Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf differenzielle Übertragungs-Diversity und zugehörigen Diversity-Empfang und im Genaueren auf differenzielle Übertragungs-Diversity und zugehörigen Diversity-Empfang unter Verwendung von Übertragungssymbolvektoren, die multiple Längenwerte aufweisen.

Drahtlose Kommunikationsübertragungs-Diversity-Techniken sind eine bekannte Technologie zum Abschwächen der nachteiligen Effekte von Fading. Eine Klasse von Übertragungs-Diversity-Technik verwendet sogenannte Raum-Zeit-Codes. Raum-Zeit-Codes benötigen typischer Weise Information über Kanalkoeffizienten an der Empfängerseite, deren Information von Übertragungskanalabschätzung erhalten werden kann.

Jedoch ist Übertragungskanalabschätzung ein signifikantes Problem in Mehrfacheingangs-Mehrfachausgangs MIMO drahtlosen Kommunikationssystemen, da eine Vielzahl von Unterkanälen abgeschätzt werden muss und die Energie von Pilotsymbolen über eine Vielzahl von Übertragungsantennen verteilt werden muss.

In Anbetracht von dem Oberen wurde differenzielle Übertragungs-Diversity-Schemata, die auf einheitliche Raum-Zeit-Modulierungsschemata basieren, vorgeschlagen in B. Hochwald und W. Swelden: Differential Unitary Space-Time Modulation. IEEE Transactions on Communications, 48(12): 2041–2052, Dezember 2000 und B. L. Hughes Differential Space-Time Modulation. IEEE Transactions on Information Theory 46(7): 2567–2578, November 2000, wo Übertragungssymbole zum Aufbauen von einheitlichen Übertragungssymbolmatrizen verwendet werden.

Als eine andere Alternative wurden differenzielle Übertragungs-Diversity-Techniken, die keine Kanalabschätzung benötigen und auf sogenannten orthogonalen Anordnungen basieren, für zwei Übertragungsantennen vorgeschlagen in V. Tarokh und H. Jafarkhani: A Differential Detection Scheme for Transmit Diversity. IEEE Journal on Selected Areas in Communications, 18(7): 1169–1174, Juli 2000, und ferner wurde diese verallgemeinert auf mehr als zwei Übertragungsantennen in H. Jafarkhani und V. Tarokh: Multiple Transmit Antenna Differential Detection from Generalized Orthogonal Designs. IEEE Transactions on Information Theory, 47(6): 2626–2631, September 2001.

Einen Nachteil von differenziellen Raum-Zeit-Block-Codes von orthogonalen Anordnung ist die Begrenzung auf Einheitslängenübertragungssymbolvektoren. Hier werden Entfernungseigenschaften, die für die erreichbare Fehlerrate relevant sind, bestimmt durch Abstände zwischen Konstellationselementen eines Phasenumtastungs-PSK-Modulierungsschemas, das die Basis für die Einrichtung der differenziellen Raum-Zeit-Block-Codes bildet. Es sollte angemerkt werden, dass die Abstandseigenschaften eines M-stufigen Phasenumtastungs-PSK-Modulierungsschemas lediglich vorteilhaft sind für M ≤ 8.

Mit anderen Worten wäre es für eine Modulierung einer höheren Ordnung vorteilhaft, Information sowohl in Phase als auch Amplitude zu codieren, z. B. durch Verwendung eines Quadraturamplitudenmodulierungs-QAM-Schemas. Für differenzielle Modulierung mit Bezug auf Einzelübertragungsantennensystemen existieren Vorschläge für Modulierungsschemata, die multiple Amplitudenniveaus verwenden, z. B. in H. Rohling und V. Engels: Differential Amplitude Phase Shift Keying (DAPSK) – a New Modulation Method for DTCB. In International Broadcasting Convention, Seiten 102–108, 1995 und F. Adachi und M. Sawahashi: Decision Feedback Differntial Detection of Differentially Encoded 16 APSK signals. IEEE Transactions on Communications, 44, April 1996, Seiten 416–418. Gemäß dieser Vorschläge ist eine Signalraumkonstellation gebildet bzw. konstruiert von konzentrischen Phasenumtastungs-PSK-Konstellationen. Dies ist der Grund, weshalb das Verfahren Differentialamplituden/Phasenumtastung DAPSK genannt wird.

Ferner existiert ein Vorschlag, der differenzielle Übertragungs-Diversity mit multiplen Amplitudenniveaus vorschlägt, siehe X.-G. Xia: Differentially En/decoded Orthogonal Space-Time Block Codes with APSK Signals. IEEE Communications Letters, 6(4): 150–152, April 2002. Es wird vorgeschlagen, Übertragungssymbole für die Eingabe in den differenziellen Raum-Zeit-Modulator von einer Amplituden/Phasenumtastung APSK Konstellation auszuwählen, im Genaueren eine konzentrische Phasenumtastung PSK Konstellation, die multiple Phasen und multiple Niveaus von Amplituden aufweist. Daher verwendet dieser Vorschlag lediglich differenzielle Amplituden/Phasenumtastung DAPSK-Signale, wie vorgeschlagen sind in H. Rohling und V. Engels: Differnetial Amplitude Phase Shift Keying DAPSK – a New Modulation Method for DTCB. In International Broadcasting Convention, Seiten 102–108, 1995 als Eingabe für einen einheitlichen Raum-Zeit-Modulator gemäß B. Hochwald und W. Swelden: Differential Unitary Space-Time Modulation. IEEE Transactions on Communications, 48(12): 2041–2052, Dezember 2000.

Ferner ist in Tonello A.M.: „Performance of Space-Time Bit-Interleaved Codes in Fading Channels with Simplified Iterative Decoding", VTC 2001 Spring, IEEE VTS 53-te Fahrzeugtechnologiekonferenz, Rhodos, Griechenland, Mai 6–9, 2001, IEEE Fahrzeugtechnologiekonferenz, New York, NY, IEEE, U.S., Vol. 2 von 4, Konferenz 53, Seiten 1357–1361, eine Performanzanalyse von Raum-Zeit Bit-Verschachtelten Codes in nachlassenden bzw. abnehmenden Kanälen mit vereinfachter iterativer Decodierung offenbart. Decodierung ist basiert auf iteratives inverses Abbilden (Englisch: demapping) und Decodieren, wobei der inverse Abbilder (Englisch: demapper) weiche Information zu dem Decoder liefert und Rückkopplung von dem Decoder akzeptiert.

In Anbetracht des oben gesagten ist ein Ziel der vorliegenden Erfindung die Bereitstellung einer differenziellen Übertragungs-Diversity und zugehöriger Diversity-Empfangsschemata, die Übertragungssymbolkonstellationen aufweisen, die sich auf multiple Niveaus erstrecken.

Gemäß einem ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung wird dieses Ziel erreicht durch ein Verfahren zum Erhalten von differenzieller Übertragungs-Diversity mit multiplen Längen bzw. differenzieller Mehrweg-Übertragung mit multiplen Längen unter Verwendung von mindestens zwei Übertragungsantennen, die Eigenschaften von Anspruch 1 aufweisend.

Dafür überwindet die vorliegende Erfindung Begrenzungen, die impliziert sind durch Einheitslängenvoraussetzungen für zuvor bekannte differenzielle Übertragungs-Diversity-Schemata von orthogonalen Anordnungen. Im Genaueren verbessert die differenzielle Übertragungs-Diversity mit multiplen Längen Abstandseigenschaften des Modulierungsschemas, die relevant sind zum Erreichen von Fehlerraten und erweitert Modulierung höherer Ordnung auch auf den Bereich von differenziellen Übertragungs-Diversity-Schemata von orthogonalen Anordnungen.

Ein anderer Vorteil der vorliegenden Erfindung ist, dass differenzielle Übertragungs-Diversity mit multiplen Längen einen flexibleren Bereich von Datenraten ermöglicht. Im Genaueren, durch Verwendung von zwei Untergruppen von Übertragungs-Bits, kann die Anzahl von Informations-Bits frei ausgewählt werden vor Zuordnung zu orthogonalen Anordnungen und anschließender Übertragung davon.

Ein weiterer Vorteil dieser bevorzugten Ausführungsform ist eine niedrigere Detektierungskomplexität, da nach der Übertragung der Anzahl der Vergleiche mit möglichen Übertragungssymbolen an der Empfängerseite signifikant reduziert wird verglichen mit differenziellen Übertragungs-Diversity-Schemata mit Einheitslänge. Im Genaueren, während ein differenzielles Übertragungs-Diversity-Schema mit Einheitslänge einer M-stufigen Phasenumtastungs-PSK-Konstellation M² Vergleiche benötigt, benötigt ein differenzielles Übertragungs-Diversity-Schema mit multiplen Längen unter Verwendung einer M₁-stufigen Phasenumtastungs-PSK-Konstellation und log₂(M2) Übertragungs-Bits für die zweite Untergruppe von Übertragungs-Bits lediglich M21 + 2(M₂ – 1) + 1 Vergleiche. Unter der Annahme der Werte von M = 8, M₁ = 6, M₂ = 4 würde die Anzahl der Vergleiche von 64 auf 23 reduziert werden.

