18(7): 1169–1174, Juli
2000, welches hier durch Bezugnahme aufgenommen ist, und ferner wurden diese verallgemeinert
auf mehr als zwei Übertragungsantennen in H. Jafarkahni und V. Tarokh: Multiple
Transmit Antenna Differential Detection from Orthogonal Designs. IEEE Transactions
on Information Theory, 47(6): 2626–2631, September 2001, auch durch Bezugnahme
hiermit aufgenommen.
2 zeigt ein schematisches Diagramm einer Codiereinheit
für ein differenzielles Übertragungs-Diversity-Schema von orthogonalen
Anordnungen unter Verwendung eines differenziellen Raum-Zeit-Blockcodes für
nT = 2 Übertragungsantennen.
Wie in 2 gezeigt beruht differenzielle
Übertragungs-Diversity auf einer Abbildung von Bits
die innerhalb der gleichen orthogonalen Anordnung übertragen werden, die im
Folgenden auch als Codematrix oder einfach Matrix bezeichnet wird, zu komplexen
Konstellationspunkten Ak und Bk. Der Vektor (x2t+2x2t+1)
der in dem Zeitschlitz übertragen wird, weist eine Einheitslänge auf gemäß
|x2t+2|2 + |x2t+1|2 = 1.(1)
Es ist anzumerken, dass diese Voraussetzung eingeführt ist aus
Gründen der differenziellen Detektierung an der Empfängerseite. Das Abbilden
von Bits auf Konstellationspunkte kann erreicht werden startend von einer M-stufigen
Phasenumtastungs-PSK-Konstellation mit Konstellationspunkten
und durch Anwendung von
Ak = d2t+1d(0)* + d2t+2d(0)* Bk = –d2t+1d(0)
+ d2t+2d(0).(3)
Das Referenzsymbol d(0) kann zufälliger Weise ausgewählt
werden von der M-stufigen PSK-Konstellation. Da log2(M) Bits abgebildet
sind auf jeden der PSK-Konstellationspunkte d2t+1 und d2t+2
gemäß einer beliebigen Abbildung, z. B. eine Grauabbildung, sind die Konstellationspunkte
Ak und Bk bestimmt durch 2·log2(M) Bits. Eine
wichtige Eigenschaft des Abbildens ist, dass der Vektor [Ak, Bk]
eine Einheitslänge aufweist
|Ak|2 + |Bk|2 = 1.(4)
Für differenzielle Übertragungs-Diversity wird eine Referenz-Raum-Zeit-Blockcodematrix
oder äquivalent eine Referenz-Orthogonalanordnung zuerst übertragen, z.
B. gemäß
für eine orthogonale Anordnung, die bereitgestellt ist für zwei Übertragungsantennen
und eine Übertragung über zwei Zeitschlitze. Die Referenzorthogonalanordnung
enthält beliebige Symbole x1 und x2, die von der M-stufigen
PSK-Konstellation genommen werden, so dass für die Codierung der ersten Bits
eine Referenz für eine vorangehende Matrix, d. h. die Referenzcodematrix, möglich
ist.
Im Folgenden werden Symbole für den Raum-Zeit-Blockcodeabbilder,
der Informationen beinhaltet, erhalten von
(x2t+1x2t+2) = Ak(x2t-1x2t)
+ Bk(–x*2tx*2t-1).(6)
In Anbetracht des oben gesagten werden orthogonale Anordnungen über
den Mehrfacheingangs-Mehrfachausgangs-Kanal übertragen, was es ermöglicht,
die Übertragungssymbole, die simultan von unterschiedlichen Antennen übertragen
werden, durch einfaches Kombinieren an der Empfangsseite zu trennen.
Differenzielle Übertragungs-Diversity mit multiplen Längen
Die differenzielle Übertragungs-Diversity mit multiplen Längen
gemäß der vorliegenden Erfindung verwendet differenzielle Einheitslängenübertragungs-Diversity,
wie in V. Tarok und H. Jafarkhani: A differential detection scheme for transmit
diversity. IEEE Journal on Selected Areas in Communications, 18(7): 1169–1174,
Juli 2000 als Startpunkt beschrieben. Im Gegensatz zu dem Einheitslängenübertragungs-Diversity-Schemas,
wo eine Einheitslängenbedingung erfüllt sein muss für den Übertragungssymbolvektor
(x2t+1x2t+2), wird gemäß der vorliegenden Erfindung
vorgeschlagen, die Übertragungssymbolkonstellation zu erweitern – oder
in anderen Worten die Konstellation von möglichen Übertragungssymbolen
– so dass multiple Niveaus für die Längen der Übertragungssymbolvektoren
erlaubt sind.
3 zeigt ein schematisches Diagramm des Überträgers
10 zum Erhalten von differenzieller Übertragungs-Diversity mit multiplen
Längen gemäß der vorliegenden Erfindung.
Wie in 3 gezeigt umfasst der Überträger
eine Aufteilungseinheit 12, eine Abbildungseinheit 14, eine Codierungseinrichtung
16 und eine Skalierungseinrichtung 18.Die Aufteilungseinheit
12 ist mit der Abbildungseinheit 14 verbunden und ist ferner verbunden
mit der Skalierungseinheit 18. Ferner ist die Abbildungseinheit
14 mit der Codierungseinheit 16 verbunden, und die Codierungseinheit
16 ist mit der Skalierungseinheit 18 verbunden.
4 zeigt ein Flussdiagramm des Betriebs für den
in 3 gezeigten Überträger.
Wie in 4 gezeigt, führt für
jede Untergruppe von Übertragungs-Bits die Aufteilungseinheit einen Schritt
S10 aus zum Erreichen einer Aufteilung in eine erste Untergruppe von Übertragungs-Bits
zum Weiterleiten zu der Abbildungseinheit 14 und in eine zweite Untergruppe
von Übertragungs-Bits zum Weiterleiten zu der Skalierungseinheit
18. In einem folgenden Schritt S12 wird die Abbildungseinheit
14 die erste Untergruppe von Übertragungsbits bearbeiten durch Abbilden
dieser auf Konstellationspunkte eines differenziellen Übertragungs-Diversity-Codierungsschemas
von einer orthogonalen Anordnung zum Codieren der ersten Untergruppe von Übertragungs-Bits.
In einem anschließenden Schritt S14 empfängt die Codierungseinheit
16 operativ das Abbildungsergebnis von der Abbildungseinheit
14 zum Bestimmen der Übertragungssymbole durch differenzielles Codieren
der Konstellationspunkte und zuvor übertragener Übertragungssymbole zum
Aufbauen bzw. Einstellen eines Übertragungssymbolvektors. Schließlich
skaliert die Skalierungseinheit 18 eine Länge des Übertragungssymbolvektors
zum Codieren der zweiten Untergruppe von Übertragungs-Bits in einem Schritt
S16. Auf der Basis des Übertragungssymbolvektors wird auch eine verbleibende
Reihe oder verbleibende Reihen von orthogonalen Anordnungen eingestellt bzw. aufgebaut.
Im Folgenden werden weitere Details einer differenziellen Übertragungs-Diversity
mit multiplen Längen mit Bezug auf 3 erklärt.
Wie in 3 gezeigt, umfasst die Aufteilungseinheit
12 eine erste Auswahleinheit und eine zweite Auswahleinheit 22.
Operativ wird die in 3 gezeigte Aufteilungseinheit
12 eine Gruppe von 2·log2(M1) + log2(M2)
Bits empfangen, wobei
M21
eine Anzahl von möglichen Bitsequenzen der ersten Untergruppe von Übertragungs-Bits
und M2 die Anzahl von möglichen Längenwerten des Übertragungssymbolvektors
ist. Die erste Auswahleinheit 20 wählt eine Anzahl von 2·log2(M1)
Bits in der Gruppe der Übertragungs-Bits für die erste Untergruppe von
Übertragungs-Bits aus. Ferner wählt die zweite Auswahleinheit
22 eine Anzahl von log2(M2) Bits in der Gruppe von
Übertragungs-Bits für die zweite Untergruppe von Übertragungs-Bits
aus.
Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden
Erfindung sind die erste Auswahleinheit 20 und die zweite Auswahleinheit
22 angepasst zum Erreichen von selektivem Fehlerschutz, um unterschiedliche
Bit-Fehlerwahrscheinlichkeiten für Übertragungs-Bits zu unterstützen.
Dies wird erreicht durch Auswählen der Übertragungs-Bits, die eine niedrigere
Fehlerrate benötigen, für die erste Untergruppe von Übertragungs-Bits
und durch Auswählen der verbleibenden Übertragungs-Bits für die zweite
Untergruppe von Übertragungs-Bits.
Wie in 3 gezeigt empfängt die Abbildungseinheit
14 die erste Untergruppe von Übertragungs-Bits von der Aufteilungseinheit
12 und bildet operativ die erste Untergruppe von 2·log2(M1)
Übertragungs-Bits auf einen Konstellationsvektor [AkBk]
des differenziellen Übertragungs-Diversity-Codierungsschemas ab gemäß
Ak = d2t+1d(0)* + d2t+2d(0)* Bk = –d2t+1d(0)
+ d2t+2d(0)(7)
wobei
di Konstellationselemente eines M1-stufigen Phasenumtastungs-PSK-Modulierungsschemas
sind, das von der Abbildungseinheit unterstützt wird; und
d(0) ein frei auswählbarer Referenzpunkt des M1-stufigen Phasenumtastungs-PSK-Modulierungsschemas
ist.
Wie in 3 gezeigt, wird der Konstellationsvektor
[AkBk], der in der Abbildungseinheit 14 erzeugt wird,
weitgeleitet zu der Codierungseinheit 16, die operativ differenzielle Codierung
durchführt, die erreicht wird gemäß:
(s2t+1s2t+2) = Ak(x2t-1x2t)
+ Bk(–x*2tx*2t-1)(8)
wobei
t ein Zeitindex ist; und
(x2t-1x2t) ein Übertragungssymbolvektor gemäß
der zuvor übertragenen Matrix ist.