Gemäß der vorliegenden Erfindung ist die zweite Untergruppe von Übertragungs-Bits in einer Längendifferenz von zwei aufeinanderfolgenden Übertragungsymbolvektoren codiert.

Ein wichtiger Vorteil dieser bevorzugten Ausführungsform ist, dass Codierung in einer Längendifferenz Diversity-Empfang ohne obligatorische Anwendung von Kanalabschätzungstechniken und daher einfache Detektierung unterstütz. Dies betrifft sowohl die erste Untergruppe von Übertragungs-Bits als auch die zweite Untergruppe von Übertragungs-Bits.

Gemäß einer weiteren bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird die ersten Untergruppe von Übertragungs-Bits und die zweite Untergruppe von Übertragungs-Bits ausgewählt, um selektiven Fehlerschutz zu erreichen.

Hier kann die vorliegende Erfindung unterschiedliche Bit-Fehlerwahrscheinlichkeiten für Übertragungs-Bits unterstützen, die codiert sind durch das differenzielle Übertragungs-Diversity-Codierungsschema und die Übertragungs-Bits, die codiert sind durch Skalieren der Länge des Übertragungssymbolvektors. Dies ist von besonderem Vorteil für Anwendungen mit ungleichmäßigen Fehlerschutz, d. h. Anwendungen, wo unterschiedliche Bits unterschiedliche Signifikanz aufweisen.

Gemäß einer weiteren bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird der Schritt des Skalierens der Übertragungssymbolvektorlänge erreicht in einer zyklischen Art und Weise als Funktion der Länge eines zuvor übertragenen Übertragungssymbolvektors und der zweiten Untergruppe von Übertragungs-Bits.

Zyklische Skalierung ist im Besonderen geeignet für Codieren der zweiten Untergruppe von Übertragungs-Bits in eine Längendifferenz des Übertragungssymbolvektors. Ferner ermöglicht zyklische Skalierung eine sehr effiziente Implementierung des Skalierungsschrittes mit einer minimierten Rechenkomplexität und Speicherbedarf.

Gemäß einem zweiten Aspekt der vorliegenden Erfindung wird das Ziel der vorliegenden Erfindung erreicht durch ein Verfahren für differenziellen Diversity-Empfang mit multiplen Längen von Übertragungssymbolen unter Verwendung von mindestens einer Empfangsantenne, die Eigenschaften von Anspruch 7 aufweisend.

In einem ersten Schritt werden empfangene Übertragungssymbole in einer Vielzahl von Empfangsvektoren gemäß einem vorbestimmten Schema organisiert. In einem zweiten Schritt werden die Empfangsvektoren kombiniert zum Bestimmen von mindestens einer ersten Entscheidungsvariable und einer zweiten Entscheidungsvariable in Relation zu der ersten Untergruppe von Übertragungs-Bits und ferner für die Bestimmung einer dritten Entscheidungsvariable in Relation zu der zweiten Untergruppe von Übertragungs-Bits. In einem dritten Schritt wird eine erste Detektierungsausgabe bestimmt in Beziehung zu der ersten Untergruppe von Übertragungs-Bits auf der Basis von jeweils der ersten Entscheidungsvariable und der zweiten Entscheidungsvariable. In einem vierten finalen Schritt wird eine zweite Detektierungsausgabe bestimmt in Beziehung zu der zweiten Untergruppe von Übertragungs-Bits auf der Basis der dritten Entscheidungsvariablen.

Ein erster Vorteil des differenziellen Diversity-Empfangs-Verfahrens mit multiplen Längen gemäß der vorliegenden Erfindung ist, dass es auf eine nicht kohärente Art und Weise betrieben werden kann. Der Grund dafür ist die Codierung der ersten Untergruppe von Übertragungs-Bits unter Verwendung des differenziellen Übertragungs-Diversity-Schemas von einer orthogonalen Anordnung, was die Bestimmung von Entscheidungsvariablen über einen einfachen Kombinationsschritt ermöglicht.

Ein zweiter Vorteil des differentiellen Diversity-Empfangs-Verfahrens mit multiplen Längen gemäß der vorliegenden Erfindung ist, dass dieses ermöglicht zu Berücksichtigen, dass für Übertragungs-Diversity mit multiplen Längen von orthogonalen Anordnungen die Rauschvarianz des Rauschens, das auf der ersten Untergruppe der Übertragungs-Bits überlagert ist, sich von der Rauschvarianz unterscheidet, die auf der zweiten Untergruppe von Übertragungs-Bits überlagert ist. Im Genaueren ermöglicht die vorliegende Erfindung eine passende Berechnung von Entscheidungsvariablen in Bezug auf die erste Untergruppe von Übertragungs-Bits und der zweiten Untergruppe von Übertragungs-Bits für die Behandlung von Rauschen, das auf Bits in unterschiedlichen Untergruppen von Übertragungs-Bits überlagert ist.

Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung werden die unterschiedlichen Entscheidungsvariablen von einer Linearsystemrepräsentierung des Mehrfacheingangs-Mehrfachausgangskanals und den aufgebauten Empfangsvektoren berechnet.

Der Vorteil dieser bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist die Verwendung von einer sehr kleinen Anzahl von empfangen orthogonalen Anordnungen für Entscheidungsvariablenberechnung, z. B. eine Anzahl von zwei. Daher wird die Ausgabedetektierung mit einer niedrigen Komplexität und niedrigen Verzögerung erreicht. Ferner haben zeitvariierende Mehrfacheingangs-Mehrfachausgangs-Übertragungskanäle praktisch keinen Einfluss auf die Ausgangsdetektierungsperformanz.

Weiter bevorzugte Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung beziehen sich auf die Ausgabedetektierung von der ersten Untergruppe von Übertragungs-Bits und von der zweiten Untergruppe von Übertragungs-Bits. Hier unterstützt die vorliegende Erfindung entweder feste Ausgabedetektierung oder weiche Ausgabedetektierung, beide für die erste Untergruppe von Übertragungs-Bits und für die zweite Untergruppe von Übertragungs-Bits. Ferner unterstützt die vorliegende Erfindung jede hybride Form von fester Ausgabedetektierung und weicher Ausgabedetektierung von unterschiedlichen Untergruppen von Übertragungs-Bits.

Ein Vorteil von fester Ausgabedetektierung ist, dass diese mit einer sehr niedrigen Rechenkomplexität implementiert werden kann. In drahtlosen Kommunikationssystemen sind andererseits differenzielle Übertragungs-Diversity-Schemata verbunden mit anderen vorwärtsgerichteten Fehlerkorrektur-FEC-Codes, wobei die Verbindung im Speziellen unterstützt wird durch weiche Ausgangsentscheidungsmechanismen.

Ferner ist jede Hybridform von weicher und fester Ausgabedetektierung besonders geeignet für selektive Fehlerraten und zugehöriger Anwendungen, wo Übertragungs-Bits, für welche eine niedrigere Fehlerrate benötigt wird, behandelt werden durch weiche Ausgabedetektierung, und die übrige Übertragung wird durch feste Ausgabedetektierung behandelt.

Gemäß einer anderen bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung beruht weiche Ausgabedetektierung auf der Bestimmung von log-Wahrscheinlichkeitsverhältnissen – entweder für die erste Untergruppe von Übertragungs-Bits oder für die zweite Untergruppe von Übertragungs-Bits. Vorzugsweise werden log-Wahrscheinlichkeitsverhältnisse von max-log-Annäherungen berechnet.

Wie oben dargestellt verbessert die Zustellung von weichen Ausgabe-Bit-Entscheidungen, die log-Wahrscheinlichkeitsverhältnisse verwenden, signifikant die Performanz von nachfolgenden Detektierungsphasen, z. B. ein Fehlerkorrekturdecoder, verglichen mit festen aus der Technik bekannten Ausgabedetektoren für Raum-Zeit-Blockcodes. Die Verfügbarkeit von log-Wahrscheinlichkeitsverhältnissen für weiche Ausgabedetektierung basiert auf bestimmten Eigenschaften des differenziellen Übertragungs-Diversity-Schemas, das heißt zugehörige Konstellationspunkte des differenziellen Übertragungs-Diversity-Schemas, auf die ein Satz von Eingangs-Bits von der ersten Untergruppe von Übertragungs-Bits auf der Überträgerseite abgebildet werden, weisen eine Einheitslänge auf.

Gemäß einer weiteren bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist ein Schritt des Abschätzen eines Wertes eines resultierenden Kanalkoeffizienten und Varianzen von Rauschen bereitgestellt, das während der Übertragung überlagert ist, unter Verwendung von Einzeleingabe-/Einzelausgabeabschätzungstechniken.

Ferner zu dem oben gesagten, wo nicht kohärente Empfangs-Diversity betont wurde, ermöglicht diese bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, zusätzliche Information zur Erzeugung besonders während des weichen Ausgabeentscheidungsprozesses, der von besonderem Wert für nachfolgende Bearbeitungsstufen sein kann, z. B. Kanaldecodierung, Angleichung oder Turbo-Rückkopplung. Da Einzeleingabe-Einzelausgabekanalabschätzung eine beträchtlich niedrigere Komplexität als Mehrfacheingabe-Mehrfachausgabekanalabschätzung aufweist, benötigt diese weniger Trainingssymbole und kann auch durchgeführt werden unter Verwendung von Standardabschätzungstechniken.

Gemäß einer anderen bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist ein Computerprogrammprodukt bereitgestellt, das direkt in den internen Speicher eines differenziellen Diversity-Überträgers mit multiplen Längen ladbar ist, der Softwarecodeabschnitte umfasst zum Durchführen der Schritte des Verfahrens zum Erhalten von differenzieller Übertragungs-Diversity mit multiplen Längen gemäß der vorliegenden Erfindung, wenn das Produkt auf einem Prozessor des differenziellen Diversity-Überträgers mit multiplen Längen laufengelassen wird.

Gemäß einer anderen bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist ein Computerprogrammprodukt bereitgestellt, das direkt in den internen Speicher eines differenziellen Diversity-Empfängers mit multiplen Längen ladbar ist, der Softwarecodeabschnitte umfasst zum Durchführen der Schritte des Verfahrens des nichtkohärenten differenziellen Diversity-Empfangs mit multiplen Längen gemäß der vorliegenden Erfindung, wenn das Produkt auf einem Prozessor des differenziellen Diversity-Empfängers mit multiplen Längen laufengelassen wird.

Daher ist die vorliegende Erfindung auch bereitgestellt zum Erreichen einer Implementierung der erfinderischen Verfahrensschritte auf Computer- oder Prozessorsystemen. Zusammenfassend führt eine solche Implementierung zu der Bereitstellung eines Computerprogrammproduktes für die Verwendung mit einem Computersystem oder genauer einem Prozessor, der beispielsweise in einem differenziellen Diversity-Überträger mit multiplen Längen oder einem differenziellen Diversity-Empfänger mit multiplen Längen enthalten ist.

Die Programme, die die Funktion der vorliegenden Erfindung definieren, können einem Computer/Prozessor auf viele Arten und Weisen bereitgestellt werden, umfassend aber nicht begrenzend durch Information, die permanent auf einem nichtbeschreibbaren Speichermedium gespeichert ist, z. B. schreibgeschützten Vorrichtungen, so wie ROM oder CD-ROM Platten, die lesbar sind von Prozessoren oder Computer-I/O-Anfügungen; Information, die auf beschreibbaren Speichermedium gespeichert sind, d. h. Disketten und Festplatten, oder Informationen, die einem Computer/Prozessor über Kommunikationsmedien, so wie einem lokalen Netzwerk und/oder Telefonnetzwerken und/oder Internet oder Schnittstellenvorrichtungen übertragen. Es sollte verstanden werden, dass solche Medien, wenn diese prozessorlesbare Instruktionen aufweisen, die das erfinderische Konzept implementieren, alternative Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung repräsentieren.

Im Folgenden werden der beste Modus und bevorzugte Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung mit Bezug auf die Zeichnungen erklärt.

1 zeigt ein Schemadiagramm eines flachen nachlassenden Mehrfacheingangs-Mehrfachausgangskanalmodels als Basis für differenzielle Übertragungs-Diversity mit multiplen Längen und zugehörigen Diversity-Empfang gemäß der vorliegenden Erfindung.

2 zeigt ein Schemadiagramm einer Codiereinrichtung für ein differenzielles Übertragungs-Diversity-Schema von orthogonalen Anordnungen unter Verwendung eines differenziellen Raum-Zeit-Blockcodes für n_T = 2 Übertragungsantennen gemäß der vorliegenden Erfindung.

3 zeigt ein Schemadiagramm eines Überträgers zum Erhalten von differenzieller Übertragungs-Diversity mit multiplen Längen gemäß der vorliegenden Erfindung.

4 zeigt ein Flussdiagramm des Betriebs für den Überträger, der in 3 gezeigt ist.

5 zeigt ein weiteres detailliertes Schemadiagramm für den Überträger zum Erhalten von differenzieller Übertragungs-Diversity mit multiplen Längen gemäß der vorliegenden Erfindung.

6 zeigt ein Schemadiagramm eines differenziellen Diversity-Empfängers mit multiplen Längen gemäß der vorliegenden Erfindung.

7 zeigt ein Flussdiagramm des Betriebs für den differenziellen Diversity-Empfänger mit multiplen Längen, der in 6 gezeigt ist.

8 zeigt eine Implementierung eines linearen Systems, das ein Mehrfacheingangs-Mehrfachausgangsübertragungskanal formt und zugehöriges Kombinieren der empfangenen Vektoren zum Bestimmen von Entscheidungsvariablen.

9 zeigt ein weiteres detailliertes Schemablockdiagramm des differenziellen Diversity-Empfängers mit multiplen Längen, der in 6 gezeigt ist.

10 zeigt ein weiteres detailliertes Schemadiagramm des ersten Ausgabedetektors, der in 6 gezeigt ist.

11 zeigt ein weiteres detailliertes Schemadiagramm eines zweiten Ausgabedetektors, der in 6 gezeigt ist.

Im Folgenden werden der beste Modus und die bevorzugten Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung mit Bezug auf die Zeichnungen erklärt. Anfangs werden einige grundlegende Konzepte, die der differenziellen Übertragungs-Diversity mit multiplen Längen und der zugehörigen Diversity-Empfang zugrunde liegen, erklärt für ein besseres Verständnis der vorliegenden Erfindung.

1 zeigt ein Schemadiagramm eines flach abnehmenden Mehrfacheingangs-Mehrfachausgangskanalmodell als Basis für differenzielle Übertragungs-Diversity mit multiplen Längen und zugehörigen Diversity-Empfang gemäß der vorliegenden Erfindung.

Wie in 1 gezeigt beschreibt ein flach abnehmender Mehrfacheingangs-Mehrfachausgangs-(MIMO)-Kanal ein System mit n_T Übertragungsantennen und n_R Empfangsantennen. Die Kanalverstärkung der Übertragungsantenne i bis zur Empfangsantenne j zu einer Zeit k ist gekennzeichnet durch h(ij)k. Ferner ist das Symbol, das von der Antenne i zu einer Zeit k übertragen wird, gekennzeichnet durch x(i)k. Der beobachtete Wert an der Empfangsantenne j zu einer Zeit k ist gegeben durch

Es ist anzumerken, dass 1 einen flachen Frequenz-Mehrfacheingangs-Mehrfachausgangs-Kanal für die Erklärung der differenziellen Übertragungs-Diversity mit multiplen Längen und zugehörigen Diversity-Empfangs-Schemata im folgenden zeigt. Jedoch sind die unterschiedlichen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung auch anwendbar auf frequenzselektive Mehrfacheingangs-Mehrfachausgangs-Kanäle, welche aufgespalten sind in einen Satz von flach abnehmenden Kanälen, unter Verwendung von geeigneten Techniken, z. B. Verwenden von orthogonal Multiplexverfahren und einem Schutzintervall.

Ferner zu der oben gegebenen Erklärung des Kanalmodels werden im Folgenden die Prinzipien von differenziellen Raum-Zeit-Blockcodes von orthogonalen Anordnungen erklärt.

Die Basis für differenzielle Raum-Zeit-Blockcodes von orthogonalen Anordnungen sind nicht differenzielle Übertragungs-Diversity-Techniken, die orthogonale Anordnungen verwenden, z. B. wie vorgeschlagen für zwei Übertragungsantennen in S. Alamouti: A Simple Transmitter Diversity Technique for Wireless Communications. IEEE Journal on Selected Areas of Communications, Special Issue on Signal Processing for Wireless Communications, 16(8): 1451–1458, 1998, durch Bezugnehmen hiermit aufgenommen, und weiter verallgemeinert auf mehr als zwei Übertragungsantennen in V. Tarokh, J. Jafarkhani, und A.R. Calderbank: Space-Time Block Codes From Orthogonal Designs. IEEE Transactions on Information Theory, 45(5): 1456–1467, Juni 1999, auch hier durch Bezugnehmen mitaufgenommen.