Im Folgenden wird der Betrieb der Skalierungseinheit 18 mit
Bezug auf 3 erklärt. Im Genaueren wird dargestellt,
dass gemäß der vorliegenden Erfindung die zweite Untergruppe von Übertragungs-Bits
in eine Längendifferenz von zwei aufeinanderfolgenden Übertragungssymbolvektoren
codiert ist.
Wie in 3 gezeigt umfasst die Skalierungseinheit
eine Längenmodfizierungseinheit 24, eine Längenexponenteinstellungseinheit
26, eine Längenexponentberechnungseinheit 28 und optional
einen Längenexponentenspeicher 30.
Operativ ist die Längenmodifizierungseinheit 24 angepasst
zum Erreichen von Skalierung der Übertragungssymbolvektorlänge auf eine
zyklische Art und Weise als eine Funktion der Länge eines zuvor übertragenen
Übertragungssymbolvektors und der zweiten Gruppe von Übertragungs-Bits.
Im Genaueren wird die Skalierungsübertragungssymbolvektorlänge erreicht
gemäß:
wobei a eine Konstante ist; und
qk ∊ {–M2 + 1, –M2 + 2, ...,
0,1, ..., M2 – 1} ein Längenexponent ist.
Daher hat gemäß der vorliegenden Erfindung die quadrierte
Länge des Übertragungssymbolvektors M2 mögliche Werte
Daher wird in Abhängigkeit von den log2(M2)
Bits in der zweiten Untergruppe von Übertragungs-Bits die Übertragungsvektorlänge
zyklisch erhöht/erniedrigt um einen Faktor von ±1, a, a2, ...,
oder
Tabelle 1 gibt ein Beispiel für Grauabbildung von Eingangsbits für den
Längenexponenten qk für M2 = 4 an.
Tabelle 1: Längenexponent qk für differentiellen
Mehrfachlängen-Raum-Zeit-Blockcode M2 = 4.
Wie oben dargestellt und wie in Tabelle 1 gezeigt hängt der Wert
des Längenexponenten qk von der zweiten Untergruppe von Übertragungs-Bits
und der Absolutlänge Qk-1 des zuvor übertragenen Übertragungssymbolvektors
ab. Wie ersichtlich ist, hängt ein Faktor, der die Erhöhung des Übertragungssymbolvektors
charakterisiert – der im Folgenden als &dgr;k bezeichnet wird
– von den Bit-Werten in der zweiten Gruppe von Übertragungs-Bits ab.
Für das in Tabelle 1 gezeigte Beispiel ist die Beziehung, die
aufgebaut ist zwischen Bit-Mustern, die Bit-Permutationen für die zweite Untergruppe
von Übertragungs-Bits repräsentiert, und die Werte von &dgr;k:
00→0, 01→1, 10→2, und 11→3. Hier sollte angemerkt werden,
dass diese Beziehung frei modifiziert werden kann, solange die Beziehung zwischen
den Bit-Permutationen der zweiten Untergruppe von Übertragungs-Bits und die
Werte von &dgr;k einmalig ist.
Sobald eine weitere Längenerhöhung eines Übertragungssymbolvektors
in einer Länge resultieren würde, die die obere Grenze von
übersteigt – z. B. startend von einem Übertragungssymbolvektor
der Länge &agr;3 im Hinblick auf ein Bitmuster 11 für die
zweite Gruppe von Übertragungs-Bits, wird die Längenmodifizierungseinheit
24 eine Reduzierung der Übertragungssymbolvektorlänge erreichen.
Wie in 3 gezeigt, berechnet die in
3 gezeigte Längenexponenteinstellungseinheit
26 operativ einen Satz von M2 Skalierungsfaktoren &dgr;k
∊ {0, ..., M2 – 1} aus einem Satz von Bit-Mustern
die Permutationen der zweiten Gruppe von Übertragungs-Bits für alle pi
∊ {0,1} abdeckt gemäß:
Ferner baut die Längenexponenteinstellungseinheit 26
operativ eine vorbestimmte Beziehung zwischen Bit-Musters der zweiten Gruppe von
Übertragungs-Bits
und dem Satz der Skalierungsfaktoren auf, wobei uk,2,i das i-te Bit
in der zweiten Gruppe von Übertragungs-Bits ist.
Es ist anzumerken, dass die Längenexponentanstellungseinheit
26 lediglich einmal aktiviert wird vor dem Start der differenziellen Mehrfachübertragungs-Diversity-Übertragung
bei der Vorbereitung der Codierung der zweiten Untergruppe von Übertragungs-Bits.
Die Ergebnisse, die von der Längenexponenteinstellungseinheit 26 erzeugt
werden, können in dem Längenexponentspeicher 30 gespeichert werden
für die anschließende Verwendung während der Codierung der zweiten
Untergruppe von Übertragungs-Bits. Alternativ und unter der Annahme, dass die
Anzahl log2(M2) von Bits in der zweiten Untergruppe von Übertragungs-Bits
variieren kann während differenzieller Mehrfachübertragungs-Diversity-Übertragung,
kann die Längenexponenteinstellungseinheit 26 aktiviert werden mit
jeder Veränderung der Anzahl von log2(M2) von Bits in
der zweiten Untergruppe von Übertragungs-Bits.
Ferner verwendet die in 3 gezeigte Längenexponentberechnungseinheit
28 operativ die Ergebnisse, die erzeugt werden durch die Längenexponenteinstellungseinheit,
für Echtzeitcodierung der zweiten Untergruppe von Übertragungs-Bits während
der differenziellen Mehrfachübertragungs-Diversity-Übertragung. Bis hierhin
bildet die Längenexponentenberechnungseinheit 28 Übertragungs-Bits
der zweiten Gruppe von Übertragungs-Bits
auf einen Skalierungsfaktor &dgr;k gemäß der vorbestimmten
Beziehung ab, die aufgebaut ist zwischen Bit-Mustern der zweiten Gruppe von Übertragungs-Bits
und den Satz von Skalierungsfaktoren, und berechnet dann den nächsten Längenexponenten
gemäß
qk = &dgr;k – s(Qk-1+ &dgr;k
– M2)·M2;(12)
wobei
s() eine Stufenfunktion ist, die einen Wert von 1 für nicht-negative Argumente
und einen Wert von 0 für negative Argumente aufweist; und
Qk-1 ein Längenexponent ist, der den Absolutwert des Übertragungssymbolvektors
repräsentiert, der Übertragen wurde vor der Berechnung des Längenexponenten
qk.
5 zeigt ein detailliertes schematisches Diagramm des
Überträgers zum Erreichen von differenzieller Übertragungs-Diversity
mit multiplen Längen gemäß der vorliegenden Erfindung. Die Elemente,
die oben mit Bezug auf 3 und 4
erklärt wurden, sind gekennzeichnet mit den gleichen Bezugszeichen, und eine
Erklärung dieser wird weggelassen.
Wie in 5 gezeigt, umfasst die Codierungseinheit
einen ersten Multiplizierer 32, einen zweiten Multiplizierer
34, einen Addierer 36, einen dritten Multiplizierer und eine Verzögerungseinheit
40.
Operativ ist die Verzögerungseinheit 40 angepasst zum
Speichern einer orthogonalen Anordnung gemäß einem vorangehend
übertragenen Übertragungssymbolvektor. Die zugehörigen Konstellationselemente
bilden die Basis zum Bearbeiten der Gleichung (8) über den ersten Multiplizierer
32, den zweiten Multiplizierer 34 und den Addierer 38.
Ferner wird das erzeugte Zwischenergebnis weitergeleitet zu dem dritten
Multiplizierer zum Durchführen der Gleichung (9). Dann wird zur Zeit 2t+1 eine
neue orthogonale Anordnung so eingestellt, dass das Symbol x2t+1 übertragen
wird von Antenne eins und simultan wird x2t+2 von Antenne zwei übertragen.
Im nächsten Zeitschlitz wird
–x*2t+2
übertragen von Antenne 1 und
x*2t+2
von Antenne zwei. Es sollte angemerkt werden, dass eine Referenz-Raum-Zeit-Blockcodematrix
zum Beginn der Übertagung übertragen wird, die beliebige Symbole x1
und x2 enthält, die von der M1-PSK-Konstellation entnommen
sind.
Differenziller Diversity-Empfang mit multiplen LängenGrundlegendes Verfahren des differenziellen Diversity-Empfangs mit multiplen
Längen
Im Folgenden werden unterschiedliche Aspekte und eine bevorzugte Ausführungsform
des differenziellen Diversity-Empfangs mit multiplen Längen gemäß
der vorliegenden Erfindung erklärt. Bisher wurde angenommen, dass Übertragungssymbole
Informationen tragen, die codiert sind durch Abbilden einer ersten Untergruppen
von Übertragungs-Bits auf Konstellationspunkte eines differenziellen Übertragungs-Diversity-Schemas
von einer orthogonalen Anordnung zum Codieren der ersten Untergruppe von Übertragungs-Bits,
anschließender differenzieller Codierung der Konstellationspunkte und zuvor
übertragener Übertragungssymbole zum Aufbauen eines Übertragungssymbolvektors,
und Skalierung einer Länge des Übertragungssymbolvektors zum Codieren
einer zweiten Untergruppe von Übertragungs-Bits, wie oben dargestellt.
6 zeigt ein Schemadiagramm eines differenziellen Mehrfach-Diversity-Empfängers
42 gemäß der vorliegenden Erfindung.
Wie in 6 gezeigt, umfasst der differenzielle
Mehrfach-Diversity-Empfänger 42 eine Vektorerzeugungseinheit
44, eine Kombinationseinheit 46, einen ersten Ausgabedetektor
48 und einen zweiten Ausgabedetektor 50.
7 zeigt ein Flussdiagramm des Betriebs für den
differenziellen Mehrfach-Diversity-Empfänger 42, der in
6 gezeigt ist.
Wie in Schritt 7 gezeigt, organisiert in einem Schritt S18
die Vektorerzeugungseinheit 44 Übertragungssymbole in einer Vielzahl
von Empfangsvektoren gemäß einem vorbestimmten Schema. In einem Schritt
S20 kombiniert die Kombinationseinheit 46 die Empfangsvektoren, die ausgegeben
werden über die Vektorerzeugungseinheit 44, zum Bestimmen von mindestens
einer ersten Entscheidungsvariablen und einer zweiten Entscheidungsvariablen in
Bezug auf die erste Untergruppe von Übertragungs-Bits und ferner zum Bestimmen
einer dritten Entscheidungsvariable in Bezug auf die zweite Untergruppe von Übertragungs-Bits.