Ungeachtet des Typs der Übertragungs-Diversity wird während der Datenübertragung eine Quelle von Informationen eine Sequenz von Eingangs-Bits für einen Modulator erzeugen, der unterschiedliche Eingangs-Bits auf unterschiedliche Konstellationspunkte eines vorbestimmten Modulationsschemas abbilden wird, z. B. ein 8-Phasenumtastungsmodulierungsschema. Für Übertragungs-Diversity vom nichtdifferenziellen Typ werden die erzeugten Konstellationspunkte die Basis für den Aufbau einer sogenannten orthogonalen Anordnung bilden, die repräsentiert werden kann durch eine Matrix gemäß

Hier entspricht die Anzahl der Spalten n_T in der orthogonalen Anordnung der Anzahl der Übertragungsantennen, und die Anzahl der Reihen P entspricht der Anzahl der Zeitschlitze, die für die Übertragung verwendet werden. Wie bereits oben ausgeführt wurde, sind die Elemente der orthogonalen Anordnungselemente eines Modulierungskonstellationsschemas komplex Konjugierte von diesen Elementen und lineare Kombinationen davon.

Raum-Zeit-Blockcodierung bedeutet daher Einträge der orthogonalen Anordnung von einer vorbestimmten Anzahl von Konstellationspunkten des Modulierungskonstellationsschemas aufzubauen. Alle Einträge in der gleichen Reihe der orthogonalen Anordnung werden simultan von einer entsprechenden Anzahl von Übertragungsantennen übertragen. Ferner werden Einträge in derselben Spalte der orthogonalen Anordnung von der gleichen Übertragungsantenne in sukzessive Zeitschlitzen übertragen. Daher repräsentieren Spalten in der orthogonalen Anordnung Zeit, während Reihen der orthogonalen Anordnung den Raum repräsentieren. Aufgrund der Orthogonalität der orthogonalen Anordnung ermöglicht an der Empfängerseite eine einfache lineare Kombination die Empfangs-Diversity.

Im Hinblick auf das oben gesagte wurde differenzielle Übertragungs-Diversity-Techniken, die auf orthogonalen Anordnungen basieren, vorgeschlagen für zwei Übertragungsantennen in V. Tarokh und H. Jafarkhani: A differential Detection Scheme for Transmit Diversity. IEEE Journal on Selected Areas in Communications, 18(7): 1169–1174, Juli 2000, welches hier durch Bezugnahme aufgenommen ist, und ferner wurden diese verallgemeinert auf mehr als zwei Übertragungsantennen in H. Jafarkahni und V. Tarokh: Multiple Transmit Antenna Differential Detection from Orthogonal Designs. IEEE Transactions on Information Theory, 47(6): 2626–2631, September 2001, auch durch Bezugnahme hiermit aufgenommen.

2 zeigt ein schematisches Diagramm einer Codiereinheit für ein differenzielles Übertragungs-Diversity-Schema von orthogonalen Anordnungen unter Verwendung eines differenziellen Raum-Zeit-Blockcodes für n_T = 2 Übertragungsantennen.

Wie in 2 gezeigt beruht differenzielle Übertragungs-Diversity auf einer Abbildung von Bits

Es ist anzumerken, dass diese Voraussetzung eingeführt ist aus Gründen der differenziellen Detektierung an der Empfängerseite. Das Abbilden von Bits auf Konstellationspunkte kann erreicht werden startend von einer M-stufigen Phasenumtastungs-PSK-Konstellation mit Konstellationspunkten

Das Referenzsymbol d(0) kann zufälliger Weise ausgewählt werden von der M-stufigen PSK-Konstellation. Da log₂(M) Bits abgebildet sind auf jeden der PSK-Konstellationspunkte d_2t+1 und d_2t+2 gemäß einer beliebigen Abbildung, z. B. eine Grauabbildung, sind die Konstellationspunkte A_k und B_k bestimmt durch 2·log₂(M) Bits. Eine wichtige Eigenschaft des Abbildens ist, dass der Vektor [A_k, B_k] eine Einheitslänge aufweist |A_k|² + |B_k|² = 1.(4)

Für differenzielle Übertragungs-Diversity wird eine Referenz-Raum-Zeit-Blockcodematrix oder äquivalent eine Referenz-Orthogonalanordnung zuerst übertragen, z. B. gemäß

Im Folgenden werden Symbole für den Raum-Zeit-Blockcodeabbilder, der Informationen beinhaltet, erhalten von (x_2t+1x_2t+2) = A_k(x_2t-1x_2t) + B_k(–x*_2tx*_2t-1).(6)

In Anbetracht des oben gesagten werden orthogonale Anordnungen über den Mehrfacheingangs-Mehrfachausgangs-Kanal übertragen, was es ermöglicht, die Übertragungssymbole, die simultan von unterschiedlichen Antennen übertragen werden, durch einfaches Kombinieren an der Empfangsseite zu trennen.

Die differenzielle Übertragungs-Diversity mit multiplen Längen gemäß der vorliegenden Erfindung verwendet differenzielle Einheitslängenübertragungs-Diversity, wie in V. Tarok und H. Jafarkhani: A differential detection scheme for transmit diversity. IEEE Journal on Selected Areas in Communications, 18(7): 1169–1174, Juli 2000 als Startpunkt beschrieben. Im Gegensatz zu dem Einheitslängenübertragungs-Diversity-Schemas, wo eine Einheitslängenbedingung erfüllt sein muss für den Übertragungssymbolvektor (x_2t+1x_2t+2), wird gemäß der vorliegenden Erfindung vorgeschlagen, die Übertragungssymbolkonstellation zu erweitern – oder in anderen Worten die Konstellation von möglichen Übertragungssymbolen – so dass multiple Niveaus für die Längen der Übertragungssymbolvektoren erlaubt sind.

3 zeigt ein schematisches Diagramm des Überträgers 10 zum Erhalten von differenzieller Übertragungs-Diversity mit multiplen Längen gemäß der vorliegenden Erfindung.

Wie in 3 gezeigt umfasst der Überträger eine Aufteilungseinheit 12, eine Abbildungseinheit 14, eine Codierungseinrichtung 16 und eine Skalierungseinrichtung 18.Die Aufteilungseinheit 12 ist mit der Abbildungseinheit 14 verbunden und ist ferner verbunden mit der Skalierungseinheit 18. Ferner ist die Abbildungseinheit 14 mit der Codierungseinheit 16 verbunden, und die Codierungseinheit 16 ist mit der Skalierungseinheit 18 verbunden.

4 zeigt ein Flussdiagramm des Betriebs für den in 3 gezeigten Überträger.

Wie in 4 gezeigt, führt für jede Untergruppe von Übertragungs-Bits die Aufteilungseinheit einen Schritt S10 aus zum Erreichen einer Aufteilung in eine erste Untergruppe von Übertragungs-Bits zum Weiterleiten zu der Abbildungseinheit 14 und in eine zweite Untergruppe von Übertragungs-Bits zum Weiterleiten zu der Skalierungseinheit 18. In einem folgenden Schritt S12 wird die Abbildungseinheit 14 die erste Untergruppe von Übertragungsbits bearbeiten durch Abbilden dieser auf Konstellationspunkte eines differenziellen Übertragungs-Diversity-Codierungsschemas von einer orthogonalen Anordnung zum Codieren der ersten Untergruppe von Übertragungs-Bits. In einem anschließenden Schritt S14 empfängt die Codierungseinheit 16 operativ das Abbildungsergebnis von der Abbildungseinheit 14 zum Bestimmen der Übertragungssymbole durch differenzielles Codieren der Konstellationspunkte und zuvor übertragener Übertragungssymbole zum Aufbauen bzw. Einstellen eines Übertragungssymbolvektors. Schließlich skaliert die Skalierungseinheit 18 eine Länge des Übertragungssymbolvektors zum Codieren der zweiten Untergruppe von Übertragungs-Bits in einem Schritt S16. Auf der Basis des Übertragungssymbolvektors wird auch eine verbleibende Reihe oder verbleibende Reihen von orthogonalen Anordnungen eingestellt bzw. aufgebaut.

Im Folgenden werden weitere Details einer differenziellen Übertragungs-Diversity mit multiplen Längen mit Bezug auf 3 erklärt.

Wie in 3 gezeigt, umfasst die Aufteilungseinheit 12 eine erste Auswahleinheit und eine zweite Auswahleinheit 22.

Operativ wird die in 3 gezeigte Aufteilungseinheit 12 eine Gruppe von 2·log₂(M₁) + log₂(M₂) Bits empfangen, wobei M21 eine Anzahl von möglichen Bitsequenzen der ersten Untergruppe von Übertragungs-Bits und M₂ die Anzahl von möglichen Längenwerten des Übertragungssymbolvektors ist. Die erste Auswahleinheit 20 wählt eine Anzahl von 2·log₂(M₁) Bits in der Gruppe der Übertragungs-Bits für die erste Untergruppe von Übertragungs-Bits aus. Ferner wählt die zweite Auswahleinheit 22 eine Anzahl von log₂(M₂) Bits in der Gruppe von Übertragungs-Bits für die zweite Untergruppe von Übertragungs-Bits aus.

Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung sind die erste Auswahleinheit 20 und die zweite Auswahleinheit 22 angepasst zum Erreichen von selektivem Fehlerschutz, um unterschiedliche Bit-Fehlerwahrscheinlichkeiten für Übertragungs-Bits zu unterstützen. Dies wird erreicht durch Auswählen der Übertragungs-Bits, die eine niedrigere Fehlerrate benötigen, für die erste Untergruppe von Übertragungs-Bits und durch Auswählen der verbleibenden Übertragungs-Bits für die zweite Untergruppe von Übertragungs-Bits.

Wie in 3 gezeigt empfängt die Abbildungseinheit 14 die erste Untergruppe von Übertragungs-Bits von der Aufteilungseinheit 12 und bildet operativ die erste Untergruppe von 2·log₂(M₁) Übertragungs-Bits auf einen Konstellationsvektor [A_kB_k] des differenziellen Übertragungs-Diversity-Codierungsschemas ab gemäß A_k = d_2t+1d(0)* + d_2t+2d(0)* B_k = –d_2t+1d(0) + d_2t+2d(0)(7) wobei

d_i Konstellationselemente eines M₁-stufigen Phasenumtastungs-PSK-Modulierungsschemas sind, das von der Abbildungseinheit unterstützt wird; und

d(0) ein frei auswählbarer Referenzpunkt des M₁-stufigen Phasenumtastungs-PSK-Modulierungsschemas ist.

Wie in 3 gezeigt, wird der Konstellationsvektor [A_kB_k], der in der Abbildungseinheit 14 erzeugt wird, weitgeleitet zu der Codierungseinheit 16, die operativ differenzielle Codierung durchführt, die erreicht wird gemäß: (s_2t+1s_2t+2) = A_k(x_2t-1x_2t) + B_k(–x*_2tx*_2t-1)(8) wobei

t ein Zeitindex ist; und

(x_2t-1x_2t) ein Übertragungssymbolvektor gemäß der zuvor übertragenen Matrix ist.

Im Folgenden wird der Betrieb der Skalierungseinheit 18 mit Bezug auf 3 erklärt. Im Genaueren wird dargestellt, dass gemäß der vorliegenden Erfindung die zweite Untergruppe von Übertragungs-Bits in eine Längendifferenz von zwei aufeinanderfolgenden Übertragungssymbolvektoren codiert ist.

Wie in 3 gezeigt umfasst die Skalierungseinheit eine Längenmodfizierungseinheit 24, eine Längenexponenteinstellungseinheit 26, eine Längenexponentberechnungseinheit 28 und optional einen Längenexponentenspeicher 30.

Operativ ist die Längenmodifizierungseinheit 24 angepasst zum Erreichen von Skalierung der Übertragungssymbolvektorlänge auf eine zyklische Art und Weise als eine Funktion der Länge eines zuvor übertragenen Übertragungssymbolvektors und der zweiten Gruppe von Übertragungs-Bits. Im Genaueren wird die Skalierungsübertragungssymbolvektorlänge erreicht gemäß:

Daher hat gemäß der vorliegenden Erfindung die quadrierte Länge des Übertragungssymbolvektors M₂ mögliche Werte

Daher wird in Abhängigkeit von den log₂(M₂) Bits in der zweiten Untergruppe von Übertragungs-Bits die Übertragungsvektorlänge zyklisch erhöht/erniedrigt um einen Faktor von ±1, a, a², ..., oder

Wie oben dargestellt und wie in Tabelle 1 gezeigt hängt der Wert des Längenexponenten q_k von der zweiten Untergruppe von Übertragungs-Bits

Für das in Tabelle 1 gezeigte Beispiel ist die Beziehung, die aufgebaut ist zwischen Bit-Mustern, die Bit-Permutationen für die zweite Untergruppe von Übertragungs-Bits repräsentiert, und die Werte von &dgr;_k: 00→0, 01→1, 10→2, und 11→3. Hier sollte angemerkt werden, dass diese Beziehung frei modifiziert werden kann, solange die Beziehung zwischen den Bit-Permutationen der zweiten Untergruppe von Übertragungs-Bits und die Werte von &dgr;_k einmalig ist.

Sobald eine weitere Längenerhöhung eines Übertragungssymbolvektors in einer Länge resultieren würde, die die obere Grenze von

Wie in 3 gezeigt, berechnet die in 3 gezeigte Längenexponenteinstellungseinheit 26 operativ einen Satz von M₂ Skalierungsfaktoren &dgr;_k ∊ {0, ..., M₂ – 1} aus einem Satz von Bit-Mustern

Ferner baut die Längenexponenteinstellungseinheit 26 operativ eine vorbestimmte Beziehung zwischen Bit-Musters der zweiten Gruppe von Übertragungs-Bits

Es ist anzumerken, dass die Längenexponentanstellungseinheit 26 lediglich einmal aktiviert wird vor dem Start der differenziellen Mehrfachübertragungs-Diversity-Übertragung bei der Vorbereitung der Codierung der zweiten Untergruppe von Übertragungs-Bits. Die Ergebnisse, die von der Längenexponenteinstellungseinheit 26 erzeugt werden, können in dem Längenexponentspeicher 30 gespeichert werden für die anschließende Verwendung während der Codierung der zweiten Untergruppe von Übertragungs-Bits. Alternativ und unter der Annahme, dass die Anzahl log₂(M₂) von Bits in der zweiten Untergruppe von Übertragungs-Bits variieren kann während differenzieller Mehrfachübertragungs-Diversity-Übertragung, kann die Längenexponenteinstellungseinheit 26 aktiviert werden mit jeder Veränderung der Anzahl von log₂(M₂) von Bits in der zweiten Untergruppe von Übertragungs-Bits.

Ferner verwendet die in 3 gezeigte Längenexponentberechnungseinheit 28 operativ die Ergebnisse, die erzeugt werden durch die Längenexponenteinstellungseinheit, für Echtzeitcodierung der zweiten Untergruppe von Übertragungs-Bits während der differenziellen Mehrfachübertragungs-Diversity-Übertragung. Bis hierhin bildet die Längenexponentenberechnungseinheit 28 Übertragungs-Bits der zweiten Gruppe von Übertragungs-Bits

5 zeigt ein detailliertes schematisches Diagramm des Überträgers zum Erreichen von differenzieller Übertragungs-Diversity mit multiplen Längen gemäß der vorliegenden Erfindung. Die Elemente, die oben mit Bezug auf 3 und 4 erklärt wurden, sind gekennzeichnet mit den gleichen Bezugszeichen, und eine Erklärung dieser wird weggelassen.

Wie in 5 gezeigt, umfasst die Codierungseinheit einen ersten Multiplizierer 32, einen zweiten Multiplizierer 34, einen Addierer 36, einen dritten Multiplizierer und eine Verzögerungseinheit 40.

Operativ ist die Verzögerungseinheit 40 angepasst zum Speichern einer orthogonalen Anordnung gemäß einem vorangehend übertragenen Übertragungssymbolvektor. Die zugehörigen Konstellationselemente bilden die Basis zum Bearbeiten der Gleichung (8) über den ersten Multiplizierer 32, den zweiten Multiplizierer 34 und den Addierer 38.

Ferner wird das erzeugte Zwischenergebnis weitergeleitet zu dem dritten Multiplizierer zum Durchführen der Gleichung (9). Dann wird zur Zeit 2t+1 eine neue orthogonale Anordnung so eingestellt, dass das Symbol x_2t+1 übertragen wird von Antenne eins und simultan wird x_2t+2 von Antenne zwei übertragen. Im nächsten Zeitschlitz wird –x*2t+2 übertragen von Antenne 1 und x*2t+2 von Antenne zwei. Es sollte angemerkt werden, dass eine Referenz-Raum-Zeit-Blockcodematrix

Im Folgenden werden unterschiedliche Aspekte und eine bevorzugte Ausführungsform des differenziellen Diversity-Empfangs mit multiplen Längen gemäß der vorliegenden Erfindung erklärt. Bisher wurde angenommen, dass Übertragungssymbole Informationen tragen, die codiert sind durch Abbilden einer ersten Untergruppen von Übertragungs-Bits auf Konstellationspunkte eines differenziellen Übertragungs-Diversity-Schemas von einer orthogonalen Anordnung zum Codieren der ersten Untergruppe von Übertragungs-Bits, anschließender differenzieller Codierung der Konstellationspunkte und zuvor übertragener Übertragungssymbole zum Aufbauen eines Übertragungssymbolvektors, und Skalierung einer Länge des Übertragungssymbolvektors zum Codieren einer zweiten Untergruppe von Übertragungs-Bits, wie oben dargestellt.