Dann bestimmt in Schritt S22 der erste Ausgabedetektor 48 eine erste Entscheidungsausgabe
in Bezug auf die erste Untergruppe von Übertragungs-Bits auf der Basis von
jeweils der ersten Entscheidungsvariable und der zweiten Entscheidungsvariable.
Schließlich bestimmt in Schritt S24 der zweite Ausgabedetektor 50
eine zweite Detektierungsausgabe in Bezug auf die zweite Untergruppe von Übertragungs-Bits
auf der Basis der dritten Entscheidungsvariablen.
Im Genaueren ist die in 6 gezeigte Vektorerzeugungseinheit
44 angepasst zum Erzeugen von Vektoren gemäß
wobei
t ein Zeitindex ist;
nR die Anzahl der Empfangsantennen ist;
* ein komplex konjugierter Operator ist; und
y
(j)i
ein Symbol ist, das zur Zeit i an der Empfangsantenne j empfangen wurde.
Unter Berücksichtigung der oben dargestellten Prinzipien der
differenziellen Raum-Zeit-Blockcodes werden diese empfangenen Vektoren in Beziehung
gesetzt zu den folgenden Übertragungssymbolvektoren:
Ferner kann das Rauschen, das während der Übertragung der
Übertragungssymbolvektoren überlagert ist, repräsentiert werden über
Rauschvektoren gemäß
Ferner wird im Folgenden ein lineares Systemverhalten, das den Mehrfacheingangs-Mehrfachausgangs-Übertragungskanal
modelliert, repräsentiert durch eine Matrix H~.
In Anbetracht des oben gesagten wird der Kombinationsschritt S20,
der operativ ausgeführt wird über die in 6
gezeigte Kombinationseinheit 46, zum Bestimmen einer ersten Entscheidungsvariablen
y^1, einer zweiten Entscheidungsvariablen y^2 und einer dritten Entscheidungsvariablen y^3 erreicht gemäß:
y^1 = yHkyk+1;(18)
y^2 = yHkyk+1;(19)
und
wobei
H der Operator zum Transponieren eines Vektors und Anwenden des konjugiert komplexen
Operators * auf alle Vektorelemente ist.
8 zeigt eine Implikation der Linearsystemmodellierung
des Mehrfacheingangs-Mehrfachausgangs-Übertragungskanal und zugehöriger
Kombination der empfangenen Vektoren zum Bestimmen von Entscheidungsvariablen.
Für die Detektierung der ersten 2log2(M1)
Bits hat die einfache Kombination gemäß der Gleichung (18) und (19), wie
in 8 gezeigt, den abnehmenden Mehrfacheingangs-Mehrfachausgangs-Kanal
in zwei parallele Einzeleingang-Einzelausgang-Kanäle transformiert, wo ein
resultierender Kanalkoeffizient gegeben ist durch
wobei
nT die Anzahl der Übertragungsantennen ist;
nR die Anzahl der Empfangsantennen ist;
h(ij) die Kanalverstärkung der Übertragungsantenne i zur Empfangsantenne
j ist;
x2t-1, x2t Übertragungssymbole sind, und
der Skalierungsfaktor wie oben dargestellt ist.
Ferner ist zusätzliches Rauschen in den äquivalenten Kanälen
Gauss-verteilt mit einer Varianz
wobei &sgr;2 die Varianz für die reale Dimension des Rauschens
an jeder Empfangsantenne ist.
9 zeigt ein weiteres detailliertes Schemablockdiagramm
des Differenziellen-Mehrfach-Diversity-Empfängers, der in 6
gezeigt ist.
Wie in 9 gezeigt, sind die empfangenen
Vektoren yk+1, yk und
yk,
die in dem Vektorerzeuger 44 erzeugt sind, in die Kombinationseinheit
46 eingegeben zum Bestimmen der ersten Entscheidungsvariable
y^1, der zweiten Entscheidungsvariable y^2 und der dritten Entscheidungsvariablen y^3.
Wie in 9 gezeigt, umfasst die Kombinationseinheit
46 eine erste Einheit, die den Vektor yk+1 an deren Eingang
empfängt, und angepasst ist zum Transponieren eines komplexwertigen Vektors
und zum Modifizieren jedes Vektorelements zur Komplexkonjugierten davon, die im
folgenden kurz als H Einheit 52 bezeichnet wird. Ferner umfasst die Kombinationseinheit
46 eine zweite H-Einheit 54, die den Vektor yk an deren
Eingang empfängt. Ferner umfasst die Kombinationseinheit 46 eine dritte
H-Einheit 56, die an deren Eingang den Vektor
yk
empfängt.
Wie in 9 gezeigt, werden die Ausgabe
der dritten H-Einheit 56 und der empfangene Vektor yk dem ersten
Multiplizierer 58 der Kombinationseinheit 46 zugeführt. Die
Ausgabe des ersten Multiplizierers 58 bildet die erste Entscheidungsvariable
y^1.
Wie in 9 gezeigt, wird die Ausgabe der
ersten H-Einheit 54 und der empfangene Vektor yk dem zweiten
Multiplizierer 60 der Kombinationseinheit 46 zugeführt. Die
Ausgabe des zweiten Multiplizierers 60 bildet die zweite Entscheidungsvariable
y^2.
Wie in 9 gezeigt, werden der empfangene
Vektor yk und die konjugiert Komplexe davon, die von der zweiten H-Einheit
54 ausgegeben wird, multipliziert durch einen dritten Multiplizierer
62 der Kombinationseinheit 46. Ferner werden der empfangene Vektor
yk+1 und die konjugiert Komplexe davon, die von der ersten H-Einheit
52 ausgegeben wird, multipliziert durch einen vierten Multiplizierer
64 der Kombinationseinheit 46. Die Ausgabe des vierten Multiplizierers
64 wird durch die Ausgabe des dritten Multiplizierers 62 durch
einen Teiler 66 geteilt, dessen Ausgabe die dritte Entscheidungsvariable
y^3 bildet.
Wie in 9 gezeigt, werden die erste Entscheidungsvariable
y^1 und die zweite Entscheidungsvariable y^2 dem ersten Ausgabedetektor 48, der in 6
gezeigt ist, zugeführt, und werden mit Bezug auf die erste Untergruppe von
Übertragungs-Bits bearbeitet. Hier kann der erste Ausgabedetektor
48 entweder vom festen oder weichen Detektierungstyp sein, wie detailliert
im Folgenden dargestellt wird. Im letzten Fall wird der erste Ausgabedetektor
48 einen Vektor
L(1)a
von a priori log-Wahrscheinlichkeitswerten empfangen, der mit der ersten Untergruppe
von Übertragungs-Bits korrespondiert. Der Vektor
L(1)a
der a priori log-Wahrscheinlichkeitswerte kann bekannt sein beispielsweise von
Informationsquellenstatistiken oder erzeugt werden durch Turbo-Rückkopplung.
Die Ausgabe des ersten Ausgabedetektors 48 ist eine Anzahl von 2log2(M1)
Bit-Entscheidungen, die der ersten Untergruppe von Übertragungs-Bits entspricht.
Wie in 9 gezeigt, wird die dritte Entscheidungsvariable
y^3 dem zweiten Ausgabedetektor 48, der in 6
gezeigt ist, zugeführt, und wird mit Bezug auf die zweite Untergruppe von Übertragungs-Bits
bearbeitet. Hier kann auch der zweite Ausgabedetektor 48 entweder vom festen
oder weichen Entscheidungstyp sein, wie detailliert im Folgenden dargelegt wird.
In dem letzten Fall wird der zweite Ausgabedetektor 50 einen Vektor
L(2)a
von a priori log-Wahrscheinlichkeitswerten empfangen, der der zweiten Untergruppe
von Übertragungs-Bits entspricht. Der Vektor
L(2)a
von a priori log-Wahrscheinlichkeitswerten kann wieder bekannt sein beispielsweise
von Informationsquellenstatistiken oder kann erzeugt werden durch Turbo-Rückkopplung.
Die Ausgabe des zweiten Ausgabedetektors 50 ist eine Zahl von log2(M2)
Bit-Entscheidungen, die der zweiten Untergruppe von Übertragungs-Bits entspricht.
Differenzieller Diversity-Empfang mit mehrfacher Länge
Vor der Erklärung von Details von differenziellen Diversity-Empfang
mit mehrfacher Länge gemäß der vorliegenden Erfindung werden im Folgenden
die Ausdrücke, die für die Bestimmung der oberen Entscheidungsvariablen
gegeben werden, weiter analysiert. Dies wird die Basis für die folgende Erklärung
der Ausgabedetektierung im Sinn der vorliegenden Erfindung bilden.
Unter Verwendung des Linearsystemmodels des Mehrfacheingangs-Mehrfachausgangs-Kanals
können die empfangenen Vektoren repräsentiert werden gemäß:
yk = H~xk + nk,(23)
yk+1 = H~xk+1 + nk+1,(24)
yk = H~xk +
nk.(25)
Die Matrix H~ erfüllt
wobei InT die nT × nT Einheitsmatrix ist.
Aus (23) und (24) ist das Ergebnis der ersten Entscheidungsvariable
y^1y^1 = yHkyk+1 =
xHkH~HH~xk+1
+ xHkH~Hnk+1
+ nHkH~xk+1 + nHk
nk+1.(27)
Unter Verwendung von (26) und (15) wird der erste Ausdruck in (27)
Um Bk zu detektieren, kann gleichfalls die zweite Entscheidungsvariable
y^2 repräsentiert werden gemäß
y^2 = yHkyk+1
= xHkH~HH~xk+1
+ xHkH~Hnk+1
+ nHkH~xk+1
+ nHknk+1.(29)
Ähnlich wie für y^1 wird unter Verwendung von (26) und (15) der erste Ausdruck in (29)
Um die letzten log2(M2) Bits in der zweiten
Untergruppe von Übertragungs-Bits zu detektieren, kann die dritte Entscheidungsvariable
y^3 repräsentiert werden gemäß
wobei
Im Folgenden wird die Verwendung der Entscheidungsvariablen
y^3, y^3 und y^3, wie oben dargestellt, während des Prozesses der Ausgabedetektierung
mit Bezug auf 10 und 11
beschrieben.
Wie in 10 gezeigt, umfasst die erste
feste Ausgabedetektierungseinheit 68 eine erste Steuerungseinheit
70, eine erste feste Ausgabedetektierungseinheit 72 und eine zweite
weiche Ausgabedetektierungseinheit 74.
Wie in 10 gezeigt umfasst die erst feste
Ausgabedetektierungseinheit 72 eine Konstellationsanpassungseinheit
76 und eine erste Bit-Demapping-Einheit 78.
Wie in 10 gezeigt umfasst die erste weiche
Ausgabedetektierungseinheit 74 eine erste log-Wahrscheinlichkeitsberechnungseinheit
80, die eine erste max-log-Näherungseinheit 82 umfasst. Ferner
sind Untereinheiten der ersten weichen Ausgabedetektierungseinheit 74 eine
erste Bit-Entscheidungseinheit 84, eine erste Zuverlässigkeitsinformationseinheit
86, eine Einzeleingabe-Einzelausgabe-Kanalabschätzungseinheit
88 und eine erste Näherungseinheit 90.
Wie in 11 gezeigt, umfasst die zweite
Ausgabedetektierungseinheit 50 eine zweite Steuerungseinheit
92, eine zweite feste Ausgabedetektierungseinheit 94 und eine
zweite weiche Ausgabedetektierungseinheit 96.
Wie in 11 gezeigt umfasst die zweite
feste Ausgabedetektierungseinheit 94 eine Skalierungsfaktordetektierungseinheit
98 und eine zweite Bit-Demapping-Einheit 100.
Wie in 11 gezeigt, umfasst die zweite
weiche Ausgabedetektierungseinheit 96 eine zweite log-Wahrscheinlichkeitsberechnungseinheit
102, die – gemäß einer bevorzugten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung – eine zweite max-log-Näherungseinheit
104 umfasst. Ferner sind Untereinheiten der zweiten weichen Ausgabedetektierungseinheit
96 eine zweite Bit-Entscheidungseinheit 106, eine zweite Zuverlässigkeitsinformationseinheit
108 und eine zweite Näherungseinheit 110.
Feste Ausgabedetektierung – Erste Gruppe von Übertragungs-Bits
Operativ wird die erste Steuerungseinheit 70 des ersten Ausgabedetektors
48 entweder die erste feste Ausgabedetektierungseinheit 72 oder
die erste weiche Ausgabedetektierungseinheit 74 aktivieren in Abhängigkeit
der gewünschten Detektierungsqualität und/oder verfügbaren Berechnungsressourcen.
Daher hängt ein erster Operationsmodus des ersten Ausgabedetektors
48 von der harten Ausgabedetektierung mit Bezug auf die erste Untergruppe
von Übertragungs-Bits ab.
Für die feste Entscheidung auf den 2log2(M1)
Bits in der ersten Untergruppe von Übertragungs-Bits ist die Konstellationsanpassungseinheit
76 angepasst zum Berechnen des nächsten Konstellationsvektors [A(i),
B(i)] zu [y^1y^2] gemäß
Ferner ist die erste Bit-Demapping-Einheit 78 angepasst zum
Berechnen der Bits
durch inverses Abbilden bzw. Demapping von A^k und B^k.
Feste Ausgabedetektierung – Zweite Gruppe von Übertragungs-Bits
Ähnlich wie der erste Ausgabedetektor 48 wird auch die
zweite Steuerungseinheit 92 des zweiten Ausgabedetektors 50 entweder
die zweite feste Ausgabedetektierungseinheit 94 oder die zweite weiche
Ausgabedetektierungseinheit 96 aktivieren, wieder in Abhängigkeit
von der gewünschten Detektierungsqualität und/oder verfügbaren Berechnungsressourcen.
Daher hängt ein erster Betriebsmodus des zweiten Ausgabedetektors
50 von der harten Ausgabedetektierung mit Bezug auf die zweite Untergruppe
von Übertragungs-Bits ab.
Operativ berechnet die Skalierungsfaktordetektierungseinheit
48 eine feste Entscheidung durch Auswählen des Längenfaktors
der am nächsten zu y^3 ist, gemäß
wobei {–M2 + 1, ..., M2 – 1} ein Satz von allen
Kandidatenlängenexponenten ist, und a eine Konstante ist.
Ferner ist die zweite Bit-Demapping-Einheit 100 operativ
angepasst zum Berechnen der zweiten Untergruppe von Übertragungs-Bits durch
Bestimmen des Wertes qk von
durch Bestimmen der Übertragungs-Bits, die dem Wert von qk entsprechen,
und anschließendes inverses Abbilden bzw. Demapping gemäß des Betriebs
der Skalierungseinheit 18, die in 3 gezeigt
und wie oben beschrieben ist. In anderen Worten kann mit der Kenntnis des Längenexponenten
qk der zugehörige Satz von Bits in der zweiten Untergruppe von Eingangsbits
invers abgebildet werden als umgekehrte Operation des Abbildungsschemas, das an
der Überträgerseite angewendet wird.
Differenzieller Diversity-Empfang mit multiplen Längen – Weiche
AusgabedetektierungGrundlegende Berücksichtigungen
Im Allgemeinen kann in drahtlosen Kommunikationssystemen das differenzielle
Übertragungs-Diversity-Schema mit einem äußeren vorwärtsgerichteten
Fehlerkorrektur FEC-Code verbunden sein. Daher kann weiche differenzielle Ausgabedetektierung
harter Ausgabedetektierung vorzuziehen sein. Wie im Folgenden gezeigt wird, kann
weiche Ausgabedetektierung mit Bezug auf differenziellen Mehrfach-Diversity-Empfang
zu separaten Entscheidungen auf den ersten 2log2(M1) Bits führen, die den Konstellationsvektor
(Ak, Bk) bestimmen, und den übrigen log2(M2)
Bits, die die Länge des Übertragungssymbolvektors in nachfolgenden Matrizen
bestimmen, vorzugsweise die Differenz davon.
Jedoch kann wie bereits oben dargelegt weiche Ausgabedetektierung,
wie im Folgenden dargelegt wird, auch kombiniert werden mit fester Ausgabedetektierung
über unterschiedliche Untergruppen von Übertragungs-Bits, um einen hybriden
Ausgabedetektierungsansatz zu erreichen. Dies kann von besonderem Vorteil sein,
wenn unterschiedliche Untergruppen von Übertragungs-Bits Informationen von
unterschiedlicher Relevanz beherbergen, die unterschiedliche Niveaus von Fehlerschutz
benötigen.
Ferner ist anzumerken, dass weiche Ausgabedetektierung für die
erste Untergruppe von Übertragungs-Bits Kenntnis von Kanalparametern he
und
benötigt, wie oben dargelegt, und das weiche Ausgabedetektierung für
die zweite Untergruppe von Übertragungs-Bits Kenntnis von einem Kanalparameter
benötigt, d. h. eine Messung von zusätzlicher Rauschvarianz in einem
äquivalenten Übertragungskanal für die zweite Untergruppe von Eingangsbits.
Da für differenzielle Übertragungs-Diversity mit multiplen Längen
die Werte von
sich von
unterscheiden, muss Rauschvarianz geeignet während der weichen Ausgabedetektierung
für die erste Untergruppe von Übertragungs-Bits und die zweite Untergruppe
von Übertragungs-Bits berücksichtigt werden.
Wie im Folgenden gezeigt wird, wird dies gemäß der vorliegenden
Erfindung erreicht über Annäherung der Werte von
und
in Bezug auf &sgr;2 – d. h. die Varianz pro realer Dimension
an jeder Empfangsantenne für tatsächliche Übertragungskanäle
in Kontrast zu modellierten äquivalenten Kanälen – und ferner in
Bezug auf die Entscheidungsvariablen y^1, y^2 und y^3.
Wie auch im Folgenden gezeigt wird, ermöglicht dieser Ansatz
nicht-koherente weiche Ausgabedetektierung ohne Anwendung von Kanalabschätzungstechniken.
In Anbetracht von differenziellen Übertragungs-Diversity-Schemata
ist die Abschätzung der Varianz pro realer Dimension an jeder Empfangsantenne
für tatsächliche Übertragungskanäle nicht obligatorisch, wenn
ein äußerer Decoder vom Viterbi Typ mit den weichen Ausgabedetektierungseinheiten
verbunden ist. Dies ist so, da die Varianz pro realer Dimension an jeder Empfangsantenne
für tatsächliche Übertragungskanäle lediglich ein konstanter
Faktor in allen log-Wahrscheinlichkeitswerten ist, die zu dem äußeren
Decoder vom Viterbi Typ weitergeleitet werden. Jedoch kann ein solcher konstanter
Faktor auf jeden konstanten Wert eingestellt werden und hat keinen Einfluss auf
die Ausgabe des äußeren Decoders vom Viterbi Typ.
Über das Obere hinausgehend sollte angemerkt werden, dass während
a posteriori Wahrscheinlichkeitswerte des äußeren Decoders vom Viterbi
Typ um einen gleichen Faktor selbst mit Anwendung eines Turbo-Schemas skaliert werden,
wird dies keine Degeneration verursachen, solange lediglich max-log-Komponenten
angewendet werden und keine a priori Information, die außerhalb des Turbo-Schemas
erhalten wird, verwendet wird, wie in G. Bauch und V. Franz: A Comparion of Soft-in/Soft-out
Algorithm for „Turbo Detection". In International Conference on Telecommunications
(ICT), Juni 1998, durch Bezugnahme hiermit aufgenommen, erklärt wurde.