6 zeigt ein Schemadiagramm eines differenziellen Mehrfach-Diversity-Empfängers 42 gemäß der vorliegenden Erfindung.

Wie in 6 gezeigt, umfasst der differenzielle Mehrfach-Diversity-Empfänger 42 eine Vektorerzeugungseinheit 44, eine Kombinationseinheit 46, einen ersten Ausgabedetektor 48 und einen zweiten Ausgabedetektor 50.

7 zeigt ein Flussdiagramm des Betriebs für den differenziellen Mehrfach-Diversity-Empfänger 42, der in 6 gezeigt ist.

Wie in Schritt 7 gezeigt, organisiert in einem Schritt S18 die Vektorerzeugungseinheit 44 Übertragungssymbole in einer Vielzahl von Empfangsvektoren gemäß einem vorbestimmten Schema. In einem Schritt S20 kombiniert die Kombinationseinheit 46 die Empfangsvektoren, die ausgegeben werden über die Vektorerzeugungseinheit 44, zum Bestimmen von mindestens einer ersten Entscheidungsvariablen und einer zweiten Entscheidungsvariablen in Bezug auf die erste Untergruppe von Übertragungs-Bits und ferner zum Bestimmen einer dritten Entscheidungsvariable in Bezug auf die zweite Untergruppe von Übertragungs-Bits. Dann bestimmt in Schritt S22 der erste Ausgabedetektor 48 eine erste Entscheidungsausgabe in Bezug auf die erste Untergruppe von Übertragungs-Bits auf der Basis von jeweils der ersten Entscheidungsvariable und der zweiten Entscheidungsvariable. Schließlich bestimmt in Schritt S24 der zweite Ausgabedetektor 50 eine zweite Detektierungsausgabe in Bezug auf die zweite Untergruppe von Übertragungs-Bits auf der Basis der dritten Entscheidungsvariablen.

Im Genaueren ist die in 6 gezeigte Vektorerzeugungseinheit 44 angepasst zum Erzeugen von Vektoren gemäß

Unter Berücksichtigung der oben dargestellten Prinzipien der differenziellen Raum-Zeit-Blockcodes werden diese empfangenen Vektoren in Beziehung gesetzt zu den folgenden Übertragungssymbolvektoren:

Ferner kann das Rauschen, das während der Übertragung der Übertragungssymbolvektoren überlagert ist, repräsentiert werden über Rauschvektoren gemäß

Ferner wird im Folgenden ein lineares Systemverhalten, das den Mehrfacheingangs-Mehrfachausgangs-Übertragungskanal modelliert, repräsentiert durch eine Matrix H~ .

In Anbetracht des oben gesagten wird der Kombinationsschritt S20, der operativ ausgeführt wird über die in 6 gezeigte Kombinationseinheit 46, zum Bestimmen einer ersten Entscheidungsvariablen y^ ₁, einer zweiten Entscheidungsvariablen y^ ₂ und einer dritten Entscheidungsvariablen y^ ₃ erreicht gemäß: y^₁ = yHky_k+1;(18) y^₂ = yHky_k+1;(19) und

wobei

8 zeigt eine Implikation der Linearsystemmodellierung des Mehrfacheingangs-Mehrfachausgangs-Übertragungskanal und zugehöriger Kombination der empfangenen Vektoren zum Bestimmen von Entscheidungsvariablen.

Für die Detektierung der ersten 2log₂(M₁) Bits hat die einfache Kombination gemäß der Gleichung (18) und (19), wie in 8 gezeigt, den abnehmenden Mehrfacheingangs-Mehrfachausgangs-Kanal in zwei parallele Einzeleingang-Einzelausgang-Kanäle transformiert, wo ein resultierender Kanalkoeffizient gegeben ist durch

Ferner ist zusätzliches Rauschen in den äquivalenten Kanälen

9 zeigt ein weiteres detailliertes Schemablockdiagramm des Differenziellen-Mehrfach-Diversity-Empfängers, der in 6 gezeigt ist.

Wie in 9 gezeigt, sind die empfangenen Vektoren y_k+1, y_k und y_k, die in dem Vektorerzeuger 44 erzeugt sind, in die Kombinationseinheit 46 eingegeben zum Bestimmen der ersten Entscheidungsvariable y^ ₁, der zweiten Entscheidungsvariable y^ ₂ und der dritten Entscheidungsvariablen y^ ₃.

Wie in 9 gezeigt, umfasst die Kombinationseinheit 46 eine erste Einheit, die den Vektor y_k+1 an deren Eingang empfängt, und angepasst ist zum Transponieren eines komplexwertigen Vektors und zum Modifizieren jedes Vektorelements zur Komplexkonjugierten davon, die im folgenden kurz als H Einheit 52 bezeichnet wird. Ferner umfasst die Kombinationseinheit 46 eine zweite H-Einheit 54, die den Vektor y_k an deren Eingang empfängt. Ferner umfasst die Kombinationseinheit 46 eine dritte H-Einheit 56, die an deren Eingang den Vektor y_k empfängt.

Wie in 9 gezeigt, werden die Ausgabe der dritten H-Einheit 56 und der empfangene Vektor y_k dem ersten Multiplizierer 58 der Kombinationseinheit 46 zugeführt. Die Ausgabe des ersten Multiplizierers 58 bildet die erste Entscheidungsvariable y^ ₁.

Wie in 9 gezeigt, wird die Ausgabe der ersten H-Einheit 54 und der empfangene Vektor y_k dem zweiten Multiplizierer 60 der Kombinationseinheit 46 zugeführt. Die Ausgabe des zweiten Multiplizierers 60 bildet die zweite Entscheidungsvariable y^ ₂.

Wie in 9 gezeigt, werden der empfangene Vektor y_k und die konjugiert Komplexe davon, die von der zweiten H-Einheit 54 ausgegeben wird, multipliziert durch einen dritten Multiplizierer 62 der Kombinationseinheit 46. Ferner werden der empfangene Vektor y_k+1 und die konjugiert Komplexe davon, die von der ersten H-Einheit 52 ausgegeben wird, multipliziert durch einen vierten Multiplizierer 64 der Kombinationseinheit 46. Die Ausgabe des vierten Multiplizierers 64 wird durch die Ausgabe des dritten Multiplizierers 62 durch einen Teiler 66 geteilt, dessen Ausgabe die dritte Entscheidungsvariable y^ ₃ bildet.

Wie in 9 gezeigt, werden die erste Entscheidungsvariable y^ ₁ und die zweite Entscheidungsvariable y^ ₂ dem ersten Ausgabedetektor 48, der in 6 gezeigt ist, zugeführt, und werden mit Bezug auf die erste Untergruppe von Übertragungs-Bits bearbeitet. Hier kann der erste Ausgabedetektor 48 entweder vom festen oder weichen Detektierungstyp sein, wie detailliert im Folgenden dargestellt wird. Im letzten Fall wird der erste Ausgabedetektor 48 einen Vektor L(1)a von a priori log-Wahrscheinlichkeitswerten empfangen, der mit der ersten Untergruppe von Übertragungs-Bits korrespondiert. Der Vektor L(1)a der a priori log-Wahrscheinlichkeitswerte kann bekannt sein beispielsweise von Informationsquellenstatistiken oder erzeugt werden durch Turbo-Rückkopplung. Die Ausgabe des ersten Ausgabedetektors 48 ist eine Anzahl von 2log₂(M₁) Bit-Entscheidungen, die der ersten Untergruppe von Übertragungs-Bits entspricht.

Wie in 9 gezeigt, wird die dritte Entscheidungsvariable y^ ₃ dem zweiten Ausgabedetektor 48, der in 6 gezeigt ist, zugeführt, und wird mit Bezug auf die zweite Untergruppe von Übertragungs-Bits bearbeitet. Hier kann auch der zweite Ausgabedetektor 48 entweder vom festen oder weichen Entscheidungstyp sein, wie detailliert im Folgenden dargelegt wird. In dem letzten Fall wird der zweite Ausgabedetektor 50 einen Vektor L(2)a von a priori log-Wahrscheinlichkeitswerten empfangen, der der zweiten Untergruppe von Übertragungs-Bits entspricht. Der Vektor L(2)a von a priori log-Wahrscheinlichkeitswerten kann wieder bekannt sein beispielsweise von Informationsquellenstatistiken oder kann erzeugt werden durch Turbo-Rückkopplung. Die Ausgabe des zweiten Ausgabedetektors 50 ist eine Zahl von log₂(M₂) Bit-Entscheidungen, die der zweiten Untergruppe von Übertragungs-Bits entspricht.

Vor der Erklärung von Details von differenziellen Diversity-Empfang mit mehrfacher Länge gemäß der vorliegenden Erfindung werden im Folgenden die Ausdrücke, die für die Bestimmung der oberen Entscheidungsvariablen gegeben werden, weiter analysiert. Dies wird die Basis für die folgende Erklärung der Ausgabedetektierung im Sinn der vorliegenden Erfindung bilden.

Unter Verwendung des Linearsystemmodels des Mehrfacheingangs-Mehrfachausgangs-Kanals können die empfangenen Vektoren repräsentiert werden gemäß: y_k = H~x_k + n_k,(23) y_k+1 = H~x_k+1 + n_k+1,(24) y_k = H~x_k + n_k.(25)

Die Matrix H~ erfüllt

Aus (23) und (24) ist das Ergebnis der ersten Entscheidungsvariable y^ ₁ y^₁ = yHky_k+1 = xHkH~^HH~x_k+1 + xHkH~^Hn_k+1 + nHkH~x_k+1 + nHk n_k+1.(27)

Unter Verwendung von (26) und (15) wird der erste Ausdruck in (27)

Um B_k zu detektieren, kann gleichfalls die zweite Entscheidungsvariable y^ ₂ repräsentiert werden gemäß y^₂ = yHky_k+1 = xHkH~^HH~x_k+1 + xHkH~^Hn_k+1 + nHkH~x_k+1 + nHkn_k+1.(29)

Ähnlich wie für y^ ₁ wird unter Verwendung von (26) und (15) der erste Ausdruck in (29)

Um die letzten log₂(M₂) Bits in der zweiten Untergruppe von Übertragungs-Bits zu detektieren, kann die dritte Entscheidungsvariable y^ ₃ repräsentiert werden gemäß

Im Folgenden wird die Verwendung der Entscheidungsvariablen y^ ₃, y^ ₃ und y^ ₃, wie oben dargestellt, während des Prozesses der Ausgabedetektierung mit Bezug auf 10 und 11 beschrieben.

Wie in 10 gezeigt, umfasst die erste feste Ausgabedetektierungseinheit 68 eine erste Steuerungseinheit 70, eine erste feste Ausgabedetektierungseinheit 72 und eine zweite weiche Ausgabedetektierungseinheit 74.

Wie in 10 gezeigt umfasst die erst feste Ausgabedetektierungseinheit 72 eine Konstellationsanpassungseinheit 76 und eine erste Bit-Demapping-Einheit 78.

Wie in 10 gezeigt umfasst die erste weiche Ausgabedetektierungseinheit 74 eine erste log-Wahrscheinlichkeitsberechnungseinheit 80, die eine erste max-log-Näherungseinheit 82 umfasst. Ferner sind Untereinheiten der ersten weichen Ausgabedetektierungseinheit 74 eine erste Bit-Entscheidungseinheit 84, eine erste Zuverlässigkeitsinformationseinheit 86, eine Einzeleingabe-Einzelausgabe-Kanalabschätzungseinheit 88 und eine erste Näherungseinheit 90.

Wie in 11 gezeigt, umfasst die zweite Ausgabedetektierungseinheit 50 eine zweite Steuerungseinheit 92, eine zweite feste Ausgabedetektierungseinheit 94 und eine zweite weiche Ausgabedetektierungseinheit 96.

Wie in 11 gezeigt umfasst die zweite feste Ausgabedetektierungseinheit 94 eine Skalierungsfaktordetektierungseinheit 98 und eine zweite Bit-Demapping-Einheit 100.

Wie in 11 gezeigt, umfasst die zweite weiche Ausgabedetektierungseinheit 96 eine zweite log-Wahrscheinlichkeitsberechnungseinheit 102, die – gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung – eine zweite max-log-Näherungseinheit 104 umfasst. Ferner sind Untereinheiten der zweiten weichen Ausgabedetektierungseinheit 96 eine zweite Bit-Entscheidungseinheit 106, eine zweite Zuverlässigkeitsinformationseinheit 108 und eine zweite Näherungseinheit 110.

Operativ wird die erste Steuerungseinheit 70 des ersten Ausgabedetektors 48 entweder die erste feste Ausgabedetektierungseinheit 72 oder die erste weiche Ausgabedetektierungseinheit 74 aktivieren in Abhängigkeit der gewünschten Detektierungsqualität und/oder verfügbaren Berechnungsressourcen. Daher hängt ein erster Operationsmodus des ersten Ausgabedetektors 48 von der harten Ausgabedetektierung mit Bezug auf die erste Untergruppe von Übertragungs-Bits ab.

Für die feste Entscheidung auf den 2log₂(M₁) Bits in der ersten Untergruppe von Übertragungs-Bits ist die Konstellationsanpassungseinheit 76 angepasst zum Berechnen des nächsten Konstellationsvektors [A(i), B(i)] zu [y^ ₁ y^ ₂] gemäß

Ferner ist die erste Bit-Demapping-Einheit 78 angepasst zum Berechnen der Bits

Ähnlich wie der erste Ausgabedetektor 48 wird auch die zweite Steuerungseinheit 92 des zweiten Ausgabedetektors 50 entweder die zweite feste Ausgabedetektierungseinheit 94 oder die zweite weiche Ausgabedetektierungseinheit 96 aktivieren, wieder in Abhängigkeit von der gewünschten Detektierungsqualität und/oder verfügbaren Berechnungsressourcen. Daher hängt ein erster Betriebsmodus des zweiten Ausgabedetektors 50 von der harten Ausgabedetektierung mit Bezug auf die zweite Untergruppe von Übertragungs-Bits ab.

Operativ berechnet die Skalierungsfaktordetektierungseinheit 48 eine feste Entscheidung durch Auswählen des Längenfaktors

Ferner ist die zweite Bit-Demapping-Einheit 100 operativ angepasst zum Berechnen der zweiten Untergruppe von Übertragungs-Bits durch Bestimmen des Wertes q_k von

Im Allgemeinen kann in drahtlosen Kommunikationssystemen das differenzielle Übertragungs-Diversity-Schema mit einem äußeren vorwärtsgerichteten Fehlerkorrektur FEC-Code verbunden sein. Daher kann weiche differenzielle Ausgabedetektierung harter Ausgabedetektierung vorzuziehen sein. Wie im Folgenden gezeigt wird, kann weiche Ausgabedetektierung mit Bezug auf differenziellen Mehrfach-Diversity-Empfang zu separaten Entscheidungen auf den ersten 2log2(M1) Bits führen, die den Konstellationsvektor (A_k, B_k) bestimmen, und den übrigen log₂(M₂) Bits, die die Länge des Übertragungssymbolvektors in nachfolgenden Matrizen bestimmen, vorzugsweise die Differenz davon.

Jedoch kann wie bereits oben dargelegt weiche Ausgabedetektierung, wie im Folgenden dargelegt wird, auch kombiniert werden mit fester Ausgabedetektierung über unterschiedliche Untergruppen von Übertragungs-Bits, um einen hybriden Ausgabedetektierungsansatz zu erreichen. Dies kann von besonderem Vorteil sein, wenn unterschiedliche Untergruppen von Übertragungs-Bits Informationen von unterschiedlicher Relevanz beherbergen, die unterschiedliche Niveaus von Fehlerschutz benötigen.

Ferner ist anzumerken, dass weiche Ausgabedetektierung für die erste Untergruppe von Übertragungs-Bits Kenntnis von Kanalparametern h_e und

Wie im Folgenden gezeigt wird, wird dies gemäß der vorliegenden Erfindung erreicht über Annäherung der Werte von

Wie auch im Folgenden gezeigt wird, ermöglicht dieser Ansatz nicht-koherente weiche Ausgabedetektierung ohne Anwendung von Kanalabschätzungstechniken. In Anbetracht von differenziellen Übertragungs-Diversity-Schemata ist die Abschätzung der Varianz pro realer Dimension an jeder Empfangsantenne für tatsächliche Übertragungskanäle nicht obligatorisch, wenn ein äußerer Decoder vom Viterbi Typ mit den weichen Ausgabedetektierungseinheiten verbunden ist. Dies ist so, da die Varianz pro realer Dimension an jeder Empfangsantenne für tatsächliche Übertragungskanäle lediglich ein konstanter Faktor in allen log-Wahrscheinlichkeitswerten ist, die zu dem äußeren Decoder vom Viterbi Typ weitergeleitet werden. Jedoch kann ein solcher konstanter Faktor auf jeden konstanten Wert eingestellt werden und hat keinen Einfluss auf die Ausgabe des äußeren Decoders vom Viterbi Typ.