Obwohl nicht obligatorisch sollte angemerkt werden, dass eine weitere
Lösung für die oben diskutierte Situation, speziell mit Bezug auf die
Werte von he und
die Anwendung von Kanalabschätzungstechniken ist, z. B. auf die Ausgabe, die
durch die Kombination von empfangenen Vektoren erzeugt wird. Hier ermöglicht
die Bereitstellung von einem differenziellen Übertragungs-Diversity-Schemas
in Kombination mit Kombinieren die Reduzierung des Problems der Mehrfacheingangs-Mehrfachausgangs-Kanalabschätzung
zu Einzeleingangs-Einzelausgangs-Kanalabschätzung, für die Standardtechniken
angewendet werden können, z. B. minimaler Mittelquadratfehler MMSE-Kanalabschätzung
oder korerelative Abschätzungstechniken, die Trainingssequenzen verwenden.
Ein besonderer Vorteil von diesem Ansatz ist, dass dieser sehr hilfreich für
drahtlose Kommunikationssysteme ist, die koherente Detektierung in nachfolgenden
Stufen benötigen, z. B. Mehrfach-Träger-Code-Divison-Multiple-Access CDMA
drahtlose Kommunikationssysteme.
Weiche Ausgabedetektierung – Erste Gruppe von Übertragungs-Bits
Operativ ist die erste in 10 gezeigte
log-Wahrscheinlichkeitsberechnungseinheit 80 angepasst zum Berechnen von log-Wahrscheinlichkeitswerte
für die erste Untergruppe von Übertragungs-Bits gemäß
wobei ferner zu den bereits oben gegebenen Definitionen k ein Zeitindex ist;
ein Vektor der ersten Untergruppe von Übertragungs-Bits uk der Dimension
2log2(M1) auf die
M21
Konstellationselemente des differenziellen Üertragungs-Diversity-Schemas abgebildet
wird, und uk,l ein Übertragungs-Bit bei der Position l in uk
ist;
p(uk,l = +1|y^1, y^2) eine Bedingungswahrscheinlichkeit für uk,l = +1 im
Hinblick auf ermittelte Entscheidungsvariablen y^1 und y^2 ist; und
p(uk,l = –|1y^1, y^2) eine Bedingungswahrscheinlichkeit für uk,l= –1
im Hinblick auf ermittelte Entscheidungsvariablen y^1 und y^2 ist; und
L(1)(u^k,l) eine weiche Ausgabe für die erste Untergruppe von Übertragungs-Bits
ist.
Ferner ist die erste Bit-Entscheidungseinheit 84, die in
10 gezeigt ist, angepasst zum Bestimmen einer Bit-Entscheidung
für die erste Untergruppe von Übertragungs-Bit gemäß
u^k,l = sign(L(1)(u^k,l)).(36)
Ferner ist die Zuverlässigkeitsinformationseinheit
86, die in 10 gezeigt ist, angepasst zum Bestimmen
der Zuverlässigkeitsinformation für die erste Untergruppe von Übertragungs-Bits
gemäß
|L(1)(u^k,l)|.(37)
Wie in 10 gezeigt, enthält gemäß
einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung die erste log-Wahrscheinlichkeitsberechnungseinheit
80 eine erste max-log-Näherungseinheit 82. Im Folgenden wir
die Theorie, die dem Betrieb der ersten max-log-Näherungseinheit
82 zugrunde liegt, erklärt.
Der grundlegende Ausdruck für die Berechnung der log-Wahrscheinlichkeitswert
für die erste Untergruppe von Übertragungs-Bits kann
umformuliert werden gemäß
wobei ferner zu den oben gegebenen Definitionen
die Summe in dem Zähler genommen wird über alle Konstellationsvektoren
(A(i), B(i)), die mit uk,l(i) = +1 assoziiert sind;
die Summe in dem Nenner genommen wird über alle Konstellationsvektoren (A(i),
B(i)), die mit uk,l(i) = –1 assoziiert sind;
Pa(uk,l(i)) eine a priori Wahrscheinlichkeit für Bit
uk,l(i) ist;
La(uk,l) ein a priori log-Wahrscheinlichkeitsverhältnis
für Bit uk,l(i) ist;
u(1)(i) ein Vektorkandidat entsprechend der ersten Untergruppe von Übertragungs-Bits
ist; und
L
(1)a
ein Vektor von a priori log-Wahrscheinlichkeiten entsprechend der ersten Untergruppe
von Übertragungs-Bits ist.
Ferner kann diese Gleichung evaluiert werden unter Verwendung des
Jacobischen Logarithmus gemäß
Der Ausdruck
ist ein Korrekturterm, der beispielsweise als eine Nachschlagetabelle implementiert
werden kann.
Die in 10 gezeigte max-log-Näherung
32 ist angepasst zum Erhalten von max-log-Näherungen von max-Wahrscheinlichkeitswerten
für die erste Untergruppe von Übertragungs-Bits durch Vernachlässigen
des Korrekturterms fc in (39) gemäß:
wobei ferner zu den oben gegebenen Definitionen
[A(i)B(i)] ein Vektor von zugehörigen Konstellationspunkten des differenziellen
Übertragungs-Diversity-Schemas mit i ∊ {1, ..., M1} ist;
der erste max-Operator auf alle Konstellationspunkte [A(i)B(i)] des differenziellen
Übertragungs-Diversity-Schemas ist, die zugehörig sind zu Übertragungs-Bits
uk,l(i), die einen Wert von +1 aufweisen;
der zweite max-Operator auf alle Konstellationspunkte [A(i)B(i)] des differenziellen
Übertragungs-Diversity-Schemas ist, die zugehörig sind zu
Übertragungs-Bits uk,l(i), die einen Wert von –1 aufweisen;
* ein komplex konjugierter Operator ist; Re ein Realteiloperator ist; und
T ein Transponierten-Operator ist.
Für die weitere Erklärung des Betriebs der in
10 gezeigten ersten max-log-Näherungseinheit
82 kann hier angenommen werden, dass Näherungen für die Werte
des resultierenden Kanalkoeffizienten he und zusätzliche Rauschvarianz
in einem äquivalenten Übertragungskanal für die erste Untergruppe
von Übertragungs-Bits
verfügbar sind durch Betrieb der ersten Näherungseinheit 90
oder durch Betrieb der in 10 gezeigten Einzeleingabe-Einzelausgabe-Kanalabschätzungseinheit
88, deren Operationen im Folgenden Abschnitt erklärt werden.
In Anbetracht der gegebenen Werte für den resultierenden Kanalkoeffizienten
he und für die zusätzliche Rauschvarianz in dem äquivalenten
Übertragungskanal für die erste Untergruppe von Übertragungs-Bits
und unter der Berücksichtigung, dass solche Werte auch ausgedrückt sind
in Ausdrücken von Varianz pro realer Dimension &sgr;2 an jeder
Antenne und den Werten der Entscheidungsvariablen – wie oben dargelegt –,
kann der Wert L(1)(u^k,l) modifiziert werden durch Multiplikation mit &sgr;2
und der Verwendung von verfügbaren Näherungswerten zu
für l = 1, ..., 2log2(M1). Es ist anzumerken, dass die
log-Wahrscheinlichkeitswerte, die durch diese Repräsentation erreicht wurden,
berechnet werden durch die erste max-log-Näherungseinheit 82, die
in 10 gezeigt ist. Diese sind um einen Faktor von &sgr;2
verglichen mit den tatsächlichen log-Wahrscheinlichkeitswerten skaliert. Wie
oben dargestellt, stellt dies kein Problem dar, da &sgr;2 während
der Übertragung eines Rahmens bzw. Frames als konstant angenommen wird.
Annäherung von Kanalparametern – erste Gruppe von Übertragungs-Bits
Wie oben dargestellt, erfordert die Evaluierung von log-Wahrscheinlichkeitsverhältniswerten
mit Bezug auf die erste Untergruppe von Übertragungs-Bits eine Annäherung
für Werte des resultierenden Kanalkoeffizienten he und zusätzlicher
Rauschvarianz in einem äquivalenten Übertragungskanal für die erste
Untergruppe von Eingangs-Bits
Bisher ist die erste Näherungseinheit 90, die in 10
gezeigt ist, angepasst zum Ableiten solcher Näherungswerte auf eine im Folgenden
dargestellte Art und Weise.
Das Rauschen vernachlässigend und gemäß der vorliegenden
Erfindung können Werte von
h2e
und
angenähert werden gemäß
h2e ≈ |y^1|2
+ |y^2|2(42)
und
Folglich kann
gemäß (22) angenähert werden durch
Als Alternative zu dem Oberen kann die in 10
gezeigte Einzeleingangs-Einzelausgangs-Kanalabschätzungseinheit 88
Annäherungen des resultierenden Kanalkoeffizienten he und zusätzliche
Rauschvarianz in einem äquivalenten Übertragungskanal für die erste
Untergruppe von Übertragungs-Bits
über Anwendung von Standardabschätzungstechniken ableiten, z. B. minimale
mittlere quadratische Fehler MMSE Kanalabschätzung oder korrelative Kanalabschätzung
mit Trainingssequenzen.
Weiche Ausgabedetektierung – Zweite Gruppe von Übertragungs-Bits
Operativ ist die erste in 10 gezeigte
log-Wahrscheinlichkeitsberechnungseinheit 80 angepasst zum Berechnen von
log-Wahrscheinlichkeitswerte für die erste Untergruppe von Übertragungs-Bits
gemäß
wobei k ein Zeitindex ist;
uk,l ein Übertragungsbit an der Position l in einem Vektor u
(2)k
der Dimension log2(M2) ist, wobei der Vektor uk
aufgebaut ist durch die zweite Untergruppe von Übertragungs-Bits; y^3 die dritte Entscheidungsvariable ist;
p(uk,l = +1|y^3) eine Bedingungswahrscheinlichkeit für uk,l = +1 im
Hinblick auf die Entscheidungsvariable y^3 ist;
p(uk,l = –1|y^3) eine Bedingungswahrscheinlichkeit für uk,l = –1
im Hinblick auf die Entscheidungsvariable y^3 ist; und
L(2)(uk,l) die weiche Ausgabe für die zweite Untergruppe
von Übertragungs-Bits ist.
Ferner ist die erste Bit-Entscheidungseinheit 106, die in
11 gezeigt ist, angepasst zum Bestimmen einer Bit-Entscheidung
für die erste Untergruppe von Übertragungs-Bit gemäß
u^k,l = sign(L(2)(u^k,l)).(46)
Ferner ist die Zuverlässigkeitsinformationseinheit
108, die in 11 gezeigt ist, angepasst zum
Bestimmen der Zuverlässigkeitsinformation für die erste Untergruppe von
Übertragungs-Bits gemäß
|L(2)(u^k,l)|.(47)
Wie in 11 gezeigt, enthält gemäß
einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung die erste log-Wahrscheinlichkeitsberechnungseinheit
102 eine erste max-log-Näherungseinheit 104. Im Folgenden
wir die Theorie, die dem Betrieb der ersten max-log-Näherungseinheit
104 zugrunde liegt, erklärt.
Für die weiche Ausgabedetektierung der log2(M2)
Bits in der zweiten Untergruppe von Übertragungs-Bits wird gemäß
der vorliegenden Erfindung vorgeschlagen, die Rauschterme n
Hk+1
nk+1 und n
Hk
nk und den Logarithmus von (31) zu nehmen
logy^3 = log(xHk+1H~HH~xk+1
+ xHk+1HH~Hnk+1
+ nHk+1H~xk+1) –
log(xHkH~HH~ xk
+ xHkH~Hnk
+ nHkH~xk).(48)
Gleichung (48) kann angenähert werden durch die ersten zwei Terme
der Taylorreihe
was zu
führt.
Das Rauschen in (50) ist weiß und Gauss-verteilt mit einer Varianz
Daher folgt
Aus den Erklärungen der differenziellen Übertragungs-Diversity
mit multiplen Längen, die oben gegeben wurde, sollte klar sein, dass nicht
alle q(i) die gleiche Wahrscheinlichkeit aufweisen. Gemäß der vorliegenden
Erfindung ist dies berücksichtigt als a priori Wahrscheinlichkeit Pa(q(i))
in dem a posteriori log-Wahrscheinlichkeitsverhältnis mit Bezug auf Bits uk,l,
l = 2log2(M1) + 1, ..., 2log2(M1) +
log2(M2) in der zweiten Untergruppe von Übertragungs-Bits.
Es ist auch anzumerken, dass die a priori Wahrscheinlichkeit auch vernachlässigt
werden kann, d. h. logPa(q(i)) = 0. Der Wert dieses a posteriori log-Wahrscheinlichkeitsverhältnisses
ist gegeben durch
wobei ferner zu den oben gegebenen Definitionen
die Summe im Zähler über alle möglichen Längenexponenten q(i)
genommen ist, die mit uk,l(i) = +1 assoziiert sind;
die Summe im Nenner über alle möglichen Längenexponenten q(i) genommen
ist, die mit uk,l(i) = –1 assoziiert sind;
Pa(uk,l(i)) a priori Wahrscheinlichkeit log-Wahrscheinlichkeitsverhältnisse
für die Bits uk,l(i) in der zweiten Untergruppe von Übertragungs-Bits
sind;
u(2)(i) ein Vektorkandidat für die zweite Untergruppe von Übertragungs-Bits
ist; und
L
(2)a
ein Vektor von a priori log-Wahrscheinlichkeiten ist, die mit der zweiten Untergruppe
von Übertragungs-Bits korrespondiert.
Ferner führt die max-log-Näherung aus (53) zu
Wie oben dargelegt, setzt die Evaluierung von log-Wahrscheinlichkeitsverhältniswerte
mit Bezug auf die erste Untergruppe von Übertragungs-Bits eine Näherung
von Kanalparametern voraus. Das Gleiche gilt auch für die Evaluierung von log-Wahrscheinlichkeitsverhältniswerten
mit Bezug auf die zweite Untergruppe von Übertragungs-Bits, im Besonderen für
einen Wert von
Bisher ist die zweite Näherungseinheit 110, die in 11
gezeigt ist, angepasst zum Ableiten einer Näherung gemäß:
Die zweite Näherungseinheit 110 gibt operativ diese
Näherung von
zur zweiten max-log-Näherungseinheit 104 aus, die angepasst ist zum
Bestimmen von log-Wahrscheinlichkeitsverhältnissen gemäß
jeweils für l = 2log2(M1) + 1, ..., 2log2(M1)
+ log2(M2).
Es ist anzumerken, dass die log-Wahrscheinlichkeitswerte, die durch
diese Repräsentierung und durch die zweite max-log-Näherungseinheit
104, die in 11 gezeigt ist, berechnet sind,
um einen Faktor von &sgr;2 verglichen mit den tatsächlichen log-Wahrscheinlichkeitswerten
skaliert sind. Wie oben dargelegt, stellt dies kein Problem dar, da &sgr;2
während der Übertragung eines Frames als konstant angenommen wird.
Anspruch[de]
Verfahren zum Erhalten von differentieller Mehrweg-Übertragung
mit multiplen Längen aus orthogonalen Anordnungen unter Verwendung von mindestens
zwei Übertragungsantennen, die Schritte umfassend:
Aufteilen (S10) einer Gruppe von Übertragungs-Bits in eine erste Untergruppe
von Übertragungs-Bits und eine zweite Gruppe von Übertragungs-Bits;
Abbilden (S12) der ersten Untergruppe von Übertragungs-Bits auf Konstellationspunkte
eines differentiellen Mehrweg-Übertragungs-Codierschemas von einer orthogonalen
Anordnung zum Codieren der ersten Untergruppe von Übertragungsbits;
gekennzeichnet durch
Bestimmen von Übertragungssymbolen (S14) durch differentiellen Codieren der
Konstellationspunkte und zuvor übertragener Übertragungssymbole für
die Einrichtung eines Übertragungssymbolvektors; und
Skalieren (S16) einer Länge des Übertragungssymbolvektors zum Codieren
der zweiten Untergruppe von Übertragungsbits; wobei
der Schritt des Abbildens der ersten Untergruppe von Übertragungsbits die Schritte
umfasst:
Abbilden (S12) der 2·log2(M1) Übertragungsbits auf einen Konstellationsvektor
[AkBk] des differentiellen Mehrweg-Übertragungs-Codierschemas
gemäß:
Ak = d2t+1d(0)* + d2t+2d(0)*
Bk= –d2t+1d(0) + d2t+2d(0)
wobei
di Konstellationselemente eines M1-stufigen Phasenmodulationsschemas
PSK sind;
d(0) ein frei wählbarer Referenzpunkt des M1-stufigen Phasenmodulationsschemas
PSK ist; und
die Länge des Konstellationsvektors die Einheitslänge |Ak|2
+ |Bk|2 = 1 ist;
wobei der Schritt des Bestimmens (S14) der Übertragungssymbole (S2t+1S2t+2)
durch differentielles Codieren erhalten wird gemäß:
(s2t+1s2t+2) = Ak(x2t-1x2t)
+ Bk(–x*2tx*2t-1),
wobei
t ein Zeitindex ist; und
(x2t-1x2t) ein Übertragungssymbolvektor gemäß
einer zuvor übertragenen Matrix ist; und
der Schritt des Skalierens (S16) der Übertragungssymbolvektorlänge erhalten
wird gemäß:
wobei a eine Konstante ist; und
qk ∊ {–M2 + 1, –M2 + 2, ...,
0,1, ..., M2 – 1} ein Längenexponent ist.Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Gruppe der
Übertragungsbits 2·log2(M1) + 2·log2(M2)
Bits umfasst, wobei
M1 eine Zahl von möglichen Bitsequenzen der ersten Untergruppe von
Übertragungsbits ist;
M2 eine Zahl von möglichen Längenwerten des Übertragungssymbolvektors
ist, und wobei
der Schritt des Teilens der Gruppe von Übertragungsbits die Schritte umfasst:
– Auswählen einer Zahl von 2·log2(M1) Bits
in der Gruppe der Übertragungsbits für die erste Untergruppe von Übertragungsbits;
und
– Auswählen einer Zahl von 2·log2(M2) Bits
in der Gruppe der Übertragungsbits für die zweite Untergruppe von Übertragungsbits;
und
der Schritt des Skalierens (S16) einer Übertragungssymbolvektorlänge basiert
auf:
– Berechnen eines Satzes von M2 Skalierungsfaktoren &dgr;k
∊ {0, ..., M2} aus einem Satz von Bitmustern [p1, ..., plog2(M2)],
die Permutationen der zweiten Untergruppe von Übertragungsbits abdecken für
alle pi ∊ {0, 1} gemäß:
und
Erstellen einer vorbestimmten Beziehung zwischen Bitmustern der zweiten Untergruppe
von Übertragungsbits [uk,2,1, ..., uk,2,log2(M2)] und
dem Satz von Skalierungsfaktoren, wobei uk,2,1 das i-te Bit in der zweiten
Gruppe von Übertragungsbits ist.Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Schritt
des Skalierens (S16) den Schritt des Berechnens des Längenexponenten umfasst
gemäß:
– Abbilden von Übertragungsbits der zweiten Untergruppe von Übertragungsbits
[uk,2,1, ..., uk,2,log2(M2)] auf einen Skalierungsfaktor &dgr;k
gemäß der vorbestimmten Beziehung, die erstellt wurde zwischen den Bitmustern
der zweiten Untergruppe von Übertragungsbits [uk,2,1, ..., uk,2,log2(M2)]
und dem Satz von Skalierungsfaktoren; und
– Berechnen des nächsten Längenexponenten gemäß
qk = &dgr;k – s(Qk-1 + &dgr;k
– M2)·M2
wobei
s() eine Stufenfunktion ist, die einen Wert von 1 für nicht negative Argumente
und einen Wert von 0 für negative Argumente aufweist; und
Qk-1 ein Längenexponent ist, der die Gesamtlänge des Übertragungssymbolvektors
repräsentiert, der vor der Berechnung des Längenexponenten qk
übertragen wurde.Verfahren zum differentiellen Mehrweg-Übertragungs-Empfang mit
multiplen Längen von Übertragungssymbolen unter Verwendung von mindestens
einer Übertragungsantenne, wobei Übertragungssymbole Information mitführt,
die codiert ist durch Abbilden einer ersten Untergruppe von Übertragungsbits
auf Konstellationspunkte eines differentiellen Mehrweg-Übertragungs-Schema
von einer orthogonalen Anordnung zum Codieren der ersten Untergruppe von Übertragungsbits,
anschließendes differentielles Codieren der Konstellationspunkte und der zuvor
übertragenen Übertragungssymbole zum Einstellen eines Übertragungssymbolsvektors,
und Skalieren einer Länge des Übertragungssymbolvektors zum Codieren einer
zweiten Untergruppe von Übertragungsbits, wobei das Verfahren gekennzeichnet
ist durch die Schritte:
– Organisieren (S18) der Übertragungssymbole in einer Vielzahl von Empfangsvektoren
gemäß dem vorbestimmten Schema;
– Kombinieren (S20) der Empfangsvektoren zum Bestimmen von mindestens einer
ersten Entscheidungsvariablen und einer zweiten Entscheidungsvariablen in Relation
zu der ersten Untergruppe von Übertragungsbits, und ferner Bestimmen einer
dritten Entscheidungsvariablen in Relation zu der zweiten Untergruppe von Übertragungsbits;
– Bestimmen (S22) einer ersten Detektierungsausgabe in Relation zu der ersten
Untergruppe von Übertragungsbits auf der Basis der ersten Entscheidungsvariablen
beziehungsweise der zweiten Entscheidungsvariablen; und
– Bestimmen (S24) einer zweiten Detektierungsausgabe in Relation zu der zweiten
Untergruppe von Übertragungsbits auf der Basis der dritten Entscheidungsvariablen;
wobei
Organisieren (S18) von Übertragungssymbolen in eine Vielzahl von Empfangsvektoren
erhalten wird durch:
wobei
t ein Zeitindex ist;
nR die Anzahl von Empfangsantennen ist;
* ein komplex konjugierter Operator ist; und
yi(j) ein Symbol ist, das zu der Zeit i an der Empfangsantenne j empfangen
wurde.Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass Kombinieren
(S20) der Empfangsvektoren zum Bestimmen einer ersten Entscheidungsvariablen
y^1, einer zweiten Entscheidungsvariabeln y^2 und einer dritten Entscheidungsvariablen y^3 erreicht wird gemäß:
y^1 = yHkyk+1;
y^2 = yHkyk+1;
und
wobei H ein Operator zum Transponieren eines Vektors und Anwenden des konjugiert
komplexen Operators * auf alle Vektorelemente ist.Verfahren nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, dass der Schritt
des Bestimmens (S22) einer ersten Detektierungsausgabe in Relation zu der ersten
Untergruppe von Übertragungsbits ein fester Ausgabedetektierungsschritt
ist; wobei
eine erste Detektierungsausgabe bestimmt (S22) wird als Konstellationsvektor [A(i)B(i)]
von dem differentiellen Mehrweg-Übertragungs-Schema, das am nächsten ist
zu einem Vektor, der gebildet wurde von der ersten Entscheidungsvariablen und der
zweiten Entscheidungsvariablen [y^1y^2] gemäß:
(A^kB^k) =
arg min{|y^1 – A(i)|2 + |y^2
– B(i)|2}.
Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass es ferner den
Schritt des Erhaltens der ersten Untergruppe von Übertragungsbits durch invertiertes
Abbilden von (A^kB^k) umfasst.Verfahren nach einem der Ansprüche 4 bis 7, dadurch gekennzeichnet,
dass der Schritt des Bestimmens (S24) der zweiten Detektierungsausgabe in Relation
zu der zweiten Untergruppe von Übertragungsbits ein fester Ausgabedetektierungsschritt
ist; wobei
die zweite Detektierungsausgabe bestimmt wird durch einen Längenexponenten
aqk, der am nächsten zu y^3 ist gemäß:
a^qk = arg min|yy^3
– aq(i)|, q(i) ∊ {–M2 + 1, ..., –1,
0,1, M2 – 1}
wobei
{–M2 + 1, ..., –1,0,1, M2 – 1} ein Satz
aller Kandidaten-Längenexponenten ist; und
a eine Konstante ist.Verfahren nach einem der Ansprüche 4 oder 5 und 8, dadurch gekennzeichnet,
dass der Schritt des Bestimmens (S22) einer ersten Detektierungsausgabe in Relation
zu der ersten Untergruppe von Übertragungsbits ein weicher Ausgabedetektierungsschritt
ist; wobei
log-Wahrscheinlichkeitsquotienten für die erste Untergruppe von Übertragungsbits
bestimmt werden gemäß
wobei k ein Zeitindex ist;
ein Vektor der ersten Untergruppe von Übertragungsbits uk der Dimension
2log2(M1) auf eines der M12 Konstellationselemente des differentiellen Mehrweg-Übertragungs-Schemas
abgebildet wird, und uk,l ein Übertragungsbit bei Position l in
uk ist; y^1 die erste Entscheidungsvariable ist; y^2 die zweite Entscheidungsvariable ist;
p(uk,l = +1|y^1, y^2) eine Bedingungswahrscheinlichkeit für uk,l = +1 angesichts
von bestimmten Entscheidungsvariablen y^1 und y^2 ist;
p(uk,l = –1|y^1, y^2) eine Bedingungswahrscheinlichkeit für uk,l = –1
angesichts von bestimmten Entscheidungsvariablen y^1 und y^2 ist ; und
L(1)(u^k,l) die weiche Ausgabe der Übertragungsbits der ersten Untergruppe
ist.Verfahren nach einem der Ansprüche 4 bis 9, dadurch gekennzeichnet,
dass der Schritt des Bestimmens (S24) einer zweiten Detektierungsausgabe in Relation
zu der zweiten Untergruppe von Übertragungsbits ein weicher Ausgabedetektierungsschritt
ist; wobei
log-Wahrscheinlichkeitsquotienten für die zweite Untergruppe von Übertragungsbits
bestimmt werden gemäß
wobei
k ein Zeitindex ist;
uk,l ein Übertragungsbit an einer Position l in einem Vektor uk
der Dimension log2(M2) ist, wobei der Vektor uk
festgelegt wird von der zweiten Untergruppe von Übertragungsbits; y^3 eine dritte Entscheidungsvariable ist;
p(uk,l = +1|y^3) eine Bedingungswahrscheinlichkeit für uk,l = +1 in
Anbetracht der Variablen y^3 ist;
p(uk,l = –1|y^3) eine Bedingungswahrscheinlichkeit für uk,l = –1
in Anbetracht der Variablen y^3 ist; und
L(2)(u^k,l) die weiche Ausgabe für die zweite Untergruppe von Übertragungsbits
ist.Vorrichtung zum Erhalten von differentieller Mehrweg-Übertragung
unter Verwendung von mindestens zwei Antennen, umfassend:
eine Teilungseinheit (12), die angepasst ist zum Aufteilen einer Gruppe
von Übertragungs-Bits in eine erste Untergruppe von Übertragungs-Bits
und eine zweite Gruppe von Übertragungs-Bits;
Eine Abbildungseinheit (14), die angepasst ist zum Abbilden der ersten
Untergruppe von Übertragungs-Bits auf Konstellationspunkte eines differentiellen
Mehrweg-Übertragungs-Codierschemas von einer orthogonalen Anordnung zum Codieren
der ersten Untergruppe von Übertragungsbits;
gekennzeichnet durch
eine Codierungseinheit (16), die angepasst ist zum Bestimmen von Übertragungssymbolen
durch differentiellen Codieren der Konstellationspunkte und zuvor übertragener
Übertragungssymbole für die Einrichtung eines Übertragungssymbolvektors;
und
eine Skalierungseinheit (18), die angepasst ist zum Skalieren einer Länge
des Übertragungssymbolvektors zum Codieren der zweiten Untergruppe von Übertragungsbits;
wobei
die Abbildungseinheit (14) angepasst ist zum
Abbilden der 2·log2(M1) Übertragungsbits auf einen Konstellationsvektor
[AkBk] des differentiellen Mehrweg-Übertragungs-Codierschemas
gemäß:
Ak = d2t+1d(0)* + d2t+2d(0)*
Bk = –d2t+1d(0) + d2t+2d(0)
wobei
di Konstellationselemente eines M1-stufigen Phasenmodulationsschemas
(PSK) sind;
d(0) ein frei wählbarer Referenzpunkt des M1-stufigen Phasenmodulationsschemas
(PSK) ist; und
die Länge des Konstellationsvektors die Einheitslänge |Ak|2
+ |Bk|2 = 1 ist;
die Codierungseinheit (16) angepasst ist zum Erhalten der differentiellen
Codierung gemäß:
(s2t+1s2t+2) = Ak(x2t-1x2t)
+ Bk(–x*2tx*2t-1),
wobei
t ein Zeitindex ist; und
(x2t-1x2t) ein Übertragungssymbolvektor gemäß
einer zuvor übertragenen Matrix ist; und
die Skalierungseinheit (18) eine Längenmodifizierungseinheit (24)
umfasst, die angepasst ist zum Skalieren der Übertragungssymbolvektorlänge
gemäß:
wobei a eine Konstante ist; und
qk ∊ {–M2 + 1, –M2 + 2, ...,
0,1, ..., M2 – 1} ein Längenexponent ist.Vorrichtung nach Anspruch 11,
dadurch gekennzeichnet, dass die Untergruppe der Übertragungsbits 2·log2(M1)
+ 2·log2(M2) Bits umfasst, wobei
M1 eine Zahl von möglichen Bitsequenzen der ersten Untergruppe von
Übertragungsbits ist;
M2 eine Zahl von möglichen Längenwerten des Übertragungssymbolvektors
ist, und
die Teilungseinheit (12) umfasst:
– eine erste Auswahleinheit (2), die angepasst ist zum Auswählen
einer Zahl von 2·log2(M1) Bits in der Gruppe der Übertragungsbits
für die erste Untergruppe von Übertragungsbits; und
– eine zweite Auswahleinheit (2), die angepasst ist zum Auswählen
einer Zahl von 2·log2(M2) Bits in der Gruppe der Übertragungsbits
für die zweite Untergruppe von Übertragungsbits; wobei
die Skalierungseinheit (18) eine Längenexponentenspeichereinehit (30)
umfasst, die angepasst ist zum Speichern von mindestens einem Längenexponenten
als eine Funktion eines Bitmusters der zweiten Untergruppe von Übertragungsbits
durch:
– Berechnen eines Satzes von M2 Skalierungsfaktoren &dgr;k
∊ {0, ..., M2} aus einem Satz von Bitmustern [p1, ..., plog2(M2)],
die Permutationen der zweiten Untergruppe von Übertragungsbits abdecken für
alle pi ∊ {0, 1} gemäß:
und Erstellen einer vorbestimmten Beziehung zwischen Bitmustern der
zweiten Untergruppe von Übertragungsbits [uk,2,1, ..., uk,2,log2(M2)]
und dem Satz von Skalierungsfaktoren, wobei uk,2,1 das i-te Bit in der
zweiten Gruppe von Übertragungsbits ist, die dem Konstellationsvektor [AkBk]
entsprechen.Vorrichtung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass die Skalierungseinheit
(18) eine Längenexponentenberechnungseinheit (28) umfasst,
die angepasst ist zum Berechnen des Längenexponenten durch:
– Abbilden von Übertragungsbits der zweiten Untergruppe von Übertragungsbits
[uk,2,1, ..., uk,2,log2(M2)] auf einen Skalierungsfaktor &dgr;k
gemäß der vorbestimmten Beziehung, die erstellt wurde zwischen den Bitmustern
der zweiten Untergruppe von Übertragungsbits [uk,2,1, ..., uk,2,log2(M2)]
und dem Satz von Skalierungsfaktoren; und
– Berechnen des nächsten Längenexponenten gemäß
qk = &dgr;k – s(Qk-1 + &dgr;k
– M2)·M2
wobei
s() eine Stufenfunktion ist, die einen Wert von 1 für nicht negative Argumente