Über das Obere hinausgehend sollte angemerkt werden, dass während a posteriori Wahrscheinlichkeitswerte des äußeren Decoders vom Viterbi Typ um einen gleichen Faktor selbst mit Anwendung eines Turbo-Schemas skaliert werden, wird dies keine Degeneration verursachen, solange lediglich max-log-Komponenten angewendet werden und keine a priori Information, die außerhalb des Turbo-Schemas erhalten wird, verwendet wird, wie in G. Bauch und V. Franz: A Comparion of Soft-in/Soft-out Algorithm for „Turbo Detection". In International Conference on Telecommunications (ICT), Juni 1998, durch Bezugnahme hiermit aufgenommen, erklärt wurde.

Obwohl nicht obligatorisch sollte angemerkt werden, dass eine weitere Lösung für die oben diskutierte Situation, speziell mit Bezug auf die Werte von h_e und

Operativ ist die erste in 10 gezeigte log-Wahrscheinlichkeitsberechnungseinheit 80 angepasst zum Berechnen von log-Wahrscheinlichkeitswerte für die erste Untergruppe von Übertragungs-Bits gemäß

Ferner ist die erste Bit-Entscheidungseinheit 84, die in 10 gezeigt ist, angepasst zum Bestimmen einer Bit-Entscheidung für die erste Untergruppe von Übertragungs-Bit gemäß u^_k,l = sign(L⁽¹⁾(u^_k,l)).(36)

Ferner ist die Zuverlässigkeitsinformationseinheit 86, die in 10 gezeigt ist, angepasst zum Bestimmen der Zuverlässigkeitsinformation für die erste Untergruppe von Übertragungs-Bits gemäß |L⁽¹⁾(u^_k,l)|.(37)

Wie in 10 gezeigt, enthält gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung die erste log-Wahrscheinlichkeitsberechnungseinheit 80 eine erste max-log-Näherungseinheit 82. Im Folgenden wir die Theorie, die dem Betrieb der ersten max-log-Näherungseinheit 82 zugrunde liegt, erklärt.

Der grundlegende Ausdruck für die Berechnung der log-Wahrscheinlichkeitswert für die erste Untergruppe von Übertragungs-Bits kann umformuliert werden gemäß

Ferner kann diese Gleichung evaluiert werden unter Verwendung des Jacobischen Logarithmus gemäß

Der Ausdruck

Die in 10 gezeigte max-log-Näherung 32 ist angepasst zum Erhalten von max-log-Näherungen von max-Wahrscheinlichkeitswerten für die erste Untergruppe von Übertragungs-Bits durch Vernachlässigen des Korrekturterms f_c in (39) gemäß:

Übertragungs-Diversity-Schemas ist, die zugehörig sind zu Übertragungs-Bits u_k,l(i), die einen Wert von –1 aufweisen;

* ein komplex konjugierter Operator ist;

Re ein Realteiloperator ist; und

T ein Transponierten-Operator ist.

Für die weitere Erklärung des Betriebs der in 10 gezeigten ersten max-log-Näherungseinheit 82 kann hier angenommen werden, dass Näherungen für die Werte des resultierenden Kanalkoeffizienten h_e und zusätzliche Rauschvarianz in einem äquivalenten Übertragungskanal für die erste Untergruppe von Übertragungs-Bits

In Anbetracht der gegebenen Werte für den resultierenden Kanalkoeffizienten h_e und für die zusätzliche Rauschvarianz in dem äquivalenten Übertragungskanal für die erste Untergruppe von Übertragungs-Bits

Wie oben dargestellt, erfordert die Evaluierung von log-Wahrscheinlichkeitsverhältniswerten mit Bezug auf die erste Untergruppe von Übertragungs-Bits eine Annäherung für Werte des resultierenden Kanalkoeffizienten h_e und zusätzlicher Rauschvarianz in einem äquivalenten Übertragungskanal für die erste Untergruppe von Eingangs-Bits

Das Rauschen vernachlässigend und gemäß der vorliegenden Erfindung können Werte von h2e und

Folglich kann

Als Alternative zu dem Oberen kann die in 10 gezeigte Einzeleingangs-Einzelausgangs-Kanalabschätzungseinheit 88 Annäherungen des resultierenden Kanalkoeffizienten h_e und zusätzliche Rauschvarianz in einem äquivalenten Übertragungskanal für die erste Untergruppe von Übertragungs-Bits

Operativ ist die erste in 10 gezeigte log-Wahrscheinlichkeitsberechnungseinheit 80 angepasst zum Berechnen von log-Wahrscheinlichkeitswerte für die erste Untergruppe von Übertragungs-Bits gemäß

Ferner ist die erste Bit-Entscheidungseinheit 106, die in 11 gezeigt ist, angepasst zum Bestimmen einer Bit-Entscheidung für die erste Untergruppe von Übertragungs-Bit gemäß u^_k,l = sign(L⁽²⁾(u^_k,l)).(46)

Ferner ist die Zuverlässigkeitsinformationseinheit 108, die in 11 gezeigt ist, angepasst zum Bestimmen der Zuverlässigkeitsinformation für die erste Untergruppe von Übertragungs-Bits gemäß |L⁽²⁾(u^_k,l)|.(47)

Wie in 11 gezeigt, enthält gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung die erste log-Wahrscheinlichkeitsberechnungseinheit 102 eine erste max-log-Näherungseinheit 104. Im Folgenden wir die Theorie, die dem Betrieb der ersten max-log-Näherungseinheit 104 zugrunde liegt, erklärt.

Für die weiche Ausgabedetektierung der log₂(M₂) Bits in der zweiten Untergruppe von Übertragungs-Bits wird gemäß der vorliegenden Erfindung vorgeschlagen, die Rauschterme n Hk+1 n_k+1 und n Hk n_k und den Logarithmus von (31) zu nehmen logy^₃ = log(xHk+1H~^HH~x_k+1 + xHk+1HH~^Hn_k+1 + nHk+1H~x_k+1) – log(xHkH~^HH~ x_k + xHkH~^Hn_k + nHkH~x_k).(48)

Gleichung (48) kann angenähert werden durch die ersten zwei Terme der Taylorreihe

Das Rauschen in (50) ist weiß und Gauss-verteilt mit einer Varianz

Daher folgt

Aus den Erklärungen der differenziellen Übertragungs-Diversity mit multiplen Längen, die oben gegeben wurde, sollte klar sein, dass nicht alle q(i) die gleiche Wahrscheinlichkeit aufweisen. Gemäß der vorliegenden Erfindung ist dies berücksichtigt als a priori Wahrscheinlichkeit P_a(q(i)) in dem a posteriori log-Wahrscheinlichkeitsverhältnis mit Bezug auf Bits u_k,l, l = 2log₂(M₁) + 1, ..., 2log₂(M₁) + log₂(M₂) in der zweiten Untergruppe von Übertragungs-Bits. Es ist auch anzumerken, dass die a priori Wahrscheinlichkeit auch vernachlässigt werden kann, d. h. logP_a(q(i)) = 0. Der Wert dieses a posteriori log-Wahrscheinlichkeitsverhältnisses ist gegeben durch

Ferner führt die max-log-Näherung aus (53) zu

Wie oben dargelegt, setzt die Evaluierung von log-Wahrscheinlichkeitsverhältniswerte mit Bezug auf die erste Untergruppe von Übertragungs-Bits eine Näherung von Kanalparametern voraus. Das Gleiche gilt auch für die Evaluierung von log-Wahrscheinlichkeitsverhältniswerten mit Bezug auf die zweite Untergruppe von Übertragungs-Bits, im Besonderen für einen Wert von

Die zweite Näherungseinheit 110 gibt operativ diese Näherung von

Es ist anzumerken, dass die log-Wahrscheinlichkeitswerte, die durch diese Repräsentierung und durch die zweite max-log-Näherungseinheit 104, die in 11 gezeigt ist, berechnet sind, um einen Faktor von &sgr;² verglichen mit den tatsächlichen log-Wahrscheinlichkeitswerten skaliert sind. Wie oben dargelegt, stellt dies kein Problem dar, da &sgr;² während der Übertragung eines Frames als konstant angenommen wird.