und einen Wert von 0 für negative Argumente aufweist; und
Qk-1 ein Längenexponent ist, der die Gesamtlänge des Übertragungssymbolvektors
repräsentiert, der vor der Berechnung des Längenexponenten qk
übertragen wurde.Vorrichtung zum differentiellen Mehrweg-Übertragungs-Empfang mit
multiplen Längen von Übertragungssymbolen unter Verwendung von mindestens
einer Übertragungsantenne, wobei Übertragungssymbole Information mitführt,
die codiert ist durch Abbilden einer ersten Untergruppe von Übertragungsbits
auf Konstellationspunkte eines differentiellen Mehrweg-Übertragungs-Schema
zum Codieren der ersten Gruppe von Übertragungsbits, anschließendes differentielles
Codieren der Konstellationspunkte und der zuvor übertragenen Übertragungssymbole
zum Einstellen eines Übertragungssymbolsvektors, und Skalieren einer Länge
des Übertragungssymbolvektors zum Codieren einer zweiten Untergruppe von Übertragungsbits,
wobei das Verfahren gekennzeichnet ist durch:
– eine Vektorerstellungseinheit (44), die angepasst ist zum Organisieren
Übertragungssymbolen in eine Vielzahl von Empfangsvektoren gemäß
einem vorbestimmten Schema;
– eine Kombinationseinheit (46), die angepasst ist zum Kombinieren
der Empfangsvektoren zum Bestimmen von mindestens einer ersten Entscheidungsvariablen
und einer zweiten Entscheidungsvariablen in Relation zu der ersten Untergruppe von
Übertragungsbits, und ferner zum Bestimmen einer dritten Entscheidungsvariablen
in Relation zu der zweiten Untergruppe von Übertragungsbits;
– einen ersten Ausgabedetektor (48), der angepasst ist zum Bestimmen
einer ersten Detektierungsausgabe in Relation zu der ersten Untergruppe von Übertragungsbits
auf der Basis der ersten Entscheidungsvariablen beziehungsweise der zweiten Entscheidungsvariablen;
und
– einen zweiten Ausgabedetektor (50), der angepasst ist zum Bestimmen
einer zweiten Detektierungsausgabe in Relation zu der zweiten Untergruppe von Übertragungsbits
auf der Basis der dritten Entscheidungsvariablen; wobei
die Vektorerstellungseinheit (44) angepasst ist zum Organisieren von Übertragungssymbolen
in eine Vielzahl von Empfangsvektoren gemäß:
wobei
t ein Zeitindex ist;
nR die Anzahl von Empfangsantennen ist;
* ein komplex konjugierter Operator ist; und
yi(j) ein Symbol ist, das zu der Zeit i an der Empfangsantenne j empfangen
wurde.Vorrichtung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, dass die Kombinierungseinheit
(46) angepasst ist zum Kombinieren der Empfangsvektoren zum Bestimmen einer
ersten Entscheidungsvariablen y^1, einer zweiten Entscheidungsvariabeln y^2 und einer dritten Entscheidungsvariablen y^3 gemäß:
y^1 = yHkyk+1;
y^2 = yHkyk+1;
und
wobei H ein Operator zum Transponieren eines Vektors und Anwenden des konjugiert
komplexen Operators * auf alle Vektorelemente ist.Vorrichtung nach Anspruch 14 oder 15 dadurch gekennzeichnet, dass der
erste Ausgabedetektor (48) angepasst ist zum Arbeiten in einem festen Detektierungsmodus;
wobei
der erste Ausgabedetektor (48) eine Konstellationsübereinstimmungseinheit
umfasst, die angepasst ist zum Bestimmen der ersten Detektierungsausgabe als Konstellationsvektor
[A(i)B(i)] von dem differentiellen Mehrweg-Übertragungs-Schema, der am nächsten
ist zu einem Vektor, der gebildet wurde von der ersten Entscheidungsvariablen und
der zweiten Entscheidungsvariablen [y^1y^2]
(A^kB^k) =
arg min{|y^1 – A(i)|2 + |y^2
– B(i)|2}.
Vorrichtung nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, dass diese ferner
eine erste Inversabbildungseinheit (78) umfasst, die angepasst ist zum
Erhalten der ersten Untergruppe von Übertragungsbits durch invertiertes Abbilden
von (A^kB^k).Vorrichtung nach einem der Ansprüche 14 bis 17, dadurch gekennzeichnet,
dass der zweite Ausgabedetektor (50) angepasst ist zum Arbeiten in einem
festen Detektierungsmodus; wobei
der zweite Ausgabedetektor (50) eine Skalierungsfaktordetektierungseinheit
(98) umfasst, die angepasst ist zum Bestimmen eines Längenexponenten
aqk, der am nächsten zu y^3 ist gemäß
a^qk = arg min|y^3
– aq(i)|, q(i) ∊ {–M2 + 1, ..., –1,
0,1, M2 – 1}
wobei
{–M2 + 1, ..., –1,0,1, M2 – 1} ein Satz
aller Kandidaten-Längenexponenten ist; und
a eine Konstante ist.Vorrichtung nach einem der Ansprüche 14 oder 15 und 18, dadurch
gekennzeichnet, dass der erste Ausgabedetektor angepasst ist zum Arbeiten in einem
weichen Detektierungsmodus; wobei
der erste Ausgabedetektor eine erste log-Wahrscheinlichkeitsberechnungseinheit (80)
umfasst, die angepasst ist zum Bestimmen von log-Wahrscheinlichkeitsquotienten für
die erste Untergruppe von Übertragungsbits gemäß
wobei k ein Zeitindex ist;
ein Vektor der ersten Untergruppe von Übertragungsbits uk der Dimension
2log2(M1) auf eines der M12 Konstellationselemente des differentiellen Mehrweg-Übertragungs-Schemas
abgebildet wird, und uk,l ein Übertragungsbit bei Position l in
uk ist; y^1 die erste Entscheidungsvariable ist; y^2 die zweite Entscheidungsvariable ist;
p(uk,l = +1|y^1, y^2) eine Bedingungswahrscheinlichkeit für uk,l = +1 angesichts
von bestimmten Entscheidungsvariablen y^1 und y^2 ist ;
p(uk,l = –1|y^1, y^2) eine Bedingungswahrscheinlichkeit für uk,l = –1
angesichts von bestimmten Entscheidungsvariablen y^1 und y^2, ist ; und
L(1)(u^k,l) die weiche Ausgabe der Übertragungsbits der ersten Untergruppe
ist.Vorrichtung nach einem der Ansprüche 14 bis 19, dadurch gekennzeichnet,
dass der zweite Ausgabedetektor angepasst ist, in einem weichen Entscheidungsmodus
zu arbeiten; wobei
diese eine log-Wahrscheinlichkeitsquotientenberechnungseinheit (102) umfasst,
die angepasst ist zum Bestimmen von log-Wahrscheinlichkeitsquotienten für die
zweite Untergruppe von Übertragungsbits gemäß
wobei
k ein Zeitindex ist;
uk,l ein Übertragungsbit an einer Position l in einem Vektor uk
der Dimension log2(M2) ist, wobei der Vektor uk
festgelegt wird von der zweiten Untergruppe von Übertragungsbits; y^3 eine dritte Entscheidungsvariable ist;
p(uk,l = +1|y^3) eine Bedingungswahrscheinlichkeit für uk,l= +1 in
Anbetracht der Variablen y^3 ist;
p(uk,l = –1|y^3) eine Bedingungswahrscheinlichkeit für uk,l= –1
in Anbetracht der Variablen y^3 ist; und
L(2)(u^k,l) die weiche Ausgabe für die zweite Untergruppe von Übertragungsbits
ist.Computerprogrammprodukt, das direkt in den internen Speicher einer differentiellen
Mehrweg-Übertragungseinheit mit multiplen Längen ladbar ist, umfassend
Softwarecode-Abschnitte zum Ausführen der Schritte einer der Ansprüche
1 bis 3, wenn das Produkt auf einem Prozessor der differentiellen Mehrweg-Übertragungseinheit
betrieben wird.Computerprogrammprodukt, das direkt in den internen Speicher einer differentiellen
Mehrweg-Empfangseinheit mit multiplen Längen ladbar ist, umfassend Softwarecode-Abschnitte
zum Ausführen der Schritte einer der Ansprüche 4 bis 10, wenn das Produkt
auf einem Prozessor der differentiellen Mehrweg-Empfangseinheit betrieben wird.